JP2002198846A - レシーバのダウンコンバージョンにデシメーション・フィルタを用いる方法及び装置 - Google Patents
レシーバのダウンコンバージョンにデシメーション・フィルタを用いる方法及び装置Info
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- JP2002198846A JP2002198846A JP2001327764A JP2001327764A JP2002198846A JP 2002198846 A JP2002198846 A JP 2002198846A JP 2001327764 A JP2001327764 A JP 2001327764A JP 2001327764 A JP2001327764 A JP 2001327764A JP 2002198846 A JP2002198846 A JP 2002198846A
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- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
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- H04B1/16—Circuits
- H04B1/30—Circuits for homodyne or synchrodyne receivers
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- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ベースバンドに変換するための第2のミキサ
を必要としない無線周波数レシーバ。 【解決手段】 無線周波数信号をIF信号に変換するた
めのミキサ(508)を含む無線周波数レシーバが開示
される。IF信号はその後、フィルタ(510)及び自
動利得制御回路(512)によって、フィルタリング及
び増幅される。その後、フィルタリングされ増幅された
IF信号は、その信号をアナログ信号からディジタル信
号に変換するため、アナログ−ディジタル・コンバータ
(514)で受信される。そのディジタル信号はその
後、ディジタル信号をベースバンド信号(520)に変
換するため、デシメーション・フィルタ(516)に供
給される。ADC(514)及びデシメーション・フィ
ルタ(516)の両方に、好ましくはIF信号より少な
くとも4倍大きいサンプリング周波数信号(518)が
供給される。
を必要としない無線周波数レシーバ。 【解決手段】 無線周波数信号をIF信号に変換するた
めのミキサ(508)を含む無線周波数レシーバが開示
される。IF信号はその後、フィルタ(510)及び自
動利得制御回路(512)によって、フィルタリング及
び増幅される。その後、フィルタリングされ増幅された
IF信号は、その信号をアナログ信号からディジタル信
号に変換するため、アナログ−ディジタル・コンバータ
(514)で受信される。そのディジタル信号はその
後、ディジタル信号をベースバンド信号(520)に変
換するため、デシメーション・フィルタ(516)に供
給される。ADC(514)及びデシメーション・フィ
ルタ(516)の両方に、好ましくはIF信号より少な
くとも4倍大きいサンプリング周波数信号(518)が
供給される。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、全般的に無線通信
の分野に関し、更に特定して言えば、レシーバのダウン
コンバージョンにデシメーション・フィルタを用いる方
法及び装置に関連する。
の分野に関し、更に特定して言えば、レシーバのダウン
コンバージョンにデシメーション・フィルタを用いる方
法及び装置に関連する。
【0002】
【従来の技術及びその課題】全てのディジタル・レシー
バ・アーキテクチャにおいて、最終出力はディジタル・
ドメインのベースバンド信号でなければならない。この
ベースバンド信号を得るために選択すべきレシーバ・ア
ーキテクチャは幾つかある。これらのレシーバ・アーキ
テクチャはそれぞれ幾つかの利点及び欠点を有する。こ
こでは、説明を簡単にするため、図1、2、3及び5に
は、経路(I又はQ)の一方のみが示されていることに
注意されたい。
バ・アーキテクチャにおいて、最終出力はディジタル・
ドメインのベースバンド信号でなければならない。この
ベースバンド信号を得るために選択すべきレシーバ・ア
ーキテクチャは幾つかある。これらのレシーバ・アーキ
テクチャはそれぞれ幾つかの利点及び欠点を有する。こ
こでは、説明を簡単にするため、図1、2、3及び5に
は、経路(I又はQ)の一方のみが示されていることに
注意されたい。
【0003】最も一般的に用いられているレシーバ・ア
ーキテクチャの1つは、図1に示すようなヘテロダイン
・レシーバである。このヘテロダイン・レシーバは、2
つのミキサ108、114を用いてRF信号102をベ
ースバンドにダウンコンバートし、この信号をディジタ
ル・ドメインに変換するアナログ−ディジタル・コンバ
ータ(ADC)118がその後に続く。ローパス・フィ
ルタ(LPF)116は、ADC118に提供する前
に、第2のミキサの出力信号をフィルタリングする。A
DC118は、所望の帯域幅の2倍に等しいか又はそれ
よりも大きいサンプリング周波数信号122(即ち、F
sample≧2×B.W.)を受信する。
ーキテクチャの1つは、図1に示すようなヘテロダイン
・レシーバである。このヘテロダイン・レシーバは、2
つのミキサ108、114を用いてRF信号102をベ
ースバンドにダウンコンバートし、この信号をディジタ
ル・ドメインに変換するアナログ−ディジタル・コンバ
ータ(ADC)118がその後に続く。ローパス・フィ
ルタ(LPF)116は、ADC118に提供する前
に、第2のミキサの出力信号をフィルタリングする。A
DC118は、所望の帯域幅の2倍に等しいか又はそれ
よりも大きいサンプリング周波数信号122(即ち、F
sample≧2×B.W.)を受信する。
【0004】図1に示されたヘテロダイン・レシーバの
一部として更に含まれているのは、従来のフロントエン
ド・フィルタ104及びロー・ノイズ・アンプ(LN
A)106である。フィルタ104及びLNA106は
共に、RF信号を第1のミキサ108へ伝える前に、R
F信号102のフロントエンド・フィルタリング及び増
幅を行う。第2のフィルタ110及び自動利得制御(A
GC)回路112は、ダウンコンバージョンのためにI
F信号を第2のミキサ114へ提供する前に、第1のI
F信号の更なるフィルタリング及び利得制御を行う。デ
ィジタル・デシメーション・フィルタ120は、データ
レートを下げるため、このディジタル信号をデシメーシ
ョンする。図1に示した様なヘテロダイン・レシーバ
は、非常に強固(robust)であり、非常に良好な
性能特性を有する。しかし、ヘテロダイン・レシーバは
多くの構成要素を使用するため、製造するために大量の
シリコン・ダイ・スペースを必要とする。
一部として更に含まれているのは、従来のフロントエン
ド・フィルタ104及びロー・ノイズ・アンプ(LN
A)106である。フィルタ104及びLNA106は
共に、RF信号を第1のミキサ108へ伝える前に、R
F信号102のフロントエンド・フィルタリング及び増
幅を行う。第2のフィルタ110及び自動利得制御(A
GC)回路112は、ダウンコンバージョンのためにI
F信号を第2のミキサ114へ提供する前に、第1のI
F信号の更なるフィルタリング及び利得制御を行う。デ
ィジタル・デシメーション・フィルタ120は、データ
レートを下げるため、このディジタル信号をデシメーシ
ョンする。図1に示した様なヘテロダイン・レシーバ
は、非常に強固(robust)であり、非常に良好な
性能特性を有する。しかし、ヘテロダイン・レシーバは
多くの構成要素を使用するため、製造するために大量の
シリコン・ダイ・スペースを必要とする。
【0005】頻繁に用いられる2つめのレシーバ・アー
キテクチャは、図2に示すようなダイレクト・コンバー
ジョン・レシーバである。ダイレクト・コンバージョン
・レシーバは、RF信号202をベースバンドにダウン
コンバートするために一つのレベルのミキサ208のみ
を用い、この信号をディジタル・ドメインに変換するた
め、AGC212及びADC214がその後に続く。デ
シメーション・フィルタ216は、このディジタル信号
を要求に応じデシメーションする。ADC214及びデ
シメーション・フィルタ216には、所望の帯域幅の2
倍に等しい又はそれより大きい周波数を有するサンプリ
ング周波数信号218(Fsample≧2×B.
W.)が提供される。ダイレクト・コンバージョン・レ
シーバは、非常にシンプルなアーキテクチャであるた
め、スペース、コスト、及び電力消費を節約する傾向が
ある。しかし、これらは、DCオフセットの問題、大き
な偶数次歪み(large even order d
istortion)、フリッカ・ノイズ、及びLO漏
れを欠点として有する。
キテクチャは、図2に示すようなダイレクト・コンバー
ジョン・レシーバである。ダイレクト・コンバージョン
・レシーバは、RF信号202をベースバンドにダウン
コンバートするために一つのレベルのミキサ208のみ
を用い、この信号をディジタル・ドメインに変換するた
め、AGC212及びADC214がその後に続く。デ
シメーション・フィルタ216は、このディジタル信号
を要求に応じデシメーションする。ADC214及びデ
シメーション・フィルタ216には、所望の帯域幅の2
倍に等しい又はそれより大きい周波数を有するサンプリ
ング周波数信号218(Fsample≧2×B.
W.)が提供される。ダイレクト・コンバージョン・レ
シーバは、非常にシンプルなアーキテクチャであるた
め、スペース、コスト、及び電力消費を節約する傾向が
ある。しかし、これらは、DCオフセットの問題、大き
な偶数次歪み(large even order d
istortion)、フリッカ・ノイズ、及びLO漏
れを欠点として有する。
【0006】3つめの公知のレシーバ・アーキテクチャ
は、ヘテロダイン・レシーバとダイレクト・コンバージョ
ン・レシーバとの間の中間物であって、ここでは、RF
信号302は、ミキサ308を用いてローカルオシレー
タ(LO)によって低IF周波数にダウンコンバートさ
れる。この信号はその後、フィルタ310と自動利得制
御回路(AGC)312との組合せを介して、フィルタ
リング及び増幅される。その後、この信号は、IF周波
数の倍数(例えば、4)であるサンプリング周波数で動
作するADC314を介して、ディジタル化される。こ
の時点で、この信号はディジタル・ドメインにあるが、
まだIF周波数付近の周波数に集中しており、サンプリ
ング周波数信号320、Fsample=4×IFに等
しいデータレートを有する。ディジタル・ミキサ316
は、ディジタル信号をベースバンドにダウンコンバート
するために用いられる。ディジタル・ミキサ316は、
1,0,−1,0などの係数を有する乗算プロセスに簡
略化されるため、Fsample=4×IFという選択
は非常に有効である。この乗算オペレーションの結果を
図4に示す。
は、ヘテロダイン・レシーバとダイレクト・コンバージョ
ン・レシーバとの間の中間物であって、ここでは、RF
信号302は、ミキサ308を用いてローカルオシレー
タ(LO)によって低IF周波数にダウンコンバートさ
れる。この信号はその後、フィルタ310と自動利得制
御回路(AGC)312との組合せを介して、フィルタ
リング及び増幅される。その後、この信号は、IF周波
数の倍数(例えば、4)であるサンプリング周波数で動
作するADC314を介して、ディジタル化される。こ
の時点で、この信号はディジタル・ドメインにあるが、
まだIF周波数付近の周波数に集中しており、サンプリ
ング周波数信号320、Fsample=4×IFに等
しいデータレートを有する。ディジタル・ミキサ316
は、ディジタル信号をベースバンドにダウンコンバート
するために用いられる。ディジタル・ミキサ316は、
1,0,−1,0などの係数を有する乗算プロセスに簡
略化されるため、Fsample=4×IFという選択
は非常に有効である。この乗算オペレーションの結果を
図4に示す。
【0007】この係数1,0,−1,0は、IFと等し
い周波数の第2のLOとして機能することに注意された
い。その結果、信号はディジタル・ドメインにおいてベ
ースバンドにダウンコンバートされるが、Fsampl
eと等しいデータレートを有したままである。このデー
タレートを低減させるため、デシメーション・フィルタ
318が必要となる。図3のレシーバ・アーキテクチャ
でも第2のミキサ316を必要とするが、このミキサは
ディジタル・ドメインにあるため、その歪み及びノイズ
はヘテロダイン・レシーバ・アーキテクチャの場合ほど
重大ではない。先行技術のレシーバ・アーキテクチャの
上述の例を考慮すれば、IF周波数をベースバンドに変
換するための、レシーバの第2のミキサを必要としない
レシーバ・アーキテクチャをもつことが利点となるであ
ろう。第2のミキサをなくすことによって、それに関連
するノイズ、歪み、及び電力消費もなくなる。
い周波数の第2のLOとして機能することに注意された
い。その結果、信号はディジタル・ドメインにおいてベ
ースバンドにダウンコンバートされるが、Fsampl
eと等しいデータレートを有したままである。このデー
タレートを低減させるため、デシメーション・フィルタ
318が必要となる。図3のレシーバ・アーキテクチャ
でも第2のミキサ316を必要とするが、このミキサは
ディジタル・ドメインにあるため、その歪み及びノイズ
はヘテロダイン・レシーバ・アーキテクチャの場合ほど
重大ではない。先行技術のレシーバ・アーキテクチャの
上述の例を考慮すれば、IF周波数をベースバンドに変
換するための、レシーバの第2のミキサを必要としない
レシーバ・アーキテクチャをもつことが利点となるであ
ろう。第2のミキサをなくすことによって、それに関連
するノイズ、歪み、及び電力消費もなくなる。
【0008】
【課題を達成するための手段及び作用】この明細書は、
新規であるとみなされる本発明の特徴を定める特許請求
の範囲で結論づけられるが、本発明は、図面に関連させ
て以下の説明を考慮に入れることによって、より良く理
解され得ると考えられる。図面において、同様の参照番
号は同様の要素を示す。
新規であるとみなされる本発明の特徴を定める特許請求
の範囲で結論づけられるが、本発明は、図面に関連させ
て以下の説明を考慮に入れることによって、より良く理
解され得ると考えられる。図面において、同様の参照番
号は同様の要素を示す。
【0009】次に図5を参照すると、本発明に従ったレ
シーバ・アーキテクチャが示されている。このレシーバ
・アーキテクチャは、図3に示したディジタル・ミキサ
・アーキテクチャに類似しているが、主な相違点は、デ
ィジタル・ミキサが用いられていないことである。その
代わりに、ミキサを用いずにダウンコンバージョン機能
を行うように、デシメーション・フィルタ516のデシ
メーション・ファクタの適切な選択が成される。これに
より、電力消費が節約され、シリコン・ダイの表面領域
が節約される。更に、このアーキテクチャは、データレ
ート調整を行うために全てのレシーバ・アーキテクチャ
において用いられるデシメーション・フィルタ516を
用いるため、余分なミキサ歪みはない。
シーバ・アーキテクチャが示されている。このレシーバ
・アーキテクチャは、図3に示したディジタル・ミキサ
・アーキテクチャに類似しているが、主な相違点は、デ
ィジタル・ミキサが用いられていないことである。その
代わりに、ミキサを用いずにダウンコンバージョン機能
を行うように、デシメーション・フィルタ516のデシ
メーション・ファクタの適切な選択が成される。これに
より、電力消費が節約され、シリコン・ダイの表面領域
が節約される。更に、このアーキテクチャは、データレ
ート調整を行うために全てのレシーバ・アーキテクチャ
において用いられるデシメーション・フィルタ516を
用いるため、余分なミキサ歪みはない。
【0010】
【実施例】新規であると考えられる本発明の特徴は、特
に添付の特許請求の範囲と共に示されている。本発明
は、添付の図面を考慮に入れて、以下の説明を参照する
ことによって最もよく理解され得、その幾つかの図面に
おいて、同様の参照数字は同様の要素を示す。
に添付の特許請求の範囲と共に示されている。本発明
は、添付の図面を考慮に入れて、以下の説明を参照する
ことによって最もよく理解され得、その幾つかの図面に
おいて、同様の参照数字は同様の要素を示す。
【0011】図5のレシーバ・アーキテクチャでは、R
F信号502は、ミキサ508に送られる前に、フロン
ト・エンド・フィルタ504及び増幅器506へ送られ
る。ミキサ508は、増幅されてフィルタリングされた
信号とLOを混合し、低IF周波数信号を生成する。こ
の信号は、フィルタ510によって再びフィルタリング
され、AGC512による自動利得調整が提供される。
その後、この信号は、ADC514によってディジタル
・ドメインに変換される。このディジタル信号はその
後、信号をデシメーションして出力信号520を提供す
るため、デシメーション・フィルタ516へ送られる。
F信号502は、ミキサ508に送られる前に、フロン
ト・エンド・フィルタ504及び増幅器506へ送られ
る。ミキサ508は、増幅されてフィルタリングされた
信号とLOを混合し、低IF周波数信号を生成する。こ
の信号は、フィルタ510によって再びフィルタリング
され、AGC512による自動利得調整が提供される。
その後、この信号は、ADC514によってディジタル
・ドメインに変換される。このディジタル信号はその
後、信号をデシメーションして出力信号520を提供す
るため、デシメーション・フィルタ516へ送られる。
【0012】本発明の主要な概念は、好ましくは、AD
C514及びデシメーション・フィルタ516に供給さ
れるサンプリング・レート信号518が、好ましくはI
F周波数の4倍(Fsample=4×IF)となるよ
うに選択し、少なくとも4であるデシメーション・ファ
クタを用いることである。デシメーション・ファクタ
は、例えば、8、16など、4の倍数であってもよい。
デシメーション・ファクタを一層大きくすることに伴う
唯一の問題点は、イメージ(image)を取り除くた
めに用いられるデシメーション・フィルタ516が、一
層高次のフィルタでなければならなくなることである。
C514及びデシメーション・フィルタ516に供給さ
れるサンプリング・レート信号518が、好ましくはI
F周波数の4倍(Fsample=4×IF)となるよ
うに選択し、少なくとも4であるデシメーション・ファ
クタを用いることである。デシメーション・ファクタ
は、例えば、8、16など、4の倍数であってもよい。
デシメーション・ファクタを一層大きくすることに伴う
唯一の問題点は、イメージ(image)を取り除くた
めに用いられるデシメーション・フィルタ516が、一
層高次のフィルタでなければならなくなることである。
【0013】図6では、周波数ドメインにおいて、ダウ
ンコンバージョン・プロセスがどのように行われるかが
示されている。RF信号は、602に示すようにLOと
混合される。一例として、低IFが28MHzであると
仮定すると、604に示すように、信号はミキサ508
によってIFにダウンコンバートされ、そのイメージは
フィルタ510によって取り除かれる。信号518にF
sample=4×IF=112 MHz(倍数ファクタは
4)を用いると、ADC514がこの信号をディジタル
化し、このサンプリングのため、606に示すようにス
ペクトラムの複製(replica)がFsample
毎に現れる。デシメーション・フィルタ516は、4の
デシメーション・ファクタを用いて、このディジタル・
データを再サンプリングし、これにより、ディジタル・
スペクトラム全体の複製がFsample/4毎に現れ
る。これらの複製の1つは、608に示すように、ベー
スバンドに位置する。610に示すように、デシメーシ
ョン・フィルタ516で異なるサンプリング・レートが用
いられる。例えば、電力消費を低減するため、Fsam
ple/8(4の倍数)がデシメーション・フィルタ5
16で用いられてもよい。しかし、デシメーション・フ
ィルタ516に、Fsample/4の代わりにFsa
mple/8サンプリング・レートが用いられる場合、
ベースバンドで所望の信号を他のイメージからクリーン
アップするために用いられるデシメーション・フィルタ
は、一層高次のものになる。
ンコンバージョン・プロセスがどのように行われるかが
示されている。RF信号は、602に示すようにLOと
混合される。一例として、低IFが28MHzであると
仮定すると、604に示すように、信号はミキサ508
によってIFにダウンコンバートされ、そのイメージは
フィルタ510によって取り除かれる。信号518にF
sample=4×IF=112 MHz(倍数ファクタは
4)を用いると、ADC514がこの信号をディジタル
化し、このサンプリングのため、606に示すようにス
ペクトラムの複製(replica)がFsample
毎に現れる。デシメーション・フィルタ516は、4の
デシメーション・ファクタを用いて、このディジタル・
データを再サンプリングし、これにより、ディジタル・
スペクトラム全体の複製がFsample/4毎に現れ
る。これらの複製の1つは、608に示すように、ベー
スバンドに位置する。610に示すように、デシメーシ
ョン・フィルタ516で異なるサンプリング・レートが用
いられる。例えば、電力消費を低減するため、Fsam
ple/8(4の倍数)がデシメーション・フィルタ5
16で用いられてもよい。しかし、デシメーション・フ
ィルタ516に、Fsample/4の代わりにFsa
mple/8サンプリング・レートが用いられる場合、
ベースバンドで所望の信号を他のイメージからクリーン
アップするために用いられるデシメーション・フィルタ
は、一層高次のものになる。
【0014】上述のように、ADCのディジタル出力に
デシメーション・フィルタを直接用い、適切なサンプリ
ング周波数及びデシメーション・ファクタを選択するこ
とにより、前述の先行技術のレシーバ・アーキテクチャ
において必要とされた第2のミキサを必要とすることな
く、IF信号からベースバンド・イメージが生成され、
全ての他のイメージがフィルタリングによって取り除か
れる。この新規のダウンコンバージョン・レシーバ・ア
ーキテクチャは、IF周波数をディジタル・ドメインで
ベースバンドにダウンコンバートするための、第2のミ
キサの必要性をなくす。このミキサをなくすことによ
り、そのノイズ、歪み、及び電力消費が設計から排除さ
れる。
デシメーション・フィルタを直接用い、適切なサンプリ
ング周波数及びデシメーション・ファクタを選択するこ
とにより、前述の先行技術のレシーバ・アーキテクチャ
において必要とされた第2のミキサを必要とすることな
く、IF信号からベースバンド・イメージが生成され、
全ての他のイメージがフィルタリングによって取り除か
れる。この新規のダウンコンバージョン・レシーバ・ア
ーキテクチャは、IF周波数をディジタル・ドメインで
ベースバンドにダウンコンバートするための、第2のミ
キサの必要性をなくす。このミキサをなくすことによ
り、そのノイズ、歪み、及び電力消費が設計から排除さ
れる。
【0015】本発明の好ましい実施例が図示及び説明さ
れたが、本発明がそのように制限されるのではないこと
は明白であろう。当業者であれば、添付の特許請求の範
囲に定められた本発明の範囲を逸脱することなく、種々
の変形、変更、代替、及び同等物が想起され得るであろ
う。
れたが、本発明がそのように制限されるのではないこと
は明白であろう。当業者であれば、添付の特許請求の範
囲に定められた本発明の範囲を逸脱することなく、種々
の変形、変更、代替、及び同等物が想起され得るであろ
う。
【0016】以上の説明に関し、更に以下の項目を開示
する。 (1) 無線周波数レシーバであって、無線周波数信号
とローカル・オシレータ信号を受信し、出力中間周波数
(IF)信号を提供するためのミキサと、IF信号を受
信し、それをディジタル信号に変換するためのアナログ
−ディジタル・コンバータ(ADC)と、そのディジタ
ル信号に応答するデシメーション・フィルタとを含み、
ADC及びデシメーション・フィルタが、IF周波数信
号の倍数ファクタであるサンプリング周波数信号(Fs
ample)を受信し、デシメーション・フィルタが、
ADCによって提供されるディジタル信号をベースバン
ド信号に変換する無線周波数レシーバ。
する。 (1) 無線周波数レシーバであって、無線周波数信号
とローカル・オシレータ信号を受信し、出力中間周波数
(IF)信号を提供するためのミキサと、IF信号を受
信し、それをディジタル信号に変換するためのアナログ
−ディジタル・コンバータ(ADC)と、そのディジタ
ル信号に応答するデシメーション・フィルタとを含み、
ADC及びデシメーション・フィルタが、IF周波数信
号の倍数ファクタであるサンプリング周波数信号(Fs
ample)を受信し、デシメーション・フィルタが、
ADCによって提供されるディジタル信号をベースバン
ド信号に変換する無線周波数レシーバ。
【0017】(2) 第1項に記載の無線周波数レシー
バであって、サンプリング周波数信号が、IFより4倍
大きい無線周波数レシーバ。 (3) 第1項に記載の無線周波数レシーバであって、
デシメーション・フィルタが、倍数ファクタ又は倍数フ
ァクタの倍数に等しいデシメーション・ファクタを用い
る無線周波数レシーバ。 (4) 第3項に記載の無線周波数レシーバであって、
倍数ファクタが4に等しい無線周波数レシーバ。
バであって、サンプリング周波数信号が、IFより4倍
大きい無線周波数レシーバ。 (3) 第1項に記載の無線周波数レシーバであって、
デシメーション・フィルタが、倍数ファクタ又は倍数フ
ァクタの倍数に等しいデシメーション・ファクタを用い
る無線周波数レシーバ。 (4) 第3項に記載の無線周波数レシーバであって、
倍数ファクタが4に等しい無線周波数レシーバ。
【0018】(5) RF信号を復調する方法であっ
て、RF信号とローカル・オシレータ信号を混合し、中
間周波数(IF)信号を提供し、アナログ−ディジタル
・コンバータ(ADC)を用いて、IF信号をディジタ
ル信号に変換し、ベースバンド信号を生成するため、デ
シメーション・フィルタを用いてディジタル信号をデシ
メーションする工程を含む方法。
て、RF信号とローカル・オシレータ信号を混合し、中
間周波数(IF)信号を提供し、アナログ−ディジタル
・コンバータ(ADC)を用いて、IF信号をディジタ
ル信号に変換し、ベースバンド信号を生成するため、デ
シメーション・フィルタを用いてディジタル信号をデシ
メーションする工程を含む方法。
【0019】(6) 第5項に記載の方法であって、A
DC及びデシメーション・フィルタに、IF信号周波数
の倍数ファクタ倍に等しいサンプリング周波数が提供さ
れる方法。 (7) 第6項に記載の方法であって、倍数ファクタが
4に等しい方法。 (8) 第7項に記載の方法であって、デシメーション
・フィルタが、4に等しいデシメーション・ファクタを
用いる方法。 (9) 第7項に記載の方法であって、デシメーション
・フィルタが、4又は4の倍数に等しいデシメーション
・ファクタを用いる方法。 (10) 第6項に記載の方法であって、デシメーショ
ン・フィルタが、倍数ファクタ又は倍数ファクタの倍数
に等しいデシメーション・ファクタを用いる方法。
DC及びデシメーション・フィルタに、IF信号周波数
の倍数ファクタ倍に等しいサンプリング周波数が提供さ
れる方法。 (7) 第6項に記載の方法であって、倍数ファクタが
4に等しい方法。 (8) 第7項に記載の方法であって、デシメーション
・フィルタが、4に等しいデシメーション・ファクタを
用いる方法。 (9) 第7項に記載の方法であって、デシメーション
・フィルタが、4又は4の倍数に等しいデシメーション
・ファクタを用いる方法。 (10) 第6項に記載の方法であって、デシメーショ
ン・フィルタが、倍数ファクタ又は倍数ファクタの倍数
に等しいデシメーション・ファクタを用いる方法。
【0020】(11) 無線周波数信号をIF信号に変
換するためのミキサ(508)を含む無線周波数レシー
バが開示される。IF信号はその後、フィルタ(51
0)及び自動利得制御回路(512)によって、フィル
タリング及び増幅される。その後、フィルタリングされ
増幅されたIF信号は、その信号をアナログ信号からデ
ィジタル信号に変換するため、アナログ−ディジタル・
コンバータ(514)で受信される。そのディジタル信
号はその後、ディジタル信号をベースバンド信号(52
0)に変換するため、デシメーション・フィルタ(51
6)に供給される。ADC(514)及びデシメーショ
ン・フィルタ(516)の両方に、好ましくはIF信号
より少なくとも4倍大きいサンプリング周波数信号(5
18)が供給される。デシメーション・フィルタ(51
6)を用いることによって、第2のダウンコンバージョ
ン・ミキサの必要性がなくなり、このため、第2のミキ
サを用いることに関連する、関連ノイズ、電力消費、及
び歪みがなくなる。
換するためのミキサ(508)を含む無線周波数レシー
バが開示される。IF信号はその後、フィルタ(51
0)及び自動利得制御回路(512)によって、フィル
タリング及び増幅される。その後、フィルタリングされ
増幅されたIF信号は、その信号をアナログ信号からデ
ィジタル信号に変換するため、アナログ−ディジタル・
コンバータ(514)で受信される。そのディジタル信
号はその後、ディジタル信号をベースバンド信号(52
0)に変換するため、デシメーション・フィルタ(51
6)に供給される。ADC(514)及びデシメーショ
ン・フィルタ(516)の両方に、好ましくはIF信号
より少なくとも4倍大きいサンプリング周波数信号(5
18)が供給される。デシメーション・フィルタ(51
6)を用いることによって、第2のダウンコンバージョ
ン・ミキサの必要性がなくなり、このため、第2のミキ
サを用いることに関連する、関連ノイズ、電力消費、及
び歪みがなくなる。
【図1】先行技術のヘテロダイン・レシーバ・アーキテ
クチャを示す図。
クチャを示す図。
【図2】先行技術のダイレクト・コンバージョン・レシ
ーバ・アーキテクチャを示す図。
ーバ・アーキテクチャを示す図。
【図3】先行技術のディジタル・ミキサ・レシーバ・ア
ーキテクチャを示す図。
ーキテクチャを示す図。
【図4】図3のディジタル・ミキサのサンプリング・レ
ートを示す図。
ートを示す図。
【図5】本発明に従った、第2のミキサを有さないレシ
ーバ・アーキテクチャを示す図。
ーバ・アーキテクチャを示す図。
【図6】図5のレシーバ・アーキテクチャを用いたダウ
ンコンバージョンを示す図。
ンコンバージョンを示す図。
502 RF信号 504 フロント・エンド・フィルタ 506 増幅器 508 ミキサ 510 フィルタ 512 自動利得制御回路(AGC) 514 アナログ−ディジタル・コンバータ(ADC) 516 デシメーション・フィルタ 518 サンプリング周波数信号 520 ベースバンド信号
Claims (2)
- 【請求項1】 無線周波数レシーバであって、 無線周波数信号とローカル・オシレータ信号を受信し、
出力中間周波数(IF)信号を提供するためのミキサ
と、 IF信号を受信し、それをディジタル信号に変換するた
めのアナログ−ディジタル・コンバータ(ADC)と、 そのディジタル信号に応答するデシメーション・フィル
タとを含み、ADC及びデシメーション・フィルタが、
IF周波数信号の倍数ファクタであるサンプリング周波
数信号(Fsample)を受信し、デシメーション・
フィルタが、ADCによって提供されるディジタル信号
をベースバンド信号に変換する無線周波数レシーバ。 - 【請求項2】 RF信号を復調する方法であって、 RF信号とローカル・オシレータ信号を混合し、中間周
波数(IF)信号を提供し、 アナログ−ディジタル・コンバータ(ADC)を用い
て、IF信号をディジタル信号に変換し、 ベースバンド信号を生成するため、デシメーション・フ
ィルタを用いてディジタル信号をデシメーションする工
程を含む方法。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US09/697,190 US6373422B1 (en) | 2000-10-26 | 2000-10-26 | Method and apparatus employing decimation filter for down conversion in a receiver |
US697190 | 2000-10-26 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2002198846A true JP2002198846A (ja) | 2002-07-12 |
Family
ID=24800177
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2001327764A Abandoned JP2002198846A (ja) | 2000-10-26 | 2001-10-25 | レシーバのダウンコンバージョンにデシメーション・フィルタを用いる方法及び装置 |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US6373422B1 (ja) |
EP (1) | EP1202465A3 (ja) |
JP (1) | JP2002198846A (ja) |
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CA3176773A1 (en) | 2015-08-11 | 2017-02-11 | J.J. Mackay Canada Limited | Single space parking meter retrofit |
USD813059S1 (en) | 2016-02-24 | 2018-03-20 | J.J. Mackay Canada Limited | Parking meter |
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US11922756B2 (en) | 2019-01-30 | 2024-03-05 | J.J. Mackay Canada Limited | Parking meter having touchscreen display |
CA3031936A1 (en) | 2019-01-30 | 2020-07-30 | J.J. Mackay Canada Limited | Spi keyboard module for a parking meter and a parking meter having an spi keyboard module |
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2000
- 2000-10-26 US US09/697,190 patent/US6373422B1/en not_active Expired - Lifetime
-
2001
- 2001-10-25 JP JP2001327764A patent/JP2002198846A/ja not_active Abandoned
- 2001-10-25 EP EP01000569A patent/EP1202465A3/en not_active Ceased
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Also Published As
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---|---|
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A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20041025 |
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A762 | Written abandonment of application |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A762 Effective date: 20041213 |