JP2002204150A - Semiconductor integrated circuit and motor drive control system - Google Patents
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Abstract
Description
【0001】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、半導体集積回路
(IC)およびモータ駆動制御システムに係り、特にリ
アクタンス負荷の駆動に適したHブリッジ回路の制御回
路およびそれを用いたモータ駆動制御システムに関する
もので、例えばプリンタなどに用いられるステッピング
モータやDCモータなどの駆動に使用されるものであ
る。[0001] 1. Field of the Invention [0002] The present invention relates to a semiconductor integrated circuit (IC) and a motor drive control system, and more particularly to an H-bridge circuit control circuit suitable for driving a reactance load and a motor drive control system using the same. For example, it is used for driving a stepping motor or a DC motor used in a printer or the like.
【0002】[0002]
【従来の技術】ICに形成されたHブリッジ回路によ
り、モータコイルなどの誘導性負荷を電流駆動する際、
理想的な駆動を行うためには、駆動電流の安定性(定電
流制御)と共に必要な値まで駆動電流を変化させる可変
能力(可変電流制御)が必要とされる。この定電流制御
および可変電流制御を効率的に行うために、パルス幅変
調(Pulse Width Modulation;PWM)制御を用いることが
多い。PWM 制御は、リアクタンス負荷(誘導性負荷や容
量性負荷)に対してスイッチングによる電力量の制御を
行うために一般的に使われている方法であり、負荷に対
する電流のチャージとディスチャージ(減衰)を繰り返
すことにより定電流制御を行う。2. Description of the Related Art When an inductive load such as a motor coil is driven by an H-bridge circuit formed on an IC,
In order to perform ideal driving, the stability of the driving current (constant current control) and the variable capability (variable current control) of changing the driving current to a required value are required. In order to perform the constant current control and the variable current control efficiently, pulse width modulation (PWM) control is often used. PWM control is a method commonly used to control the amount of power by switching a reactive load (inductive load or capacitive load), and controls the charging and discharging (attenuation) of current to the load. The constant current control is performed by repeating.
【0003】図10は、ICに形成されたHブリッジ回
路とIC外部の負荷として接続されたステッピングモー
タのコイルとの接続関係の一例を示している。FIG. 10 shows an example of a connection relationship between an H-bridge circuit formed on an IC and a coil of a stepping motor connected as a load external to the IC.
【0004】図10において、71〜74はそれぞれ高耐圧
タイプのNMOSFET (N チャネルタイプのMOS 型電界効果
トランジスタ)が用いられている。ここで、ハイサイド
側のNMOSFET71 およびローサイド側のNMOSFET72 は直列
に接続されており、その直列接続ノードは第1の外部出
力端子75に接続されている。同様に、ハイサイド側のNM
OSFET73 およびローサイド側のNMOSFET74 は直列に接続
されており、その直列接続ノードは第2の外部出力端子
76に接続されている。In FIG. 10, high voltage NMOSFETs (N-channel type MOS field effect transistors) 71 to 74 are used. Here, the NMOSFET 71 on the high side and the NMOSFET 72 on the low side are connected in series, and the series connection node is connected to the first external output terminal 75. Similarly, NM on the high side
The OSFET 73 and the low-side NMOSFET 74 are connected in series, and the series connection node is connected to the second external output terminal.
Connected to 76.
【0005】上記ハイサイド側のNMOSFET71 および73の
各ドレインは共通に接続された後に電流検出用の抵抗素
子77を介してモータ用電源端子78に接続されており、前
記ローサイド側のNMOSFET72 および74の各ソースは共通
に接地端子79に接続されている。The drains of the high-side NMOSFETs 71 and 73 are connected in common and then connected to a motor power supply terminal 78 via a current detecting resistor 77. Each source is commonly connected to a ground terminal 79.
【0006】そして、前記一対の外部出力端子75および
76間には、負荷としてIC外部でステッピングモータの
コイルLが接続され、前記モータ用電源端子78にはモー
タ電源Vが接続される。The pair of external output terminals 75 and
A coil L of a stepping motor is connected as a load outside the IC between the coils 76, and a motor power supply V is connected to the motor power supply terminal 78.
【0007】なお、Di1 〜Di4 はそれぞれ前記NMOSFET7
1 〜74に寄生して並列に形成されている逆起電力吸収用
のダイオードである。Note that Di1 to Di4 each correspond to the NMOSFET 7
A diode for absorbing a back electromotive force formed in parallel with 1 to 74 in parallel.
【0008】上記Hブリッジ回路のNMOSFET71 〜74のゲ
ートをPWM 制御回路(図示せず)によりPWM 制御するこ
とにより、PWM 信号入力のパルス幅の変化に応じてコイ
ル負荷に対するチャージレベルがステップ状に変化する
疑似的な正弦波電流を流すのであるが、各ステップにお
ける実際の電流の流れを制御する際に、通常は次の3つ
の動作モードを組み合わせた制御(Mixed Decay Mode)
を行う。By controlling the gates of the NMOSFETs 71 to 74 of the H-bridge circuit by a PWM control circuit (not shown), the charge level to the coil load changes stepwise according to the change in the pulse width of the PWM signal input. A pseudo sine wave current is applied. When controlling the actual current flow in each step, control (Mixed Decay Mode) that normally combines the following three operation modes is used.
I do.
【0009】ここで、図11(a)乃至(c)に示す3
つの動作モードについて、図12に示すNMOSFET ゲート
印加信号のタイミング波形を参照しながら説明する。[0009] Here, 3 shown in FIG.
The two operation modes will be described with reference to the timing waveform of the NMOSFET gate application signal shown in FIG.
【0010】図11(a)に示す電源印加モード(チャ
ージモード、Charge Mode )では、PWM パルスU2、L1に
よりハイサイド側の一方のトランジスタ73およびローサ
イド側の一方のトランジスタ72をオン状態に制御してモ
ータ電源Vからコイル負荷Lへ電源を印加する。In the power supply mode (charge mode, charge mode) shown in FIG. 11A, one of the high-side transistor 73 and the low-side transistor 72 is controlled to be on by the PWM pulses U2 and L1. Power from the motor power supply V to the coil load L.
【0011】図11(b)に示す低速回生モード(低速
減衰モード、Slow Decay Mode )では、PWM パルスL1、
L2によりローサイド側のNMOSFET72 、74をオン状態に制
御してコイル負荷Lとの間で電流を循環させ、低速回転
を維持させる。この場合、前記チャージモードでコイル
負荷Lに生じた逆起電力を電源とするが、NMOSFET72お
よび74のオン抵抗は小さいので、無駄なスイッチング損
失もなく、電流をホールドすることができる。In the low-speed regeneration mode (slow decay mode) shown in FIG. 11B, the PWM pulse L1,
The low-side NMOSFETs 72 and 74 are controlled to be turned on by L2 to circulate a current between the low-side NMOSFETs 72 and 74 and the coil load L, thereby maintaining low-speed rotation. In this case, the back electromotive force generated in the coil load L in the charge mode is used as a power supply. However, since the ON resistances of the NMOSFETs 72 and 74 are small, the current can be held without unnecessary switching loss.
【0012】図11(c)に示す高速回生モード(高速
減衰モード、Fast Decay Mode )では、PWM パルスU1、
L2によりハイサイド側の他方のトランジスタ71およびロ
ーサイド側の他方のトランジスタ74をオン状態に制御し
て、逆起電圧が生じているコイル負荷Lからモータ電源
Vへ電流を戻す。In the high-speed regeneration mode (high-speed decay mode, Fast Decay Mode) shown in FIG.
The other transistor 71 on the high side and the other transistor 74 on the low side are controlled to be turned on by L2, and current is returned from the coil load L in which the back electromotive voltage is generated to the motor power supply V.
【0013】なお、上記2つの減衰モードにおける電流
の減衰(ディスチャージ)の割合は、2つの減衰モード
の時間的な割合によって変化する。The rate of current decay (discharge) in the two attenuation modes changes according to the time rate of the two attenuation modes.
【0014】従来は、前記3つの動作モードを組み合わ
せた制御方法として、図13あるいは図14に示すよう
なシーケンスを採用している。Conventionally, a sequence as shown in FIG. 13 or FIG. 14 is employed as a control method combining the above three operation modes.
【0015】図13に示す電流制御のシーケンスは、PW
M パルスの周期(PWM 基準時間)内で電源印加モード→
高速回生モード→低速回生モードの順で切り換える制御
を、各周期毎に繰り返し実行させるものである。The current control sequence shown in FIG.
Power supply mode within M pulse period (PWM reference time) →
The control for switching in the order of the high-speed regeneration mode and the low-speed regeneration mode is repeatedly executed in each cycle.
【0016】この際、電源印加モード→高速回生モード
の切換えは、電源印加モードにおいて設定電流値(PWM
制御入力に対応した波高値)に達したか否かを抵抗素子
77の電圧降下に基づいて電流検知部80で検出し、設定電
流値に達した検出出力を用いて切り換える。そして、高
速回生モードを一定時間に達するまで継続した後に低速
回生モードに切り換え、この低速回生モードの時間を固
定している。At this time, the switching from the power supply mode to the high-speed regeneration mode is performed by setting the set current value (PWM
The resistance element determines whether the peak value corresponding to the control input has been reached.
The current is detected by the current detection unit 80 based on the voltage drop of 77, and switching is performed using the detection output that has reached the set current value. Then, after the high-speed regeneration mode is continued until reaching a certain time, the mode is switched to the low-speed regeneration mode, and the time of the low-speed regeneration mode is fixed.
【0017】しかし、このような制御方法は、電流値が
高速回生モードにおける減衰量に拘束されるので、電流
の脈流(リップル)が大きくなり、ノイズが発生するな
どの問題がある。However, in such a control method, since the current value is restricted by the amount of attenuation in the high-speed regeneration mode, there is a problem that a pulsating current (ripple) of the current is increased and noise is generated.
【0018】一方、図14に示す電流制御のシーケンス
は、PWM パルスの周期(PWM 基準時間)内で電源印加モ
ード→低速回生モード→高速回生モードの順で切り換え
る制御を、各周期毎に繰り返し実行させるものである。On the other hand, the current control sequence shown in FIG. 14 repeatedly executes control for switching in the order of the power supply mode, the low-speed regeneration mode, and the high-speed regeneration mode within each cycle of the PWM pulse (PWM reference time). It is to let.
【0019】この際、電源印加モード→低速回生モード
の切換えは、電源印加モードにおいて設定電流値に達し
たか否かを抵抗素子77の電圧降下に基づいて電流検知部
80で検出し、設定電流値に達した検出出力を用いて切り
換える。そして、低速回生モードを一定時間に達するま
で継続した後に高速回生モードに切り換え、この高速回
生モードの時間を固定している。At this time, the switching from the power supply mode to the low-speed regeneration mode is performed by determining whether or not the set current value has been reached in the power supply mode based on the voltage drop of the resistance element 77.
Detect at 80 and switch using the detection output that has reached the set current value. Then, after the low-speed regeneration mode is continued until reaching a certain time, the mode is switched to the high-speed regeneration mode, and the time of the high-speed regeneration mode is fixed.
【0020】しかし、このような制御方法も、電流値が
高速回生モードにおける減衰量に拘束されるので、負荷
電流の脈流が大きくなり、ノイズの発生量が多いなどの
問題がある。However, such a control method also has a problem in that the current value is restricted by the amount of attenuation in the high-speed regenerative mode, so that the pulsating flow of the load current increases and the amount of noise generated is large.
【0021】即ち、従来は、コイル負荷Lに対する電流
のディスチャージを行う方法として、ある程度の時間を
固定して制御を行っている。そこで、定常以上の電流変
化を与える時には、IC外部(ユーザー側)で条件設定
の変更を行って電流の変化率を変化させるか、もしくは
負荷側の部品の定数を可変とすること等によって調整す
ることが多い。That is, conventionally, as a method of discharging the current to the coil load L, control is performed with a certain fixed time. Therefore, when a current change more than a steady state is given, adjustment is performed by changing the condition change outside the IC (user side) to change the current change rate, or by making the constant of the load-side component variable. Often.
【0022】この際、負荷電流の脈流が少なくなるよう
な最適な電流波形の再現を行うためには、負荷に併せて
外部から電流制御のタイミングを適時細かく制御する必
要があり、制御システムの複雑化やコストアップにつな
がる。At this time, in order to reproduce an optimal current waveform such that the pulsating flow of the load current is reduced, it is necessary to precisely control the timing of the current control from the outside in a timely manner in accordance with the load. It leads to complexity and cost increase.
【0023】また、従来のPWM 制御に際して、コイル負
荷Lに対する電流のチャージとディスチャージを繰り返
すことにより定電流制御を行おうとする時、ディスチャ
ージ時間の設定値が予め規定されているので、必ずしも
所望の必要な時間を設定できるわけではない。このた
め、定電流性性能と電流の変化能力とは相反することに
なってしまい、両立は非常に難しい。Further, in the conventional PWM control, when the constant current control is to be performed by repeating the charging and discharging of the current to the coil load L, the set value of the discharging time is predetermined, so that it is not necessarily required. It is not possible to set a proper time. For this reason, the constant current performance and the ability to change the current are contradictory, and it is very difficult to achieve both.
【0024】[0024]
【発明が解決しようとする課題】上記したように従来の
ICに形成されたHブリッジ回路をPWM 制御してリアク
タンス負荷に対する電流のチャージとディスチャージを
繰り返すことにより定電流制御を行う際に、負荷電流の
脈流が大きくなり、ノイズの発生量が多いなどの問題が
あった。As described above, when the constant current control is performed by repeating the charging and discharging of the current to the reactance load by performing the PWM control of the H bridge circuit formed in the conventional IC, the load current is reduced. The pulsating flow becomes large, and the amount of generated noise is large.
【0025】本発明は上記の問題点を解決すべくなされ
たもので、Hブリッジ回路のPWM 制御によりリアクタン
ス負荷に対する電流のチャージとディスチャージを繰り
返すことにより定電流制御を行う際に、負荷によって必
要量が異なる電流の減衰力を自動化し、負荷電流をより
正確に制御し、負荷電流の脈流を小さくし、ノイズの発
生量を低減し得る半導体集積回路を提供することを目的
とする。The present invention has been made in order to solve the above-mentioned problems. When constant current control is performed by repeating charging and discharging of a current to a reactance load by PWM control of an H-bridge circuit, the required amount of load depends on the load. It is an object of the present invention to provide a semiconductor integrated circuit that can automate the damping force of different currents, more accurately control the load current, reduce the pulsating flow of the load current, and reduce the amount of noise generated.
【0026】また、本発明の他の目的は、ICに形成さ
れたHブリッジ回路をPWM 制御してIC外部のモータの
コイルに対する電流のチャージとディスチャージを繰り
返すことにより定電流制御を行う際に、コイル電流をよ
り正確に制御し得るモータ駆動制御システムを提供する
ことにある。Another object of the present invention is to perform constant current control by repeatedly controlling the H-bridge circuit formed in an IC by performing PWM control to repeatedly charge and discharge current to a coil of a motor outside the IC. An object of the present invention is to provide a motor drive control system capable of controlling a coil current more accurately.
【0027】[0027]
【課題を解決するための手段】本発明の半導体集積回路
は、一対の外部出力端子と、前記一対の外部出力端子に
各一端が接続され、各他端は一括されて電源ノード側に
接続されるハイサイド側の2個の出力スイッチ素子およ
び前記一対の外部出力端子に各一端が接続され、各他端
は一括されて接地ノード側に接続されるローサイド側の
2個の出力スイッチ素子を有し、前記一対の外部出力端
子を介して外部に接続される負荷を駆動するためのHブ
リッジ回路と、前記Hブリッジ回路の出力スイッチ素子
をパルス幅変調信号によりスイッチング駆動し、前記H
ブリッジ回路による前記負荷に対するチャージモード、
低速減衰モード、高速減衰モードを選択的に設定可能な
PWM制御回路と、前記負荷に対する高速減衰モードで前
記負荷の電流が第1の設定電流値以下に低下した場合に
前記低速減衰モードに切り換え制御するための制御信号
を生成し、前記PWM 制御回路を制御する出力制御ロジッ
ク回路とを具備することを特徴とする。A semiconductor integrated circuit according to the present invention has a pair of external output terminals, one end of which is connected to the pair of external output terminals, and the other end of which is collectively connected to the power supply node side. One end is connected to each of the two high-side output switch elements and the pair of external output terminals, and each other end has two low-side output switch elements that are collectively connected to the ground node side. And an H-bridge circuit for driving a load externally connected through the pair of external output terminals; and an output switch element of the H-bridge circuit, which is switched and driven by a pulse width modulation signal.
Charge mode for the load by a bridge circuit,
Selectable slow decay mode and fast decay mode
A PWM control circuit for generating a control signal for switching to the low-speed decay mode when the current of the load falls below a first set current value in the high-speed decay mode for the load; And an output control logic circuit for controlling.
【0028】本発明のモータ駆動制御システムは、本発
明の半導体集積回路を用いて外部モータのモータコイル
の電流制御を行うことを特徴とする。A motor drive control system according to the present invention is characterized in that current control of a motor coil of an external motor is performed using the semiconductor integrated circuit of the present invention.
【0029】[0029]
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態を詳細に説明する。Embodiments of the present invention will be described below in detail with reference to the drawings.
【0030】<第1の実施形態>図1は、本発明の第1
の実施形態に係るICに形成されたHブリッジ回路とI
C外部の負荷として接続されたステッピングモータのコ
イルとの接続関係の一例を示している。<First Embodiment> FIG. 1 shows a first embodiment of the present invention.
H-bridge circuit formed in the IC according to the embodiment of the present invention and I
C illustrates an example of a connection relationship with a coil of a stepping motor connected as an external load.
【0031】図1において、IC10内に形成された11〜
14はそれぞれ高耐圧タイプの出力スイッチ素子であり、
例えばNMOSFET が用いられている。ここで、ハイサイド
側のNMOSFET11 およびローサイド側のNMOSFET12 は直列
に接続されており、その直列接続ノードは第1の外部出
力端子15に接続されている。同様に、ハイサイド側のNM
OSFET13 およびローサイド側のNMOSFET14 は直列に接続
されており、その直列接続ノードは第2の外部出力端子
16に接続されている。In FIG. 1, 11 to 11 formed in an IC 10 are shown.
14 is a high voltage type output switch element,
For example, NMOSFET is used. Here, the NMOSFET 11 on the high side and the NMOSFET 12 on the low side are connected in series, and the series connection node is connected to the first external output terminal 15. Similarly, NM on the high side
The OSFET 13 and the low-side NMOSFET 14 are connected in series, and the series connection node is connected to the second external output terminal.
Connected to 16.
【0032】これらの4個のNMOSFET11 〜14は、前記一
対の外部出力端子15、16間に負荷として接続されるIC
外部のリアクタンス負荷を駆動するためのHブリッジ回
路を形成されている。本例では、リアクタンス負荷とし
て、ステッピングモータのコイルLが接続される。These four NMOSFETs 11 to 14 are connected to a load between the pair of external output terminals 15 and 16 as an IC.
An H-bridge circuit for driving an external reactance load is formed. In this example, a coil L of a stepping motor is connected as a reactance load.
【0033】前記ハイサイド側のNMOSFET11 、13の各ド
レインは一括され、電流検出用の抵抗素子17を介してモ
ータ用電源端子18に接続されており、このモータ用電源
端子18にはモータ電源Vが接続される。また、前記ロー
サイド側のNMOSFET12 、14の各ソースは一括されて接地
端子19に接続されている。The drains of the high-side NMOSFETs 11 and 13 are collectively connected to a motor power supply terminal 18 via a current detecting resistor element 17, and the motor power supply terminal 18 Is connected. The sources of the low-side NMOSFETs 12 and 14 are collectively connected to a ground terminal 19.
【0034】なお、Di1 〜Di4 はそれぞれ前記NMOSFET1
1 〜14に対応して並列に接続されている逆起電力吸収用
のダイオードである。前記NMOSFET11 〜14にそれぞれダ
イオードが寄生して形成されている場合には、これらの
ダイオードを前記逆起電力吸収用のダイオードDi1 〜Di
4 として用いることができる。Note that Di1 to Di4 are respectively the NMOSFET1
Diodes for back electromotive force absorption connected in parallel corresponding to 1 to 14. When diodes are formed in the NMOSFETs 11 to 14 in a parasitic manner, these diodes are connected to the diodes Di1 to Di for absorbing the back electromotive force.
4 can be used.
【0035】20はHブリッジ回路をPWM パルス信号によ
り駆動制御するためのPWM 制御回路である。22は前記電
流検出用抵抗素子17による電圧降下を検出することによ
って、負荷電流が第2の設定電流値以上であるか否かを
検出する第2の電流検出回路である。Reference numeral 20 denotes a PWM control circuit for driving and controlling the H-bridge circuit by a PWM pulse signal. Reference numeral 22 denotes a second current detection circuit that detects whether the load current is equal to or greater than a second set current value by detecting a voltage drop caused by the current detection resistance element 17.
【0036】さらに、前記電流検出用抵抗素子17による
電圧降下を検出することによって、負荷電流が第1の設
定電流値以下であるか否かを検出する第1の電流検出回
路21が設けられている。ここで、前記第1の設定電流値
は、チャージモードでの既存の設定電流値(第2の設定
電流値)より規定値(オフセット値)だけ低い値であ
り、本例で新規に設定した電流値である。Further, a first current detection circuit 21 for detecting whether the load current is equal to or less than a first set current value by detecting a voltage drop by the current detection resistance element 17 is provided. I have. Here, the first set current value is a value lower than the existing set current value (second set current value) in the charge mode by a specified value (offset value), and the current newly set in the present example. Value.
【0037】これらの電流検出回路21および22は、それ
ぞれ電圧比較回路が用いられており、それぞれ比較判定
基準電圧Vref1 、Vref2 が基準電圧源から与えられる。
この基準電圧Vref1 、Vref2 は、Hブリッジ回路がPWM
信号入力のパルス幅の変化に応じてコイル負荷に対する
チャージレベルがステップ状に変化する疑似的な正弦波
電流を流す際、各ステップにおける実際の電流の流れを
制御する際に各ステップ毎に、例えばPWM 制御回路20と
同一チップ上に搭載されるマイコンにより適切な値に設
定制御される。Each of the current detection circuits 21 and 22 uses a voltage comparison circuit, and receives comparison reference voltages Vref1 and Vref2 from a reference voltage source.
The reference voltages Vref1 and Vref2 are supplied to the H-bridge circuit by PWM.
When a pseudo sine wave current in which the charge level to the coil load changes in a stepwise manner according to the change in the pulse width of the signal input flows, when controlling the actual current flow in each step, for example, for each step, An appropriate value is set and controlled by a microcomputer mounted on the same chip as the PWM control circuit 20.
【0038】そして、出力制御ロジック回路23は、2つ
の電流検出回路21および22の各出力信号を受けて、Hブ
リッジ回路の動作モードを後述するように切り換え制御
するための制御信号を生成し、前記PWM 制御回路20を制
御する。The output control logic circuit 23 receives the output signals of the two current detection circuits 21 and 22 and generates a control signal for controlling the switching of the operation mode of the H-bridge circuit as described later. The PWM control circuit 20 is controlled.
【0039】なお、最近のBi-CMOS プロセスによれば、
PWM 制御回路20の構成素子とHブリッジ回路の高耐圧タ
イプの出力スイッチ素子(例えば二重拡散型のNMOSFET
)とを同一チップ上に搭載することが可能であるが、
Hブリッジ回路が形成されたICとは別のICにPWM 制
御回路20を形成してもよい。According to the recent Bi-CMOS process,
The components of the PWM control circuit 20 and the high-withstand-voltage output switch element of the H-bridge circuit (for example, a double-diffused NMOSFET
) And can be mounted on the same chip,
The PWM control circuit 20 may be formed on an IC different from the IC on which the H-bridge circuit is formed.
【0040】次に、上記Hブリッジ回路のNMOSFET11 〜
14のゲートをPWM 制御回路20によりPWM 制御する際の動
作を説明する。Next, the NMOSFETs 11 to 11 of the H-bridge circuit are described.
The operation when the 14 gates are PWM-controlled by the PWM control circuit 20 will be described.
【0041】コイル負荷Lに対する実際の電流を制御す
る際には、図11(a)乃至(c)を参照して前述した
ような3つの動作モードを組み合わせて、例えば図2、
図5、図6、図7に示すようなシーケンスで制御する。When controlling the actual current to the coil load L, the three operation modes described above with reference to FIGS.
Control is performed in a sequence as shown in FIG. 5, FIG. 6, and FIG.
【0042】<第1の制御例>図2は、図1のHブリッ
ジ回路およびコイル負荷における実際の電流の流れにつ
いて第1の制御例を示している。<First Control Example> FIG. 2 shows a first control example of an actual current flow in the H-bridge circuit and the coil load of FIG.
【0043】図3は、図2に示す電流制御のシーケンス
における電流検出用の抵抗素子17の電圧降下の変化およ
び電流検出回路21、22の検出出力の変化の一例を示す波
形図である。FIG. 3 is a waveform chart showing an example of a change in the voltage drop of the resistance element 17 for current detection and a change in the detection output of the current detection circuits 21 and 22 in the current control sequence shown in FIG.
【0044】図4は、図2に示す電流制御のシーケンス
を示すフローチャートである。FIG. 4 is a flowchart showing a sequence of the current control shown in FIG.
【0045】図2に示す電流制御のシーケンスは、PWM
パルスの周期(PWM 基準時間)内で電源印加モード(チ
ャージモード、Charge Mode )→高速回生モード(高速
減衰モード、Fast Decay Mode )→低速回生モード(低
速減衰モード、Slow Decay Mode )の順で切り換える。The current control sequence shown in FIG.
Switch in the order of power supply mode (charge mode, Charge Mode) → high-speed regeneration mode (high-speed decay mode, Fast Decay Mode) → low-speed regeneration mode (slow decay mode, Slow Decay Mode) within the pulse period (PWM reference time) .
【0046】この際、電源印加モード→高速回生モード
の切換えは、電源印加モードにおいて第2の設定電流値
(PWM 信号入力のパルス幅に対応した波高値)に達した
ことを電流検出用の抵抗素子17の電圧降下に基づいて第
2の電流検出回路22で検出し、この検出出力を出力制御
ロジック回路23で受けて切り換え制御する。At this time, the switching from the power supply mode to the high-speed regenerative mode is performed by setting the current detection resistance (current peak value corresponding to the pulse width of the PWM signal input) in the power supply mode. The second current detection circuit 22 detects the voltage based on the voltage drop of the element 17, and the output control logic circuit 23 receives this detection output to perform switching control.
【0047】そして、高速回生モード→低速回生モード
の切換えは、高速回生モードにおいて第1の設定電流値
以下に低下していることを電流検出用の抵抗素子17の電
圧降下に基づいて第1の電流検出回路21で検出し、この
検出出力を出力制御ロジック回路23で受けて切り換え制
御する。そして、上記低速回生モードをPWM 基準時間の
終了まで継続させるように制御し、このような一連の制
御を各周期毎に繰り返し実行させる。即ち、高速回生モ
ードの時間内においても、電流比較を行い、予め設定し
た電流レベルまで低下していることを検出したならば、
そのタイミングで低速回生モードの制御に移すようにし
ている。The switching from the high-speed regeneration mode to the low-speed regeneration mode is performed based on the voltage drop of the current detecting resistance element 17 in the high-speed regeneration mode. The output is detected by the current detection circuit 21, and the output is received by the output control logic circuit 23 to perform switching control. Then, control is performed so that the low-speed regeneration mode is continued until the end of the PWM reference time, and such a series of controls is repeatedly executed in each cycle. That is, even within the time of the high-speed regenerative mode, if the current comparison is performed and it is detected that the current level has decreased to a preset current level,
At that timing, control is shifted to the low-speed regeneration mode.
【0048】なお、前記高速回生モードになって直ぐに
第1の電流検出回路21の検出を行うと、回路動作の遅れ
などの理由により誤動作が発生するおそれがある場合に
は、若干のブランク時間を経過してから検出を行うよう
に制御することが望ましい。If the first current detection circuit 21 detects the current immediately after the high-speed regenerative mode is entered, a malfunction may occur due to a delay in circuit operation or the like. It is desirable to perform control so that detection is performed after the elapse.
【0049】<第2の制御例>図5は、図1のHブリッ
ジ回路により駆動されるコイル負荷における実際の電流
の流れについて第2の制御例を示している。<Second Control Example> FIG. 5 shows a second control example of an actual current flow in a coil load driven by the H-bridge circuit of FIG.
【0050】図5に示す電流制御のシーケンスは、PWM
パルスの周期(PWM 基準時間)内で電源印加モード→高
速回生モード→低速回生モードの順で切り換え、上記低
速回生モードの時間内に設定電流の変更が行われない場
合には、次のPWM 基準時間も低速回生モードを継続させ
る(電流をホールドする)ように制御し、このような一
連の制御を繰り返し実行させる。The current control sequence shown in FIG.
In the pulse cycle (PWM reference time), switch in the order of power supply mode → high-speed regeneration mode → low-speed regeneration mode. If the set current is not changed within the above-mentioned low-speed regeneration mode, the next PWM reference Control is performed such that the low-speed regeneration mode is continued (holds current) for a certain period of time, and such a series of controls is repeatedly executed.
【0051】このような制御によれば、低速回生モード
を継続させるPWM 基準時間ではスイッチング損失が発生
しないので、電流制御の全体としてスイッチング回数を
減らし、スイッチング損失を少なくすることができる。According to such control, no switching loss occurs in the PWM reference time for continuing the low-speed regeneration mode, so that the number of switching operations can be reduced as a whole of the current control, and the switching loss can be reduced.
【0052】<第3の制御例>図6は、図1のHブリッ
ジ回路により駆動されるコイル負荷における実際の電流
の流れについて第3の制御例を示している。<Third Control Example> FIG. 6 shows a third control example of an actual current flow in a coil load driven by the H-bridge circuit of FIG.
【0053】図6に示す電流制御のシーケンスは、PWM
パルスの周期(PWM 基準時間)内で電源印加モード→高
速回生モード→低速回生モードの順で切り換える。The current control sequence shown in FIG.
Within the pulse cycle (PWM reference time), switch in the order of power supply mode → high-speed regeneration mode → low-speed regeneration mode.
【0054】この際、電源印加モードから高速回生モー
ドに切り換えてから、一定の短いブランク時間Aの経過
後に設定電流値からの電流の低下幅(オフセットレベ
ル)Bを演算する。そして、B/Aの値が規定値より大
きい場合は、次のPWM 基準時間も電源印加モード→高速
回生モードの順で通常のPWM 動作を行うが、前記B/A
の値が規定値より小さい場合は低速回生モードを継続さ
せるように制御し、このような一連の制御を繰り返し実
行させる。At this time, after switching from the power supply mode to the high-speed regeneration mode, a predetermined short blank time A elapses, and then a decrease width (offset level) B of the current from the set current value is calculated. When the value of B / A is larger than the specified value, the normal PWM operation is performed in the order of the power supply mode → the high-speed regeneration mode also in the next PWM reference time.
Is smaller than the specified value, control is performed to continue the low-speed regeneration mode, and such a series of controls is repeatedly executed.
【0055】このよな制御によれば、低速回生モードを
継続させる(電流をホールドする)PWM 基準時間ではス
イッチング損失が発生しないので、電流制御の全体とし
てスイッチング回数を減らし、スイッチング損失を少な
くすることができる。According to such control, no switching loss occurs during the PWM reference time for continuing the low-speed regeneration mode (holding the current), so that the number of switching times and the switching loss are reduced as a whole of the current control. Can be.
【0056】<第4の制御例>図7は、図1のHブリッ
ジ回路により駆動されるコイル負荷における実際の電流
の流れについて第4の制御例を示している。<Fourth Control Example> FIG. 7 shows a fourth control example of an actual current flow in a coil load driven by the H-bridge circuit of FIG.
【0057】図7に示す電流制御のシーケンスは、PWM
パルスの周期(PWM 基準時間)内に直ぐに高速回生モー
ドになり、高速回生モードにおいて予め設定した電流レ
ベル(設定電流値=0の場合)に低下したことの検出出
力を用いて低速回生モードに切り換え、この低速回生モ
ードをPWM 基準時間の終了まで継続する。次のPWM 基準
時間も低速回生モードを継続させる(電流を零のままホ
ールドする)ように制御し、このような一連の制御を繰
り返し実行させる。The current control sequence shown in FIG.
The high-speed regeneration mode is set immediately within the pulse cycle (PWM reference time), and the mode is switched to the low-speed regeneration mode using the detection output that the current level has decreased to the preset current level (when the set current value = 0) in the high-speed regeneration mode. This low-speed regeneration mode is continued until the end of the PWM reference time. The control is performed so that the low-speed regeneration mode is continued (the current is held at zero) during the next PWM reference time, and such a series of controls is repeatedly executed.
【0058】なお、図1に示したHブリッジ回路におい
て、NMOSFET11 〜14はそれぞれドレイン・ソース間で双
方向に電流を流すことが可能であるので、前記逆起電力
吸収用のダイオードDi1〜Di4を省略し、NMOSFET11 〜
14に逆起電力吸収の役割を持たせるようにしてもよい。In the H-bridge circuit shown in FIG. 1, since the NMOSFETs 11 to 14 can flow current in both directions between the drain and the source, the diodes Di1 to Di4 for absorbing the back electromotive force are connected. Omitted, NMOSFET11 ~
14 may have a role of absorbing back electromotive force.
【0059】また、前記ハイサイド側のNMOSFET11 、13
に代えて、それぞれPMOSFET を用いて上記NMOSFET11 、
13と同様のタイミングで駆動するようにしてもよい。The high-side NMOSFETs 11, 13
Instead of using the PMOSFET, the above NMOSFET 11,
Driving may be performed at the same timing as in FIG.
【0060】上記した第1の実施形態では、ICに形成
されたHブリッジ回路のPWM 制御により、IC外部のリ
アクタンス負荷(本例ではモータのコイル)に対する電
流のチャージとディスチャージを繰り返すことにより定
電流制御を行う際に、自動的に安定化した定電流で制御
することが可能になる自動安定化定電流制御回路を実現
することができる。In the first embodiment, the constant current is obtained by repeating the charging and discharging of the current to the reactance load (the motor coil in this example) outside the IC by the PWM control of the H bridge circuit formed in the IC. When performing the control, it is possible to realize an automatic stabilized constant current control circuit which can be controlled with the automatically stabilized constant current.
【0061】この際、高速回生モード内において負荷電
流の必要減衰量が得られた後、低減衰速度(低速回生モ
ード)への変更を行うので、負荷によって必要量が異な
る電流の減衰力を自動化し、負荷電流をより正確に制御
し、負荷電流の脈動を最低限とし、電流波形の安定性を
大幅に向上させ、ノイズの発生量を低減することができ
る。また、低速回生モードにおいて減衰量がさらに必要
な場合は、低速回生モードを継続することにより、必要
な減衰量を得ることが容易になる。At this time, after the required attenuation amount of the load current is obtained in the high-speed regeneration mode, a change to a low attenuation speed (low-speed regeneration mode) is performed. In addition, the load current can be controlled more accurately, the pulsation of the load current can be minimized, the stability of the current waveform can be greatly improved, and the amount of noise generated can be reduced. Further, when a further amount of attenuation is required in the low-speed regeneration mode, the required amount of attenuation can be easily obtained by continuing the low-speed regeneration mode.
【0062】また、上記自動安定化定電流制御回路は、
従来のIC外部の条件設定による電流可変能力の制御に
代えて、電流可変能力の制御を自動的に行うことによっ
て、PWM 制御時に発生する負荷電流の脈流が小さくな
り、PWM 入力に対する負荷電流波形の再現性が向上す
る。しかも、電流可変能力の制御を自動的に行うので、
従来のIC外部の条件設定による電流可変能力の制御に
比べて、条件設定に伴う制御入力が不要になり、その分
だけ外部端子数が減少する。Further, the above-mentioned automatic stabilization constant current control circuit
By automatically controlling the current variable capability instead of the conventional control of the current variable capability by setting conditions outside the IC, the pulsating flow of the load current generated during PWM control is reduced, and the load current waveform for the PWM input is reduced. Reproducibility is improved. In addition, since the current variable capacity is controlled automatically,
Compared with the conventional control of the current variable capability by setting conditions outside the IC, control input for setting conditions is not required, and the number of external terminals is reduced accordingly.
【0063】また、負荷がリアクタンス負荷(誘導性負
荷や容量性負荷)であれば、その種類を選ばずに電流の
制御性の最適化が行われるので、モータなどの機械的な
負荷変動が発生し得る場合での使用に際しても、最適な
駆動結果が得られ易くなる利点がある。If the load is a reactive load (inductive load or capacitive load), the controllability of the current is optimized regardless of the type of the load. There is an advantage that an optimum driving result can be easily obtained even in the case where it can be used.
【0064】また、上記自動安定化定電流制御回路を用
いてモータのコイル電流をより正確に制御することが可
能になるモータ駆動制御システムを実現することができ
る。このモータ駆動制御システムは、従来のモータ駆動
制御システムに対して、第1の電流検出回路21を追加
し、出力制御ロジック回路23を変更することにより実現
できるので、電流制御を行っているシステムを置き換え
ることができ、幅広い分野(モータを使っているシステ
ム全般)に適用することができ、システムの汎用効果が
期待できる。Further, it is possible to realize a motor drive control system capable of controlling the coil current of the motor more accurately by using the automatic stabilizing constant current control circuit. This motor drive control system can be realized by adding the first current detection circuit 21 and changing the output control logic circuit 23 to the conventional motor drive control system. It can be replaced and can be applied to a wide range of fields (general systems using motors), and general-purpose effects of the system can be expected.
【0065】<第2の実施形態>第1の実施形態では、
電流検出用抵抗素子17をハイサイド側のNMOSFET11 およ
び13のドレイン共通接続ノードとモータ用電源端子18と
の間に挿入したが、この挿入位置を変更してもよく、そ
の一例を以下に示す。<Second Embodiment> In the first embodiment,
Although the current detecting resistance element 17 is inserted between the common drain connection node of the NMOSFETs 11 and 13 on the high side and the motor power supply terminal 18, the insertion position may be changed, and an example thereof will be described below.
【0066】図8は、本発明の第2の実施形態に係るI
Cに形成されたHブリッジ回路とIC外部に接続された
ステッピングモータのコイルとの接続関係の基本構成を
示している。FIG. 8 is a circuit diagram showing an I-mode according to a second embodiment of the present invention.
3 shows a basic configuration of a connection relationship between an H bridge circuit formed in C and a coil of a stepping motor connected outside the IC.
【0067】このHブリッジ回路は、前述した図1中の
Hブリッジ回路と比べて、ローサイド側のNMOSFET12 お
よび14のソース共通接続ノードと接地(GND )端子との
間に電流検出用抵抗素子17を挿入し、この電流検出用抵
抗素子17での電圧降下を電流検出回路21、22で検出する
ようにしている点が異なり、その他は同じであるので、
図1中と同一符号を付してその説明を省略する。This H-bridge circuit is different from the above-mentioned H-bridge circuit in FIG. 1 in that a current detecting resistance element 17 is provided between a common connection node of the low-side NMOSFETs 12 and 14 and a ground (GND) terminal. The difference is that the voltage drop in the current detection resistor element 17 is detected by the current detection circuits 21 and 22.
1 are given the same reference numerals as in FIG. 1 and description thereof is omitted.
【0068】但し、前述した第1の実施形態のように電
流検出用抵抗素子17をモータ用電源端子18側に挿入した
方が、電流検出用抵抗素子17による電圧降下がHブリッ
ジ回路に影響を及ぼすおそれが少ないので望ましい。However, when the current detecting resistor 17 is inserted on the motor power supply terminal 18 side as in the first embodiment, the voltage drop due to the current detecting resistor 17 affects the H-bridge circuit. It is desirable because there is little possibility of the effect.
【0069】また、電流検出用抵抗素子17は、IC外部
に接続してもよい。この場合、IC外部の電流検出用抵
抗素子での電圧降下を検出する際、前記電流検出回路2
1、22を用いてもよいが、別の電流検出回路を用いるよ
うにしてもよい。The current detecting resistance element 17 may be connected to the outside of the IC. In this case, when detecting a voltage drop at the current detecting resistance element outside the IC, the current detecting circuit 2
Although 1, 22 may be used, another current detection circuit may be used.
【0070】<第3の実施形態>第1および第2の実施
形態では、出力スイッチ素子としてMOSFETを用いたが、
出力スイッチ素子としてバイポーラトランジスタを用い
るようにしてもよく、その一例を以下に示す。<Third Embodiment> In the first and second embodiments, a MOSFET is used as an output switch element.
A bipolar transistor may be used as the output switch element, and an example is shown below.
【0071】図9は、本発明の第3の実施形態に係るI
Cに形成されたHブリッジ回路とIC外部に接続された
ステッピングモータのコイルとの接続関係の基本構成を
示している。FIG. 9 is a block diagram showing an I-mode according to a third embodiment of the present invention.
3 shows a basic configuration of a connection relationship between an H bridge circuit formed in C and a coil of a stepping motor connected outside the IC.
【0072】このHブリッジ回路は、前述した図1中の
Hブリッジ回路と比べて、ハイサイド側のMOSFET11、13
に代えてPNP トランジスタQ1、Q3を用い、ローサイド側
のMOSFET12、14に代えてNPN トランジスタQ2、Q4を用い
ている点が異なり、その他は同じであるので、図1中と
同一符号を付してその説明を省略する。This H-bridge circuit is different from the H-bridge circuit shown in FIG.
In that PNP transistors Q1 and Q3 are used in place of NPN transistors Q2 and Q4 in place of the low-side MOSFETs 12 and 14, and the other components are the same. The description is omitted.
【0073】[0073]
【発明の効果】上述したように本発明の半導体集積回路
によれば、Hブリッジ回路によってリアクタンス負荷に
対する電流のチャージとディスチャージを繰り返すこと
により定電流制御を行う際に、正確な電流制御を行うこ
とができ、負荷電流の脈流を小さくし、ノイズの発生量
を低減することができる。As described above, according to the semiconductor integrated circuit of the present invention, when the constant current control is performed by repeating the charging and discharging of the current to the reactance load by the H-bridge circuit, accurate current control is performed. Therefore, the pulsating flow of the load current can be reduced, and the amount of noise generated can be reduced.
【0074】また、本発明のモータ駆動制御システムに
よれば、本発明の半導体集積回路に形成されたHブリッ
ジ回路をPWM 制御して外部モータのコイルに対する電流
のチャージとディスチャージを繰り返すことにより定電
流制御を行う際に、コイル電流をより正確に制御するこ
とができる。Further, according to the motor drive control system of the present invention, the H-bridge circuit formed in the semiconductor integrated circuit of the present invention is controlled by PWM to repeat charging and discharging of the current to the coil of the external motor, thereby providing a constant current. When performing the control, the coil current can be controlled more accurately.
【図1】本発明の第1の実施形態に係るICに形成され
たHブリッジ回路とIC外部に接続されたステッピング
モータのコイルとの接続関係の一例を示す回路図。FIG. 1 is a circuit diagram showing an example of a connection relationship between an H-bridge circuit formed in an IC according to a first embodiment of the present invention and a coil of a stepping motor connected outside the IC.
【図2】図1のHブリッジ回路およびコイル負荷におけ
る実際の電流の流れについて第1の制御例を示すシーケ
ンス図。FIG. 2 is a sequence diagram showing a first control example of an actual current flow in the H-bridge circuit and the coil load of FIG. 1;
【図3】図2に示す電流制御のシーケンスにおける電流
検出用の抵抗素子の電圧降下の変化および電流検出回路
の検出出力の変化の一例を示す波形図。FIG. 3 is a waveform chart showing an example of a change in a voltage drop of a resistance element for current detection and a change in a detection output of a current detection circuit in the current control sequence shown in FIG. 2;
【図4】図2に示す電流制御のシーケンスを詳細に示す
フローチャート。FIG. 4 is a flowchart showing the details of the current control sequence shown in FIG. 2;
【図5】図1のHブリッジ回路により駆動されるコイル
負荷における実際の電流の流れについて第2の制御例を
示すシーケンス図。FIG. 5 is a sequence diagram showing a second control example of an actual current flow in a coil load driven by the H-bridge circuit of FIG. 1;
【図6】図1のHブリッジ回路により駆動されるコイル
負荷における実際の電流の流れについて第3の制御例を
示すシーケンス図。FIG. 6 is a sequence diagram showing a third control example of an actual current flow in a coil load driven by the H-bridge circuit of FIG. 1;
【図7】図1のHブリッジ回路により駆動されるコイル
負荷における実際の電流の流れについて第4の制御例を
示すシーケンス図。FIG. 7 is a sequence diagram showing a fourth control example of an actual current flow in a coil load driven by the H-bridge circuit of FIG. 1;
【図8】本発明の第2の実施形態に係るICに形成され
たHブリッジ回路とIC外部に接続されたステッピング
モータのコイルとの接続関係の基本構成を示す回路図。FIG. 8 is a circuit diagram showing a basic configuration of a connection relationship between an H-bridge circuit formed in an IC according to a second embodiment of the present invention and a coil of a stepping motor connected outside the IC.
【図9】本発明の第3の実施形態に係るICに形成され
たHブリッジ回路とIC外部に接続されたステッピング
モータのコイルとの接続関係の基本構成を示す回路図。FIG. 9 is a circuit diagram showing a basic configuration of a connection relationship between an H-bridge circuit formed in an IC according to a third embodiment of the present invention and a coil of a stepping motor connected outside the IC.
【図10】ICに形成された従来のHブリッジ回路とI
C外部のに接続されたステッピングモータのコイルとの
接続関係の一例を示す回路図。FIG. 10 shows a conventional H-bridge circuit formed on an IC and I
FIG. 4 is a circuit diagram showing an example of a connection relationship with a coil of a stepping motor connected to the outside of C.
【図11】図10のHブリッジ回路により駆動されるコ
イル負荷における実際の電流の流れを制御する際の3つ
の動作モードを説明するために示す図。FIG. 11 is a diagram for explaining three operation modes when controlling an actual current flow in a coil load driven by the H-bridge circuit of FIG. 10;
【図12】図11に示す3つの動作モードについてNMOS
FET ゲート印加信号の一例を示すタイミング波形図。FIG. 12 shows an NMOS for the three operation modes shown in FIG.
FIG. 5 is a timing waveform chart showing an example of an FET gate application signal.
【図13】従来のHブリッジ回路により図11に示す3
つの動作モードを組み合わせた制御方法の一例を示すシ
ーケンス図。FIG. 13 shows a conventional H-bridge circuit shown in FIG.
FIG. 6 is a sequence diagram showing an example of a control method combining two operation modes.
【図14】従来のHブリッジ回路により図11に示す3
つの動作モードを組み合わせた制御方法の他の例を示す
シーケンス図。FIG. 14 shows a conventional H-bridge circuit shown in FIG.
FIG. 13 is a sequence diagram showing another example of a control method combining two operation modes.
10…IC、 11〜14…Hブリッジ回路を形成する高耐圧タイプのNMOS
FET 、 15,16…外部出力端子、 17…電流検出用抵抗素子、 18…モータ用電源端子、 19…接地端子、 20…PWM 制御回路、 21…第1の電流検出回路、 22…第2の電流検出回路、 23…出力制御ロジック回路、 V…モータ電源、 L…リアクタンス負荷(ステッピングモータのコイ
ル)、 Di1 〜Di4 …逆起電力吸収用のダイオード。10 ... IC, 11-14 ... High withstand voltage type NMOS forming H-bridge circuit
FET, 15, 16… External output terminal, 17… Resistance element for current detection, 18… Power supply terminal for motor, 19… Ground terminal, 20… PWM control circuit, 21… First current detection circuit, 22… Second Current detection circuit, 23: Output control logic circuit, V: Motor power supply, L: Reactance load (stepping motor coil), Di1 to Di4: Diode for absorbing back electromotive force.
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Claims (9)
一括されて電源ノード側に接続されるハイサイド側の2
個の出力スイッチ素子および前記一対の外部出力端子に
各一端が接続され、各他端は一括されて接地ノード側に
接続されるローサイド側の2個の出力スイッチ素子を有
し、前記一対の外部出力端子を介して外部に接続される
負荷を駆動するためのHブリッジ回路と、 前記Hブリッジ回路の出力スイッチ素子をパルス幅変調
信号によりスイッチング駆動し、前記Hブリッジ回路に
よる前記負荷に対するチャージモード、低速減衰モー
ド、高速減衰モードを選択的に設定可能なPWM 制御回路
と、 前記負荷に対する高速減衰モードで前記負荷の電流が第
1の設定電流値以下に低下した場合に前記低速減衰モー
ドに切り換え制御するための制御信号を生成し、前記PW
M 制御回路を制御する出力制御ロジック回路とを具備す
ることを特徴とする半導体集積回路。A pair of external output terminals, one end of each of which is connected to the pair of external output terminals, and the other end of which is collectively connected to a power supply node side;
One end is connected to each of the output switch elements and the pair of external output terminals, and the other end has two low-side output switch elements connected collectively to the ground node side. An H-bridge circuit for driving a load externally connected through an output terminal; and a switching mode for driving an output switch element of the H-bridge circuit by a pulse width modulation signal, and a charge mode for the load by the H-bridge circuit. A PWM control circuit capable of selectively setting a low-speed decay mode and a high-speed decay mode; and a control for switching to the low-speed decay mode when the current of the load drops below a first set current value in the high-speed decay mode for the load. To generate a control signal for the PW
A semiconductor integrated circuit, comprising: an output control logic circuit for controlling an M control circuit.
に低下したことを検出する第1の電流検出回路をさらに
具備し、 前記出力制御ロジック回路は、前記第1の電流検出回路
の検出出力を受けて前記低速減衰モードに切り換え制御
するための制御信号を生成することを特徴とする請求項
1記載の半導体集積回路。2. The apparatus according to claim 1, further comprising: a first current detection circuit configured to detect that a current of the load has decreased to a first set current value or less. 2. The semiconductor integrated circuit according to claim 1, wherein a control signal for controlling the switching to the low-speed decay mode is received in response to the detection output.
達したことを検出する第2の電流検出回路をさらに具備
し、 前記出力制御ロジック回路は、前記負荷に対するチャー
ジモードで前記第2の電流検出回路の検出出力を受けて
前記高速減衰モードに切り換え制御するための制御信号
を生成し、前記PWM 制御回路を制御することを特徴とす
る請求項1または2記載の半導体集積回路。A second current detection circuit for detecting that a current of the load has reached a second set current value, wherein the output control logic circuit is configured to charge the load with the second current in a charge mode. 3. The semiconductor integrated circuit according to claim 1, wherein a control signal for controlling the switching to said high-speed decay mode is generated in response to a detection output of said current detection circuit, and said PWM control circuit is controlled.
接地端子と、 前記ハイサイド側の2個の出力スイッチ素子の一括接続
ノードと前記電源端子との間または前記ローサイド側の
2個の出力スイッチ素子の一括接続ノードと前記接地端
子との間に挿入接続された電流検出用の抵抗素子とをさ
らに具備し、 前記電流検出回路は、前記電流検出用抵抗素子による電
圧降下を検出することによって前記負荷の電流を検出す
ることを特徴とする請求項3または4記載の半導体集積
回路。4. A power supply terminal and a ground terminal for the H-bridge circuit, and between a power supply terminal and a collective connection node of the two high-side output switch elements or two low-side output switches. A current detection resistance element inserted and connected between the collective connection node of the elements and the ground terminal, wherein the current detection circuit detects a voltage drop caused by the current detection resistance element, 5. The semiconductor integrated circuit according to claim 3, wherein a current of a load is detected.
ルが接続されたモータと、 前記半導体集積回路の外部に接続され、前記ハイサイド
側の2個の出力スイッチ素子の一括接続ノードとモータ
電源との間または前記ローサイド側の2個の出力スイッ
チ素子の一括接続ノードと接地との間に挿入接続された
電流検出用の抵抗素子と、 前記電流検出用抵抗素子による電圧降下を検出すること
によって、前記モータコイルの電流が第1の設定電流値
以下に低下したことを検出し、検出出力を前記半導体集
積回路の出力制御ロジック回路に供給する第1の電流検
出回路とを具備することを特徴とするモータ駆動制御シ
ステム。5. The semiconductor integrated circuit according to claim 1, a motor having a motor coil connected to a pair of external output terminals of the semiconductor integrated circuit, and a motor connected to the outside of the semiconductor integrated circuit and connected to the high side. A current detection resistance element inserted and connected between a collective connection node of two output switch elements and a motor power supply or between a collective connection node of the two low-side output switch elements and ground; By detecting a voltage drop by the current detecting resistance element, it is detected that the current of the motor coil has dropped below a first set current value, and a detection output is supplied to an output control logic circuit of the semiconductor integrated circuit. A motor drive control system, comprising: a first current detection circuit.
半導体集積回路を用いて外部モータのモータコイルの電
流制御を行うことを特徴とするモータ駆動制御システ
ム。6. A motor drive control system for controlling the current of a motor coil of an external motor using the semiconductor integrated circuit according to claim 1. Description:
イルの動作モードを制御する際、PWM パルスの周期で決
まるPWM 基準時間内で前記チャージモードから高速減衰
モード、低速減衰モードの順で切り換えた後で、前記低
速減衰モードを前記PWM 基準時間の終了まで継続させる
ように制御し、この一連の制御を各周期毎に繰り返し実
行させることを特徴とする請求項5または6記載のモー
タ駆動制御システム。7. When the operation mode of the motor coil is controlled by the semiconductor integrated circuit, after switching from the charge mode to the high-speed decay mode and the low-speed decay mode within a PWM reference time determined by a cycle of a PWM pulse. 7. The motor drive control system according to claim 5, wherein the control is performed such that the low-speed decay mode is continued until the end of the PWM reference time, and this series of controls is repeatedly executed in each cycle.
イルの動作モードを制御する際、PWM パルスの周期で決
まるPWM 基準時間内で前記チャージモードから高速減衰
モード、低速減衰モードの順で切り換えるように制御
し、前記低速減衰モードの時間内に設定電流の変更が行
われない場合には、次のPWM 基準時間も低速減衰モー
ドを継続させるように制御することを特徴とする請求項
5または6記載のモータ駆動制御システム。8. When the operation mode of the motor coil is controlled by the semiconductor integrated circuit, control is performed so as to switch from the charge mode to the high-speed decay mode and the low-speed decay mode within a PWM reference time determined by a cycle of a PWM pulse. 7. The method according to claim 5, wherein if the set current is not changed within the time of the low-speed decay mode, the control is performed so that the low-speed decay mode is continued for the next PWM reference time. Motor drive control system.
イルの動作モードを制御する際、PWM パルスの周期で決
まるPWM 基準時間内で前記チャージモードから高速減衰
モード、低速減衰モードの順で切り換えるように制御
し、前記チャージモードから高速減衰モードに切り換え
てから所定のブランク時間の経過後における前記モータ
コイルの電流の低下幅が規定値より大きい場合は次のPW
M 基準時間もチャージモードから高速減衰モード、低速
減衰モードの順で切り換え、前記モータコイルの電流の
低下幅が規定値より小さい場合は低速減衰モードを継続
させるように制御することを特徴とする請求項5または
6記載のモータ駆動制御システム。9. When the operation mode of the motor coil is controlled by the semiconductor integrated circuit, control is performed so as to switch from the charge mode to a high-speed decay mode and a low-speed decay mode within a PWM reference time determined by a cycle of a PWM pulse. Then, when the decrease width of the current of the motor coil after a predetermined blank time has elapsed after switching from the charge mode to the high-speed decay mode is larger than a specified value, the next PW
The M reference time is also switched in the order of the charge mode, the high-speed decay mode, and the low-speed decay mode, and if the decrease in the current of the motor coil is smaller than a specified value, control is performed so as to continue the low-speed decay mode. Item 7. The motor drive control system according to item 5 or 6.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2000400827A JP3665565B2 (en) | 2000-12-28 | 2000-12-28 | Semiconductor integrated circuit and motor drive control system |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2000400827A JP3665565B2 (en) | 2000-12-28 | 2000-12-28 | Semiconductor integrated circuit and motor drive control system |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2002204150A true JP2002204150A (en) | 2002-07-19 |
JP3665565B2 JP3665565B2 (en) | 2005-06-29 |
Family
ID=18865345
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2000400827A Expired - Lifetime JP3665565B2 (en) | 2000-12-28 | 2000-12-28 | Semiconductor integrated circuit and motor drive control system |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3665565B2 (en) |
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JP3665565B2 (en) | 2005-06-29 |
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Legal Events
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A977 | Report on retrieval |
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