JP2002272093A - アクティブ型力率改善回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】入力電流の大小にかかわらず入力電圧がゼロボ
ルト付近での適切なデッドタイムの設定を可能とする。 【解決手段】制御回路５に電流誤差増幅器１０の出力を
非反転入力端子に抵抗Ｒ４を介して帰還接続した帰還回
路を設け、パルス幅変調信号のパルス幅に略比例して非
反転入力端子に加わる乗算器８の信号レベを変化させる
ことにより入力電圧Ｅｉの零電圧付近でインバータ素子
４のオン、オフ制御が停止するデッドタイムを可変させ
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチングレギ
ュレータ電源装置の入力段に設けられＡＣラインに対す
る雑音低減と負荷側に対し力率を改善するアクティブ型
力率改善回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、スイッチングレギュレータ電源装
置の入力段に配置されるアクティブ型力率改善回路とし
ては例えば図５に示す昇圧チョッパ回路を用いたものが
ある。

【０００３】図５において、昇圧チョッパ回路は、入力
コンデンサＣ１、昇圧チョークコイルＬ、ＭＯＳＦＥＴ
等を用いたインバータ素子２、整流ダイオードＤ、及び
出力側に設けた平滑コンデンサＣ２で構成される。

【０００４】インバータ素子４は制御回路５によりＰＷ
Ｍ制御されている。制御回路５は、出力検出電圧Ｅｏと
基準電圧Ｖｒｅｆとの電圧誤差信号ｅ１を出力する電圧
誤差増幅器６と、電圧誤差信号ｅ１と入力電圧検出信号
Ｅｉとを乗算する乗算器８と、乗算器８からの出力信号
ｅ２を反転入力端子に入力すると共に非反転入力端子に
入力電流検出回路９からの入力電流検出信号ｅ３を入力
して電流誤差信号ｅ４を出力する電流誤差増幅器１０
と、電流誤差信号ｅ４と三角波発振器からの三角波信号
ｅ５とを比較して電流誤差信号ｅ４に応じてパルス幅が
変化するパルス幅変調信号ｅ５をインバータ素子４に入
力してオン、オフ制御するパルス幅変調回路１１とを備
える。

【０００５】この昇圧チョッパ回路を使用したアクティ
ブ型力率改善回路は、交流電圧Ｅｉを入力端子１ａ，１
ｂ入力し、昇圧した直流電圧Ｅｏを出力端子２ａ，２ｂ
から次段のスイッチングレギュレータ電源装置に出力す
る。

【０００６】ＰＷＭコンパレータ１１よりインバータ素
子４がオンすると、入力交流電圧Ｅｉにより昇圧チョー
クコイルＬに電流を流してエネルギーを蓄積し、続いて
インバータ素子４がオフすると、昇圧チョークコイルＬ
に蓄積したエネルギーにより電流を昇圧整流ダイオード
Ｄを通して整流し、平滑用コンデンサＣ２にエネルギー
を移り、これを繰り返している。

【０００７】このためインバータ素子４をオンした時に
インバータ電流ｉＱが流れ、次にインバータ素子４をオ
フした時に整流電流ｉＤが流れ、そのため昇圧チョーク
コイルＬには両方を合成した鋭い三角波のチョーク電流
ｉＬが流れ、これが繰り返される。

【０００８】このためインバータ素子４のオン、オフ制
御によって入力交流電圧Ｅｉの電圧波形に比例したピー
ク値をもつチョーク電流ｉＬが昇圧チョークコイルＬに
流れ、この場合、チョーク電流ｉＬの平均電流は、交流
電圧波形Ｅｉに近い入力電流波形となり、これによって
交流電圧波形と交流電流波形の位相をほぼ同相にして力
率を１に近づけている。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな従来のアクティブ型力率改善回路にあっては、入力
電圧を昇圧して力率を改善する動作を行っているが、入
力電圧がゼロボルト付近のときも昇圧電圧まで昇圧させ
ようと動作するため、ＭＯＳ−ＦＥＴ等を用いたインバ
ータ素子４の発熱が大きくなってしまう問題がある。

【００１０】そこで従来回路にあっては、定電圧源１５
から抵抗Ｒ８を介して電流誤差増幅器１２の反転入力端
子にある固定電圧をバイアス電圧Ｅｂとして加えること
で、入力電圧のゼロボルト付近で昇圧動作を行わないデ
ッドタイムを設けている。

【００１１】しかしながら、このような固定バイアスを
行う場合には、入力電圧が低くまた出力電力が大きくな
ることで入力電流が多い場合には、力率の改善や入力電
流の高調波成分にとって影響は少ないが、入力電圧が高
くまた出力電力が少なくなることで入力電流が少ない場
合には、力率が悪くなったり、入力電流の高調波成分が
大きくなってしまう問題がある。

【００１２】図６（Ａ）は入力電流が多い時であり、パ
ルス幅変調回路１１によるインバータ素子４のオン、オ
フ制御により流れる理想的なチョーク電流ｉＬを示して
おり、入力電圧Ｅｉに追従するように電流ピーク値が変
化している。ここで固定的なバイアス電圧Ｅｂが加わる
ことで、その分、入力電圧Ｅｉに応じた乗算信号ｅ２が
低下して入力電圧Ｅｉｂ相当の信号となり、図６（Ｂ）
のようにパルス幅変調回路１１の動作が停止するデッド
タイムＴｄ３が生ずる。

【００１３】図６（Ｃ）は入力電流が少ない時であり、
固定的なバイアス電圧Ｅｂが加わることで、その分、入
力電圧Ｅｉに応じた乗算信号ｅ２が低下して入力電圧Ｅ
ｉｂ相当の信号となり、図６（Ｄ）のようにパルス幅変
調回路１１の動作が停止するデッドタイムＴｄ４が長く
なり、このため力率が悪くなったり、入力電流の高調波
成分が大きくなってしまう問題がある。

【００１４】そこで入力電流が少ない時のデッドタイム
Ｔｄ４が長くなり過ぎないように固定バイアスを決める
ことなるが、すると入力電流が多い時のデットタイムＴ
ｄ３が短くなり、インバータ素子の発熱を充分におさえ
ることが困難であった。

【００１５】本発明は、入力電流の大小にかかわらず入
力電圧がゼロボルト付近での適切なデッドタイムの設定
を可能とするアクティブ型力率改善回路を提供すること
を目的とする。

【００１６】

【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
本発明発議のように構成する。まず本発明は、入力交流
電圧の正弦波形に比例してピーク値が変化するスイッチ
ング電流を昇圧チョークコイルに流すように制御回路に
よりインバータ素子をオン、オフ制御し、チョークコイ
ルに流れた電流を整流素子で整流した後にコンデンサで
平滑して直流電圧を出力する昇圧チョッパ回路を備え、
制御回路は、出力検出電圧と基準電圧との電圧誤差信号
を出力する電圧誤差増幅器と、電圧誤差信号と入力電圧
検出信号とを乗算する乗算器と、乗算器からの出力信号
を反転入力端子に入力すると共に非反転入力端子に入力
電流検出信号を入力して電流誤差信号を出力する電流誤
差増幅器と、電流誤差信号と三角波信号とを比較し、電
流誤差信号に応じてパルス幅が変化するパルス幅変調信
号を出力して前記オン、オフ制御するパルス幅変調回路
とを備えたアクティブ型力率改善回路を対象とする。

【００１７】このようなアクティブ型力率改善回路にお
いて、本発明は、電流誤差増幅器の出力を非反転入力端
子に帰還素子を介して帰還接続した帰還回路を設け、パ
ルス幅変調信号のパルス幅に略比例して非反転入力端子
に加わる乗算器の信号レベを変化させることにより入力
電圧の零電圧付近でインバータ素子のオン、オフ制御が
停止するデッドロックタイムを可変させることを特徴と
する。

【００１８】ここで帰還素子は数百ＫΩ至数ＭΩの抵抗
とする。また帰還素子として抵抗と並列に任意のインピ
ーダンス素子又は回路を接続しても良い。

【００１９】このため電流誤差増幅器の非反転入力端子
に加わるバイアスは、パルス幅変調信号のパルス幅に比
例することとなり、入力電流が少ないときはパルス幅が
狭いのでバイアスは少なく、入力電圧のゼロボルト付近
のデットタイムも短くなり、力率の低下を防ぎ、高調波
成分を抑えることができる。これに対し入力電流が多く
なるとパルス幅は広くなり、バイアスは大きくなって入
力電圧のゼロボルト付近でのデッドタイムが充分に長く
なり、インバータ素子の発熱を防止できる。

【００２０】

【発明の実施の形態】図１は本発明におけるアクティブ
型力率改善回路の一実施形態を示した回路ブロック図で
ある。

【００２１】図１において、入力端子１ａ，１ｂには交
流入力電圧Ｅｉが与えられており、整流回路３で全波整
流された整流電圧が昇圧チョッパ回路に印加されてい
る。なお入力コンデンサＣ１はノイズフィルタとして機
能する。

【００２２】昇圧チョッパ回路は、入力側に設けた昇圧
チョークコイルＬ、ＭＯＳＦＥＴなどを用いたインバー
タ素子４、整流ダイオードＤ、及び出力側に設けた平滑
コンデンサＣ２で構成され、出力端子２ａ，２ｂ側に出
力電圧Ｅ０を出力する。

【００２３】昇圧チョッパ回路のインバータ素子４は、
制御回路５によりＰＷＭ制御されている。制御回路５は
電圧誤差増幅器６の反転入力端子に、抵抗Ｒ１，Ｒ２で
分圧した出力電圧Ｅ０に比例した出力検出電圧を入力し
ており、基準電圧源７の基準電圧Ｖｒｅｆとの誤差信号
ｅ１を出力する。

【００２４】乗算器８は誤差信号ｅ１と抵抗Ｒ３を介し
て検出した入力電圧Ｅ１とを乗算し、乗算信号Ｅ２を出
力する。乗算器８の出力は電流誤差増幅器１０の反転入
力端子に接続され、その非反転入力端子には電流検出回
路９からの電流検出信号Ｅ３が加えられている。

【００２５】電流検出回路９は昇圧回路におけるマイナ
ス側のラインに微小な電流検出用の抵抗Ｒ５を挿入接続
し、抵抗Ｒ７を介して乗算器８の出力に抵抗Ｒ５の一方
を接続し、他方を抵抗Ｒ６を介して電流誤差増幅器１０
の反転入力端子に接続し、乗算信号Ｅ２を基準レベルと
して変化する電流検出信号Ｅ３を入力している。

【００２６】電流誤差増幅器１０からの誤差信号ｅ４は
パルス幅変調回路１１に入力され、鋸波発振器１２から
の一定周波数の鋸波と比較され、誤差信号ｅ４の信号レ
ベルに応じてパルス幅の変化するパルス幅変調信号をイ
ンバータ素子４に出力してオン、オフ制御している。

【００２７】このようなアクティブ型力率改善回路の構
成に加え本発明にあっては、更に、電流誤差増幅器１０
の出力を抵抗Ｒ４を介して乗算器８の出力、即ち電流誤
差増幅器１０の反転入力端子に接続した帰還回路を設け
ている。この帰還回路に設けている抵抗Ｒ４としては、
例えば数百ｋΩ〜数ＭΩの抵抗を使用する。

【００２８】図２は図１のアクティブ型力率改善回路に
おける昇圧チョッパ回路による力率改善動作のための入
力電圧Ｅｉとチョーク電流ｉＬの説明図である。

【００２９】図１のアクティブ型力率改善回路における
昇圧チョッパ回路は、交流電圧Ｅｉを入力端子１ａ，１
ｂに入力し、昇圧した直流電圧Ｅ０を出力端子２ａ，２
ｂから例えば次段に設けられるスイッチングレギュレー
タ電源装置に出力する。

【００３０】ＰＷＭ変調回路１１によりインバータ素子
４がオンすると、入力交流電圧Ｅｉにより昇圧チョーク
コイルＬに電流を流してエネルギーを蓄積し、続いてイ
ンバータ素子４がオフすると昇圧チョークコイルＬに蓄
積したエネルギーにより電流を昇圧整流ダイオードＤに
通して整流し、平滑コンデンサＣ２にエネルギーを移
し、これを繰り返している。

【００３１】このため、インバータ素子４をオンしたと
きに図２（Ｂ）のインバータ電流ｉＱが流れ、次にイン
バータ素子４をオフしたときに図２（Ｃ）の整流電流ｉ
Ｄが流れ、そのため昇圧チョークコイルＬには両方を合
成した図２（Ａ）のチョーク電流ｉＬが流れ、これが繰
り返される。

【００３２】このため、インバータ素子４のオン、オフ
制御によって入力交流電圧Ｅｉの電圧波形に比例したピ
ーク値をもつチョーク電流ｉＬが昇圧チョークコイルＬ
に流れる。この場合、チョーク電流ｉＬの平均電流ｉＬ
ａｖｅは交流電圧波形Ｅｉに近い入力電流波形となり、
これによって交流電圧波形Ｅｉと交流電流波形の位相を
ほぼ同相にして力率を１に近付ける。

【００３３】図３は、図１の制御回路５における本発明
により設けた抵抗Ｒ４による電流誤差増幅器１０の反転
入力に対する乗算信号Ｅ２に対するバイアスのフィード
バック制御による入力電圧Ｅｉのゼロボルト付近におけ
るデッドタイムの説明図である。

【００３４】図３（Ａ）は入力電流が多い時の理想的な
チョーク電流ｉＬであり、抵抗Ｒ４によるフィードバッ
クによるバイアス電圧Ｅｂがない場合には入力電圧Ｅｉ
にピーク値が追従したチョーク電流ｉＬが流れる。これ
に対し本発明にあっては、抵抗Ｒ４による帰還回路で電
流誤差増幅器１０から出力される誤差信号いｅ４を所定
割合でフィードバックして、乗算器８からの乗算信号ｅ
２を減ずる方向にバイアスを加えている。

【００３５】これによって入力電圧Ｅｉに対しバイアス
電圧Ｅｂ１に相当する分だけ減少した入力電圧Ｅｉｂに
相当する信号が電流誤差増幅器１０の反転入力端子に入
力することになる。このため制御回路５は、図３（Ａ）
のバイアス電圧Ｅｂ１分低い入力電圧Ｅｉｂに対応した
電流誤差増幅器１０からの誤差信号Ｅ４と鋸波発振器１
２からの鋸波信号とをパルス幅変調回路１１で比較し、
バイアス電圧Ｅｂ分だけ低い入力電圧ｉｂにピーク値が
追従したチョーク電流ｉＬをインバータ素子４のオン、
オフ制御で流すようにスイッチング制御する。

【００３６】同時に電圧誤差増幅器６からは出力電圧Ｅ
０と基準電圧Ｖｒｅｆとの差に応じた誤差信号ｅ１が出
力され、これに乗算器８で入力電圧Ｅｉを乗算すること
により乗算信号ｅ２を出力しているため、出力電圧Ｅ０
に対する基準電圧Ｖｒｅｆとの誤差をなくすように、パ
ルス幅変調回路１１はパルス幅変調信号のパルス幅を制
御している。

【００３７】ここで図３（Ａ）の入力電流が多いときと
は、入力電圧Ｅｉが低く出力電力が大きい場合であり、
入力電圧Ｅｉのゼロボルト付近においても規定の昇圧レ
ベルにするためのスイッチ制御が行われているが、バイ
アス電圧Ｅｂのフィードバックによりゼロボルト付近で
は乗算器８からの乗算信号Ｅ２がゼロボルトとなり、そ
の間、パルス幅変調回路１１によるインバータ素子４の
オン、オフ制御が停止するデッドタイムＴｄ１を生じて
いる。

【００３８】図３（Ｃ）は入力電流が少ないときのデッ
ドタイムである。入力電流が少なくなるのは、入力電圧
が高く出力電力が小さいときである。このように入力電
流が少ないときにはパルス幅変調回路１１によりインバ
ータ素子４をオン、オフ制御するパルス幅変調信号のパ
ルス幅は短くなり、このための電流誤差増幅器１０から
の誤差信号Ｅ４も信号レベルが低下しており、その結
果、抵抗Ｒ４によりフィードバックされるバイアス電圧
も図３（Ｃ）のように、入力電流が多い場合に比べ小さ
いバイアス電圧Ｅｂ２となる。

【００３９】このためバイアス電圧Ｅｂ２への減少に伴
い、入力電圧Ｅｉのゼロボルト付近でのデッドタイム
は、入力電流が多いときのデッドタイムＴｄ１に対し、
入力電流が少ないときには図３（Ｄ）のように短いデッ
ドタイムＴｄ２となる。

【００４０】このため入力電圧が低く出力電力が大きい
ために入力電流が多い時にはデッドタイムが長くなり、
逆に入力電圧が高く出力電力が小さいために入力電流が
少ないときにはデッドタイムが短くなる。

【００４１】従って、図３（Ａ）のように入力電流が多
い時に入力電圧Ｅｉのゼロボルト付近でのデッドタイム
Ｔｄ１を十分な時間とし、入力電圧がゼロボルト付近の
ときの昇圧動作によってインバータ素子４の発熱が大き
くなってしまうことを防止できる。

【００４２】このように入力電流が多い時のデッドタイ
ムＴｄ１が十分に長くとも、入力電流が少ない時には、
図３（Ｃ）のように入力電流の減少に応じてバイアス電
圧も小さくなることで、デッドタイムＴｄ２も短くな
り、入力電圧Ｅｉのゼロボルト付近のデッドタイムを短
くすることで力率の悪化を防ぎ、また入力電流の高調波
成分が大きくなってしまうことを防ぐことができる。

【００４３】即ち、入力電圧が高いときや出力電力が小
さいときとなる入力電流が少ないときにデッドタイムを
短くすることで高力率にでき、一方、入力電圧が低いと
きや出力電力が大きいときとなる入力電流が多いときに
はデッドタイムを長くし、インバータ素子４、昇圧チョ
ークコイルＬ及び昇圧ダイオードＤの発熱を抑えること
ができる。

【００４４】図４は本発明の他の実施形態の回路ブロッ
ク図である。この実施形態にあっては、制御回路５に設
けている電流誤差増幅器１０の帰還抵抗Ｒ４と並列に、
他のインピーダンスＺ１を接続している。インピーダン
スＺ１としては、コンデンサや、コンデンサと抵抗の直
列回路などを使用し、これによって電流誤差増幅器１０
の周波数特性が決まる。このように抵抗Ｒ４と並列に他
のインピーダンスＺ１を接続した帰還回路を設けた場合
についても、図１の実施形態と同様、入力電流にほぼ比
例したバイアス電圧を電流誤差増幅器１０の反転入力端
子にフィードバックし、乗算器８からの乗算信号Ｅ３を
減らすことで、入力電流が多いときにはデッドタイムを
長くし、入力電流が小さいときにはデッドタイムを短く
することができる。

【００４５】なお本発明は、その目的と利点を損なわな
い適宜の変形を含み、更に上記の実施形態に示した数値
による限定は受けない。

【００４６】

【発明の効果】以上説明してきたように本発明によれ
ば、入力電圧が低いときや出力電力が大きいときとなる
入力電流が多い場合に、入力電圧のゼロボルト付近で十
分なデッドタイムを設定することで、インバータによる
昇圧動作を停止させ、インバータ素子、昇圧チョークコ
イル、整流ダイオードなどのパワー部品の発熱を抑える
ことができる。

【００４７】また入力電圧が高いときや出力電力が小さ
いときとなる入力電流が少ない場合は、デッドタイムを
短くして入力電圧のゼロボルト付近での昇圧動作の停止
による力率の悪化を防ぎ、同時に入力電流の高調波成分
を抑えた高力率の動作ができる。この結果、発熱を抑え
ながら高力率の回路が実現され、且つパワー系統の小型
化が可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施形態を示した回路ブロック図

【図２】図１のインバータ動作による入力電圧に追従す
るチョーク電流の説明図

【図３】図１における入力電流の変化に対するバイアス
とデッドタイムとの関係を示した説明図

【図４】本発明の他の実施形態を示した回路ブロック図

【図５】従来の回路ブロック図

【図６】固定バイアスをとる従来回路のデッドタイムの
説明図

【符号の説明】

１ａ，１ｂ：入力端子 ２ａ，２ｂ：出力端子 ３：整流回路 ４：インバータ素子 ５：制御回路 ６：電圧誤差増幅器 ７：基準電圧源 ８：乗算器 ９：電流検出回路 １０：電流誤差増幅器 １１：パルス幅変調回路 １２：鋸波発振器

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【手続補正書】

【提出日】平成１３年３月３０日（２００１．３．３
０）

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００１７

【補正方法】変更

【補正内容】

【００１７】このようなアクティブ型力率改善回路にお
いて、本発明は、電流誤差増幅器の出力を非反転入力端
子に帰還素子を介して帰還接続した帰還回路を設け、パ
ルス幅変調信号のパルス幅に略比例して非反転入力端子
に加わる乗算器の信号レベルを変化させることにより入
力電圧の零電圧付近でインバータ素子のオン、オフ制御
が停止するデッドロックタイムを可変させることを特徴
とする。

【手続補正２】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００３４

【補正方法】変更

【補正内容】

【００３４】図３（Ａ）は入力電流が多い時の理想的な
チョーク電流ｉＬであり、抵抗Ｒ４によるフィードバッ
クによるバイアス電圧Ｅｂがない場合には入力電圧Ｅｉ
にピーク値が追従したチョーク電流ｉＬが流れる。これ
に対し本発明にあっては、抵抗Ｒ４による帰還回路で電
流誤差増幅器１０から出力される誤差信号ｅ４を所定割
合でフィードバックして、乗算器８からの乗算信号ｅ２
を減ずる方向にバイアスを加えている。

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】入力交流電圧の正弦波形に比例してピーク
   値が変化するスイッチング電流を昇圧チョークコイルに
   流すように制御回路によりインバータ素子をオン、オフ
   制御し、前記チョークコイルに流れた電流を整流素子で
   整流した後にコンデンサで平滑して直流電圧を出力する
   昇圧チョッパ回路を備え、前記制御回路は、出力検出電
   圧と基準電圧との電圧誤差信号を出力する電圧誤差増幅
   器と、前記電圧誤差信号と入力電圧検出信号とを乗算す
   る乗算器と、前記乗算器からの出力信号を反転入力端子
   に入力すると共に非反転入力端子に入力電流検出信号を
   入力して電流誤差信号を出力する電流誤差増幅器と、前
   記電流誤差信号と三角波信号とを比較し、電流誤差信号
   に応じてパルス幅が変化するパルス幅変調信号を出力し
   て前記オン、オフ制御するパルス幅変調回路とを備えた
   アクティブ型力率改善回路に於いて、 前記電流誤差増幅器の出力を非反転入力端子に帰還素子
   を介して帰還接続した帰還回路を設け、パルス幅変調信
   号のパルス幅に略反比例して非反転入力端子に加わる乗
   算器の信号レベを変化させることにより入力電圧の零電
   圧付近で前記インバータ素子のオン、オフ制御が停止す
   るデッドロックタイムを可変させるように構成すること
   を特徴とするアクティブ型力率改善回路。
2. 【請求項２】請求項１記載のアクティブ型力率改善回路
   に於いて、前記帰還素子は数百ＫΩ至数ＭΩの抵抗であ
   ることを特徴とするアクティブ型力率改善回路。
3. 【請求項３】請求項２記載のアクティブ型力率改善回路
   に於いて、前記帰還素子として前記抵抗と並列に任意の
   インピーダンス素子又は回路を接続したことを特徴とす
   るアクティブ型力率改善回路。