JP2002325454A - 交流／直流変換装置 - Google Patents
交流／直流変換装置Info
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- JP2002325454A JP2002325454A JP2001123697A JP2001123697A JP2002325454A JP 2002325454 A JP2002325454 A JP 2002325454A JP 2001123697 A JP2001123697 A JP 2001123697A JP 2001123697 A JP2001123697 A JP 2001123697A JP 2002325454 A JP2002325454 A JP 2002325454A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 比較的低い交流電源の電圧を比較的高い直流
定電圧に変換する交流／直流変換装置の損失を低減し、
高効率化を実現する。 【解決手段】 双方向性スイッチ４を高周波数でオンオ
フ制御することにより交流電源１の電圧を昇圧し、この
昇圧した電圧を全波整流回路５が全波整流して出力端子
６Ａ、６Ｂ間に直流定電圧を出力する。
定電圧に変換する交流／直流変換装置の損失を低減し、
高効率化を実現する。 【解決手段】 双方向性スイッチ４を高周波数でオンオ
フ制御することにより交流電源１の電圧を昇圧し、この
昇圧した電圧を全波整流回路５が全波整流して出力端子
６Ａ、６Ｂ間に直流定電圧を出力する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、交流電源を入力
し、その出力端子間に所定の直流定電圧を出力する交流
／直流変換装置に係り、特にその損失を低減する技術に
関するものである。
し、その出力端子間に所定の直流定電圧を出力する交流
／直流変換装置に係り、特にその損失を低減する技術に
関するものである。
【０００２】
【従来の技術および発明が解決しようとする課題】この
種交流／直流変換装置は、例えば、コンピュータ用直流
電源など多くの分野に適用されており、通常、交流電源
を整流する整流回路と、この整流直流電圧を要求される
直流定電圧に変換するスイッチングレギュレータとで構
成される。この場合、例えば、１００Ｖ程度の比較的低
い交流電源の電圧を、４００Ｖ程度の比較的高い直流定
電圧に変換するケースが多いが、変換装置としての容量
が大きくなると、上記整流回路における損失のウエイト
が増大し、装置全体の効率を低下させる要因となってい
た。この発明は以上のような問題点を解消するためにな
されたもので、比較的低い交流電源の電圧を比較的高い
直流定電圧に変換する交流／直流変換装置の損失を低減
し、高効率化を図るものである。
種交流／直流変換装置は、例えば、コンピュータ用直流
電源など多くの分野に適用されており、通常、交流電源
を整流する整流回路と、この整流直流電圧を要求される
直流定電圧に変換するスイッチングレギュレータとで構
成される。この場合、例えば、１００Ｖ程度の比較的低
い交流電源の電圧を、４００Ｖ程度の比較的高い直流定
電圧に変換するケースが多いが、変換装置としての容量
が大きくなると、上記整流回路における損失のウエイト
が増大し、装置全体の効率を低下させる要因となってい
た。この発明は以上のような問題点を解消するためにな
されたもので、比較的低い交流電源の電圧を比較的高い
直流定電圧に変換する交流／直流変換装置の損失を低減
し、高効率化を図るものである。
【０００３】
【課題を解決するための手段】この発明に係る交流／直
流変換装置は、交流電源を入力し、出力端子間に所定の
直流定電圧を出力する交流／直流変換装置であって、上
記交流電源の両端子間に互いに直列に接続された、リア
クトルと双方向のスイッチング動作が可能なスイッチン
グ手段、交流側が上記スイッチング手段の両極間に接続
され直流側が上記出力端子間に接続された全波整流回
路、上記出力端子間に接続されたコンデンサ、および上
記出力端子間の電圧が上記直流定電圧と一致するよう
に、上記交流電源の周波数より十分高い所定の周波数で
上記スイッチング手段をオンオフ制御するスイッチング
制御手段を備えたものである。
流変換装置は、交流電源を入力し、出力端子間に所定の
直流定電圧を出力する交流／直流変換装置であって、上
記交流電源の両端子間に互いに直列に接続された、リア
クトルと双方向のスイッチング動作が可能なスイッチン
グ手段、交流側が上記スイッチング手段の両極間に接続
され直流側が上記出力端子間に接続された全波整流回
路、上記出力端子間に接続されたコンデンサ、および上
記出力端子間の電圧が上記直流定電圧と一致するよう
に、上記交流電源の周波数より十分高い所定の周波数で
上記スイッチング手段をオンオフ制御するスイッチング
制御手段を備えたものである。
【０００４】また、この発明に係る交流／直流変換装置
のスイッチング制御手段は、出力端子間の電圧検出値と
直流定電圧との偏差に交流電源の電圧検出値を乗算した
値を目標値信号、リアクトルの電流検出値を制御量信号
とするフィードバック制御回路を備えたものである。
のスイッチング制御手段は、出力端子間の電圧検出値と
直流定電圧との偏差に交流電源の電圧検出値を乗算した
値を目標値信号、リアクトルの電流検出値を制御量信号
とするフィードバック制御回路を備えたものである。
【０００５】また、この発明に係る交流／直流変換装置
のスイッチング制御手段は、出力端子間の電圧検出値と
直流定電圧との偏差を求め電圧偏差信号を出力する第１
の比較増幅部、交流電源の電圧検出値を全波整流して整
流電圧信号を出力する第１の全波整流部、リアクトルの
電流検出値を全波整流して整流電流信号を出力する第２
の全波整流部、上記第１の比較増幅部の偏差信号を第１
の絶縁信号伝達手段を介して入力し上記整流電圧信号と
乗算して乗算信号を出力する乗算部、上記乗算信号と上
記整流電流信号との偏差を求め電流偏差信号を出力する
第２の比較増幅部、および上記第２の比較増幅部の電流
偏差信号を第２の絶縁信号伝達手段を介して入力しスイ
ッチング手段のオンオフ駆動信号を出力するドライブ回
路を備えたものである。
のスイッチング制御手段は、出力端子間の電圧検出値と
直流定電圧との偏差を求め電圧偏差信号を出力する第１
の比較増幅部、交流電源の電圧検出値を全波整流して整
流電圧信号を出力する第１の全波整流部、リアクトルの
電流検出値を全波整流して整流電流信号を出力する第２
の全波整流部、上記第１の比較増幅部の偏差信号を第１
の絶縁信号伝達手段を介して入力し上記整流電圧信号と
乗算して乗算信号を出力する乗算部、上記乗算信号と上
記整流電流信号との偏差を求め電流偏差信号を出力する
第２の比較増幅部、および上記第２の比較増幅部の電流
偏差信号を第２の絶縁信号伝達手段を介して入力しスイ
ッチング手段のオンオフ駆動信号を出力するドライブ回
路を備えたものである。
【０００６】
【発明の実施の形態】この発明は、交流電源の電圧を整
流する前に、高周波スイッチング動作で電圧を昇圧し、
しかる後、この昇圧低電流化した交流電圧を整流して直
流電圧に変換して出力することにより、従来の低圧大電
流整流における整流器損失の大幅な低減を実現するもの
である。以下、本発明の基本的な構成動作を実施の形態
１として説明し、更に具体的な構成を実施の形態２とし
て説明するものとする。
流する前に、高周波スイッチング動作で電圧を昇圧し、
しかる後、この昇圧低電流化した交流電圧を整流して直
流電圧に変換して出力することにより、従来の低圧大電
流整流における整流器損失の大幅な低減を実現するもの
である。以下、本発明の基本的な構成動作を実施の形態
１として説明し、更に具体的な構成を実施の形態２とし
て説明するものとする。
【０００７】実施の形態１．図１はこの発明の実施の形
態１における交流／直流変換装置を示す構成図である。
図において、１は入力端子２Ａ、２Ｂに接続された、例
えば、１００Ｖの商用周波単相交流電源、３はスイッチ
ング手段としての双方向性スイッチ４と直列にして入力
端子２Ａ、２Ｂ間に接続されたリアクトル、５はその交
流側が双方向性スイッチ４の両極間に接続され直流側が
出力端子６Ａ、６Ｂ間に接続された、ダイオードブリッ
ジからなる全波整流回路、７は出力端子６Ａ、６Ｂ間に
接続されたコンデンサである。
態１における交流／直流変換装置を示す構成図である。
図において、１は入力端子２Ａ、２Ｂに接続された、例
えば、１００Ｖの商用周波単相交流電源、３はスイッチ
ング手段としての双方向性スイッチ４と直列にして入力
端子２Ａ、２Ｂ間に接続されたリアクトル、５はその交
流側が双方向性スイッチ４の両極間に接続され直流側が
出力端子６Ａ、６Ｂ間に接続された、ダイオードブリッ
ジからなる全波整流回路、７は出力端子６Ａ、６Ｂ間に
接続されたコンデンサである。
【０００８】８は出力端子６Ａ、６Ｂ間の出力電圧検出
値Ｖ１とその制御目標電圧となる直流定電圧Ｖｒｅｆと
の偏差を演算し電圧偏差信号Ｙを出力する第１の比較増
幅部、９は入力端子２Ａ、２Ｂ間の入力電圧検出値Ｘと
第１の絶縁カップラー１０を介して第１の比較増幅部８
から入力した電圧偏差信号Ｙとを乗算して乗算信号Ｚを
出力する乗算部、１１は乗算部９からの乗算信号Ｚと電
流検出部１２で検出した入力電流検出値Ｉ１との偏差を
演算し電流偏差信号ΔＩを出力する第２の比較増幅部、
１３は第２の絶縁カップラー１４を介して第２の比較増
幅部１１から入力した電流偏差信号ΔＩを基に双方向性
スイッチ４をオンオフ駆動するドライブ回路である。
値Ｖ１とその制御目標電圧となる直流定電圧Ｖｒｅｆと
の偏差を演算し電圧偏差信号Ｙを出力する第１の比較増
幅部、９は入力端子２Ａ、２Ｂ間の入力電圧検出値Ｘと
第１の絶縁カップラー１０を介して第１の比較増幅部８
から入力した電圧偏差信号Ｙとを乗算して乗算信号Ｚを
出力する乗算部、１１は乗算部９からの乗算信号Ｚと電
流検出部１２で検出した入力電流検出値Ｉ１との偏差を
演算し電流偏差信号ΔＩを出力する第２の比較増幅部、
１３は第２の絶縁カップラー１４を介して第２の比較増
幅部１１から入力した電流偏差信号ΔＩを基に双方向性
スイッチ４をオンオフ駆動するドライブ回路である。
【０００９】次に動作について説明する。図１の制御回
路は、交流電源１の電圧、電流が同位相となる、即ち、
交流電源１から見た力率が１．０となるように、かつ、
出力電圧検出値Ｖ１が直流定電圧Ｖｒｅｆに一致するよ
うにフィードバック制御動作がなされる。即ち、交流電
源１からの電圧Ｖａ−ｂは、図２（ａ）に示すように正
弦波状であるが、双方向性スイッチ４を例えば数十ｋＨ
ｚの高周波数でオンオフ駆動することで、リアクトル３
へのエネルギー蓄勢、およびリアクトル３からコンデン
サ７へのエネルギー放勢を繰り返し、交流電源１の電圧
を昇圧した波高値一定の電圧Ｖｃ−ｄが双方向性スイッ
チ４の両極間に発生する。この電圧Ｖｃ−ｄは、図２
（ｂ）に示すように、正弦波電圧Ｖａ−ｂの極性に応じ
て正負に反転する電圧である。全波整流回路５がこの電
圧Ｖｃ−ｄを全波整流し、コンデンサ７が更にこの整流
電圧を平滑化して出力端子６Ａ、６Ｂ間に図２（ｃ）に
示す直流定電圧Ｖｅ−ｆを出力する。
路は、交流電源１の電圧、電流が同位相となる、即ち、
交流電源１から見た力率が１．０となるように、かつ、
出力電圧検出値Ｖ１が直流定電圧Ｖｒｅｆに一致するよ
うにフィードバック制御動作がなされる。即ち、交流電
源１からの電圧Ｖａ−ｂは、図２（ａ）に示すように正
弦波状であるが、双方向性スイッチ４を例えば数十ｋＨ
ｚの高周波数でオンオフ駆動することで、リアクトル３
へのエネルギー蓄勢、およびリアクトル３からコンデン
サ７へのエネルギー放勢を繰り返し、交流電源１の電圧
を昇圧した波高値一定の電圧Ｖｃ−ｄが双方向性スイッ
チ４の両極間に発生する。この電圧Ｖｃ−ｄは、図２
（ｂ）に示すように、正弦波電圧Ｖａ−ｂの極性に応じ
て正負に反転する電圧である。全波整流回路５がこの電
圧Ｖｃ−ｄを全波整流し、コンデンサ７が更にこの整流
電圧を平滑化して出力端子６Ａ、６Ｂ間に図２（ｃ）に
示す直流定電圧Ｖｅ−ｆを出力する。
【００１０】以上のように、この発明では、交流から直
流への整流動作が、昇圧後の段階で行われるので、同一
容量で比較した場合、低圧大電流で整流を行う従来に比
し、この発明では、高圧小電流での整流となり、全波整
流回路５を構成するダイオードのいわゆるフォアドロッ
プが低減してその損失が大幅に減少する。
流への整流動作が、昇圧後の段階で行われるので、同一
容量で比較した場合、低圧大電流で整流を行う従来に比
し、この発明では、高圧小電流での整流となり、全波整
流回路５を構成するダイオードのいわゆるフォアドロッ
プが低減してその損失が大幅に減少する。
【００１１】実施の形態２．図３はこの発明の実施の形
態２における交流／直流変換装置を示す構成図である。
この図３は、先の図１で示す基本構成を更に具体化した
もので、主回路構成としては、図１の回路とほとんど変
わるところがなく、特に制御系に必要な絶縁対策を施し
た点が特徴で、以下、この部分を中心に説明する。
態２における交流／直流変換装置を示す構成図である。
この図３は、先の図１で示す基本構成を更に具体化した
もので、主回路構成としては、図１の回路とほとんど変
わるところがなく、特に制御系に必要な絶縁対策を施し
た点が特徴で、以下、この部分を中心に説明する。
【００１２】先ず、図３右上に示す第１の比較増幅部８
は、出力電圧検出値Ｖ１を抵抗Ｒｆ、Ｒｂで分圧した値
をベース電圧、制御目標電圧に相当するツェナーダイオ
ードＺＤの電圧をエミッタ電圧とするトランジスタＱ３
を備え、そのコレクタから電圧偏差信号Ｙを出力する。
図３左下はフィードバック制御の入力段の部分で、交流
電源１の電圧検出値を全波整流して整流電圧信号Ｘを出
力する第１の全波整流部１５（ＤＴ１）、リアクトル３
の電流検出値を全波整流して整流電流信号Ｉ１を出力す
る第２の全波整流部１６（ＤＴ２）、第１の全波整流部
１５からの整流電圧信号Ｘと第１の絶縁カップラー（ホ
トカプラー）１０を介した第１の比較増幅部８からの電
圧偏差信号Ｙとを乗算して乗算信号Ｚを出力する乗算部
９（Ａ１）、および乗算部９からの乗算信号Ｚと第２の
全波整流部１６からの整流電流信号Ｉ１との偏差を演算
し電流偏差信号ΔＩを出力する第２の比較増幅部１１
（Ａ２）から構成されている。そして、この制御部分へ
は、補助電源回路１７により、交流電源１と絶縁された
制御電源（ＶＣ１）が供給される。
は、出力電圧検出値Ｖ１を抵抗Ｒｆ、Ｒｂで分圧した値
をベース電圧、制御目標電圧に相当するツェナーダイオ
ードＺＤの電圧をエミッタ電圧とするトランジスタＱ３
を備え、そのコレクタから電圧偏差信号Ｙを出力する。
図３左下はフィードバック制御の入力段の部分で、交流
電源１の電圧検出値を全波整流して整流電圧信号Ｘを出
力する第１の全波整流部１５（ＤＴ１）、リアクトル３
の電流検出値を全波整流して整流電流信号Ｉ１を出力す
る第２の全波整流部１６（ＤＴ２）、第１の全波整流部
１５からの整流電圧信号Ｘと第１の絶縁カップラー（ホ
トカプラー）１０を介した第１の比較増幅部８からの電
圧偏差信号Ｙとを乗算して乗算信号Ｚを出力する乗算部
９（Ａ１）、および乗算部９からの乗算信号Ｚと第２の
全波整流部１６からの整流電流信号Ｉ１との偏差を演算
し電流偏差信号ΔＩを出力する第２の比較増幅部１１
（Ａ２）から構成されている。そして、この制御部分へ
は、補助電源回路１７により、交流電源１と絶縁された
制御電源（ＶＣ１）が供給される。
【００１３】図３右下に示すドライブ回路１３は、第２
の絶縁カップラー（ホトカプラー）１４を介して第２の
比較増幅部１１から入力する電流偏差信号ΔＩと三角波
発生器ＰＧからのキャリア信号とを入力してＰＷＭ制御
により、一対のＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ２からなる双方向
性スイッチ４にゲート信号を供給するＰＷＭ回路１８
（Ａ３）を備えている。そして、この制御部分へは、補
助電源回路１７により、交流電源１は勿論、制御電源Ｖ
Ｃ１とも絶縁された制御電源ＶＣ２が供給される。
の絶縁カップラー（ホトカプラー）１４を介して第２の
比較増幅部１１から入力する電流偏差信号ΔＩと三角波
発生器ＰＧからのキャリア信号とを入力してＰＷＭ制御
により、一対のＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ２からなる双方向
性スイッチ４にゲート信号を供給するＰＷＭ回路１８
（Ａ３）を備えている。そして、この制御部分へは、補
助電源回路１７により、交流電源１は勿論、制御電源Ｖ
Ｃ１とも絶縁された制御電源ＶＣ２が供給される。
【００１４】以上のように、この実施の形態２において
は、その制御系が主回路構成に応じて必要な絶縁処理が
なされているので、高効率が得られるとともに、簡便な
部品構成で実用性が高く、円滑な信頼性の高い制御動作
が実現する。なお、図３に示した各部品構成は一実施例
にすぎず、装置としての容量や要求性能に応じて種々の
変形構成を採用し得ることは当然である。
は、その制御系が主回路構成に応じて必要な絶縁処理が
なされているので、高効率が得られるとともに、簡便な
部品構成で実用性が高く、円滑な信頼性の高い制御動作
が実現する。なお、図３に示した各部品構成は一実施例
にすぎず、装置としての容量や要求性能に応じて種々の
変形構成を採用し得ることは当然である。
【００１５】
【発明の効果】以上のように、この発明に係る交流／直
流変換装置は、交流電源を入力し、出力端子間に所定の
直流定電圧を出力する交流／直流変換装置であって、上
記交流電源の両端子間に互いに直列に接続された、リア
クトルと双方向のスイッチング動作が可能なスイッチン
グ手段、交流側が上記スイッチング手段の両極間に接続
され直流側が上記出力端子間に接続された全波整流回
路、上記出力端子間に接続されたコンデンサ、および上
記出力端子間の電圧が上記直流定電圧と一致するよう
に、上記交流電源の周波数より十分高い所定の周波数で
上記スイッチング手段をオンオフ制御するスイッチング
制御手段を備えたので、特に整流動作に伴う損失が低減
し、装置としての効率が改善される。
流変換装置は、交流電源を入力し、出力端子間に所定の
直流定電圧を出力する交流／直流変換装置であって、上
記交流電源の両端子間に互いに直列に接続された、リア
クトルと双方向のスイッチング動作が可能なスイッチン
グ手段、交流側が上記スイッチング手段の両極間に接続
され直流側が上記出力端子間に接続された全波整流回
路、上記出力端子間に接続されたコンデンサ、および上
記出力端子間の電圧が上記直流定電圧と一致するよう
に、上記交流電源の周波数より十分高い所定の周波数で
上記スイッチング手段をオンオフ制御するスイッチング
制御手段を備えたので、特に整流動作に伴う損失が低減
し、装置としての効率が改善される。
【００１６】また、この発明に係る交流／直流変換装置
のスイッチング制御手段は、出力端子間の電圧検出値と
直流定電圧との偏差に交流電源の電圧検出値を乗算した
値を目標値信号、リアクトルの電流検出値を制御量信号
とするフィードバック制御回路を備えたので、交流電源
から見た装置の力率が大幅に向上する。
のスイッチング制御手段は、出力端子間の電圧検出値と
直流定電圧との偏差に交流電源の電圧検出値を乗算した
値を目標値信号、リアクトルの電流検出値を制御量信号
とするフィードバック制御回路を備えたので、交流電源
から見た装置の力率が大幅に向上する。
【００１７】また、この発明に係る交流／直流変換装置
のスイッチング制御手段は、出力端子間の電圧検出値と
直流定電圧との偏差を求め電圧偏差信号を出力する第１
の比較増幅部、交流電源の電圧検出値を全波整流して整
流電圧信号を出力する第１の全波整流部、リアクトルの
電流検出値を全波整流して整流電流信号を出力する第２
の全波整流部、上記第１の比較増幅部の偏差信号を第１
の絶縁信号伝達手段を介して入力し上記整流電圧信号と
乗算して乗算信号を出力する乗算部、上記乗算信号と上
記整流電流信号との偏差を求め電流偏差信号を出力する
第２の比較増幅部、および上記第２の比較増幅部の電流
偏差信号を第２の絶縁信号伝達手段を介して入力しスイ
ッチング手段のオンオフ駆動信号を出力するドライブ回
路を備えたので、簡便な部品構成で実用性が高く、円滑
な信頼性の高い制御動作が実現する。
のスイッチング制御手段は、出力端子間の電圧検出値と
直流定電圧との偏差を求め電圧偏差信号を出力する第１
の比較増幅部、交流電源の電圧検出値を全波整流して整
流電圧信号を出力する第１の全波整流部、リアクトルの
電流検出値を全波整流して整流電流信号を出力する第２
の全波整流部、上記第１の比較増幅部の偏差信号を第１
の絶縁信号伝達手段を介して入力し上記整流電圧信号と
乗算して乗算信号を出力する乗算部、上記乗算信号と上
記整流電流信号との偏差を求め電流偏差信号を出力する
第２の比較増幅部、および上記第２の比較増幅部の電流
偏差信号を第２の絶縁信号伝達手段を介して入力しスイ
ッチング手段のオンオフ駆動信号を出力するドライブ回
路を備えたので、簡便な部品構成で実用性が高く、円滑
な信頼性の高い制御動作が実現する。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の実施の形態１における交流／直流
変換装置を示す構成図である。
変換装置を示す構成図である。
【図２】 交流／直流変換装置の各部の電圧波形を示す
図である。
図である。
【図３】 この発明の実施の形態２における交流／直流
変換装置を示す構成図である。
変換装置を示す構成図である。
１ 交流電源、３ リアクトル、４ 双方向性スイッ
チ、５ 全波整流回路、６Ａ，６Ｂ 出力端子、７ コ
ンデンサ、８ 第１の比較増幅部、９ 乗算部、１０
第１の絶縁カップラー、１１ 第２の比較増幅部、１２
電流検出部、１３ ドライブ回路、１４ 第２の絶縁
カップラー、１５ 第１の全波整流部、１６ 第２の全
波整流部、Ｉ１ 入力電流検出値、Ｖ１ 出力電圧検出
値、Ｖｒｅｆ 直流定電圧、Ｘ 入力電圧検出値、Ｙ
電圧偏差信号、Ｚ 乗算信号、ΔＩ 電流偏差信号。
チ、５ 全波整流回路、６Ａ，６Ｂ 出力端子、７ コ
ンデンサ、８ 第１の比較増幅部、９ 乗算部、１０
第１の絶縁カップラー、１１ 第２の比較増幅部、１２
電流検出部、１３ ドライブ回路、１４ 第２の絶縁
カップラー、１５ 第１の全波整流部、１６ 第２の全
波整流部、Ｉ１ 入力電流検出値、Ｖ１ 出力電圧検出
値、Ｖｒｅｆ 直流定電圧、Ｘ 入力電圧検出値、Ｙ
電圧偏差信号、Ｚ 乗算信号、ΔＩ 電流偏差信号。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H006 AA02 CA02 CA06 CA07 CB01 CB08 CC01 CC08 DA02 DA04 DB01 DC02 DC05
Claims (3)
- 【請求項１】 交流電源を入力し、出力端子間に所定の
直流定電圧を出力する交流／直流変換装置であって、 上記交流電源の両端子間に互いに直列に接続された、リ
アクトルと双方向のスイッチング動作が可能なスイッチ
ング手段、交流側が上記スイッチング手段の両極間に接
続され直流側が上記出力端子間に接続された全波整流回
路、上記出力端子間に接続されたコンデンサ、および上
記出力端子間の電圧が上記直流定電圧と一致するよう
に、上記交流電源の周波数より十分高い所定の周波数で
上記スイッチング手段をオンオフ制御するスイッチング
制御手段を備えたことを特徴とする交流／直流変換装
置。 - 【請求項２】 スイッチング制御手段は、出力端子間の
電圧検出値と直流定電圧との偏差に交流電源の電圧検出
値を乗算した値を目標値信号、リアクトルの電流検出値
を制御量信号とするフィードバック制御回路を備えたこ
とを特徴とする請求項１記載の交流／直流変換装置。 - 【請求項３】 スイッチング制御手段は、出力端子間の
電圧検出値と直流定電圧との偏差を求め電圧偏差信号を
出力する第１の比較増幅部、交流電源の電圧検出値を全
波整流して整流電圧信号を出力する第１の全波整流部、
リアクトルの電流検出値を全波整流して整流電流信号を
出力する第２の全波整流部、上記第１の比較増幅部の偏
差信号を第１の絶縁信号伝達手段を介して入力し上記整
流電圧信号と乗算して乗算信号を出力する乗算部、上記
乗算信号と上記整流電流信号との偏差を求め電流偏差信
号を出力する第２の比較増幅部、および上記第２の比較
増幅部の電流偏差信号を第２の絶縁信号伝達手段を介し
て入力しスイッチング手段のオンオフ駆動信号を出力す
るドライブ回路を備えたことを特徴とする請求項２記載
の交流／直流変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001123697A JP2002325454A (ja) | 2001-04-23 | 2001-04-23 | 交流／直流変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001123697A JP2002325454A (ja) | 2001-04-23 | 2001-04-23 | 交流／直流変換装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002325454A true JP2002325454A (ja) | 2002-11-08 |
Family
ID=18973206
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001123697A Pending JP2002325454A (ja) | 2001-04-23 | 2001-04-23 | 交流／直流変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2002325454A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP3512070B1 (en) * | 2018-01-12 | 2023-09-06 | Robertshaw Italy S.r.L. | Power supply circuit |
-
2001
- 2001-04-23 JP JP2001123697A patent/JP2002325454A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP3512070B1 (en) * | 2018-01-12 | 2023-09-06 | Robertshaw Italy S.r.L. | Power supply circuit |
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