JP2002152172A - ディジタル伝送装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 反射波や雑音成分の有無等に影響されること
なく、いかなる伝送状況下においても、ＳＷＥＥＰシン
ボル開始位置を正確に推定することができ、常に同期検
出可能なＯＦＤＭ伝送システムを実現すること。 【解決手段】 数種類の同期シンボル群と複数のデータ
シンボルをフレーム構成の信号として伝送する直交周波
数分割多重変調方式を用いたディジタル伝送装置におい
て、上記同期シンボル群の内のフレーム同期を検出する
無信号期間の終了部分を検出するための基準となるしき
い値を、受信信号の１／２シンボル期間毎の平均電力値
の所定期間における最小値と最大値とから算出するよう
にしたもので、反射波や雑音成分の有無等に影響される
ことなく、いかなる伝送状況下においても、より広範な
条件での短時間でかつ主波への正常な同期動作を実現で
きる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、直交周波数分割多
重(ＯＦＤＭ： Orthogonal Frequency DivisionMultipl
ex)変調方式を用いたディジタル伝送装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、ヨーロッパやアメリカおよび日本
でディジタル放送が検討されており、その変調方式とし
てＯＦＤＭ変調方式の採用が有力視されている。このＯ
ＦＤＭ変調方式とは、マルチキャリア変調方式の一種
で、多数のディジタル変調波を加え合わせたものであ
る。 このときの各キャリアの変調方式にはＱＰＳＫ(Q
uadrature Phase Shift Keying：４相位相偏移変調)方
式等が用いられ、合成波であるＯＦＤＭ信号を得ること
ができる。ここで、このＯＦＤＭ信号を数式で表すと、
以下のようになる。まず、各キャリアのＱＰＳＫ信号を
α_k(t)とすると、これは式(１)で表せる。 α_k(t)＝ａ_k(t)・cos(2πkft)＋ｂ_k(t)・sin(2πkft) ・・・・（１) ここで、ｋはキャリアの番号を示し、ａ_k(t)、ｂ_k(t)
は、ｋ番目のキャリアのデータで、［−１］または
［１］の値をとる。次に、キャリアの本数をＮとする
と、ＯＦＤＭ信号はＮ本のキャリアの合成であり、これ
をβ_k(t)とすると、これは次の式(２)で表すことができ
る。 β_k(t)=Σα_k(t) (但し、ｋ＝１〜Ｎ) ・・・・・・（２） ところで、ＯＦＤＭ変調方式では、マルチパスの影響を
低減するため、信号にガードインターバルを付加するの
が一般的である。即ち、図４に示すように、有効シンボ
ル期間Ｔｓにおいて、その有効シンボルの開始部分の波
形と終了部分の少なくとも一方の波形をガードインター
バルＴｇとして用いる。 ここで、図４の(ａ)は、ｋ＝
１のとき、有効シンボル期間Ｔｓの終了部分にガードイ
ンターバルＴｇを付加した場合のＯＦＤＭ信号を示した
もので、同図(ｂ)は、ｋ＝１〜５４４のとき、有効シン
ボル期間Ｔｓの終了部分にガードインターバルＴｇを付
加した場合のＯＦＤＭ信号を示したものである。このＯ
ＦＤＭ信号は、上記信号単位から構成され、この信号単
位シンボルは、例えば有効サンプル１０２４サンプルに
ガードインターバルデータ４８サンプルを付加した１０
７２サンプルのシンボル８９４組に、６組の同期シンボ
ルを付加した、全９００シンボルからなるフレームと呼
ぶストリーム単位の繰返しで構成される。

【０００３】図１１は従来技術によるＯＦＤＭ伝送装置
における変復調部の基本構成を示すブロック図である。
伝送路符号化部１Ｔ、符号化部２Ｔ、ＩＦＦＴ(Inver
seFast Fourier Transform：逆フーリエ変換)部３Ａ、
ガード付加部３Ｂ、同期シンボル挿入部５、クロック発
振器６、直交変調処理部８からなる送信側処理部１０１
を有する送信側Ｔｘと、ＡＧＣ部９Ａ、直交復調処理部
９Ｂ、ＦＦＴ(FastFourier Transform：高速フーリエ変
換)部３Ｃ、復号化部２Ｒ、伝送路復号化部１Ｒ、電圧
制御クロック発振器１０、同期検出＆相関部４Ａ、ＦＳ
Ｔ補正部４Ｂからなる受信側処理部２０３を有する受信
側Ｒｘとにより構成され、これら送信側Ｔｘと受信側Ｒ
ｘは、例えば、電波を用いた無線の伝送路Ｌにより結ば
れている。以下、図１１を用いてＯＦＤＭ信号の変復調
処理について説明する。送信側処理部１０１の伝送路符
号化部１Ｔに連続的に入力されるデータＤinは、例えば
９００シンボルからなるフレーム毎に処理され、このフ
レーム期間内で同期シンボルの６シンボル期間を除く８
９４個の情報シンボル毎に、１から４００番と、６２５
から１０２４番までの計８００サンプル期間に、間欠状
態のレート変換済データＤiiとして出力される。また、
伝送路符号化部１Ｔは、フレーム周期である９００シン
ボル毎に、送信側のフレーム制御パルスＦＳＴを発生
し、同期シンボル期間の開始を表わすフレームパルス信
号として、他のブロックに供給する。符号化部２Ｔは、
入力されたデータＤiiを符号化し、Ｉ軸とＱ軸の２軸に
マッピングしたデータＲｆとＩｆを出力する。ＩＦＦＴ
部３Ａは、これらデータＲｆとＩｆを周波数成分と見な
し、１０２４サンプルからなる時間軸信号Ｒ(実数成分)
とＩ(虚数成分)に変換する。ガード付加部３Ｂは、１０
２４サンプルからなる時間軸信号ＲとＩの開始期間にお
ける波形の中で、例えば最初の４８サンプルの波形を１
０２４サンプル後に付加し、合計１０７２サンプルの時
間軸波形からなる情報シンボルＲｇとＩｇを出力する。
この４８サンプルは反射波混入時の緩衝帯となる。同
期シンボル挿入部５は、これら情報シンボルＲｇ，Ｉｇ
に対して、それらの８９４サンプル毎に、予めメモリ等
に記憶された、６シンボルからなる同期波形を挿入し、
フレーム構成のデータＲsgとＩsgを作成する。これらの
データＲsg，Ｉsgは直交変調処理部８に供給され、ここ
でＤ／Ａ変換器８１と直交変調器８２、ローカル発振器
８３により、周波数ＦｃのキャリアによるＯＦＤＭ変調
波信号ＲＦとして生成され、高周波増幅されて伝送路Ｌ
に送出されることになる。 伝送帯域は、ＵＨＦ帯やマ
イクロ波帯が用いられる。なお、送信側Ｔｘにおける処
理に必要なクロックＣＫ(周波数１６ＭＨｚ)は、クロッ
ク発振器６から各ブロックに送信側クロックＣＫｄとし
て供給される。

【０００４】上記の様にして送信されたＯＦＤＭ変調波
信号ＲＦは、受信側ＲｘのＡＧＣ部９Ａを経由して直交
復調処理部９Ｂに入力され、ここで、直交復調器９１に
より、電圧制御発振器９３から供給される周波数Ｆc'の
局発信号と乗算され、ベースバンド信号に直交復調され
た後に、Ａ／Ｄ変換器９２によってディジタル化され、
データＲ'sgとＩ'sgに変換される。これらのデータＲ's
g，Ｉ'sgは、ＦＦＴ(Fast Fourier Transform：高速フ
ーリエ変換)部３Ｃに供給され、ここでパルスＦＳＴrc
に基づきＦＦＴとして利用する１０２４サンプルのデー
タ期間を決定するゲート信号を作成して、緩衝帯である
４８サンプルを除外することにより、時間軸波形信号
Ｒ'sg，Ｉ'sgは、周波数成分信号Ｒ'fとＩ'fに変換され
る。そして、これら周波数成分信号Ｒ'f，Ｉ'fは、復号
化部２Ｒにて識別、復号化されて、データＤ'oになり、
伝送路復号化部１Ｒにて連続した信号Ｄoutとして出力
される。一方、上記データＲ'sgとＩ'sgは、同期検出＆
相関部４Ａにも入力され、ここで、同期シンボル群が検
出され、これによりフレームパルスとなるパルスＦＳＴ
ｒが取り出される。 このパルスＦＳＴｒは、受信側Ｒ
ｘのフレーム制御パルスとなり、受信側Ｒｘの各ブロッ
クに供給される。また、この同期検出＆相関部４Ａは、
電圧制御クロック発振器１０から発生されるクロックＣ
ＫｒとデータＲ'sgとＩ'sgの同期成分を比較し、比較結
果に応じた相関出力Ｓｃを生成する。 この相関出力Ｓ
ｃに基づきＦＳＴ補正部４Ｂは、制御電圧ＶＣを生成
し、これにより電圧制御クロック発振器１０を制御し、
正しい周期のクロックＣＫｒが発生され、受信側の各ブ
ロックに供給される。

【０００５】次に、図１１に示した各ブロックの詳細に
ついて説明する。伝送路符号化部１は、伝送中に混入の
恐れがある各種エラーによるデータ誤りを防止するた
め、インターリーブ処理、エネルギー拡散処理、エラー
訂正用符号処理等を行う。符号化部２Ｔは、信号Ｄii
を、マッピングＲＯＭを用いてＩ，Ｑ軸の所定点の情報
に変換し、また、不要キャリアに相当する期間の信号は
０に置換し、データＲｆとＩｆを作成する。ＩＦＦＴ変
換部３Ａは、入力信号ＲｆとＩｆを クロックＣＫとパ
ルスＦＳＴとでタイミングを決められた、シンボル周期
の時間軸波形ＲとＩに変換する。具体的には、プレッシ
ー社のＰＤＳＰ１６５１０等を用いれば実現できる。ガ
ード付加部３Ｂは、ここに入力された信号ＲとＩを１０
２４サンプル遅延させる遅延器と、１０２５サンプル目
から１０７２サンプル目のみ遅延出力を選択する切り替
え器からなり、これらはクロックＣＫとパルスＦＳＴに
よってタイミングを決められる。 ここで得られる全１
０７２サンプルからなるシンボルは、１０２５サンプル
目から１０７２サンプル目に、１サンプル目から４８サ
ンプル間の時間軸波形が付加され、情報シンボルＲｇ，
Ｉｇとなる。

【０００６】次に、同期シンボル挿入部５の一例を図１
２に示す。 まず、ＲＯＭ５−１，５−２は、クロック
ＣＫとパルスＦＳＴでタイミングが決められたコントロ
ーラ５−５によって制御され、これにより、パルスＦＳ
Ｔに応じたタイミングで同期シンボル信号を発生する。
同様にＳＥＬ５−３，５−４は、クロックＣＫとパルス
ＦＳＴでタイミングが決められたコントローラ５−６に
よって制御され、ガード付の時間情報シンボル信号Ｒ
ｇ，Ｉｇの、現段階では無信号期間である１シンボルか
ら６シンボルまでの期間だけを、ＲＯＭ５−１，５−２
から読み出した同期シンボル信号に切り替えて出力す
る。ここで、この同期シンボル信号としては、例えば、
１シンボル期間中無信号で、該同期シンボル群の存在を
大まかに見つけるためのヌル(ＮＵＬＬ)シンボル、１シ
ンボル期間に１本のキャリアにしか信号成分を持たない
特殊なシンボル(以下、ＣＷシンボルと称す)、１シンボ
ル期間に伝送帯域の下限周波数から上限周波数に変化す
る波形であって、シンボルの切り替わり点を正確に求め
るためのスイープ(ＳＷＥＥＰ)シンボル、遅延検波復調
をするために必要な位相基準を示す基準シンボル(以
下、リファレンスシンボルと称す)等である。 なお、
同期シンボルを６組とする場合、上記にさらに２つの予
備シンボルが付加される。次に、図１１により、直交変
調処理部８について説明を補足すると、Ｄ／Ａ変換器８
１により実数部の信号Ｒsgと虚数部の信号Ｉsgに対して
Ｄ／Ａ変換を行い、直交変調器８２では、まず実数部信
号に対しては発振器８３からの周波数ｆｃのキャリア信
号のままで変調し、虚数部信号に対しては、発振器８３
の周波数ｆｃのキャリア信号を９０°移相した信号で変
調することによって直交変調を施し、これらの信号を合
成してＯＦＤＭ変調波信号を得る。

【０００７】次に、受信側Ｒｘの構成動作について説明
する。受信側Ｒｘでは、ＡＧＣ部９Ａにより、受け取っ
た信号レベルを適正レベルに修正する制御信号Ｓａを発
生し、信号レベルを変更する。 このレベル変更された
フレーム構成の信号は、直交復調処理部９Ｂに入力され
る。ここでの処理は、送信側とは逆に、直交復調器９１
によって、電圧制御発振器９３から出力される周波数Ｆ
c'のキャリア信号により復調した出力を実数部信号とし
て取り出し、キャリア信号を９０°移相して復調した出
力を虚数部信号として取り出すものである。 そして、
これら実数部と虚数部の各復調アナログ信号を、Ａ／Ｄ
変換器９２によりディジタル信号に変換する。同期検出
＆相関部４Ａは、受信した信号Ｒ'sg，Ｉ'sgから、フレ
ームの区切りを探索し、フレームの基準となるパルスＦ
ＳＴｒを出力すると共に、相関出力Ｓｃを出力する。そ
して、ＦＦＴ部３Ｃは、このパルスＦＳＴｒに基づいて
シンボルを区切り、前述のようにフーリエ変換を行うこ
とでＯＦＤＭ復調を行い、データＲ'fとＩ'fを出力す
る。復号化部２Ｒは、例えばＲＯＭテーブル手法にて、
データＲ'fとＩ'fを識別し、データＤ'oを算出する。伝
送路復号化部１Ｒは、逆インターリーブ処理、エネルギ
ー逆拡散処理、エラー訂正処理等を行う。

【０００８】次に、図１３に同期検出＆相関部４Ａの具
体的構成の一例を示し、説明する。直交復調したディジ
タル信号である時間軸信号Ｒ'sg，Ｉ'sgは、ＮＵＬＬ終
了検出器４−１とＳＷＥＥＰ演算器４−２に入力され
る。ＮＵＬＬ終了検出器４−１は、フレーム構成のシン
ボル群から同期シンボル中で無信号状態にあるＮＵＬＬ
を検出し、同期シンボルの大まかな位置(タイミング)を
検出し、ＮＵＬＬ終了時点からタイマ回路によりＳＷＥ
ＥＰシンボル開始時点を推定して、ＳＷＥＥＰ開始指示
パルスＳＴを出力する。ＳＷＥＥＰ演算器４−２は、Ｓ
ＷＥＥＰ開始指示パルスＳＴを参照しＮＵＬＬシンボル
の２シンボル後に存在する波形を、ＳＷＥＥＰシンボル
波形と推定して取り込み、各シンボルの正確な切り替わ
りタイミングを捜索する。具体的には、予めＳＷＥＥＰ
シンボルのパターンが格納してあるメモリ４−３を用
い、入力されたＯＦＤＭ信号とこのメモリ４−３から読
み出したパターンを例えば相関演算し、両者の信号パタ
ーンの一致状況から、推定したＳＷＥＥＰ波形との位相
ずれを演算により算出し、受信側のフレーム位相を伝送
データに一致させるため、受信側の基準クロックＣＫｒ
を調整するための相関出力信号Ｓｃを出力する。フレー
ムカウンタ４−４は、ＳＷＥＥＰ開始指示パルスＳＴに
基づいて、クロックＣＫのカウントを開始し、このカウ
ント数がフレーム周期に相当する値(例えば、１０７２
×９００)に到達する毎に、パルスＦＳＴｒを出力する
とともに、カウント値を０に戻してから再びクロックＣ
Ｋのカウントを開始する。従って、以後は、一定カウン
ト毎に、即ちフレーム開始点毎にパルスＦＳＴｒが出力
されることになり、受信側ではこのパルスＦＳＴｒを高
速フーリエ変換、復号化、逆レート変換の開始タイミン
グとする。

【０００９】次に、図１４と図１５を用いて、ＮＵＬＬ
終了検出器４−１の具体的構成と、ＳＷＥＥＰ開始位置
推定過程の詳細を説明する。ＮＵＬＬ終了検出器４−１
へ供給される信号Ｒ'sg，Ｉ'sgは、絶対値回路４-1-1，
４-1-2で絶対値化され、加算器４-1-3で加算され、絶対
値加算出力４ａとなる。この絶対値加算出力４ａを、比
較器４-1-4において、しきい値Ｖthと比較し、しきい値
Ｖthを越えない期間、即ち、Ｔ１〜Ｔ２間のＮＵＬＬシ
ンボル期間に相当する比較結果出力４ｂを得る。そし
て、エッジ検出器４-1-5において、比較結果出力４ｂか
ら、信号の立上りエッジを検出する。 そして、遅延回
路４-1-6により、この信号立上りエッジ検出信号４ｃを
１シンボル遅延し、ＳＷＥＥＰ開始指示パルスＳＴを発
生する。このＳＷＥＥＰ開始開始指示パルスＳＴによ
り、正しいＳＷＥＥＰシンボル開始位置(Ｔ３)を特定す
ることができ、ＳＷＥＥＰ演算器４−２に、ＳＷＥＥＰ
シンボル波形の開始部分から取り込めるため、ＳＷＥＥ
Ｐ演算における位相ずれを正確に算出でき、各シンボル
の正確な切り替わりタイミングを捜索することが可能と
なる。すなわち、ＳＷＥＥＰ演算器４−２から出力され
る相関出力Ｓｃにより受信側クロックＣＫrcの速度を調
整し、伝送されてきた同期シンボル位相とのロック処理
を行うことによって、ＦＦＴゲートの時間的位置の誤差
は消える。ところで、粗調整にあたる同期シンボルの検
出エッジを基に決定するＳＷＥＥＰ開始指示パルスの時
間的位置が正確であれば、 微調整にあたるクロックＣ
Ｋrcの速度調整により行うＦＦＴゲートの時間的位置補
正量が減少し、その所要時間も減少する。 すなわち、
より少ない時間で、誤差０(ずれ無し)のゲート位置に設
定でき、最良の復号状況を達成できる。このような場合
の、相関出力信号Ｓｃの一例を図１６に示す。 図から
明らかなように、この場合の相関出力信号Ｓｃは、主波
による鋭いピークが、唯一存在する形となる。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】ここで、上記従来技術
による伝送装置を用い伝送を行う場合において、移動体
伝送等の劣悪な伝送路条件での伝送を考える。この様な
伝送路では、送信側から受信側に直接伝搬される主波
と、建物や山等に反射した様々な反射波とが、それぞれ
所定の遅延時間を伴って伝搬されるため、受信側では、
それらの合成波が受信されることになる。このように主
波の他に反射波が存在する場合、図１７に示すように、
反射波の影響により、絶対値加算出力４ａにおけるＮＵ
ＬＬシンボルの開始点部分Ｔd1とＣＷシンボルの開始点
部分Ｔd2のレベルが変動し、比較器４-1-4における絶対
値加算出力４ａとしきい値Ｖthとの比較において、ＣＷ
シンボルの開始点部分Ｔd2が、しきい値Ｖthを越えない
レベルになってしまう。従って、この場合のしきい値Ｖ
th以下の比較結果出力４ｂは、本当のＮＵＬＬ期間(Ｔ
１〜Ｔ２)ではなく、ＮＵＬＬシンボルの開始点部分Ｔd
1〜ＣＷシンボルの開始点部分Ｔd2の期間に相当する出
力となる。その結果、エッジ検出器４-1-5では、ＣＷシ
ンボルの開始点部分Ｔd2時点で、信号立上りエッジ検出
信号４ｃを発生するため、本当のＮＵＬＬシンボルの終
了点と大きな検出ずれが発生する。そして、信号立上り
エッジ検出信号４ｃの発生時点から遅延回路４-1-6が動
作するため、ＳＷＥＥＰ開始指示信号ＳＴは、Ｔd2時点
から１シンボル後に発生することになる。従って、ＳＷ
ＥＥＰ開始指示信号ＳＴは、実際のＳＷＥＥＰ開始位置
から大幅にずれた時点(約１シンボル後)に発生するた
め、ＳＷＥＥＰ演算器４−２には、ＳＷＥＥＰシンボル
の開始点の波形が取り込まれなくなる結果、粗調整の精
度は低下し、微調整で行う補正量も増加し、ひいては微
調整に要する時間が増加し、最良の復号状況への到達が
遅れる。そこで、この反射波の影響を低減するために、
しきい値Ｖthを低め（例えば、α＝０．３）に設定すれ
ば、主波によるＮＵＬＬ終了点を検出し易くなり、粗調
時のずれ量は少なくなり、上述の微調整の所要時間の延
長は防止できる。 このような場合の、相関信号Ｓｃの
例を図１８に示す。 図から明らかなように、この場合
の相関出力信号Ｓｃは、主波による山と反射波による山
が存在する形となる。

【００１１】しかし、以上の説明は、雑音成分の混入の
少ない高ＣＮでの伝送を前提とするものであって、入力
電界の低い使用条件では、雑音成分が増加し、本来、無
信号であるＮＵＬＬ期間に、雑音成分により発生した偽
信号が混ざることになる。そのため、比較結果出力４ｂ
におけるＮＵＬＬ期間の終了点の検出精度は大幅な低下
となる恐れがある。また、さらに電界が弱まると、さら
に雑音成分が増加し、図１９に示す様に、ＮＵＬＬ期間
における絶対値加算出力４ａが、常にしきい値Ｖthを越
えてしまう結果、比較結果出力４ｂにおいてＮＵＬＬ期
間の終了を全く検出不能となる場合も生じる。ところ
で、ＣＮが劣化すると、伝送信号としては無電力のＮＵ
ＬＬ期間であっても雑音電力が多く含まれるため、ＮＵ
ＬＬ期間とこれに続くＣＷシンボル期間でのレベル差は
小さくなる。 従って、低ＣＮにおけるＮＵＬＬ期間終
了の検出動作を確保するには、しきい値Ｖthは高め（α
＝０．８）が良い。しかし、しきい値Ｖthを高めに設定
すれば、ＮＵＬＬ期間の検出漏れは防止できるが、ＣＷ
シンボルとのレベル差が小さくなるため、フェージング
等で生じる受信信号レベルの僅かな変化をＮＵＬＬ期間
と誤判断してしまう。このような場合の、相関信号Ｓｃ
の例を図２０に示す。 図から明らかな様に、この場合
の相関出力信号Ｓｃは、ＳＷＥＥＰ信号に雑音が多く含
まれるため、高ＣＮ時ほど一致度が高まらず、生じる山
は緩い形となる。以上説明した様に、従来の構成におい
て、粗調整の目標を主波におき、しきい値Ｖthを低く設
定すると、図１９に示す様に低ＣＮ時の同期検出が困難
となる。一方、しきい値Ｖthを高く設定して低ＣＮ時に
おける同期検出を容易にすると、図１７に示すように反
射波が存在する場合、粗調目標が反射波になり、微調整
により主波に同期するまでの所要時間が長くなる欠点が
生じる。本発明はこれらの欠点を除去し、反射波や雑音
成分の有無等に影響されることなく、いかなる伝送状況
下においても、ＳＷＥＥＰシンボル開始位置を正確に推
定することができ、常に同期検出可能なＯＦＤＭ伝送シ
ステムを実現することを目的とする。

【００１２】

【課題を解決するための手段】本発明は、上記目的を達
成するため、数種類の同期シンボル群と複数のデータシ
ンボルをフレーム構成の信号として伝送する直交周波数
分割多重変調方式を用いたディジタル伝送装置におい
て、上記同期シンボル群の内のフレーム同期を検出する
無信号期間の終了部分を検出するための基準となるしき
い値を、受信信号の１／２シンボル期間毎の平均電力値
の所定期間における最小値と最大値とから算出する手段
を設けたものである。即ち、１／２シンボル期間毎の平
均電力値の所定期間における最小値Ｈminと最大値Ｈmax
を基にし、例えば、(Ｈmax＋Ｈmin)／２等の演算を行
い、しきい値Ｖthを決定する。ここで、当然の如く、無
信号の期間であるＮＵＬＬ期間の平均電力値が最小値Ｈ
minとなり、いずれかのデータシンボル期間の平均電力
値がＨmaxとなる。従って、低ＣＮの状態であれば、雑
音によって最小値Ｈminは上昇するが、しきい値Ｖth
は、上記の様に、(Ｈmax＋Ｈmin)／２となるため、必
ず、ＮＵＬＬ期間の平均電力値とデータ期間の平均電力
値の中間に、しきい値を設定できる。

【００１３】

【発明の実施の形態】図１に、本発明のＯＦＤＭ変調方
式を用いた伝送装置の全体ブロック構成を示し、以下に
説明する。これは、図１１に示すものと同様構成の送信
側処理部１０１と、同じく同様構成の受信側処理部２０
３と、しきい値(Ｖth)算出部７で構成される。受信側処
理部２０３からの受信側クロックＣＫは、Ｖth算出部７
及び同期検出＆相関部４Ａのクロック端子ＣＫに接続さ
れる。 受信側処理部２０３からのデータＲ'sg，Ｉ'sg
は、同期検出＆相関部４ＡのＩ，Ｑ端子に接続される。
同期検出＆相関部４ＡからのパルスＦＳＴｒ及び相関出
力信号Ｓｃは、それぞれ受信側処理部２０３の端子ＦＳ
Ｔｒおよび端子Ｓｃに接続される。Ｖth算出部７のしき
い値Ｖth出力は、同期検出＆相関部４Ａの端子Ｖthに接
続される。Ｖth算出部７は、受信側処理部２０３からの
データ信号Ｒ'sg，Ｉ'sgを基にしきい値Ｖthを算出し、
同期検出＆相関部４Ａにしきい値Ｖthを与える。即ち、
Ｖth算出部７は、例えば、受信信号の１／２シンボル期
間の平均電力値の最大値レベルと最小値レベルに応じ
て、しきい値Ｖthを決める。次に、Ｖth算出部７の具体
的構成の１例を図２に示し、以下に説明する。ここで、
データ信号Ｒ'sg，Ｉ'sgは、平均電力(ＡＶＥ)算出部７
−１に入力される。 ＡＶＥ算出部７−１の出力ＡＶＥ
は、最大値(Ｍａｘ)ホールド部７−２と最小値(Ｍｉｎ)
ホールド部７−３に入力される。そして、それぞれの出
力ＨmaxとＨminは、Ｖth演算部７−４に入力される。Ｃ
Ｋは、１／２シンボルカウンタ７−５及びＡＶＥ算出部
７−１、Ｍａｘホールド部７−２、Ｍｉｎホールド部７
−３に入力される。 １／２シンボルカウンタ７−５の
出力ＳＳＴは、ＡＶＥ算出部７−１とＭａｘホールド部
７−２、Ｍｉｎホールド部７−３のＳＳＴ端子に入力さ
れる。

【００１４】次に、図２、図３を用いて、この動作を説
明する。 ＡＶＥ算出部７−１は、１／２シンボル期間
ＳＳＴにおけるＲ'sgとＩ'sgの平均電力を算出し、その
値をＡＶＥとして出力する。 Ｍａｘホールド部７−２
は、入力であるＡＶＥの最大値を検出し、その値をＨma
xとして出力する。 なお、最大値と判断する基準は、
過去に検出した最大値を１／２シンボル期間毎に、例え
ば０.99倍した値との比較となる。すなわち、図３のＳ
４Ｆ期間までの過去の最大値を、例えば０.99倍し続け
た値６２と、Ｓ４Ｒ期間のＡＶＥ６５を比較し、ＡＶＥ
が大きければ、Ｈmax値を更新するものである。同様
に、Ｍｉｎホールド部７−３では、入力であるＡＶＥの
最小値を検出し、その値をＨminとして出力する。 な
お、最小値と判断する基準は、過去に検出した最小値を
１／２シンボル期間毎に、例えば１.01倍した値との比
較となる。すなわち、図３のＳ１Ｆ期間までの過去の最
小値を、例えば１.01倍し続けた値１８と、Ｓ２Ｒ期間
のＡＶＥ７を比較し、ＡＶＥが小さければ、Ｈmin値を
更新するものである。Ｖth演算部７−４は、過去の最大
値であるＨmaxと、最小値であるＨminを基に、それぞれ
の値を、例えば、加算して１／２する等の処理で、しき
い値Ｖthを求める演算を行う。

【００１５】例えば、図３の様に、１／２シンボル期間
の受信信号の平均電力値ＡＶＥが、あるシンボル期間の
前半であるＳ１Ｆ期間には６０、同後半のＳ１Ｒ期間に
は８、以後、７，６０，６２，６１，６２，６５，…と
変化したとする。この場合、最大値(Ｍａｘ)ホールド部
７−２は、Ｓ４Ｒ期間のＡＶＥ値である６５をホールド
する。 ここで、ホールド部７−２にはリーク回路が設
けられているため、１／２シンボル毎にホールドした最
大値６５は、減少していく。同様に、最小値(Ｍｉｎ)ホ
ールド部７−３は、Ｓ２Ｆ期間のＡＶＥ値である７を最
小値としてホールドし、以後大きな値となる方向へリー
クして行く。このようにして得た最大値Ｈmaxと最小値
Ｈminを基にし、Ｖth算出部７は、例えば、(Ｈmax＋Ｈm
in)／２等の演算を行い、しきい値Ｖthを決定する。従
って、当然のごとく、無信号の期間であるＮＵＬＬ期間
のＡＶＥ値が最小値Ｈminとなり、いずれかのデータシ
ンボル期間のＡＶＥ値がＨmaxとなる。すなわち、低Ｃ
Ｎの状態であれば、雑音によって最小値Ｈminは上昇す
るが、しきい値Ｖth は、上記の様に、(Ｈmax＋Ｈmin)
／２となるため、必ず、ＮＵＬＬ期間のＡＶＥ値とデー
タ期間のＡＶＥ値の中間にしきい値を設定できる。

【００１６】図４に、上記ＳＳＴパルスの位相と入カシ
ンボルの位相が、丁度一致した場合のＡＶＥ値の信号タ
イミングを示す。この場合、Ｓ１Ｒ期間とＳ２Ｆ期間
に、無電力であるＮＵＬＬシンボルが丁度生じているた
め、Ｓ１Ｒ期間とＳ２Ｆ期間のＡＶＥ値は、共に８，７
と小さい値となる。しかし、図５の様に、ＳＳＴパルス
の位相と入カシンボルの位相が、不一致となった場合、
Ｓ１Ｆ期間では、最終のデータシンボルの後半約１／４
とＮＵＬＬシンボルの前半約１／４から成る平均電力を
算出しているため、３１と高くなるが、Ｓ１Ｒ期間で
は、ＮＵＬＬシンボルの約２／４の点から約３／４の点
の平均電力となるため、ＡＶＥは７と正常な値となる。
そして、これに続くＳ２Ｆ期間では、ＣＷシンボルの電
力分が混入してくるため、再度、ＡＶＥは３０程度と高
くなる。ここで、本発明では、平均電力算出期間を１／
２シンボルとしてあることで、ＳＳＴパルスの位相と入
カシンボルの位相がずれていても、ＮＵＬＬ期間の最小
平均電力値を、必ず抽出できる。

【００１７】図６に、Ｍａｘホールド部７−２の具体的
な構成を示し、以下にて説明する。入力であるＡＶＥ
は、比較器７-2-1のＡ＋端子とセレクタ７-2-3の端子Ａ
に接続される。 比較器７-2-1の出力Ｐは、セレクタ７
-2-3の端子selに接続される。セレクタ７-2-3の出力端
子OUTは、ラッチ７-2-4の端子Ｄに接続される。 ラッ
チ７-2-4の端子OUTは、出力Ｈmaxとして外部に送り出さ
れるとともに、係数器７-1-2に入力される。 係数器７
-1-2の端子OUTからの出力max'は、比較器７-2-1のＢ−
端子およびセレクタ７-2-3の端子Ｂに接続される。 外
部からのＳＳＴ信号は、ラッチ７-2-4のＥＮ端子に接続
される。ゲート７-2-5の出力はラッチ７-2-4のＥＮ端子
に接続される。次に、各部の動作について述べる。 比
較器７-2-1は、Ａ＋端子の値がＢ−端子よりも大きな場
合、端子ＰにＨレベルとなる信号を出力する。 セレク
タ７-2-3は端子selのレベルがＨなら端子Ａの信号を選
択する。 また、Ｌならば端子Ｂの信号を選択出力す
る。ラッチ７-2-4は、端子ＥＮにＨレベルが印加されて
いる場合、端子Ｄの信号を記憶し、端子OUTに出力す
る。 係数器７-1-2は、入力値を０.99倍した値を、最
大値max'として出力する。 全体的な動作について図３
を用いて述べる。Ｓ２Ｒ期間で、入力ＡＶＥの値７は、
ラッチ７-2-4の出力６０を０．９９倍した値max'(５
９．４)よりも小さいため、比較器７-2-1はＬを出力す
る。 端子selにＬが加わったセレクタ７-2-3は、端子
Ｂの値max'(５９．４)を選択し出力する。そして、ＳＳ
ＴシンボルがＨとなった瞬間、ラッチ７-2-4は、新た
に、最大値max'(５９.4)をラッチする。Ｓ３Ｆ期間で、
入力ＡＶＥの値６２は、ラッチ７-2-4の出力５９.4を
０.９９倍した値max'(５８.8)よりも大きいため、比較
器７-2-1はＨを出力する。端子ｓｅｌにＨが加わったセ
レクタ７-2-3は、端子ＡのＡＶＥの値６２を選択し出力
する。 そしてＳＳＴシンボルがＨとなった瞬間、ラッ
チ７-2-4は新たに６２をラッチすることで、Ｈmaxを６
２に更新する。

【００１８】図７に、Ｍｉｎホールド部７−２の具体的
な構成を示し、以下にて説明する。入力であるＡＶＥ
は、比較器７-3-1のＡ−端子とセレクタ７-3-3の端子Ａ
に接続される。 比較器７-3-1の出力Ｐは、セレクタ７
-3-3の端子selに接続される。 セレクタ７-3-3の出力
端子OUTは、ラッチ７-3-4の端子Ｄの接続される。ラッ
チ７-3-4のＯＵＴ端子は、出力Ｈminとして外部に送り
出されるとともに、係数器７-3-2に入力される。 係数
器７-3-2の端子OUTからの出力min'は、比較器７-3-1の
Ｂ＋端子およびセレクタ７-3-3の端子Ｂに接続される。
外部からのＳＳＴ信号は、ラッチ７-3-4の端子ＥＮに
接続される。ゲート７-3-5の出力はラッチ７-3-4の端子
ＥＮに接続される。次に、各部の動作について述べる。
比較器７-3-1は、Ａ−端子の値がＢ＋端子よりも小さ
な場合、端子ＰにＨレベルとなる信号を出力する。 セ
レクタ７-3-3は、端子selのレベルがＨなら端子の信号
を選択Ａする。 また、Ｌならば端子Ｂの信号を選択出
力する。 ラッチ７-3-4は、端子ＥＮにＨレベルが印加
されている場合、端子Ｄの信号を記憶し、端子OUTに出
力する。 係数器７-1-2は、入力値を０.99倍した値を
最大値max'として出力する。全体的な動作について、図
３を用いて説明する。Ｓ１Ｆ期間で、入力ＡＶＥの値６
０は、ラッチ７-3-4の出力１８を１.01倍した最小値mi
n'(１８.2)よりも大きいため、比較器７-3-1はＬを出力
する。端子selにＬが加わったセレクタ７-3-3は、端子
Ｂのmin'(１８.2)を選択し出力する。 そしてＳＳＴジ
シボルがＨとなった瞬問、ラッチ７-3-4は新たにmin'
(１８.2)をラッチする。 Ｓ１Ｒ期間で、入力ＡＶＥの
値８は、ラッチ７-3-4の出力１８.2を１.01倍した値mi
n'(１８.4)よりも小さいため、比較器７-3-1はＨを出力
する。 端子selにＨが加わったセレクタ７-3-3は、端
子ＡのＡＶＥの値８を選択し出力する。 そしてＳＳＴ
シンボルがＨとなった瞬間、ラッチ７-3-4は新たに８を
ラッチすることで、Ｈminを８に更新する。

【００１９】図８に、ＡＶＥ算出部７−１の構成を示
す。 入力Ｒ'sgとＩ'sgは絶対化部７-1-1に入力され
る。 絶対化部７-1-1の出力は加算器７-1-2に入力され
る。 加算器７-1-2の出力は、ラッチ７-1-3の端子Ｄに
接続される。 ラッチ７-1-3の出力は、ゲート７-1-5に
入力されるとともに、ラッチ７-1-4に接続される。ラッ
チ７-1-4の出力は、ＡＶＥとして出力される。 外部か
らのＳＳＴ信号は、ゲート７-1-5の制御端子とラッチ７
-1-4の端子ＥＮに接続される。 ゲート７-1-5の出力
は、加算器７-1-2のもう一方の端子に接続される。次
に、各部の動作について説明する。 絶対化部７-1-1
は、入力である入力Ｒ'sgとＩ'sgの負部分を正に変換
後、加算して出力ＡＢＳとして出力する。ラッチ７-1-3
は、ＣＫが立上がる度に端子Ｄの値を記憶し出力する。
ラッチ７-1-4は、端子ＥＮがＬレベルになる度に端子
Ｄの値を記憶し出力する。 ゲート７-1-5は制御端子が
Ｈの場合、出力を０に置換する。ＡＶＥ算出部７−１の
全体的な動作を図９を用いて説明する。 ＣＫ入力の度
に、ラッチ７-1-3は、出力ＡＢＳの値を積算加算してい
く。 ここで、１／２シンボル周期毎にＳＳＴ信号がレ
ベルＬとなり、過去の積算値を、一旦０にクリアする。
図１０の(ａ)に、ＣＮが良い状態のしきい値Ｖthの様子
を示す。 この場合、ＡＶＥはＳ２Ｆ期間の値７が最小
のため、Ｈminも低下し、しきい値Ｖthは３４となり、
ＮＵＬＬシンボルとデータシンボルＡＶＥ値の中間レベ
ルとなる。図１０の(ｂ)に、ＣＮが悪い状態のしきい値
Ｖthの様子を示す。 この場合、ＡＶＥはＳ１Ｒ期間の
値４０が最小のためＨminはやや上昇し、しきい値Ｖth
は５０となり、この場合も、ＮＵＬＬシンボルとデータ
シンボルＡＶＥ値の中間レベルとなる。

【００２０】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、Ｃ
Ｎの高低によらず最適なＮＵＬＬ検出を実行することが
でき、より安定な伝送装置を実現できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の全体構成の一実施例を示すブロック図

【図２】本発明のＶth算出部７の一例を示すブロック図

【図３】本発明のしきい値Ｖth算出動作を説明するタイ
ムチャート

【図４】本発明の１／２シンボル周期の平均電力算出動
作を説明するタイムチャート

【図５】本発明の１／２シンボル周期の平均電力算出動
作を説明するタイムチャート

【図６】本発明のＭａｘホールド部７−２の一例を示す
ブロック図

【図７】本発明のＭｉｎホールド部７−３の一例を示す
ブロック図

【図８】本発明のＡＶＥ算出部７−１の一例を示すブロ
ック図

【図９】本発明のＡＶＥ算出動作を説明するタイムチャ
ート

【図１０】本発明のしきい値Ｖth算出動作を説明するタ
イムチャート

【図１１】従来の伝送装置の構成を示すブロック図

【図１２】従来の同期シンボル挿入部の構成を示すブロ
ック図

【図１３】従来の同期検出＆相関部の構成を示すブロッ
ク図

【図１４】従来のＮＵＬＬ終了検出器の構成を示すブロ
ック図

【図１５】従来のＮＵＬＬ終了検出器の動作を説明する
タイムチャート

【図１６】反射波のない場合の相関出力を示す模式図

【図１７】従来のＮＵＬＬ終了検出器の動作を説明する
タイムチャート

【図１８】反射波混入時の相関出力を示す模式図

【図１９】従来のＮＵＬＬ終了検出器の動作を説明する
タイムチャート

【図２０】低電界時の相関出力を示す模式図

【符号の説明】

１０１：送信側処理部、２０３：受信側処理部、４Ａ：
同期検出＆相関部、７：Ｖth算出部、７−１：ＡＶＥ算
出部、７−２：Ｍａｘホールド部、７−３：Ｍｉｎホー
ルド部、７−４：Ｖth演算部、７−５：１／２シンボル
カウンタ。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 数種類の同期シンボル群と複数のデータ
   シンボルをフレーム構成の信号として伝送する直交周波
   数分割多重変調方式を用いたディジタル伝送装置におい
   て、上記同期シンボル群の内のフレーム同期を検出する
   無信号期間の終了部分を検出するための基準となるしき
   い値を、受信信号の１／２シンボル期間毎の平均電力値
   の所定期間における最小値と最大値とから算出する手段
   を設けたことを特徴とするディジタル伝送装置。