JP2002199738A - マルチレベルインバータ - Google Patents
マルチレベルインバータInfo
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 マルチレベルインバータの出力の力率や運転
中，停止中の如何にかかわらず、直流電圧分担の不平衡
を抑制できるようにする。 【解決手段】 直流電圧を分担する直流コンデンサ
Ｃ1 ，Ｃ2 とインバータとから構成される、例えば３レ
ベルインバータのＣ1 ，Ｃ2 と並列にスイッチング素子
ＤＢ１，ＤＢ２を接続し、かつ、このスイッチング素子
ＤＢ１，ＤＢ２の直列接続点と直流コンデンサＣ1 ，Ｃ
2 の直列接続点との間にリアクトルＬ１を接続し、スイ
ッチング素子ＤＢ１，ＤＢ２をスイッチングすること
で、直流コンデンサの電圧分担の平衡化を図る。
中，停止中の如何にかかわらず、直流電圧分担の不平衡
を抑制できるようにする。 【解決手段】 直流電圧を分担する直流コンデンサ
Ｃ1 ，Ｃ2 とインバータとから構成される、例えば３レ
ベルインバータのＣ1 ，Ｃ2 と並列にスイッチング素子
ＤＢ１，ＤＢ２を接続し、かつ、このスイッチング素子
ＤＢ１，ＤＢ２の直列接続点と直流コンデンサＣ1 ，Ｃ
2 の直列接続点との間にリアクトルＬ１を接続し、スイ
ッチング素子ＤＢ１，ＤＢ２をスイッチングすること
で、直流コンデンサの電圧分担の平衡化を図る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、マルチレベルイ
ンバータ、特にマルチレベルインバータの直流回路の電
圧分担不平衡の抑制，または電圧分担の平衡化が可能な
マルチレベルインバータに関する。
ンバータ、特にマルチレベルインバータの直流回路の電
圧分担不平衡の抑制，または電圧分担の平衡化が可能な
マルチレベルインバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】従来例として、例えば電気学会半導体電
力変換研究会資料ＳＰＣ−９１−３７として発表された
“ＮＰＣインバータの直流入力コンデンサ電圧の平衡化
制御”嶋村ほかの論文がある。図６にこの論文の制御回
路を示し、図７にその制御対象としての３レベルインバ
ータ（中性点クランプ形インバータまたはＮＰＣインバ
ータとも言う）の例を示す。
力変換研究会資料ＳＰＣ−９１−３７として発表された
“ＮＰＣインバータの直流入力コンデンサ電圧の平衡化
制御”嶋村ほかの論文がある。図６にこの論文の制御回
路を示し、図７にその制御対象としての３レベルインバ
ータ（中性点クランプ形インバータまたはＮＰＣインバ
ータとも言う）の例を示す。
【０００３】まず、図７の３レベルインバータについて
簡単に説明する。これは、直流電源Ｅｓの電圧を分担す
る２つの直流コンデンサＣ1 ，Ｃ2 と、スイッチング素
子ＧU1〜ＧZ2およびクランプダイオードＤU0〜ＤZ0を備
え、前記直流コンデンサ電圧を交流電圧に変換するイン
バータとから構成される。なお、ＤU1〜ＤZ2は各スイッ
チング素子ＧU1〜ＧZ2に逆並列接続された還流用ダイオ
ード、ＩＭは誘導電動機を示す。
簡単に説明する。これは、直流電源Ｅｓの電圧を分担す
る２つの直流コンデンサＣ1 ，Ｃ2 と、スイッチング素
子ＧU1〜ＧZ2およびクランプダイオードＤU0〜ＤZ0を備
え、前記直流コンデンサ電圧を交流電圧に変換するイン
バータとから構成される。なお、ＤU1〜ＤZ2は各スイッ
チング素子ＧU1〜ＧZ2に逆並列接続された還流用ダイオ
ード、ＩＭは誘導電動機を示す。
【０００４】図６では、上記図７に示す直流コンデンサ
Ｃ1 ，Ｃ2 の各端子電圧ＥD1，ＥD2からその差分ＳＥD
を作り、この差分ＳＥD を一次遅れフィルタＦＩに与え
て直流成分信号ＳＥDIを作成する。また、これらの信号
ＳＥD ，ＳＥDIから交流成分信号ＳＥAIを作る。さら
に、有効・無効電力検出回路ＰＱによって検出したイン
バータ出力有効電力ＰM1・無効電力ＱM1と、電流制御回
路ＣＣからのインバータ出力周波数指令ＦI とに基づ
き、極性判別回路ＰＤにより極性切替信号ＰOL1 を作り
だす。
Ｃ1 ，Ｃ2 の各端子電圧ＥD1，ＥD2からその差分ＳＥD
を作り、この差分ＳＥD を一次遅れフィルタＦＩに与え
て直流成分信号ＳＥDIを作成する。また、これらの信号
ＳＥD ，ＳＥDIから交流成分信号ＳＥAIを作る。さら
に、有効・無効電力検出回路ＰＱによって検出したイン
バータ出力有効電力ＰM1・無効電力ＱM1と、電流制御回
路ＣＣからのインバータ出力周波数指令ＦI とに基づ
き、極性判別回路ＰＤにより極性切替信号ＰOL1 を作り
だす。
【０００５】そして、上記ＳＥDI，ＳＥAIにそれぞれ補
償ゲインＫDI，ＫAIを掛けた値を加算した値ＳBI1 を、
上記極性切替信号ＰOL1 によって制御されるスイッチＳ
Ｗにより必要に応じて極性変換し、最終的な補正量Ｓ
BI2 を生成する。補正量ＳBI2はインバータ出力電圧指
令ｖUI1 * ，ｖVI1 * ，ｖWI1 * に加算され、最終的な
インバータ出力電圧指令ｖUI2 * ，ｖVI2 * ，ｖWI2 *
となり、この指令に基づいてインバータを制御すること
により、直流コンデンサ電圧ＥD1，ＥD2の不平衡を補正
（補償）する。
償ゲインＫDI，ＫAIを掛けた値を加算した値ＳBI1 を、
上記極性切替信号ＰOL1 によって制御されるスイッチＳ
Ｗにより必要に応じて極性変換し、最終的な補正量Ｓ
BI2 を生成する。補正量ＳBI2はインバータ出力電圧指
令ｖUI1 * ，ｖVI1 * ，ｖWI1 * に加算され、最終的な
インバータ出力電圧指令ｖUI2 * ，ｖVI2 * ，ｖWI2 *
となり、この指令に基づいてインバータを制御すること
により、直流コンデンサ電圧ＥD1，ＥD2の不平衡を補正
（補償）する。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
従来例では、 力率０では、補正量ＳBI2 をどれだけ増加しても中性
点電流の直流分が発生しないので、制御自体が無効とな
る。 直流電圧分担を制御するためにインバータ出力電圧指
令に補正を加えるため、インバータ出力電圧が歪む。 インバータ停止時には、直流電圧分担不平衡を抑制で
きない。などの問題がある。したがって、この発明の課
題は、インバータの力率やインバータ運転中，停止中に
関係なく、直流コンデンサの直流電圧分担の平衡化を図
ることにある。
従来例では、 力率０では、補正量ＳBI2 をどれだけ増加しても中性
点電流の直流分が発生しないので、制御自体が無効とな
る。 直流電圧分担を制御するためにインバータ出力電圧指
令に補正を加えるため、インバータ出力電圧が歪む。 インバータ停止時には、直流電圧分担不平衡を抑制で
きない。などの問題がある。したがって、この発明の課
題は、インバータの力率やインバータ運転中，停止中に
関係なく、直流コンデンサの直流電圧分担の平衡化を図
ることにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】このような課題を解決す
るため、請求項１の発明では、直流電源の電圧を互いに
分担する複数の直流コンデンサと、スイッチング素子お
よびクランプダイオードを備え前記直流コンデンサの電
圧を交流電圧に変換するインバータとからなる３レベル
以上のマルチレベルインバータにおいて、前記複数の直
流コンデンサの２個ずつを対とする直流コンデンサ直列
回路と並列に２個の電圧分担用スイッチング素子の直列
回路を接続するとともに、前記直流コンデンサの直列接
続点と前記電圧分担用スイッチング素子の直列接続点と
の間にリアクトルを接続し、前記電圧分担用スイッチン
グ素子をスイッチングすることを特徴とする。この請求
項１の発明においては、４レベル以上のマルチレベルイ
ンバータでは、前記対として設けられる２個の電圧分担
用スイッチング素子を、１個とすることができる（請求
項２の発明）。
るため、請求項１の発明では、直流電源の電圧を互いに
分担する複数の直流コンデンサと、スイッチング素子お
よびクランプダイオードを備え前記直流コンデンサの電
圧を交流電圧に変換するインバータとからなる３レベル
以上のマルチレベルインバータにおいて、前記複数の直
流コンデンサの２個ずつを対とする直流コンデンサ直列
回路と並列に２個の電圧分担用スイッチング素子の直列
回路を接続するとともに、前記直流コンデンサの直列接
続点と前記電圧分担用スイッチング素子の直列接続点と
の間にリアクトルを接続し、前記電圧分担用スイッチン
グ素子をスイッチングすることを特徴とする。この請求
項１の発明においては、４レベル以上のマルチレベルイ
ンバータでは、前記対として設けられる２個の電圧分担
用スイッチング素子を、１個とすることができる（請求
項２の発明）。
【０００８】
【発明の実施の形態】図１はこの発明の第１の実施の形
態を示す主回路図、図２はその制御ブロック図である。
これは、直流電源は図示を省略されているが基本的には
図７と同様の３レベルインバータで、電源電圧を互いに
分配する２つ（一般にｎレベルインバータではｎ−１
個）のコンデンサＣ1 ，Ｃ2 と、各相の上下アームにス
イッチ素子とダイオードとを逆並列接続した２つのスイ
ッチ回路をそれぞれ接続し、各上下アームの２つのスイ
ッチ回路の接続点どうしを第１，第２クランプダイオー
ドを介して互いに接続し、かつ、上記第１，第２コンデ
ンサＣ1 ，Ｃ2 に対して並列に第１，第２スイッチ回路
ＤＢ１，ＤＢ２を接続し、さらに第１，第２コンデンサ
Ｃ1，Ｃ2 の直列接続点と第１，第２スイッチ回路ＤＢ
１，ＤＢ２の直列接続点との間にリアクトルＬ１を接続
して構成される。
態を示す主回路図、図２はその制御ブロック図である。
これは、直流電源は図示を省略されているが基本的には
図７と同様の３レベルインバータで、電源電圧を互いに
分配する２つ（一般にｎレベルインバータではｎ−１
個）のコンデンサＣ1 ，Ｃ2 と、各相の上下アームにス
イッチ素子とダイオードとを逆並列接続した２つのスイ
ッチ回路をそれぞれ接続し、各上下アームの２つのスイ
ッチ回路の接続点どうしを第１，第２クランプダイオー
ドを介して互いに接続し、かつ、上記第１，第２コンデ
ンサＣ1 ，Ｃ2 に対して並列に第１，第２スイッチ回路
ＤＢ１，ＤＢ２を接続し、さらに第１，第２コンデンサ
Ｃ1，Ｃ2 の直列接続点と第１，第２スイッチ回路ＤＢ
１，ＤＢ２の直列接続点との間にリアクトルＬ１を接続
して構成される。
【０００９】このような構成において、直流コンデンサ
Ｃ1 ，Ｃ2 のいずれか一方、例えばＣ1 の電圧ＥＤＣ１
が上昇すると、直流コンデンサＣ1 と並列に接続された
スイッチング回路ＤＢ１がオンし、これにより直流コン
デンサＣ1 の電荷が放電され、電圧ＥＤＣ１が低下す
る。このとき、放電された直流コンデンサＣ1 のエネル
ギーはリアクトルＬ１に蓄えられる。そして、スイッチ
ング回路ＤＢ１をオフすると、リアクトルＬ１に蓄えら
れエネルギーは、対向するスイッチング回路ＤＢ２のダ
イオードを還流して直流コンデンサＣ2 に充電され、直
流コンデンサＣ2の電圧ＥＤＣ２が上昇し、これによ
り、直流コンデンサＣ1 ，Ｃ2 の電圧分担を均一にして
いる。
Ｃ1 ，Ｃ2 のいずれか一方、例えばＣ1 の電圧ＥＤＣ１
が上昇すると、直流コンデンサＣ1 と並列に接続された
スイッチング回路ＤＢ１がオンし、これにより直流コン
デンサＣ1 の電荷が放電され、電圧ＥＤＣ１が低下す
る。このとき、放電された直流コンデンサＣ1 のエネル
ギーはリアクトルＬ１に蓄えられる。そして、スイッチ
ング回路ＤＢ１をオフすると、リアクトルＬ１に蓄えら
れエネルギーは、対向するスイッチング回路ＤＢ２のダ
イオードを還流して直流コンデンサＣ2 に充電され、直
流コンデンサＣ2の電圧ＥＤＣ２が上昇し、これによ
り、直流コンデンサＣ1 ，Ｃ2 の電圧分担を均一にして
いる。
【００１０】上記のような動作をするために図２に示す
制御回路では、まず、検出した直流コンデンサ電圧ＥＤ
Ｃ１，ＥＤＣの差分ＶＣＤを演算し、この差分ＶＣＤを
調節器ＤＶＲ１に入力する。調節器ＤＶＲ１の出力が飽
和しないように通流率制限手段（リミッタ）ＬＩＭＩＴ
１を設け、その出力を比較器ＣＯＭＰ１で例えばキャリ
ア三角波ＦＣと比較し、この比較演算した信号ＰＤＢ
１，ＰＤＢ２により、スイッチング回路ＤＢ１，ＤＢ２
のスイッチ素子をスイッチングする。
制御回路では、まず、検出した直流コンデンサ電圧ＥＤ
Ｃ１，ＥＤＣの差分ＶＣＤを演算し、この差分ＶＣＤを
調節器ＤＶＲ１に入力する。調節器ＤＶＲ１の出力が飽
和しないように通流率制限手段（リミッタ）ＬＩＭＩＴ
１を設け、その出力を比較器ＣＯＭＰ１で例えばキャリ
ア三角波ＦＣと比較し、この比較演算した信号ＰＤＢ
１，ＰＤＢ２により、スイッチング回路ＤＢ１，ＤＢ２
のスイッチ素子をスイッチングする。
【００１１】図３はこの発明の第２の実施の形態を示す
主回路図である。これは４レベルインバータの例で、直
流コンデンサＣ1 ，Ｃ2 およびＣ3 に対し、スイッチン
グ素子およびクランプダイオードからなるインバータを
接続するとともに、上記第１，第２コンデンサＣ1 ，Ｃ
2 に対しては並列に第１，第２スイッチ回路ＤＢ１，Ｄ
Ｂ２を、また、上記第２，第３コンデンサＣ2 ，Ｃ3 に
対しては並列に第２，第３スイッチ回路ＤＢ３，ＤＢ４
を接続し、さらに、第１，第２コンデンサＣ1 ，Ｃ2 の
直列接続点と第１，第２スイッチ回路ＤＢ１，ＤＢ２の
直列接続点との間にはリアクトルＬ１、また、第２，第
３コンデンサＣ2 ，Ｃ3 の直列接続点と第２，第３スイ
ッチ回路ＤＢ３，ＤＢ４の直列接続点との間にはリアク
トルＬ２を接続して構成される。
主回路図である。これは４レベルインバータの例で、直
流コンデンサＣ1 ，Ｃ2 およびＣ3 に対し、スイッチン
グ素子およびクランプダイオードからなるインバータを
接続するとともに、上記第１，第２コンデンサＣ1 ，Ｃ
2 に対しては並列に第１，第２スイッチ回路ＤＢ１，Ｄ
Ｂ２を、また、上記第２，第３コンデンサＣ2 ，Ｃ3 に
対しては並列に第２，第３スイッチ回路ＤＢ３，ＤＢ４
を接続し、さらに、第１，第２コンデンサＣ1 ，Ｃ2 の
直列接続点と第１，第２スイッチ回路ＤＢ１，ＤＢ２の
直列接続点との間にはリアクトルＬ１、また、第２，第
３コンデンサＣ2 ，Ｃ3 の直列接続点と第２，第３スイ
ッチ回路ＤＢ３，ＤＢ４の直列接続点との間にはリアク
トルＬ２を接続して構成される。
【００１２】いま、直列接続された直流コンデンサ
Ｃ1 ，Ｃ2 およびＣ3 のうちの或る直流コンデンサ、例
えばＣ1 の電圧ＥＤＣ１が上昇すると、直流コンデンサ
Ｃ1 と並列に接続されたスイッチング回路ＤＢ１がオン
し、直流コンデンサＣ1 の電荷を放電し、電圧ＥＤＣ１
を低下させる。このとき、放電された直流コンデンサＣ
1のエネルギーはリアクトルＬ１に蓄えられる。そし
て、スイッチング回路ＤＢ１をオフすると、リアクトル
Ｌ１に蓄えられエネルギーは、スイッチング回路ＤＢ２
のダイオードを還流して直流コンデンサＣ2 に充電さ
れ、直流コンデンサＣ2の電圧ＥＤＣ２が上昇する。こ
のような動作を全ての直流コンデンサ間で行なうことに
より、各直流コンデンサＣ1 ，Ｃ2 およびＣ3 の電圧分
担を均一にしている。なお、制御回路は図２と同様なの
で、説明は省略する。
Ｃ1 ，Ｃ2 およびＣ3 のうちの或る直流コンデンサ、例
えばＣ1 の電圧ＥＤＣ１が上昇すると、直流コンデンサ
Ｃ1 と並列に接続されたスイッチング回路ＤＢ１がオン
し、直流コンデンサＣ1 の電荷を放電し、電圧ＥＤＣ１
を低下させる。このとき、放電された直流コンデンサＣ
1のエネルギーはリアクトルＬ１に蓄えられる。そし
て、スイッチング回路ＤＢ１をオフすると、リアクトル
Ｌ１に蓄えられエネルギーは、スイッチング回路ＤＢ２
のダイオードを還流して直流コンデンサＣ2 に充電さ
れ、直流コンデンサＣ2の電圧ＥＤＣ２が上昇する。こ
のような動作を全ての直流コンデンサ間で行なうことに
より、各直流コンデンサＣ1 ，Ｃ2 およびＣ3 の電圧分
担を均一にしている。なお、制御回路は図２と同様なの
で、説明は省略する。
【００１３】図４は図３の変形例を示す主回路図であ
る。図示のように、この回路は図３で直流コンデンサＣ
2 に並列接続された２個のスイッチング回路ＤＢ２，Ｄ
Ｂ３を、１個のスイッチング回路ＤＢ２で兼用した点が
特徴である。このような回路で、まず、直流コンデンサ
Ｃ1 の電圧ＥＤＣ１が上昇すると、直流コンデンサＣ1
と並列に接続されたスイッチング回路ＤＢ１がオンし、
直流コンデンサＣ1 の電荷を放電し、電圧ＥＤＣ１を低
下させる。このとき、放電された直流コンデンサＣ1 の
エネルギーはリアクトルＬ１に蓄えられる。そして、ス
イッチング回路ＤＢ１をオフすると、リアクトルＬ１に
蓄えられエネルギーは、スイッチング回路ＤＢ２のダイ
オードを還流して直流コンデンサＣ2 に充電され、直流
コンデンサＣ2 の電圧ＥＤＣ２が上昇する。
る。図示のように、この回路は図３で直流コンデンサＣ
2 に並列接続された２個のスイッチング回路ＤＢ２，Ｄ
Ｂ３を、１個のスイッチング回路ＤＢ２で兼用した点が
特徴である。このような回路で、まず、直流コンデンサ
Ｃ1 の電圧ＥＤＣ１が上昇すると、直流コンデンサＣ1
と並列に接続されたスイッチング回路ＤＢ１がオンし、
直流コンデンサＣ1 の電荷を放電し、電圧ＥＤＣ１を低
下させる。このとき、放電された直流コンデンサＣ1 の
エネルギーはリアクトルＬ１に蓄えられる。そして、ス
イッチング回路ＤＢ１をオフすると、リアクトルＬ１に
蓄えられエネルギーは、スイッチング回路ＤＢ２のダイ
オードを還流して直流コンデンサＣ2 に充電され、直流
コンデンサＣ2 の電圧ＥＤＣ２が上昇する。
【００１４】次に、直流コンデンサＣ2 の電圧ＥＤＣ２
が上昇すると、直流コンデンサＣ2に並列に接続された
スイッチング回路ＤＢ２をオンし、直流コンデンサＣ2
の電荷を放電し、電圧ＥＤＣ２を低下させる。このと
き、放電された直流コンデンサＣ2 のエネルギーは、リ
アクトルＬ１，Ｌ２に蓄えられる。そして、スイッチン
グ回路ＤＢ２をオフすると、リアクトルＬ１，Ｌ２に蓄
えられたエネルギーは、スイッチング回路ＤＢ１，ＤＢ
３の各ダイオードを還流して直流コンデンサＣ1，Ｃ3
に充電され、直流コンデンサＣ1 ，Ｃ3 の電圧ＥＤＣ
１，ＥＤＣ３が上昇する。直流コンデンサＣ3 の放電動
作はＣ1 のそれと同じなので、説明は省略する。
が上昇すると、直流コンデンサＣ2に並列に接続された
スイッチング回路ＤＢ２をオンし、直流コンデンサＣ2
の電荷を放電し、電圧ＥＤＣ２を低下させる。このと
き、放電された直流コンデンサＣ2 のエネルギーは、リ
アクトルＬ１，Ｌ２に蓄えられる。そして、スイッチン
グ回路ＤＢ２をオフすると、リアクトルＬ１，Ｌ２に蓄
えられたエネルギーは、スイッチング回路ＤＢ１，ＤＢ
３の各ダイオードを還流して直流コンデンサＣ1，Ｃ3
に充電され、直流コンデンサＣ1 ，Ｃ3 の電圧ＥＤＣ
１，ＥＤＣ３が上昇する。直流コンデンサＣ3 の放電動
作はＣ1 のそれと同じなので、説明は省略する。
【００１５】図５に図４の制御ブロック図を示す。図４
ではスイッチング回路ＤＢ２を共用しているため、各直
流コンデンサ電圧を独立して制御できない。そのため、
直流コンデンサＣ1 とＣ2 の直流電圧差差分ＥＤＣ１，
２と、直流コンデンサＣ2 とＣ3 の直流電圧差差分ＥＤ
Ｃ２，３とを比較器ＣＯＰＭ２で比較し、直流電圧差分
の大きい方を選択して優先的に制御する点が特徴である
が、その他は図２と全く同様なので、説明は省略する。
なお、以上では３，４レベルインバータの例について説
明したが、この発明は５レベル以上のものにも適用可能
なのは勿論である。
ではスイッチング回路ＤＢ２を共用しているため、各直
流コンデンサ電圧を独立して制御できない。そのため、
直流コンデンサＣ1 とＣ2 の直流電圧差差分ＥＤＣ１，
２と、直流コンデンサＣ2 とＣ3 の直流電圧差差分ＥＤ
Ｃ２，３とを比較器ＣＯＰＭ２で比較し、直流電圧差分
の大きい方を選択して優先的に制御する点が特徴である
が、その他は図２と全く同様なので、説明は省略する。
なお、以上では３，４レベルインバータの例について説
明したが、この発明は５レベル以上のものにも適用可能
なのは勿論である。
【００１６】
【発明の効果】この発明によれば、インバータ出力電圧
に影響を与えることなく、また、インバータ出力の力率
に関係なく、さらにはインバータ運転中，停止中の如何
を問わず、マルチレベルインバータの直流電圧分担不平
衡を抑制することができるという利点が得られる。
に影響を与えることなく、また、インバータ出力の力率
に関係なく、さらにはインバータ運転中，停止中の如何
を問わず、マルチレベルインバータの直流電圧分担不平
衡を抑制することができるという利点が得られる。
【図１】この発明の第１の実施の形態を示す主回路図で
ある。
ある。
【図２】図１の制御ブロック図である。
【図３】この発明の第２の実施の形態を示す主回路図で
ある。
ある。
【図４】図３の変形例を示す回路図である。
【図５】図４の制御ブロック図である。
【図６】従来例の制御ブロック図である。
【図７】図６の制御対象となる３レベルインバータ例を
示す回路図である。
示す回路図である。
ＤＶＲ１…調節器、ＣＯＭＰ１，ＣＯＭＰ２…比較器、
ＬＭＩＴ１…通流率制限手段（リミッタ）、ＦＣ…三角
波キャリア、ＰＤＢ１〜ＰＤＢ４…スイッチング素子、
ＤＢ１〜ＤＢ４…オン信号。
ＬＭＩＴ１…通流率制限手段（リミッタ）、ＦＣ…三角
波キャリア、ＰＤＢ１〜ＰＤＢ４…スイッチング素子、
ＤＢ１〜ＤＢ４…オン信号。
Claims (2)
- 【請求項１】 直流電源の電圧を互いに分担する複数の
直流コンデンサと、スイッチング素子およびクランプダ
イオードを備え前記直流コンデンサの電圧を交流電圧に
変換するインバータとからなる３レベル以上のマルチレ
ベルインバータにおいて、 前記複数の直流コンデンサの２個ずつを対とする直流コ
ンデンサ直列回路と並列に２個の電圧分担用スイッチン
グ素子の直列回路を接続するとともに、前記直流コンデ
ンサの直列接続点と前記電圧分担用スイッチング素子の
直列接続点との間にリアクトルを接続し、前記電圧分担
用スイッチング素子をスイッチングすることにより、前
記直流コンデンサの電圧分担を平衡化することを特徴と
するマルチレベルインバータ。 - 【請求項２】 ４レベル以上のマルチレベルインバータ
では、前記対として設けられる２個の電圧分担用スイッ
チング素子を、１個とすることを特徴とする請求項１に
記載のマルチレベルインバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000389837A JP2002199738A (ja) | 2000-12-22 | 2000-12-22 | マルチレベルインバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000389837A JP2002199738A (ja) | 2000-12-22 | 2000-12-22 | マルチレベルインバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002199738A true JP2002199738A (ja) | 2002-07-12 |
Family
ID=18856304
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000389837A Pending JP2002199738A (ja) | 2000-12-22 | 2000-12-22 | マルチレベルインバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2002199738A (ja) |
Cited By (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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