JP2002237796A - データ伝送装置の同期制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 マルチパスフェージングが存在する状況にお
いても、主波に追従する確度を向上させるとともに、最
初に反射波に同期した場合でも、主波に同期する確度を
向上させ、安定した同期検出のできるデータ伝送装置を
提供することを目的とする。 【解決手段】 演算開始するサンプル点を順にずらし相
関演算値を求め、最大値をとるサンプル点の位置を示す
数値を基にして、その最大値をとるサンプル点が常に所
定の範囲に入るよう受信機の周波数可変型クロック発生
器を制御するもので、相関演算値の最大値が得れたサン
プル点の位置を示す数値が所定の値を越えたら、その値
を制限し、制限された値でクロック発生器を制御する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、受信信号中の無信
号区間を検出し、同期再生を行う同期検出方式及びこの
方式を有する伝送装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、移動体や地上系のディジタル無線
通信用の多重方式として、マルチパスフェージングやゴ
ーストに強いという特徴を有する直交周波数分割多重伝
送方式(Orthogonal Frequency Division Multiplex:Ｏ
ＦＤＭ方式)が注目されている。この方式は、互いに同
じ周波数間隔ｆｓをもって配置された、数十〜数百種類
の多数本の搬送波を、それぞれシンボル周波数ｆsy(＝
１／Ｔsy)でディジタル変調した信号、すなわち、ＯＦ
ＤＭ信号(直交周波数分割多重変調信号)を用いて情報符
号を伝送する方式である。この方式で変調送信された伝
送信号を、受信側で受信し復調する場合、まず、受信し
たＯＦＤＭ信号から同期を再生する必要がある。そのた
め、送信側で、前もってデータ伝送処理の単位であるフ
レームの最初に無信号期間であるヌル区間と、所定期間
に伝送帯域の最大周波数から最小周波数まで変化する信
号成分を持つスイープ信号等の同期シンボル群を挿入
し、受信側でこれらを検出して同期を再生する方式が提
案されている。（テレビジョン学会技術報告 ＶＯＬ．
１９，ＮＯ．１８−１９９５年８月 発行)。 また、
ヌル区間の検出、スイープ信号を用いたクロック同期の
具体的な方法の一例としては、本出願人の発明に係る特
開平１１−１６８４４６号の公報に記載の発明がある。

【０００３】以下、同期シンボル群を利用してＯＦＤＭ
信号の同期をとる方式について図３を用いて簡単に説明
する。図３は一定周期毎にヌル区間の挿入された伝送信
号を受信し、この受信信号の電力値を求め、求めた電力
値の大きさを比較器で判定して前述のヌル区間を検出
し、受信信号と同期をとるディジタルデータ伝送装置の
受信部側の復調部の同期検出部を示したものである。送
信機Ｔｘから送信された一定周期毎にヌル区間の挿入さ
れたＯＦＤＭ方式のＲＦ伝送信号を受信機Ｒｘで受信
し、受信機Ｒｘのダウンコンバータ２１でＲＦ信号をベ
ースバンド信号に変換し、Ａ／Ｄ変換器２２でデジタル
変換されたデジタル受信信号が端子１に与えられる。
この端子１に与えられたディジタル受信信号は、電力算
出器１５で電力値が求められる。 電力算出器１５から
出力された電力値Ｓ１１は平均電力算出器６で平均電力
が求められる。 この平均電力は遅延器７で１シンボル
以上の遅延がかけられる。 乗算器９では遅延器７の出
力(平均電力)を１／Ｎ(Ｎ＞１)して、前述の電力値Ｓ１
１と比較するためのしきい値Ｓ１３とする。

【０００４】そして、適応形受信レベル判定器１４の比
較器１２で、電力値の大きさが判定される。 電力値Ｓ
１１が、しきい値Ｓ１３より大きければ、レベル判定器
１４の出力Ｓ１２は、「Ｈ」レベル、しきい値Ｓ１３よ
り小さければ「Ｌ」レベルとなる。 ここで、適応形受
信レベル判定器１４の出力そのものは、前述の様に、受
信信号の大きさを判定するだけなので、「Ｈ」レベルま
たは「Ｌ」レベルが、所定の長さ（時間）続くか否かの
判定はされていない。そこで、ヌル区間判定器１９にお
いて、受信レベル判定器１４の出力の「Ｌ」レベルが、
所定の長さ(時間)、続いている場合に、ヌル区間有りと
判定し、ヌル区間検出パルスＳ１９を出力する。以上の
ような構成により、受信信号から「Ｌ」レベルが所定の
長さ(時間)連続するヌル区間を検出し、フレーム開始点
のおおよその同期位置を合わせることができる。しか
し、受信機Ｒｘで受信信号を正しく復調するためには、
受信機Ｒｘにおいて、受信した受信信号から受信機Ｒｘ
のフレームカウンタ２４のカウント開始点(復調器４０
でのデータシンボルの復調開始点)を１クロック周期の
精度まで一致させる必要がある。その一方式として、送
信機Ｔｘにおいて、伝送する送信信号に、ヌルシンボル
の他に、時間軸上の特定の時点を指し示すための同期シ
ンボルを挿入する。この挿入される同期シンボル信号と
しては、所定の最大周波数から最小周波数まで変化する
スイープ信号やＰＮ符号等がある。

【０００５】以下、図４に示すように、ヌルシンボルに
続いてスイープシンボルを挿入したベースバンド信号Ｓ
２１を用いた場合を例にして説明する。 ここで、ベー
スバンド信号Ｓ２１のスイープシンボルに含まれる周波
数成分を図４の(ｑ)に示す。まず、図３のスイープ相関
演算器２内で受信機Ｒｘに設定されたスイープ信号の周
波数パターンと等価な基準信号（図４の（ｑ）と同一の
スイープ信号）と、図４の（ｐ）に示す受信したベース
バンド信号Ｓ２１との相関演算を行う。ここで、スイー
プ相関の演算範囲である、ｋ＝０，ｋ＝１４は、図４に
示す様に相関演算窓を表す。この相関演算は、図４に示
すように、相関演算を開始するサンプル点を、順次１ク
ロック期間ずつずらしながら、１シンボル期間における
相関値のピークを検出するものである。例えば、相関演
算の回数を１５回として相関演算の開始点を、ｋ＝０か
らｋ＝１４まで１つずつ順にずらしたとき、その都度相
関演算結果をプロットすると、図４の（ｒ）のようにな
る。 ここで、横軸はサンプルポイントで、縦軸は相関
値である。 なお、図５は、図４の（ｒ）を拡大したも
のである。この例では、相関演算開始点から７サンプル
目(ｋ＝７)に最大相関があることを示している。

【０００６】図３のヌル区間判定器１９でヌル検出され
たとき出力されるヌル区間検出信号Ｓ１９が、スイープ
相関演算開始タイミング調整用のカウンタ２７に入力さ
れ、カウンタ値はクリアされる。そして比較器２６にお
いて、このカウンタ２７のカウント出力Ｓ２７が定数レ
ジスタ２８で設定される値に達成した時、相関演算開始
信号Ｓ２６を発生する。この信号Ｓ２６が、スイープ相
関演算器２の相関演算開始タイミングとなる。次に、相
関演算器２で算出した相関演算のピークの値に有意性が
あるか否かを判定する。 この有意性判定方法を、図３
と図５を用い説明する。 なお、相関演算の値は、受信
信号のレベルに比例するものである。図３において、ベ
ースバンド受信信号は、スイープ相関演算器２で前述の
スイープ相関演算され、スイープ相関値１２４が求めら
れる。 このスイープ相関値１２４を、図５のＣ１に示
す。このスイープ相関演算は、相関演算開始点から１サ
ンプルずらしながら行われるので、スイープ相関演算器
２からは、スイープ相関値１２４の値と、その値が何回
目（回数をｋで表す）の相関演算値なのかを表す演算回
数１２５を、合わせて出力する。そして、スイープ相関
のピーク判定器１７において、スイープ相関値１２４の
最大値の大きさの判定を行い、スイープ相関値に有意性
があるかを判定する。

【０００７】ここで、スイープ相関値の最大値の大きさ
の有意性判定に用いるしきい値は、平均電力算出器６の
出力を遅延器７で遅延した受信信号平均電力値Ｓ７を用
い、乗算器８でレベル変換したものである。 即ち、こ
のしきい値は、受信信号の平均電力値に基づいて決定さ
れる。このしきい値を可変する理由は、受信信号のレベ
ルに比例して、スイープ相関演算結果が変化するためで
ある。つまり、受信信号が標準的なレベルにおいては、
しきい値として図５のＣ４が適していたとしても、受信
信号のレベルが変動して小さくなると、図５のＣ５の方
が適するためである。ピーク判定器１７の出力Ｓ１７
は、有意性があると判定された相関ピークの得られたサ
ンプル点ｋの値を示す。 相関ピークの位置を示す信号
Ｓ１７は、加算器２９に入力される。 一方、定数レジ
スタ３０には、例えば、相関演算回数の総回数の約１／
２に相当する数値が予め設定してある。 本実施例の場
合は、レジスタ３０における値は演算回数１５回の約１
／２の“７”である。 そして、加算器２９において、
レジスタ３０の値が実際の相関ピークの時間軸位置を示
す信号Ｓ１７と比較されて、両者の差に応じたタイミン
グ補正信号Ｓ２９が出力される。 補正信号Ｓ２９は、
実際の相関ピークの時間軸位置を示す信号Ｓ１７の値が
レジスタ３０に設定された値よりどれだけずれているか
を示す。

【０００８】一方、カウンタ２３は、フレームカウンタ
２４のリセットタイミング補正用のカウンタであり、ヌ
ル区間検出信号Ｓ１９でクリアされ、カウントアップが
開始される。このカウンタ２３の出力は、比較器２５
で、相関ピーク位置信号Ｓ１７と定数レジスタ３０の値
を加算器２９で加算したフレームカウンタリセットタイ
ミング補正値Ｓ２９と比較され、一致したときフレーム
カウンタリセット信号４を出力する。フレームカウンタ
２４は、フレームカウンタリセット信号４にてクリアさ
れ、受信機Ｒｘの制御信号Ｓ２４を生成する。 また、
フレームカウンタリセット信号４は、復調器４０の復調
開始点を与える。 復調器４０では、ＯＦＤＭ変調され
た信号を復調し、受信データ４１を得る。上記の方法で
最初に受信機が送信機に±１サンプル以内に同期した
後、受信機のクロックを送信機のクロックに追従させる
ため、受信機のクロック発生器を制御する。 図３の相
関ピーク位置Ｓ１７の出力は、変換器５１で、中心値に
対し受信機が送信機に対し速い場合「−」、遅い場合
「＋」の値に変換される。具体的には、図５に示すよう
に、ｋ＝０〜１４のｋ＝７を中心値とした場合、ｋ＝７
をｍ＝０として、ｋ＝０〜１４が、ｍ＝−７〜＋７に変
換される。 この変換器５１の出力値ｍは、積算器５２
で積算される。 積算器５２の出力は、Ｄ／Ａ変換器５
３で電圧に変換され、周波数可変型クロック発生器５４
に制御をかける。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】空間等の伝送路を用い
てデータを伝送する場合、受信機には送信機からの送信
信号を直接受信した主波の他、送信信号が伝送路の途中
の山や建物等で反射して発生する遅延送信信号（以後反
射波という）が合成された伝送信号を受信する。マルチ
パスフェージングのある信号は主波と反射波が伝送路で
合成されるので、受信信号(主波)に、遅延した反射波が
加わると、図６（ａ）に示す様にスイープシンボルによ
る相関演算の結果は、主波のピークＣ１の他、反射波に
よるピークＣ６が生じる。 このマルチパスフェージン
グは時間と共に変化するので、相関演算の結果は、図６
（ｂ）、（ｃ）の様に相関ピークが刻々変化する。 な
お、Ｃ４は相関演算結果の有意性を判定するしきい値で
ある。まず、受信機では、受信信号から算出した、有意
性判定しきい値を越える相関ピーク位置(この例ではｋ
＝７、ｍ＝０)に受信機の基準タイミングを移動させ、
受信機を送信機に同期させる。ここで、マルチパスフェ
ージングが無い条件では、一度、受信機の基準タイミン
グを受信信号に同期させれば、次のフレームでの相関ピ
ーク位置は以下の条件を想定した場合、 クロック周波数(ｆｓ)： ２０ＭＨｚ フレーム周期(ｆｆ) ： ２０ｍｓ 送信機と受信機のクロック周波数差(Δｆ)： １０ｐｐ
ｍ 送信機と受信機のクロック周波数差Δｆが１０ｐｐｍな
ので、１ｓｅｃ(秒)で２００クロック(サンプル)の差が
生じる。 スイープシンボルの間隔は、ｆｆ：２０ｍｓ
なので、次のフレームのスイープシンボルまでに、 ４クロック(サンプル)＝２００クロック(サンプル)×
(２０ms／１０００ms) となり、おおよそｋ＝５〜９、ｍ＝±２以内の相関ピー
ク位置となる。なお、マルチパスフェージングが有る場
合でも、一度受信機の基準タイミングを受信信号の主波
に同期した場合(図６の(ａ)、(ｃ)に示す場合)、次のフ
レームでの相関ピーク位置は、マルチパスフェージング
が無い時と同様、ｋ＝５〜９、ｍ＝±２近辺になる。

【００１０】これに対し、次のフレームで図６の(ｂ)の
ように、反射波の方が相関ピークが大きくなり、一度受
信機の基準タイミングを受信信号の反射波に同期させた
場合(この例ではｋ＝１２、ｍ＝−５)、この−５が積算
器５２に加えられる。その結果、積算器５２の値がマル
チパスフェージングの影響をうけ、受信機のクロック発
生器の制御が正しく行われず、結局、受信機の同期位置
が後ろに移動してしまい、クロック周波数が不安定にな
り、同期はずれの原因になるといった問題が生じる。本
発明は、これらの欠点を除去し、マルチパスフェージン
グが存在する状況においても、主波に追従する確度を向
上させるとともに、最初に反射波に同期した場合でも、
主波に同期する確度を向上させ、安定した同期検出ので
きるデータ伝送装置を提供することを目的とする。

【００１１】

【課題を解決するための手段】本発明は、上記の目的を
達成するため、伝送データシンボルに所定の間隔で、所
定の同期シンボル群が挿入されたフレーム構成の信号を
伝送する直交周波数分割多重変調方式を用いたデータ伝
送装置おいて、受信機側で、受信信号と所定の同期シン
ボルとの相関演算を行うに際し、当該相関演算により得
られる相関演算値の最大値をとるサンプル点位置に応じ
てその数値に制限をかけ、当該制限された値を用い上記
受信機のクロック発生器を制御し、受信機の同期検出、
制御を行うものである。また、相関演算により得られる
相関演算値が最大値となるサンプル点位置が、送信機と
受信機のクロック周波数が一致している時のサンプル点
位置を基準として前側にある(受信機のクロック周波数
が送信機より低い)場合、当該サンプル点位置の数値を
用い、後側にある(受信機のクロック周波数が送信機よ
り高い)場合は、当該サンプル点位置の数値に制限をか
け、当該制限された値を用い受信機のクロック発生器を
制御するものである。また、送信機と受信機のクロック
周波数が一致している時のサンプル点位置を基準として
後側に相関演算値が最大値となるサンプル点位置を検出
した場合で、該サンプル点位置の数値ｍ(ｍは負の整数)
がｍ≦−２または−３の場合に、当該数値ｍを−２また
は−３に制限するものである。これにより、マルチパス
フェージングが存在し、主波が小さく反射波が大きい場
合でも、相関ピーク位置の値を制限するので、クロック
発生器を制御する積算器の制御値がマルチパスフェージ
ングによる影響をうけにくくなる。

【００１２】

【発明の実施の形態】以下、本発明の一実施例を、図
１、図６及び図７を用いて詳細に説明する。図１は、前
述の従来技術の説明に用いた図３のスイープ相関演算器
２、スイープ相関ピーク判定器１７の部分に、比較器３
１、定数レジスタ３２、乗算器３３を付加した構成であ
り、他の部分は、図３と同様の構成、動作である。マル
チパスフェージングを含む信号を受信し、図６の（ａ）
のように、主波に同期した場合、図１のスイープ相関ピ
ーク判定器１７の出力は、ピークＣ１で、ｋ＝７とな
る。 ｋ＝７は積算器５２で積算できるように変換器５
１でｍ＝０に変換される。 変換器５１で変換された値
ｍは、積算器５２に入力される前に、制限器５５で変換
器５１で変換された値ｍが制限される。 この制限され
る例として、図６の（ａ）に示すように、例えば、ｋ＝
１０〜１４の区間を、ｍ＝−３〜−７ではなく、ｍ＝−
２に固定する。 ｋ＝７ならｍ＝０で制限器５５で制限
されずに積算器５２に入力される。次のフレームで、反
射波が主波より大きくなり、図６の（ｂ）のようになっ
た場合、図１のスイープ相関ピーク判定器１７の出力
は、ピークＣ６で、ｋ＝１２となる。 この場合、ｍは
制限を受け、ｍ＝−５でなく、ｍ＝−２となる。このよ
うに、ｍ＝−５でなく、ｍ＝−２とすることで反射波が
主波より大きい場合でも、積算器５２に不要な数を加え
てしまう頻度を低減する。

【００１３】ここで制限器５５の第一の実施例を、図
２、図８を用いて説明する。 図１の変換器５１の出力
(相関値が最大値となるサンプル点を示す数値ｋ)が、図
２の(ａ)の入力６８に入力される。 この数値は、比較
器６１で定数器６２から与えられた値(本例ではｍ＝−
２)と比較され、入力６８の値が−１以上ならセレクタ
６３で入力６８の値が選択される。 そして、入力６８
の値が−２以下なら、セレクタ６３で定数器６２から与
えられた値(本例ではｍ＝−２)が選択され、出力６９に
出力され、図１の積算器５２に入力される。ここで、入
力６８と出力６９の関係を図８に示す。 図８に示すよ
うに、入力６８の値ｋが、ｋ≧９の場合、出力６９の値
ｍは、ｍ＝−２に制限される。また、制限器５５の第二
の実施例を、図２の(ｂ)を用いて説明する。 これは上
記数値の制限を変換デーブルメモリ６４で行う例で、入
力６８を変換デーブルメモリ６４のアドレス入力として
入力し、例えば、アドレス入力の値が、図８と同様、ｋ
≧９の場合、対応アドレスに格納されている所定の制限
数値(ｍ＝−２)が出力される。

【００１４】次に、マルチパスフェージングを含む信号
を受信し、図７の（ａ）に示す様に反射波が主波より大
きく反射波に同期した場合について説明する。この場
合、図１のスイープ相関ピーク判定器１７の出力は、ピ
ークＣ６でｋ＝７となる。 ｋ＝７は積算器５２で積算
できるように、変換器５１で、ｍ＝０に変換される。そ
して、次のフレームで、主波が反射波より大きく図７の
（ｂ）のようになった場合、図１のスイープ相関ピーク
判定器１７の出力は、ピークＣ１で、ｋ＝２となる。
この場合、変換器５１の出力ｍは制限を受けずに、ｍ＝
＋５のままとなり、このｍ＝＋５の値が積算器５２に加
わるため、クロック発生器５４の発振周波数が上がる。
従って、図７の（ａ）、（ｂ）に示す信号を繰り返し受
信し、最初は反射波に同期した場合でも、最終的には図
７の（ｃ）に示すように、同期が主波に移動し安定す
る。

【００１５】

【発明の効果】以上説明したように、本発明を用いるこ
とで、マルチパスフェージングがある信号でも主波に追
従する確度を向上することができるとともに、最初に反
射波に同期した場合でも主波に同期が移動する確度が向
上するので、最終的に安定した同期検出ができるデータ
伝送装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のデータ伝送装置の一実施例の構成を示
すブロック図

【図２】本発明の制限器５５の第一、第二例の構成を示
すブロック図

【図３】従来のデータ伝送装置の一例の構成を示すブロ
ック図

【図４】受信信号とスイープ相関演算結果の関係を説明
するための図

【図５】従来のスイープ相関演算値と有意性しきい値の
関係を説明するための図

【図６】本発明のスイープ相関演算値と有意性しきい値
の関係を説明するための図

【図７】本発明のスイープ相関演算値と有意性しきい値
の関係を説明するための図

【図８】本発明の制限器５５の制限動作を説明するため
の図

【符号の説明】

２：スイープ相関演算器、６：平均電力算出器、７：遅
延器、９：乗算器、１４：適応形受信信号レベル判定
器、１５：電力算出器、１６：同期検出器、１７：スイ
ープ相関ピーク判定器、１９：ヌル区間判定器、２０：
送信機、２１：ダウンコンバータ、２３：フレームカウ
ンタリセットタイミング補正カウンタ、２４：フレーム
カウンタ、２５，２６：比較器、２７：スイープ相関演
算開始タイミング調整カウンタ、２９：加算器、３０：
乗算器、３１：比較器、３２：定数レジスタ、４０：復
調器、５１：変換器、５２：積算器、５３：Ｄ／Ａ変換
器、５４：周波数可変型クロック発生器、５５：制限
器、６１：比較器、６２：定数器、６３：セレクタ、６
４：変換テーブルメモリ。

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 伝送データシンボルに所定の間隔で、所
   定の同期シンボル群が挿入されたフレーム構成の信号を
   伝送する直交周波数分割多重変調方式を用いたデータ伝
   送装置おいて、受信機側で、受信信号と所定の同期シン
   ボルとの相関演算を行うに際して、当該相関演算により
   得られる相関演算値の最大値をとるサンプル点位置に応
   じてその数値に制限をかけ、当該制限された値を用い上
   記受信機のクロック発生器を制御し、上記受信機の同期
   検出、制御を行うことを特徴とするデータ伝送装置の同
   期制御方法。
2. 【請求項２】 請求項１において、上記相関演算により
   得られる相関演算値が最大値となるサンプル点位置が、
   送信機と受信機のクロック周波数が一致している時のサ
   ンプル点位置を基準として前側にある（受信機のクロッ
   ク周波数が送信機のそれよりも低い）場合は、当該サン
   プル点位置の数値を用い、後側にある（受信機のクロッ
   ク周波数が送信機のそれよりも高い）場合は、当該サン
   プル点位置の数値に制限をかけ、当該制限された値を用
   い上記受信機のクロック発生器を制御し、上記受信機の
   同期検出、制御を行うことを特徴とするデータ伝送装置
   の同期制御方法。
3. 【請求項３】 請求項２において、送信機と受信機のク
   ロック周波数が一致している時のサンプル点位置を基準
   として後側に上記相関演算値が最大値となるサンプル点
   位置を検出した場合、当該サンプル点位置の数値ｍ(ｍ
   は負の整数)がｍ≦−２または−３の場合に、当該数値
   ｍを−２または−３に制限することを特徴とするデータ
   伝送装置の同期制御方法。