JP2002050909A - 空中線共用装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 各送信波の挿入損失を低減するとともに、各
送信波の帯域内振幅偏差を少なくすることが可能な、隣
接チャネルの送信波を空中線に供給する空中線共用装置
を提供する。 【解決手段】 縦続接続される複数の定インピーダンス
帯域通過フィルタを備える空中線共用装置であって、前
記各定インピーダンス帯域通過フィルタ内の第１および
第２の帯域通過フィルタが、下記式を満足する４次有極
形帯域通過フィルタである。Ｂ_wr（許容通過周波数帯域
幅）＝５．６±０．１ＭＨｚ、ｆ_∽（減衰極の周波数）
＝ｆ_o±（３．３５±０．１ＭＨｚ）、ＶＳＷＲ（通過
域内における電圧定在波比）＝１．５±０．１。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、空中線共用装置に
係わり、特に、ＶＨＦ，ＵＨＦ帯のテレビジョン放送機
構における送信用アンテナを、複数の送信機で共用する
際に有効な技術にに関する。

【０００２】

【従来の技術】図２６は、従来のアナログ方式のテレビ
ジョン放送における使用チャネル配列の一例を示す図で
あり、また、図２７は、使用チャネルが図２６に示す配
列の場合の、従来の空中線共用装置の概略構成を示すブ
ロック図である。図２７に示すように、従来の空中線共
用装置においては、隣接する各第１のハイブリッド回路
（Ｈ１３ａ，Ｈ１５ａ，Ｈ２３ａ）の第２の端子
（Ｔ₂₂）と第３の端子（Ｔ₂₃）とが互いに接続されると
ともに、両端の第１のハイブリッド回路（Ｈ１３ａ）の
第２の端子（Ｔ₂₂）は無反射終端器（Ｒ）に、両端の第
１のハイブリッド回路（Ｈ２３ａ）の第３の端子
（Ｔ₂₃）はアンテナ（ＡＮＴ）に接続される。

【０００３】また、各第１のハイブリッド回路（Ｈ１３
ａ，Ｈ１５ａ，Ｈ２３ａ）の第１の端子（Ｔ₂₁）と各第
２のハイブリッド回路（Ｈ１３ｂ，Ｈ１５ｂ，Ｈ２３
ｂ）の第２の端子（Ｔ₁₂）との間には、それぞれ所定の
チャネルの送信波を通過させる帯域通過フィルタ（以
下、単に、ＢＰＦと称する。）（Ｂ１３ａ，Ｂ１５ａ，
Ｂ２３ａ）が接続され、各第１のハイブリッド回路（Ｈ
１３ａ，Ｈ１５ａ，Ｈ２３ａ）の第４の端子（Ｔ₂₄）と
各第２のハイブリッド回路（Ｈ１３ｂ，Ｈ１５ｂ，Ｈ２
３ｂ）の第３の端子（Ｔ₁₃）との間には、それぞれ所定
のチャネルの送信波を通過させるＢＰＦ（Ｂ１３ｂ，Ｂ
１５ｂ，Ｂ２３ｂ）が接続される。さらに、各第２のハ
イブリッド回路（Ｈ１３ｂ，Ｈ１５ｂ，Ｈ２３ｂ）の第
１の端子（Ｔ₁₁）は、それぞれのチャネルの送信波を出
力する送信機に接続され、各第２のハイブリッド回路
（Ｈ１３ｂ，Ｈ１５ｂ，Ｈ２３ｂ）の第４の端子
（Ｔ ₁₄）は、それぞれ無反射終端器（Ｒ）に接続され
る。

【０００４】ここで、各第１および第２のハイブリッド
回路、各ＢＰＦは、それぞれ各チャネルの送信波を通過
させる定インピーダンス帯域通過フィルタを構成する。
即ち、第１のハイブリッド回路（Ｈ１３ａ）、第２のハ
イブリッド回路（Ｈ１３ｂ）、およびＢＰＦ（Ｂ１３
ａ，Ｂ１３ｂ）は、１３チャネルの送信波を通過させる
定インピーダンス帯域通過フィルタを、第１のハイブリ
ッド回路（Ｈ１５ａ）、第２のハイブリッド回路（Ｈ１
５ｂ）、およびＢＰＦ（Ｂ１５ａ，Ｂ１５ｂ）は、１５
チャネルの送信波を通過させる定インピーダンス帯域通
過フィルタを、また、第１のハイブリッド回路（Ｈ２３
ａ）、第２のハイブリッド回路（Ｈ２３ｂ）、およびＢ
ＰＦ（Ｂ２３ａ，Ｂ２３ｂ）は、２３チャネルの送信波
を通過させる定インピーダンス帯域通過フィルタを構成
する。

【０００５】以下、１３チャネルの送信波を例に挙げ
て、図２７に示す空中線共用装置の動作を簡単に説明す
る。図２７に示す空中線共用装置において、第２のハイ
ブリッド回路（Ｈ１３ｂ）の第１の端子（Ｔ₁₁）から入
力された１３チャネルの送信波は、それぞれＢＰＦ（Ｂ
１３ａ，Ｂ１３ｂ）を通って、第１のハイブリッド回路
（Ｈ１３ａ）に入力され、第１のハイブリッド回路（Ｈ
１３ａ）の第３の端子（Ｔ₂₃）から出力される。この第
１のハイブリッド回路（Ｈ１３ａ）から出力された１３
チャネルの送信波は、第１のハイブリッド回路（Ｈ１５
ａ）に入力され、ＢＰＦ（Ｂ１５ａ，Ｂ１５ｂ）で全反
射され、第１のハイブリッド回路（Ｈ１５ａ）の第３の
端子（Ｔ ₂₃）から出力される。以下、同様にして、アン
テナ（ＡＮＴ）に至り、アンテナ（ＡＮＴ）から放射さ
れる。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】前記図２７に使用され
るＢＰＦ（Ｂ１３ａ，Ｂ１３ｂ，Ｂ１５ａ，Ｂ１５ｂ，
Ｂ２３ａ，Ｂ２３ｂ）の設計条件はゆるやかであり、前
記図２７に示す空中線共用装置の伝送特性は、図２８に
示すように、通過帯域が広帯域で、かつ、立ち下がり特
性も緩やかである。一方、近年、従来のアナログ方式の
テレビジョン放送の他に、技術の進歩により、デジタル
方式のテレビジョン放送が開始されようとしている。そ
して、アナログ方式のテレビジョン放送の他に、デジタ
ル方式のテレビジョン放送を送信する場合には、テレビ
ジョン放送の割当て周波数の制約から、例えば、図２９
に示すように、隣接チャネルを使用したテレビジョン放
送が必要となっている。

【０００７】しかしながら、隣接するチャネルの送信波
を合成する目的で、前述の図２７に示す空中線共用装置
を使用する場合、図２７に示す空中線共用装置では、Ｂ
ＰＦの伝送特性と反射特性とが重なり、アンテナ（ＡＮ
Ｔ）に供給される送信波の挿入損失と、帯域内振幅偏差
が増大するという問題点があった。本発明は、前記従来
技術の問題点を解決するためになされたものであり、本
発明の目的は、隣接チャネルの送信波を空中線に供給す
る空中線共用装置において、各送信波の挿入損失を低減
するとともに、各送信波の帯域内振幅偏差を少なくする
ことが可能となる技術を提供することにある。本発明の
前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の
記述及び添付図面によって明らかにする。

【０００８】

【課題を解決するための手段】隣接するチャネルの送信
波を合成するためには、定インピーダンス帯域通過フィ
ルタ内のＢＰＦは、図２７に示す従来のものより、立ち
下がり特性が急峻で、アンテナ（ＡＮＴ）に供給される
送信波の挿入損失が少なく、かつ、帯域内振幅偏差が少
ないものが要求される。本発明者は、このような用途の
帯域通過フィルタとして、４次有極形帯域通過フィルタ
で、下記（１）式を満足するものが最適であることを見
いだした。

【数１】 Ｂ_wr＝５．６±０．１ＭＨｚ ｆ_∽＝ｆ_o±（３．３５±０．１ＭＨｚ） ＶＳＷＲ＝１．５±０．１ ・・・・・・・・・・・・・・・・ （１） 但し、ｆ_oは、４次有極形帯域通過フィルタの中心周波
数、ｆ_∽は、減衰極の周波数、Ｂ_wrは、許容通過周波数
帯域幅、ＶＳＷＲは、通過域内における電圧定在波比で
ある。

【０００９】本願発明は、前記知見に基づき成されたも
のであり、本願において開示される発明のうち、代表的
なものの概要を簡単に説明すれば、下記の通りである。
即ち、本発明は、縦続接続される複数の定インピーダン
ス帯域通過フィルタを備える空中線共用装置であって、
前記各定インピーダンス帯域通過フィルタ内の第１およ
び第２の帯域通過フィルタが、前述の（１）式を満足す
る４次有極形帯域通過フィルタであることを特徴とす
る。また、本発明の好ましい実施の形態では、前記４次
有極形帯域通過フィルタは、ＴＭ_{01 δ}モード誘電体共振
器形帯域通過フィルタ、ＴＥ_{01 δ}モード誘電体共振器形
帯域通過フィルタ、デュアルモード誘電体共振器形帯域
通過フィルタ、円形導波管型帯域通過フィルタ、矩形導
波管型帯域通過フィルタ、あるいは、同軸共振器を用い
たインターデジタル型帯域通過フィルタのいずれかであ
る。

【００１０】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態を詳細に説明する。なお、実施の形態を説明す
るための全図において、同一機能を有するものは同一符
号を付け、その繰り返しの説明は省略する。図１は、本
発明の実施の形態の空中線共用装置の概略構成を示すブ
ロック図である。本実施の形態の空中線共用装置は、第
１のハイブリッド回路（Ｈ１４ｂ）の第２の端子
（Ｔ₂₂）、および、第２のハイブリッド回路（Ｈ１４
ｂ，Ｈ１５ｂ，Ｈ２２ｂ）の第１の端子（Ｔ₁₁）から入
力される送信波が、図２９に示す隣接するチャネルの送
信波であり、かつ、ＢＰＦ（Ｂ１４ａ，Ｂ１４ｂ，Ｂ１
５ａ，Ｂ１５ｂ，Ｂ２２ａ，Ｂ２２ｂ）が、前述した
（１）式を満足する４次有極形帯域通過フィルタである
点で、図２７に示す空中線共用装置と相違するだけであ
るので、その詳細な説明は省略する。図２は、本実施の
形態の空中線共用装置の伝送特性の一例を示す図であ
る。図２に示すように、本実施の形態の空中線共用装置
の伝送特性は、図２８に示すものと比して、通過帯域が
狭帯域で、かつ、立ち下がり特性が急峻となっている。

【００１１】以下、本実施の形態の空中線共用装置につ
いて説明する。図３は、λ／４・３ｄＢ結合器で構成さ
れるハイブリッド回路を説明するための図である。な
お、本実施の形態のハイブリッド回路は、第２の端子
（Ｔ₂）および第３の端子（Ｔ₃）の出力が互いに９０°
の位相差を有するとともに、振幅がほぼ等しくなるよう
に構成されたハイブリッド回路であれば、任意のハイブ
リッド回路が使用可能である。同図において、測定端子
以外の各端子は無反射終端器で終端されているものとす
ると、各入力端での電圧反射係数は零であるから、

【数２】 Ｓ₁₁＝Ｓ₂₂＝Ｓ₃₃＝Ｓ₄₄＝０ ・・・・・・・・・・・・・・・ （２） となる。測定端子以外の端子を無反射終端器で終端し、
端子（Ｔ₁−Ｔ₂）、（Ｔ₂−Ｔ₁）、（Ｔ₃−Ｔ₄）、（Ｔ
₄−Ｔ₃）間の結合係数を測定すると、下記（３）式を得
ることができる。

【数３】 Ｓ₁₂＝Ｓ₂₁＝Ｓ₃₄＝Ｓ₄₃＝ｊＣsinθ／（（１−Ｃ²）^1/2・cosθ＋ｊsinθ） ＝１／２^1/2 ＝０．７０７ ・・・・・・・・・・・・ （３） 但し、Ｃ（ハイブリッド回路の結合係数）＝１／２^1/2
（＝０．７０７）、θ＝９０°である。

【００１２】また、測定端子以外の端子を無反射終端器
で終端し、端子（Ｔ₁−Ｔ₃）、（Ｔ ₃−Ｔ₁）、（Ｔ₂−
Ｔ₄）、（Ｔ₄−Ｔ₂）間の結合係数を測定すると、下記
（４）式を得ることができる。

【数４】 Ｓ₁₃＝Ｓ₃₁＝Ｓ₂₄＝Ｓ₄₂＝（１−Ｃ²）^1/2／（（１−Ｃ²）^1/2・cosθ＋ｊsin θ） ＝−ｊ／２^1/2 ＝−ｊ０．７０７ ・・・・・・・・・・ （４） 但し、Ｃ（ハイブリッド回路の結合係数）＝１／２^1/2
（＝０．７０７）、θ＝９０°である。また、測定端子
以外の端子を無反射終端器で終端し、端子（Ｔ₁−
Ｔ₄）、（Ｔ ₄−Ｔ₁）、（Ｔ₂−Ｔ₃）、（Ｔ₃−Ｔ₂）間
の結合係数を測定すると、下記（５）式を得ることがで
きる。

【数５】 Ｓ₁₄＝Ｓ₄₁＝Ｓ₂₃＝Ｓ₃₂＝０ ・・・・・・・・・・・・・・・ （５） 前記（２）〜（５）の関係式を用いて、図３に示すハイ
ブリッド回路の〔Ｓ〕マトリクスを求めると、下記
（６）式のように表される。

【００１３】

【数６】 図３に示すハイブリッド回路の端子Ｔ₁に、入力電圧
（Ｅin）を印加したときに、端子Ｔ₂、Ｔ₃、Ｔ₄から出
力される出力電圧（Ｅ₁₁，Ｅ₁₂，Ｅ₁₃，Ｅ₁₄）を、前記
（６）式を用いて求めると、下記（７）式のようにな
る。

【００１４】

【数７】 前記（７）式から分かるように、端子Ｔ₂には、Ｅin／
２^1/2（Ｅ₁₂＝Ｅin／２ ^1/2）の電圧が、端子Ｔ₃には、
−ｊＥin／２^1/2（Ｅ₁₃＝−ｊＥin／２^1/2）の電圧が得
られる。

【００１５】図４は、本実施の形態の定インピーダンス
帯域通過フィルタにおいて、ハイブリッド回路（Ｈ１）
の端子（Ｔ₁₁）に、Ｅin1の電圧が入力された場合にお
ける、各部の出力電圧を説明するための図である。図４
において、ＢＰＦ（Ｂ１ａ，Ｂ１ｂ）の入力電圧反射係
数を、それぞれΓ ₁₁、Γ₂₁とすると、ハイブリッド回路
（Ｈ１）の端子（Ｔ₁₂，Ｔ₁₃）における反射電圧（Ｅ_Γ
11，Ｅ_{Γ 12}）は、下記（８）式で表される。

【数８】 Ｅ_{Γ 11}＝Γ₁₁Ｅin1／２^1/2 Ｅ_{Γ 12}＝−ｊΓ₂₁Ｅin1／２^1/2 ・・・・・・・・・・・・・・ （８） 前記（６）式、（８）式を用いて、ハイブリッド回路の
端子（Ｔ₁₁，Ｔ₁₂，Ｔ ₁₃，Ｔ₁₄）における出力電圧（Ｅ
₁₁，Ｅ₁₂，Ｅ₁₃，Ｅ₁₄）を求めると、下記（９）式のよ
うになる。

【００１６】

【数９】 前記（９）式から分かるように、ＢＰＦ（Ｂ１ａ，Ｂ１
ｂ）の入力電圧反射係数が互いに等しく、Γ（＝Γ₁₁＝
Γ₂₁）であれば、ハイブリッド回路（Ｈ１）の第１の端
子Ｔ₁₁には、ＢＰＦ（Ｂ１ａ，Ｂ１ｂ）で反射された反
射電圧が出力されず、ハイブリッド回路（Ｈ１）の第４
の端子Ｔ₁₄にのみ、ＢＰＦ（Ｂ１ａ，Ｂ１ｂ）で反射さ
れた反射電圧の合成電圧が出力され、無反射終端器Ｒに
吸収される。

【００１７】図４において、端子（Ｔ₁₂，Ｔ₁₃）からそ
れぞれ出力されるＥ₁₂（＝Ｅin1／２^1/2）、Ｅ₁₃（＝−
ｊＥin1／２^1/2）の電圧は、ＢＰＦ（Ｂ１ａ，Ｂ１ｂ）
に入力され、ＢＰＦ（Ｂ１ａ，Ｂ１ｂ）から、ＢＰＦ
（Ｂ１ａ，Ｂ１ｂ）の電圧伝達関数（電圧伝達特性）
（Ｌ₁₁，Ｌ₁₂）で定まる電圧が出力される。ＢＰＦ（Ｂ
１ａ，Ｂ１ｂ）の出力電圧は、下記（１０）式のように
表される。

【数１０】 Ｅ₂₁＝Ｌ₁₁Ｅin1／２^1/2 Ｅ₂₄＝−ｊＬ₂₁Ｅin1／２^1/2 ・・・・・・・・・・・・・・・ （１０） 本実施の形態において、ハイブリッド回路（Ｈ２）の第
１の端子（Ｔ₂₁）および第４の端子（Ｔ₂₄）に、前記
（１０）式に示す電圧を印加したとき、ハイブリッド回
路（Ｈ２）の各端子からの出力電圧は、下記（１１）式
のように表される。

【００１８】

【数１１】 また、Ｌは、ＢＰＦ（Ｂ１ａ，Ｂ１ｂ）の電圧伝達係数
で下記（１２）で表される。

【数１２】 Ｌ（ｄＢ）＝１０×ｌｏｇ（１＋（Ｓ−１）²Ｙ² ₄（ｘ）／４Ｓ） ・・・・・・・・・・・・・・・ （１２） なお、この（１２）式の各数値については後述する。前
述の（１２）式から分かるように、ＢＰＦ（Ｂ１ａ，Ｂ
１ｂ）の電圧伝達係数にバラツキがあると、ハイブリッ
ド回路（Ｈ２）の端子（Ｔ₂₂）に、不平衡出力が生じ、
アイソーレーション特性が劣化する。

【００１９】図５は、本実施の形態の定インピーダンス
帯域通過フィルタにおいて、ハイブリッド回路（Ｈ２）
の端子（Ｔ₂₂）に、Ｅin2の電圧が入力された場合にお
ける、各部の出力電圧を説明するための図である。図５
に示すハイブリッド回路（Ｈ２）の端子（Ｔ₂₂）に、Ｅ
in2の電圧を印加した場合、端子（Ｔ₂₁）の出力電圧
（Ｅ₂₁）、端子（Ｔ₂₄）の出力電圧（Ｅ₂₄）は、下記
（１３）式のように表される。

【数１３】 Ｅ₂₁＝Ｅin2／２^1/2 Ｅ₂₃＝−ｊＥin2／２^1/2 ・・・・・・・・・・・・・・・ （１３） 端子（Ｔ₂₁）の出力電圧がＢＰＦ（Ｂ１ａ）に印加さ
れ、ＢＰＦ（Ｂ１ａ）で反射された反射電圧（Ｅ_{Γ 21}）
と、端子（Ｔ₂₄）の出力電圧がＢＰＦ（Ｂ１ｂ）に印加
され、ＢＰＦ（Ｂ１ｂ）で反射された反射電圧
（Ｅ_{Γ 24}）は、下記（１４）式のように表される。

【数１４】 Ｅ_{Γ 21}＝Γ₁₂Ｅin2／２^1/2 Ｅ_{Γ 24}＝−ｊΓ₂₂Ｅin2／２^1/2 ・・・・・・・・・・・・・・・ （１４） 前述の（１４）式に示す反射電圧により、ハイブリッド
回路（Ｈ２）の各端子に出力される出力電圧は、下記
（１５）式のように表される。

【００２０】

【数１５】 前述の（１５）式から分かるように、ハイブリッド回路
（Ｈ２）の端子（Ｔ₂₃）にのみ、−ｊΓＥin2の電圧が
出力される。

【００２１】図５に示すハイブリッド回路（Ｈ２）の端
子（Ｔ₂₂）に、Ｅin2の電圧が印加された場合に、図５
に示すハイブリッド回路（Ｈ１）の端子（Ｔ₁₂）、端子
（Ｔ ₁₃）に印加される電圧は、下記（１６）式のように
表される。

【数１６】 Ｅ₁₂＝Ｌ₁₂Ｅin2／２^1/2 Ｅ₁₃＝−ｊＬ₂₂Ｅin2／２^1/2 ・・・・・・・・・・・・・・ （１６） 前述の（１６）式に示す出力電圧により、ハイブリッド
回路（Ｈ１）の各端子に出力される出力電圧は、下記
（１７）式のように表される。

【００２２】

【数１７】

【００２３】前述の（１６）式、（１７）式から分かる
ように、ハイブリッド回路（Ｈ２）の端子（Ｔ₂₂）に、
Ｅin2の電圧を加えた場合に、ハイブリッド回路（Ｈ
２）の端子（Ｔ₂₃）に、ＢＰＦ（Ｂ１ａ，Ｂ１ｂ）の反
射電圧による電圧が出力され、ハイブリッド回路（Ｈ
１）の端子（Ｔ₁₄）に、ＢＰＦ（Ｂ１ａ，Ｂ１ｂ）を通
過した電圧による電圧が出力される。本実施の形態にお
いて、ハイブリッド回路（Ｈ１）の端子（Ｔ₁₁）にＥin
1の電圧を、ハイブリッド回路（Ｈ２）の端子（Ｔ₂₂）
にＥin2の電圧を印加した場合に、ハイブリッド回路
（Ｈ１）の端子（Ｔ₁₄）に出力される電圧（Ｅout1）
と、ハイブリッド回路（Ｈ２）の端子（Ｔ₂₃）に出力さ
れる電圧（Ｅout2）は、下記（１８）式のように表され
る。

【数１８】 Ｅout1＝−ｊ（ΓＥin1＋ＬＥin2） Ｅout2＝−ｊ（ＬＥin1＋ΓＥin2） ・・・・・・・・・・・・・・・ （１８）

【００２４】以下、本実施の形態のＢＰＦ（Ｂ１ａ，Ｂ
１ｂ）について説明する。４次有極形（楕円関数形）帯
域通過フィルタで、回路次数（ｎ）が偶数の場合の伝送
特性（Ｌ）は、下記（１９）式のように表される。

【００２５】

【数１９】 したがって、本実施の形態のＢＰＦ（Ｂ１ａ，Ｂ１ｂ）
として使用される、４次有極形（楕円関数形）帯域通過
フィルタの伝送特性（Ｌ）は、前述の（１２）式のよう
に表される。

【００２６】４次有極形帯域通過フィルタの入力電圧の
反射損失（Ｌ_r）は、下記（２０）式のように表され
る。

【数２０】 Ｌ_r（ｄＢ）＝１０×ｌｏｇ（（Ｓ＋１）²／４Ｓ） ・・・・・・ （２０） なお、この（２０）式は、ＢＰＦの通過帯域内の許容リ
ップルを表す。例えば、Ｓ＝１．４の時は、Ｌ_r≒０．
１２ｄＢ、Ｓ＝１．５の時は、Ｌ_r≒０．１８ｄＢ、Ｓ
＝１．６の時は、Ｌ_r≒０．２４ｄＢとなる。また、減
衰域の補償減衰量（Ａmin）と、減衰域の反射係数（Γm
in）との間には、下記（２１）式に示す関係がある。

【数２１】 Ａmin（ｄＢ）＝１０×ｌｏｇ（１／（１−（Γmin）²）） （Γmin）²＝１−１０^-Amin/10 ・・・・・・・・・・・・・・・ （２１） また、この時の反射損（Ｌ_{Γ max}）は、下記（２２）式
で表される。

【数２２】 Ｌ_{Γ max}（ｄＢ）＝１０×ｌｏｇ（Γmin）² ・・・・・・・・・・・・・・・ （２２）

【００２７】例えば、図６に示すように、Ｓ＝１．４、
Ａmin＝１２ｄＢのとき、Ｌ_{Γ max}≒０．２８ｄＢ、Ｓ＝
１．５、Ａmin＝１３．６ｄＢのとき、Ｌ_{Γ max}≒０．１
９４ｄＢ、Ｓ＝１．６、Ａmin＝１４．８ｄＢのとき、
Ｌ_{Γ max}≒０．１４６ｄＢとなる。なお、減衰域の補償
減衰量（Ａmin）は、前述の（１９）式で表される帯域
通過フィルタの伝送特性（Ｌ）と、前述の（２０）式で
表されるＢＰＦの入力電圧の反射損失（Ｌ_r）とから求
まる。前述の（２０）式と、（２１）式をグラフ化した
ものが、図７に示すグラフである。この図７に示すグラ
フに示すように、電圧定在波比（ＶＳＷＲ）が１．５の
時に、４次有極形帯域通過フィルタの入力電圧の反射損
失（Ｌ_r）と、減衰域での反射損（Ｌ_{Γ max}）とを加算し
た値が最小となる。即ち、ＢＰＦ（Ｂ１ａ，Ｂ２ｂ）と
して、許容通過周波数帯域幅（Ｂ_wr）が５．６ＭＨｚ、
減衰極の周波数（ｆ_∞）が、ｆ_o±３．３５ＭＨｚの４
次有極形帯域通過フィルタを使用する場合には、電圧定
在波比（ＶＳＷＲ）は、１．５が最適値となる。なお、
ＢＰＦ（Ｂ１ａ，Ｂ２ｂ）として、許容通過周波数帯域
幅（Ｂ_wr）が５．６ＭＨｚ、減衰極の周波数（ｆ_∞）
が、ｆ_o±（３．３５±０．１ＭＨｚ）の４次有極形帯
域通過フィルタを使用する場合には、電圧定在波比（Ｖ
ＳＷＲ）は、１．５±０．１が最適値となる。

【００２８】一般に、帯域通過フィルタでは、使用され
る共振器の無負荷Ｑ（Ｑu）が低いと、帯域通過フィル
タにおける通過帯域および反射帯域内において、理想的
な場合よりも減衰量が大きくなり、湾曲部が大きくな
る。そのため、本願実施の形態では、円形導波管共振
器、あるいはデュアルモード誘電体共振器を用いて、無
負荷Ｑ（Ｑu）の問題を解決している。ＢＰＦ（Ｂ１
ａ，Ｂ２ｂ）として、デュアルモード誘電体共振器形帯
域通過フィルタを用い、Ｑu≒３８０００、ｎ＝４、Ｂ
_wr≒５．６ＭＨｚ、ｆ_o＝６００ＭＨｚ、ｆ_∞≒ｆ_o±
３．３５ＭＨｚ（５９６．６５ＭＨｚ、６０３．３５Ｍ
Ｈｚ）として、Ｓ＝１．４、Ｓ＝１．５、Ｓ＝１．６の
場合について、計算機で計算した特性を、図８ないし図
１０に示す。図８は、Ｓ＝１．４の時の計算結果、図９
は、Ｓ＝１．５の時の計算結果、図１０は、Ｓ＝１．６
の時の計算結果である。図８ないし図１０の各図におい
て、Ａ１は減衰特性、Ａ２は減衰特性（Ａ１）の通過帯
域領域を拡大したもの、Ｂは反射減衰量特性、Ｃは群遅
延時間特性である。

【００２９】実際に、ｎ＝４、Ｂ_wr≒５．６ＭＨｚ、ｆ
_o＝４８５ＭＨｚ、ｆ_∞≒ｆ_o±３．３５ＭＨｚ（５８
１．６５ＭＨｚ、４８８．３５ＭＨｚ）の、デュアルモ
ード誘電体共振器形帯域通過フィルタを試作し、１．４
〜１．６内で、Ｓの値を適宜変更した場合の特性例を、
図１１ないし図１５に示す。図１１、図１２は、通過帯
域内の減衰特性の一例を示すグラフであり、各図におい
て、横軸は周波数（ＭＨｚ）で、メモリ間隔は１ＭＨ
ｚ、縦軸は減衰量（ｄＢ）で、メモリ間隔は１ｄＢであ
る。図１１において、周波数が４８５ＭＨｚ（図１１の
グラフの１の点）のときの減衰量は、−０．２２９７ｄ
Ｂ、周波数が４８２．２ＭＨｚ（図１１のグラフの２の
点）のときの減衰量は、−０．３６８９ｄＢ、周波数が
４８７．８ＭＨｚ（図１１のグラフの３の点）のときの
減衰量は、−０．２３６９ｄＢである。図１２は、通過
帯域内の振幅偏差の一例を示すグラフであり、図１２に
おいて、周波数が４８２．２ＭＨｚ（図１１のグラフの
２の点）のときの減衰量と、減衰量が最も少ない点（図
１２のグラフの１の点）との減衰量との差は、−０．２
９８０ｄＢ、周波数が４８７．８ＭＨｚ（図１１のグラ
フの３の点）のときの減衰量と、減衰量が最も少ない点
（図１２のグラフの１の点）との減衰量との差は、−
０．１９１１ｄＢである。この図１１、図１２から分か
るように、本実施の形態のＢＰＦ（Ｂ１ａ，Ｂ１ｂ）で
は、通過帯域内の損失とリップル、および反射帯域内の
反射損失とリップルとを小さくでき、かつ、通過帯域内
の振幅偏差を少なく（図１２の場合には、０．３ｄＢ以
内）することができる。

【００３０】図１３は、減衰特性の一例を示すグラフで
あり、同図において、横軸は周波数（ＭＨｚ）で、メモ
リ間隔は３ＭＨｚ、縦軸は減衰量（ｄＢ）で、メモリ間
隔は５ｄＢである。図１３において、周波数が４８５Ｍ
Ｈｚ（図１３のグラフの１の点）のときの減衰量は、−
０．２２８０ｄＢ、周波数が４８２．２ＭＨｚ（図１３
のグラフの２の点）のときの減衰量は、−０．３６９６
ｄＢ、周波数が４８１．６６２ＭＨｚ（図１３のグラフ
の４の点）のときの減衰量は、−２６．９４７ｄＢ、周
波数が４８７．８ＭＨｚ（図１３のグラフの３の点）の
ときの減衰量は、−０．２３１８ｄＢであり、周波数が
４８８．３３７ＭＨｚ（図１３のグラフの５の点）のと
きの減衰量は、−１７．２３１ｄＢである。図１４は、
反射減衰量特性の一例を示すグラフであり、同図におい
て、横軸は周波数（ＭＨｚ）で、メモリ間隔は３ＭＨ
ｚ、縦軸は減衰量（ｄＢ）で、メモリ間隔は１ｄＢであ
る。図１４において、周波数が４８１ＭＨｚ（図１４の
グラフの２の点）のときの減衰量は、−０．２４７８ｄ
Ｂ、周波数が４８１．６６２ＭＨｚ（図１４のグラフの
４の点）のときの減衰量は、−０．２３３５ｄＢ、周波
数が４８８．３３７ＭＨｚ（図１４のグラフの５の点）
のときの減衰量は、−０．２７２９ｄＢ、周波数が４８
９．２３９ＭＨｚ（図１４のグラフの１の点）のときの
減衰量は、−０．３１１１ｄＢであり、周波数が４９１
ＭＨｚ（図１４のグラフの３の点）のときの減衰量は、
−０．１８２９ｄＢである。

【００３１】図１５は、減衰特性と反射減衰量特性の一
例を示す図であり、同図において、横軸は周波数（ＭＨ
ｚ）で、メモリ間隔は３ＭＨｚ、縦軸は減衰量（ｄＢ）
で、メモリ間隔は５ｄＢである。図１５に示す減衰特性
において、周波数が４８５ＭＨｚ（図１５のＡのグラフ
の１の点）のときの減衰量は、−０．２７１９ｄＢ、周
波数が４８２．２ＭＨｚ（図１５のＡのグラフの２の
点）のときの減衰量は、−０．４０９６ｄＢ、周波数が
４８１．６６２ＭＨｚ（図１５のＡのグラフの４の点）
のときの減衰量は、−２７．０５６ｄＢ、周波数が４８
７．８ＭＨｚ（図１５のＡのグラフの３の点）のときの
減衰量は、−０．２９５８ｄＢ、周波数が４８８．３３
７ＭＨｚ（図１５のＡのグラフの５の点）のときの減衰
量は、−１７．０６ｄＢである。また、図１５に示す反
射減衰特性において、周波数が４８５ＭＨｚ（図１５の
Ｂのグラフの１の点）のときの減衰量は、−１４．１０
３ｄＢ、周波数が４８２．２ＭＨｚ（図１５のＢのグラ
フの２の点）のときの減衰量は、−２２．２６１ｄＢ、
周波数が４８１．６６２ＭＨｚ（図１５のＢのグラフの
４の点）のときの減衰量は、−０．２４０９ｄＢ、周波
数が４８７．８ＭＨｚ（図１５のＢのグラフの３の点）
のときの減衰量は、−１９．７７５ｄＢ、周波数が４８
８．３３７ＭＨｚ（図１５のＢのグラフの５の点）のと
きの減衰量は、−０．２６１９ｄＢである。

【００３２】以下、本実施の形態のＢＰＦ（Ｂ１ａ，Ｂ
１ｂ）として使用される帯域通過フィルタの例について
説明する。図１６は、本実施の形態のＢＰＦ（Ｂ１ａ，
Ｂ１ｂ）として使用可能なデュアルモード誘電体共振器
形ＢＰＦの一例の概略構成を示す図であり、また、図１
７（ａ）は、図１６に示すＡ−Ａ’切断線に沿った断面
を示す要部断面図、図１７（ｂ）は、図１６に示すＢ−
Ｂ’切断線に沿った断面を示す要部断面図、図１７
（ｃ）は、図１６に示すＣ−Ｃ’切断線に沿った断面を
示す要部断面図である。図１６、図１７において、１は
ＴＥ₁₁カットオフ導波管より成る外部導体、２は内部隔
壁（結合アイリス）、３は入力（または出力）端子、４
は出力（または入力）端子、５ａ，５ｂはＶモード周波
数調整ネジ、６ａ，６ｂはＨモード周波数調整ネジ、７
ａ，７ｂは結合調整ネジ、１２ａは内部隔壁２に形成さ
れた容量性結合窓、１２ｂは内部隔壁２に形成された誘
導性結合窓、１４，１５は入出力結合プローブ、２０
ａ，２０ｂはデュアルモード誘電体共振素子である。

【００３３】本実施の形態では、デュアルモード誘電体
共振器形ＢＰＦとして、図１８に示すデュアルモード誘
電体共振素子を有するものも使用可能である。図１８
は、本実施の形態のＢＰＦ（Ｂ１ａ，Ｂ１ｂ）として使
用可能なデュアルモード誘電体共振器形ＢＰＦの他の例
の、デュアルモード誘電体共振素子の断面構造を示す断
面図である。なお、この図は、図１６に示すＡ−Ａ’切
断線に沿った断面を示す。図１８に示すデュアルモード
誘電体共振素子は、デュアルモード誘電体共振素子２０
ａのＥ₁の電界方向の両端部を、Ｅ₁の電界方向対して直
角に切断して、デュアルモード誘電体共振素子２０ａの
Ｅ₁の電界方向の両端部に、Ｅ₁の電界方向に対して直角
なカット面を形成したことを特徴とする。即ち、図１８
に示すデュアルモード誘電体共振素子２０ａは、円筒状
の外部導体１の軸方向に直交する面で切断した断面の外
形形状が、互いに対向する２つの円弧状部分（１０ａ，
１０ｂ）と、互いに対向する直線部分（１１ａ，１１
ｂ）とを有し、この円弧状部分（１０ａ，１０ｂ）と直
線部分（１１ａ，１１ｂ）とは、連続していることを特
徴とする。

【００３４】図１８に示すデュアルモード誘電体共振素
子を有するデュアルモード誘電体共振器形ＢＰＦでは、
誘電体共振素子２０ａの電気長は、Ｅ₁の電界方向では
短くなり、Ｅ₂の電界方向では少し短くなるか、あるい
は、ほとんど短くならない。このため、図１８に示すデ
ュアルモード誘電体共振素子を有するデュアルモード誘
電体共振器形ＢＰＦでは、第１の誘電体共振器のＨモー
ド共振回路の容量の容量値を、図１６、図１７に示すＢ
ＰＦよりも大きくすることが可能となる。この結果とし
て、周波数調整ネジ（６ａ）の挿入長を、従来よりも小
さくすることが可能となり、高電力のＯＦＤＭ波（直交
周波数分割多重（ＯＦＤＭ；Orthogonal Frequency Div
ison Multiplex）変調方式の変調波）が印加しても、こ
の部分で絶縁破壊を起こすことがなくなるので、耐電圧
（耐電力）特性を向上させることが可能となる。なお、
前述の説明では、デュアルモード誘電体共振素子２０ａ
について説明したが、デュアルモード誘電体共振素子２
０ｂも、同様な構成とされる。

【００３５】図１９は、本実施の形態のＢＰＦ（Ｂ１
ａ，Ｂ１ｂ）として使用可能な円形導波管形ＢＰＦの一
例の概略構成を示す図であり、また、図２０（ａ）は、
図１９に示すＡ−Ａ’切断線に沿った断面を示す要部断
面図、図２０（ｂ）は、図１９に示すＢ−Ｂ’切断線に
沿った断面を示す要部断面図である。同図において、１
はＴＥ₁₁カットオフ導波管より成る外部導体、２は内部
隔壁（結合アイリス）、３は入力（または出力）端子、
４は出力（または入力）端子、５ａ，５ｂはＶモード周
波数調整ネジ、６ａ，６ｂはＨモード周波数調整ネジ、
７ａ，７ｂは結合調整ネジ、１２ａは内部隔壁２に形成
された容量性結合窓、１２ｂは内部隔壁２に形成された
誘導性結合窓である。図２１は、本実施の形態のＢＰＦ
（Ｂ１ａ，Ｂ１ｂ）として使用可能な矩形導波管形ＢＰ
Ｆの一例の概略構成を示す図であり、同図（ａ）は、上
平面図、同図（ｂ）は、同図（ａ）に示すＡ−Ａ’切断
線に沿った断面を示す要部断面図、同図（ｃ）は、同図
（ａ）に示すＢ−Ｂ’切断線に沿った断面を示す要部断
面図である。図２１において、１１は外部導体、２は隔
壁、３は入力（または出力）端子、４は出力（または入
力）端子、８は入力（または出力）結合ループ素子、９
は出力（または入力）結合ループ素子、２３は容量結合
窓、２４は段間結合孔、２５ａ〜２５ｄは周波数調整ネ
ジである。

【００３６】図２２は、本実施の形態のＢＰＦ（Ｂ１
ａ，Ｂ１ｂ）として使用可能なＴＭ_{01 δ}モード誘電体共
振器形ＢＰＦの一例の概略構成を示す図であり、誘電体
共振素子の軸長方向と直交する方向に沿った断面構造を
示す要部断面図である。図２３（ａ）は、図２２に示す
Ｂ−Ｂ’切断線に沿った断面を示す要部断面図、図２３
（ｂ）は、図２２に示すＡ−Ａ’切断線に沿った断面を
示す要部断面図である。図２２、図２３において、１１
は外部導体、２は隔壁、３は入力（または出力）端子、
４は出力（または入力）端子、８は入力（または出力）
結合ループ素子、９は出力（または入力）結合ループ素
子、１６はＳ字状の結合ループ素子、２４は段間結合
孔、４０ａ〜４０ｄはＴＭ_{01 δ}モード誘電体共振器、４
１ａ〜４１ｄは誘電体共振素子、５１ａ〜５１ｃは段間
磁界結合調整素子、５６は結合調整ネジである。図２３
に示すように、１番目の誘電体共振素子（４１ａ）と４
番目の誘電体共振素子（４１ｄ）との間が、誘電体共振
素子の軸長方向に設けられるとともに、隔壁２を貫通す
る部分を境にして、隔壁２の誘電体共振素子の軸長方向
の上下異なる位置で、両端部が前記隔壁２に電気的、機
械的に接続されるＳ字状の結合ループ素子１６により副
結合されているので、この間の副結合は、容量性結合と
なる。

【００３７】図２４は、本実施の形態のＢＰＦ（Ｂ１
ａ，Ｂ１ｂ）として使用可能なＴＥ_{01 δ}モード誘電体共
振器形ＢＰＦの一例の概略構成を示す図であり、同図
（ａ）は、上平面図、同図（ｂ）は、同図（ａ）に示す
Ａ−Ａ’切断線に沿った断面を示す要部断面図、同図
（ｃ）は、同図（ａ）に示すＢ−Ｂ’切断線に沿った断
面を示す要部断面図である。図２４において、１１は外
部導体、２は隔壁、３は入力（または出力）端子、４は
出力（または入力）端子、８は入力（または出力）結合
ループ素子、９は出力（または入力）結合ループ素子、
１６はＳ字状の結合ループ素子、２４は段間結合孔、２
５ａ〜２５ｄは周波数調整ネジ、４２ａ〜４２ｄは誘電
体共振素子、４３ａ〜４３ｃは支持部材、５６ａ〜５６
ｃは段間結合調整ネジである。図２４に示すように、１
番目の誘電体共振素子（４２ａ）と４番目の誘電体共振
素子（４２ｄ）との間が、誘電体共振素子の軸長方向と
直交する方向に設けられるとともに、隔壁２を貫通する
部分を境にして、隔壁２の誘電体共振素子の軸長方向と
直交する方向の上下異なる位置で、両端部が前記隔壁２
に電気的、機械的に接続されるＳ字状の結合ループ素子
１６により副結合されているので、この間の副結合は、
容量性結合となる。

【００３８】図２５は、本実施の形態のＢＰＦ（Ｂ１
ａ，Ｂ１ｂ）として使用可能な、同軸共振器を用いた有
極形インターディジタル形ＢＰＦの一例の概略構成を示
す図であり、同図（ａ）は、上平面図、同図（ｂ）は、
同図（ａ）に示すＡ−Ａ’切断線に沿った断面を示す要
部断面図、同図（ｃ）は、同図（ａ）に示すＢ−Ｂ’切
断線に沿った断面を示す要部断面図である。図２５にお
いて、１１は外部導体、２は隔壁、３は入力（または出
力）端子、４は出力（または入力）端子、８は入力（ま
たは出力）結合ループ素子、９は出力（または入力）結
合ループ素子、１６はＳ字状の結合ループ素子、３０ａ
〜３０ｄは共振棒である。この図２５においても、誘電
体共振素子の軸長方向に設けられるとともに、隔壁２を
貫通する部分を境にして、隔壁２の誘電体共振素子の軸
長方向の上下異なる位置で、両端部が前記隔壁２に電気
的、機械的に接続されるＳ字状の結合ループ素子１６の
副結合回路は、容量性結合となる。

【００３９】以上説明したように、本実施の形態の空中
線共用装置によれば、隣接するチャネルの送信波を合成
できるともに、アンテナ（ＡＮＴ）に供給される各チャ
ネル送信波の挿入損失とリップルとを低減し、かつ、そ
の通過帯域内振幅偏差を少なくすることが可能となる。
例えば、デジタル方式のテレビジョン放送の場合には、
ビット・エラー・レート特性の制約から、例えば、０．
５ｄＢ以内の通過帯域内振幅偏差が求められるが、本実
施の形態の空中線共用装置では、この０．５ｄＢ以内の
通過帯域内振幅偏差が容易に実現可能となる。以上、本
発明者によってなされた発明を、前記実施の形態に基づ
き具体的に説明したが、本発明は、前記実施の形態に限
定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲にお
いて種々変更可能であることは勿論である。

【００４０】

【発明の効果】本願において開示される発明のうち代表
的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、下
記の通りである。本発明によれば、隣接チャネルの送信
波を空中線に供給する空中線共用装置において、各送信
波の挿入損失とリップルとを低減するとともに、各送信
波の通過帯域内振幅偏差を少なくすることが可能とな
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態の空中線共用装置の概略構
成を示すブロック図である。

【図２】本実施の形態の空中線共用装置の伝送特性の一
例を示す図である。

【図３】λ／４・３ｄＢ結合器で構成されるハイブリッ
ド回路を説明するための図である。

【図４】本発明の実施の形態の定インピーダンス帯域通
過フィルタにおいて、ハイブリッド回路（Ｈ１）の端子
（Ｔ₁₁）に、Ｅin1の電圧が入力された場合における、
各部の出力電圧を説明するための図である。

【図５】本発明の実施の形態の定インピーダンス帯域通
過フィルタにおいて、ハイブリッド回路（Ｈ２）の端子
（Ｔ₂₂）に、Ｅin2の電圧が入力された場合における、
各部の出力電圧を説明するための図である。

【図６】帯域通過フィルタの電圧定在波比（ＶＳＷＲ）
と、減衰域の補償減衰量（Ａmin）との関係を説明する
ための図である。

【図７】帯域通過フィルタの電圧定在波比（ＶＳＷＲ）
と、通過帯域内の反射損、および減衰域内での反射損と
の関係を示すグラフである。

【図８】本実施の形態の帯域通過フィルタ（Ｂ１ａ，Ｂ
２ｂ）として、デュアルモード誘電体共振器形帯域通過
フィルタを用いて、Ｓ＝１．４の場合について、計算機
で計算した特性を示すグラフである。

【図９】本実施の形態の帯域通過フィルタ（Ｂ１ａ，Ｂ
２ｂ）として、デュアルモード誘電体共振器形帯域通過
フィルタを用いて、Ｓ＝１．５の場合について、計算機
で計算した特性を示すグラフである。

【図１０】本実施の形態の帯域通過フィルタ（Ｂ１ａ，
Ｂ２ｂ）として、デュアルモード誘電体共振器形帯域通
過フィルタを用いて、Ｓ＝１．６の場合について、計算
機で計算した特性を示すグラフである。

【図１１】実際に、デュアルモード誘電体共振器形帯域
通過フィルタを試作し、１．４〜１．６内で、Ｓの値を
適宜変更した場合の特性例の一例を示すグラフである。

【図１２】実際に、デュアルモード誘電体共振器形帯域
通過フィルタを試作し、１．４〜１．６内で、Ｓの値を
適宜変更した場合の特性例の他の例を示すグラフであ
る。

【図１３】実際に、デュアルモード誘電体共振器形帯域
通過フィルタを試作し、１．４〜１．６内で、Ｓの値を
適宜変更した場合の特性例の他の例を示すグラフであ
る。

【図１４】実際に、デュアルモード誘電体共振器形帯域
通過フィルタを試作し、１．４〜１．６内で、Ｓの値を
適宜変更した場合の特性例の他の例を示すグラフであ
る。

【図１５】実際に、デュアルモード誘電体共振器形帯域
通過フィルタを試作し、１．４〜１．６内で、Ｓの値を
適宜変更した場合の特性例の他の例を示すグラフであ
る。

【図１６】本発明の実施の形態の帯域通過フィルタ（Ｂ
１ａ，Ｂ１ｂ）として使用可能なデュアルモード誘電体
共振器形帯域通過フィルタの一例の概略構成を示す図で
ある。

【図１７】図１６に示す各切断線に沿った断面を示す要
部断面図である。

【図１８】本発明の実施の形態の帯域通過フィルタ（Ｂ
１ａ，Ｂ１ｂ）として使用可能なデュアルモード誘電体
共振器形帯域通過フィルタの他の例の、デュアルモード
誘電体共振素子の断面構造を示す断面図である。

【図１９】本発明の実施の形態の帯域通過フィルタ（Ｂ
１ａ，Ｂ１ｂ）として使用可能な円形導波管形帯域通過
フィルタの一例の概略構成を示す図である。

【図２０】図１９に示す各切断線に沿った断面を示す要
部断面図である。

【図２１】本発明の実施の形態の帯域通過フィルタ（Ｂ
１ａ，Ｂ１ｂ）として使用可能な矩形導波管形帯域通過
フィルタの一例の概略構成を示す図である。

【図２２】本発明の実施の形態の帯域通過フィルタ（Ｂ
１ａ，Ｂ１ｂ）として使用可能なＴＭ_{01 δ}モード誘電体
共振器形帯域通過フィルタの一例の概略構成を示す図で
ある。

【図２３】図２２に示す各切断線に沿った断面を示す要
部断面図である。

【図２４】本発明の実施の形態の帯域通過フィルタ（Ｂ
１ａ，Ｂ１ｂ）として使用可能なＴＥ_{01 δ}モード誘電体
共振器形帯域通過フィルタの一例の概略構成を示す図で
ある。

【図２５】本発明の実施の形態の帯域通過フィルタ（Ｂ
１ａ，Ｂ１ｂ）として使用可能な、同軸共振器を用いた
有極形インターディジタル形帯域通過フィルタの一例の
概略構成を示す図である。

【図２６】従来のアナログ方式のテレビジョン放送にお
ける使用チャネル配列の一例を示す図である。

【図２７】使用チャネルが図２６に示す配列の場合の、
従来の空中線共用装置の概略構成を示すブロック図であ
る。

【図２８】図２７に示す従来の空中線共用装置の伝送特
性を示すグラフである。

【図２９】隣接チャネルを使用するテレビジョン放送に
おける使用チャネル配列の一例を示す図である。

【符号の説明】

１，１１…外部導体、２…隔壁、３…入力（または出
力）端子、４…出力（または入力）端子、５ａ，５ｂ，
６ａ，６ｂ，２５ａ〜２５ｄ…周波数調整ネジ、７ａ，
７ｂ，５６，５６ａ〜５６ｃ…結合調整ネジ、８…入力
（または出力）結合ループ素子、９…出力（または入
力）結合ループ素子、１２ａ，１２ｂ，２３…結合窓、
１４，１５…入出力結合プローブ、１６…Ｓ字状の結合
ループ素子、２０ａ，２０ｂ，４１ａ〜４１ｄ，４２ａ
〜４２ｄ…誘電体共振素子、２４…段間結合孔、３０ａ
〜３０ｄ…共振棒、４０ａ〜４０ｄ…ＴＭ_{01 δ}モード誘
電体共振器、４３ａ〜４３ｃ…誘支持部材、５１ａ〜５
１ｃ…段間磁界結合調整素子ＡＮＴ…アンテナ、Ｒ…無
反射終端器、Ｈ１，Ｈ２，Ｈ１３ａ，Ｈ１３ｂ，Ｈ１４
ａ，Ｈ１４ｂ，Ｈ１５ａ，Ｈ１５ｂ，Ｈ２２ａ，Ｈ２２
ｂ，Ｈ２３ａ，Ｈ２３ｂ…ハイブリッド回路、Ｂ１ａ，
Ｂ１ｂ，Ｂ１３ａ，Ｂ１３ｂ，Ｂ１４ａ，Ｂ１４ｂ，Ｂ
１５ａ，Ｂ１５ｂ，Ｂ２２ａ，Ｂ２２ｂ，Ｂ２３ａ，Ｂ
２３ｂ…帯域通過フィルタ。

フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０４Ｂ 1/52 Ｈ０４Ｂ 1/52 Ｆターム(参考） 5J006 HC03 HC14 HC22 JA01 JA14 KA08 LA03 MA01 MB01 NA02 ND00 ND05 NE02 NE11 PA01 5K011 BA04 DA02 DA27 JA00 KA04

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 縦続接続される複数の定インピーダンス
   帯域通過フィルタを備え、 前記各定インピーダンス帯域通過フィルタは、第２およ
   び第３の端子の出力が互いに９０°の位相差を有すると
   ともに、振幅がほぼ等しい電気的特性を有する第１およ
   び第２のハイブリッド回路と、 前記第１のハイブリッド回路の第１の端子と、前記第２
   のハイブリッド回路の第２の端子との間に接続される第
   １の帯域通過フィルタと、 前記第１のハイブリッド回路の第４の端子と、前記第２
   のハイブリッド回路の第３の端子との間に接続される第
   ２の帯域通過フィルタとを有し、 前記各定インピーダンス帯域通過フィルタは、隣接する
   定インピーダンス帯域通過フィルタの第１のハイブリッ
   ド回路の第２の端子と第３の端子とが互いに接続されて
   縦続接続される空中線共用装置であって、 前記各定インピーダンス帯域通過フィルタの帯域通過フ
   ィルタは、４次有極形帯域通過フィルタであり、 前記４次有極形帯域通過フィルタは、フィルタの中心周
   波数をｆ_o、許容通過周波数帯域幅をＢ_wr、減衰極の周
   波数をｆ_∽、通過域内における電圧定在波比をＶＳＷＲ
   とするとき、下記式を満足することを特徴とする空中線
   共用装置。 Ｂ_wr＝５．６±０．１ＭＨｚ ｆ_∽＝ｆ_o±（３．３５±０．１ＭＨｚ） ＶＳＷＲ＝１．５±０．１
2. 【請求項２】 前記４次有極形帯域通過フィルタは、通
   過帯域内の振幅偏差が０．５ｄＢ以内であることを特徴
   とする請求項１に記載の空中線共用装置。
3. 【請求項３】 前記４次有極形帯域通過フィルタは、Ｔ
   Ｍ_{01 δ}モード誘電体共振器形帯域通過フィルタ、ＴＥ_{01
   δ}モード誘電体共振器形帯域通過フィルタ、デュアルモ
   ード誘電体共振器形帯域通過フィルタ、円形導波管型帯
   域通過フィルタ、矩形導波管型帯域通過フィルタ、ある
   いは、同軸共振器を用いたインターディジタル型帯域通
   過フィルタのいずれかであることを特徴とする請求項１
   または請求項２に記載の空中線共用装置。
4. 【請求項４】 前記デュアルモード誘電体共振器形帯域
   通過フィルタは、円筒状の外部導体と、 前記円弧状の外部導体内に設けられる２個のデュアルモ
   ード誘電体共振素子とを有し、 前記各デュアルモード誘電体共振素子は、前記円筒状の
   外部導体の軸方向と直交する面で切断した断面の外形形
   状が、互いに対向する２つの円弧状部分と、互いに対向
   する直線部分とを有し、 前記各円弧状部分と各直線部分とは、連続していること
   を特徴とする請求項３に記載の空中線共用装置。