JP2002044164A - データスライサ及びそれを用いた通信装置 - Google Patents
データスライサ及びそれを用いた通信装置Info
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- JP2002044164A JP2002044164A JP2000226811A JP2000226811A JP2002044164A JP 2002044164 A JP2002044164 A JP 2002044164A JP 2000226811 A JP2000226811 A JP 2000226811A JP 2000226811 A JP2000226811 A JP 2000226811A JP 2002044164 A JP2002044164 A JP 2002044164A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】プリアンブル期間の短い無線信号に対しても簡
単な回路で正確なデジタル波形整形ができるデータスラ
イサを提供する。 【解決手段】データスライサは入力されたアナログデー
タ信号をデジタルデータ信号に変換する。このデータス
ライサは、コンパレータ回路５と、入力された第１アナ
ログデータ信号を微分してコンパレータ回路５の第１入
力部に印加する第１微分回路３と、１アナログデータ信
号の反転信号である第２アナログデータ信号を微分して
コンパレータ回路５の第２入力部に印加する第２微分回
路４と、コンパレータ回路５からの比較出力信号を第１
入力部へ帰還させる第１帰還回路６と、比較出力信号を
反転させる反転回路７と、この反転回路からの信号を第
２入力部へ帰還させる第２帰還回路８とを備えている。
単な回路で正確なデジタル波形整形ができるデータスラ
イサを提供する。 【解決手段】データスライサは入力されたアナログデー
タ信号をデジタルデータ信号に変換する。このデータス
ライサは、コンパレータ回路５と、入力された第１アナ
ログデータ信号を微分してコンパレータ回路５の第１入
力部に印加する第１微分回路３と、１アナログデータ信
号の反転信号である第２アナログデータ信号を微分して
コンパレータ回路５の第２入力部に印加する第２微分回
路４と、コンパレータ回路５からの比較出力信号を第１
入力部へ帰還させる第１帰還回路６と、比較出力信号を
反転させる反転回路７と、この反転回路からの信号を第
２入力部へ帰還させる第２帰還回路８とを備えている。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、スペクトラム拡散
（Spread Spectrum）技術、例えばブルートース（Blue
tooth）等に係わるデータ伝送システムにおける無線通
信装置において、復調信号を基準電圧でスライスしてデ
ジタル信号に変換するデータスライサ及びそれを用いた
通信装置に関するものである。
（Spread Spectrum）技術、例えばブルートース（Blue
tooth）等に係わるデータ伝送システムにおける無線通
信装置において、復調信号を基準電圧でスライスしてデ
ジタル信号に変換するデータスライサ及びそれを用いた
通信装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年、自動車電話、携帯電話や無線ＬＡ
Ｎ（ローカルエリアネットワーク）等の無線ネットワー
クシステムにおいて利用される通信装置では、秘密性等
に優れたスペクトラム拡散技術を利用した通信方式が注
目されている。スペクトラム拡散技術はデータ信号に依
存しない符号を用いることによりデータ伝送に必要な周
波数帯域幅より広い周波数帯域に信号を拡散して送信対
象のデータ伝送を行なうものである。
Ｎ（ローカルエリアネットワーク）等の無線ネットワー
クシステムにおいて利用される通信装置では、秘密性等
に優れたスペクトラム拡散技術を利用した通信方式が注
目されている。スペクトラム拡散技術はデータ信号に依
存しない符号を用いることによりデータ伝送に必要な周
波数帯域幅より広い周波数帯域に信号を拡散して送信対
象のデータ伝送を行なうものである。
【０００３】一般に、スペクトラム拡散技術を利用した
通信方式においては、送信側にて音声等の入力ベースバ
ンド信号が変調されて拡散回路（変調回路）に入力され
るとともに、この変調信号が拡散符号を使用してスペク
トラム拡散された後、高周波信号として通信相手側に送
信される。また、受信側では、通信相手側より受信され
たスペクトラム拡散信号が送信側と同一の拡散符号を使
用して復調（逆拡散）される。
通信方式においては、送信側にて音声等の入力ベースバ
ンド信号が変調されて拡散回路（変調回路）に入力され
るとともに、この変調信号が拡散符号を使用してスペク
トラム拡散された後、高周波信号として通信相手側に送
信される。また、受信側では、通信相手側より受信され
たスペクトラム拡散信号が送信側と同一の拡散符号を使
用して復調（逆拡散）される。
【０００４】このとき、拡散符号が異なると復調できな
いことから、スペクトラム拡散技術を利用した通信方式
はマルチパス等による干渉波の影響を受け難く、また伝
送路で雑音が混じっても希望波を復調できる等の利点が
ある。
いことから、スペクトラム拡散技術を利用した通信方式
はマルチパス等による干渉波の影響を受け難く、また伝
送路で雑音が混じっても希望波を復調できる等の利点が
ある。
【０００５】このようなスペクトラム拡散技術を利用し
た通信方式には、直接拡散（DirectSpread）方式と、周
波数ホッピング方式とがある。直接拡散方式は狭帯域変
調波に拡散符号を乗算しながら拡散を行ない、ある連続
した周波数帯域を均一に使用するものである。一方、周
波数ホッピング方式は拡散符号で通信相手との通信を行
なう際の搬送波の周波数をランダムに切り換えることで
周波数帯域内に信号を拡散するものである。
た通信方式には、直接拡散（DirectSpread）方式と、周
波数ホッピング方式とがある。直接拡散方式は狭帯域変
調波に拡散符号を乗算しながら拡散を行ない、ある連続
した周波数帯域を均一に使用するものである。一方、周
波数ホッピング方式は拡散符号で通信相手との通信を行
なう際の搬送波の周波数をランダムに切り換えることで
周波数帯域内に信号を拡散するものである。
【０００６】図５は従来の無線通信装置１０について概
略的構成を示す要部ブロック回路図であり、図６はその
送信周波数スペクトラムを示す図である。尚、この無線
通信装置はスペクトラム拡散技術を利用した通信方式と
して、前記周波数ホッピング方式を使用している。
略的構成を示す要部ブロック回路図であり、図６はその
送信周波数スペクトラムを示す図である。尚、この無線
通信装置はスペクトラム拡散技術を利用した通信方式と
して、前記周波数ホッピング方式を使用している。
【０００７】図５において、アンテナ１１に接続された
スイッチ回路１２の受信側接点１２ａには、バンドパス
フィルタ（ＢＰＦ）１３、高周波アンプ１４、ミキサ１
５、復調回路２０、データスライサ１３０で構成される
受信部が接続される。前記スイッチ回路１２の送信側接
点１２ｂには送信回路１７、変調回路１６で構成される
送信部が接続される。さらにＣＰＵ（中央処理装置）１
９が接続されたＰＬＬ周波数シンセサイザ１８が前記ミ
キサ１５及び前記変調回路１６に接続されている。
スイッチ回路１２の受信側接点１２ａには、バンドパス
フィルタ（ＢＰＦ）１３、高周波アンプ１４、ミキサ１
５、復調回路２０、データスライサ１３０で構成される
受信部が接続される。前記スイッチ回路１２の送信側接
点１２ｂには送信回路１７、変調回路１６で構成される
送信部が接続される。さらにＣＰＵ（中央処理装置）１
９が接続されたＰＬＬ周波数シンセサイザ１８が前記ミ
キサ１５及び前記変調回路１６に接続されている。
【０００８】アンテナ１１に接続されたスイッチ回路１
２は受信時には受信側接点１２ａに切り換わり、アンテ
ナ１１とバンドパスフィルタ１３とを接続し、送信時に
は送信側接点１２ｂに切り換わり、アンテナ１１と送信
回路１７とを接続する。
２は受信時には受信側接点１２ａに切り換わり、アンテ
ナ１１とバンドパスフィルタ１３とを接続し、送信時に
は送信側接点１２ｂに切り換わり、アンテナ１１と送信
回路１７とを接続する。
【０００９】まず、受信時において、アンテナ１１から
の受信信号は受信側接点１２ａを経由してバンドパスフ
ィルタ１３に入力され、このバンドパスフィルタ１３に
より使用周波数帯域の周波数のみが通過される。次い
で、高周波アンプ１４により増幅され、次のミキサ１５
により周波数変換された後、復調回路２０にて復調さ
れ、データスライサ１３０によりデジタル信号に変換さ
れる。
の受信信号は受信側接点１２ａを経由してバンドパスフ
ィルタ１３に入力され、このバンドパスフィルタ１３に
より使用周波数帯域の周波数のみが通過される。次い
で、高周波アンプ１４により増幅され、次のミキサ１５
により周波数変換された後、復調回路２０にて復調さ
れ、データスライサ１３０によりデジタル信号に変換さ
れる。
【００１０】送信時においては、送信データである音声
等の入力ベースバンド信号は変調回路１６によりスペク
トラム拡散された後、送信回路１７により高周波信号と
してスイッチ回路１２の送信側接点１２ｂを経由してア
ンテナ１１から通信相手側に送信される。
等の入力ベースバンド信号は変調回路１６によりスペク
トラム拡散された後、送信回路１７により高周波信号と
してスイッチ回路１２の送信側接点１２ｂを経由してア
ンテナ１１から通信相手側に送信される。
【００１１】図５の従来例の無線通信装置１０はスペク
トラム拡散技術を利用した通信方式として周波数ホッピ
ング方式を使用しており、この周波数ホッピングをＣＰ
Ｕ１９がプログラムに基づいてＰＬＬ周波数シンセサイ
ザ１８を制御することによりＰＬＬ周波数シンセサイザ
１８からの周波数をホッピングさせることにより、送信
回路１４から高周波信号としてスイッチ回路１２の送信
側接点１２ｂを経由してアンテナ１１から通信相手側に
送信される送信周波数を図４の送信周波数スペクトラム
に示すように使用周波数帯域の全域にわたって均等に拡
散している。
トラム拡散技術を利用した通信方式として周波数ホッピ
ング方式を使用しており、この周波数ホッピングをＣＰ
Ｕ１９がプログラムに基づいてＰＬＬ周波数シンセサイ
ザ１８を制御することによりＰＬＬ周波数シンセサイザ
１８からの周波数をホッピングさせることにより、送信
回路１４から高周波信号としてスイッチ回路１２の送信
側接点１２ｂを経由してアンテナ１１から通信相手側に
送信される送信周波数を図４の送信周波数スペクトラム
に示すように使用周波数帯域の全域にわたって均等に拡
散している。
【００１２】ところで、前記データスライサ１３０とし
ては、従来、図７に示すようなものが使用されていた。
図７において。復調回路２０の出力はコンパレータ１３
１の非反転入力端子（＋）に接続されるとともに、基準
電圧保持回路１３２を介してコンパレータの反転入力端
子（−）に接続されている。
ては、従来、図７に示すようなものが使用されていた。
図７において。復調回路２０の出力はコンパレータ１３
１の非反転入力端子（＋）に接続されるとともに、基準
電圧保持回路１３２を介してコンパレータの反転入力端
子（−）に接続されている。
【００１３】基準電圧保持回路１３２は抵抗１３６と充
放電スイッチ回路１３５が直列に接続され、抵抗１３６
の一端が復調回路２０の出力に接続され、他端が充放電
スイッチ回路１３５を介してコンパレータ１３１の反転
入力端子（−）に接続されている。さらに、充放電スイ
ッチ回路１３５とコンパレータ１３１の反転入力端子
（−）の接続点とグランド間にコンデンサ１３４が接続
されている。そして、充放電スイッチ回路１３５には充
放電制御回路１３３が接続されている。
放電スイッチ回路１３５が直列に接続され、抵抗１３６
の一端が復調回路２０の出力に接続され、他端が充放電
スイッチ回路１３５を介してコンパレータ１３１の反転
入力端子（−）に接続されている。さらに、充放電スイ
ッチ回路１３５とコンパレータ１３１の反転入力端子
（−）の接続点とグランド間にコンデンサ１３４が接続
されている。そして、充放電スイッチ回路１３５には充
放電制御回路１３３が接続されている。
【００１４】次に、このように構成された従来のスライ
サ１３０の動作を説明する。充放電制御回路１３３は充
放電スイッチ回路１３５のオン、オフを制御しており、
充放電スイッチ回路１３５がオンのとき、抵抗１３６と
コンデンサ１３４が接続され、復調回路２０から出力さ
れる復調信号により抵抗１３６を介してコンデンサ１３
４が充電される。
サ１３０の動作を説明する。充放電制御回路１３３は充
放電スイッチ回路１３５のオン、オフを制御しており、
充放電スイッチ回路１３５がオンのとき、抵抗１３６と
コンデンサ１３４が接続され、復調回路２０から出力さ
れる復調信号により抵抗１３６を介してコンデンサ１３
４が充電される。
【００１５】そして、コンデンサ１３４が充電された状
態で充放電スイッチ回路１３５がオフした場合、抵抗１
３６とコンデンサ１３４が開放され、コンデンサ１３４
の充電電圧が保持される。このコンデンサ１３４に保持
されている充電電圧がコンパレータ１３１の基準電圧と
なる。コンパレータ１３１は、反転入力端子（−）の基
準電圧と非反転入力端子（＋）の復調信号との電圧レベ
ルを比較し、その結果がデジタル信号として出力され
る。
態で充放電スイッチ回路１３５がオフした場合、抵抗１
３６とコンデンサ１３４が開放され、コンデンサ１３４
の充電電圧が保持される。このコンデンサ１３４に保持
されている充電電圧がコンパレータ１３１の基準電圧と
なる。コンパレータ１３１は、反転入力端子（−）の基
準電圧と非反転入力端子（＋）の復調信号との電圧レベ
ルを比較し、その結果がデジタル信号として出力され
る。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の回路では、デジタル無線信号をＡＤ変換する場合、
コンパレータの一方の端子に信号を加え、もう一方の端
子に基準電圧を加えるが、ＣＲの時定数を考慮しなけれ
ばならない。通常、デジタルデータの先頭にはプリアン
ブルと呼ばれる１と０が交互に繰り返される信号が付加
されており、このプリアンブル信号を用いて、ハイ、ロ
ーの電圧値の中間にコンパレータの基準電圧を決定する
ことによりＡＤ変換を確実なものにしている。
来の回路では、デジタル無線信号をＡＤ変換する場合、
コンパレータの一方の端子に信号を加え、もう一方の端
子に基準電圧を加えるが、ＣＲの時定数を考慮しなけれ
ばならない。通常、デジタルデータの先頭にはプリアン
ブルと呼ばれる１と０が交互に繰り返される信号が付加
されており、このプリアンブル信号を用いて、ハイ、ロ
ーの電圧値の中間にコンパレータの基準電圧を決定する
ことによりＡＤ変換を確実なものにしている。
【００１７】この場合、プリアンブル期間中にコンパレ
ータ基準電圧を決定するためには積分回路の時定数をプ
リアンブル期間より小さくしなければならない。しかし
ながら、ＣＲ積分回路はローパスフィルタであるので、
時定数を短くするということはカットオフ周波数を高く
するということになり、不要なＡＣ成分の除去率が下が
ってしまい、サンプリング時のタイミングにより基準Ｄ
Ｃ電圧にばらつきが生じてしまう。
ータ基準電圧を決定するためには積分回路の時定数をプ
リアンブル期間より小さくしなければならない。しかし
ながら、ＣＲ積分回路はローパスフィルタであるので、
時定数を短くするということはカットオフ周波数を高く
するということになり、不要なＡＣ成分の除去率が下が
ってしまい、サンプリング時のタイミングにより基準Ｄ
Ｃ電圧にばらつきが生じてしまう。
【００１８】したがって、プリアンブル信号が短い期間
にしかない無線通信システムにおけるＡＤ変換をコンパ
レータの基準電圧をＣＲを用いた積分回路で実現する場
合において、ＣＲの時定数はプリアンブル期間より短く
設定し、且つサンプリングを行なうタイミングが正確で
あることが要求される。しかしながら、受信待ち時にお
いては、送信機、受信機は同期がとれていない状態であ
るので、受信のデータがいつから開始するのか（プリア
ンブル信号がいつ終了するのか）を予測することは不可
能である。従って、サンプリングを行なうタイミングは
不正確なものにならざるを得なくなる。
にしかない無線通信システムにおけるＡＤ変換をコンパ
レータの基準電圧をＣＲを用いた積分回路で実現する場
合において、ＣＲの時定数はプリアンブル期間より短く
設定し、且つサンプリングを行なうタイミングが正確で
あることが要求される。しかしながら、受信待ち時にお
いては、送信機、受信機は同期がとれていない状態であ
るので、受信のデータがいつから開始するのか（プリア
ンブル信号がいつ終了するのか）を予測することは不可
能である。従って、サンプリングを行なうタイミングは
不正確なものにならざるを得なくなる。
【００１９】本発明はこのような点に鑑みなされたもの
であって、プリアンブル期間の短い無線信号に対しても
簡単な回路で正確なデジタル波形整形ができるデータス
ライサ及びそれを用いた通信装置を提供することを目的
とする。
であって、プリアンブル期間の短い無線信号に対しても
簡単な回路で正確なデジタル波形整形ができるデータス
ライサ及びそれを用いた通信装置を提供することを目的
とする。
【００２０】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
本発明では、入力されたアナログデータ信号をデジタル
データ信号に変換するコンパレータ回路を備えたデータ
スライサにおいて、コンパレータ回路と、前記入力され
た第１アナログデータ信号を微分して前記コンパレータ
回路の第１入力部に印加する第１回路と、前記第１アナ
ログデータ信号の反転信号である第２アナログデータ信
号を微分して前記コンパレータ回路の第２入力部に印加
する第２回路と、前記コンパレータ回路からの比較出力
信号を前記第１入力部へ帰還させる第１帰還回路と、前
記比較出力信号を反転させる反転回路と、この反転回路
からの信号を前記第２入力部へ帰還させる第２帰還回路
とを備えている。また、通信装置はこのデータスライサ
を備えている。
本発明では、入力されたアナログデータ信号をデジタル
データ信号に変換するコンパレータ回路を備えたデータ
スライサにおいて、コンパレータ回路と、前記入力され
た第１アナログデータ信号を微分して前記コンパレータ
回路の第１入力部に印加する第１回路と、前記第１アナ
ログデータ信号の反転信号である第２アナログデータ信
号を微分して前記コンパレータ回路の第２入力部に印加
する第２回路と、前記コンパレータ回路からの比較出力
信号を前記第１入力部へ帰還させる第１帰還回路と、前
記比較出力信号を反転させる反転回路と、この反転回路
からの信号を前記第２入力部へ帰還させる第２帰還回路
とを備えている。また、通信装置はこのデータスライサ
を備えている。
【００２１】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態について
説明する。図１はデータスライサをブロック図で示して
おり、１、２はＦＭ復調回路２０からの復調信号を入力
する第１、第２入力端子である。尚、第１、第２入力端
子１、２に入力される復調信号は互いに逆位相となって
いる。
説明する。図１はデータスライサをブロック図で示して
おり、１、２はＦＭ復調回路２０からの復調信号を入力
する第１、第２入力端子である。尚、第１、第２入力端
子１、２に入力される復調信号は互いに逆位相となって
いる。
【００２２】３、４は第１、第２の微分回路であり、そ
の出力はコンパレータ５へ供給される。６はコンパレー
タ５の出力を入力端子５Ａへ正帰還する第１帰還回路で
ある。７はコンパレータ５の出力を反転するインバータ
であり、８はそのインバータの出力をコンパレータ５の
入力端子５Ｂへ帰還する第２帰還回路である。入力端子
５Ｂにはインバータ７と第２帰還回路によってコンパレ
ータ５の出力を負帰還することになる。尚、第１、第２
帰還回路６、８は後述するようにコンパレータ５の出力
電圧をレベル低減した形で帰還する。９は出力端子であ
る。
の出力はコンパレータ５へ供給される。６はコンパレー
タ５の出力を入力端子５Ａへ正帰還する第１帰還回路で
ある。７はコンパレータ５の出力を反転するインバータ
であり、８はそのインバータの出力をコンパレータ５の
入力端子５Ｂへ帰還する第２帰還回路である。入力端子
５Ｂにはインバータ７と第２帰還回路によってコンパレ
ータ５の出力を負帰還することになる。尚、第１、第２
帰還回路６、８は後述するようにコンパレータ５の出力
電圧をレベル低減した形で帰還する。９は出力端子であ
る。
【００２３】図３は前記微分回路３、４の具体例を示し
ている。Ｃ１、Ｃ１は微分回路を構成するコンデンサで
あり、Ｒ３、Ｒ３は微分回路を構成する抵抗である。微
分回路のＣＲ時定数は入力されるアナログデータ信号の
データ周期よりも小さくなるように選ばれている。直流
電圧Ｖｃｃの電源ライン２５とグランド間に抵抗Ｒ１、
Ｒ２が直列に接続されており、これらの抵抗によって分
圧した電圧Ｖ１がａ点に生じている。第１、第２微分回
路３、４の出力はそれぞれＮＰＮ型のトランジスタＱ
１、Ｑ２のベースに印加され、エミッタから微分信号Ｓ
１、Ｓ２として導出される。トランジスタＱ１、Ｑ２は
エミッタフォロアを成していてコレクタが電源ライン２
０に接続され、エミッタが定電流源２１、２２を介して
グランドに接続されている。
ている。Ｃ１、Ｃ１は微分回路を構成するコンデンサで
あり、Ｒ３、Ｒ３は微分回路を構成する抵抗である。微
分回路のＣＲ時定数は入力されるアナログデータ信号の
データ周期よりも小さくなるように選ばれている。直流
電圧Ｖｃｃの電源ライン２５とグランド間に抵抗Ｒ１、
Ｒ２が直列に接続されており、これらの抵抗によって分
圧した電圧Ｖ１がａ点に生じている。第１、第２微分回
路３、４の出力はそれぞれＮＰＮ型のトランジスタＱ
１、Ｑ２のベースに印加され、エミッタから微分信号Ｓ
１、Ｓ２として導出される。トランジスタＱ１、Ｑ２は
エミッタフォロアを成していてコレクタが電源ライン２
０に接続され、エミッタが定電流源２１、２２を介して
グランドに接続されている。
【００２４】図４は第１、第２帰還回路６、８とインバ
ータ７の構成を示している。図中、トランジスタＱ４、
抵抗Ｒ４ａ、Ｒ５ａ、Ｒ６ａ、トランジスタＱ６、定電
流源２３が第１帰還回路６を構成し、トランジスタＱ
５、抵抗Ｒ４ｂ、Ｒ５ｂ、Ｒ６ｂ、トランジスタＱ７、
定電流源２４が第２帰還回路を構成する。トランジスタ
Ｑ４、Ｑ５はＰチャンネルＭＯＳトランジスタである。
ータ７の構成を示している。図中、トランジスタＱ４、
抵抗Ｒ４ａ、Ｒ５ａ、Ｒ６ａ、トランジスタＱ６、定電
流源２３が第１帰還回路６を構成し、トランジスタＱ
５、抵抗Ｒ４ｂ、Ｒ５ｂ、Ｒ６ｂ、トランジスタＱ７、
定電流源２４が第２帰還回路を構成する。トランジスタ
Ｑ４、Ｑ５はＰチャンネルＭＯＳトランジスタである。
【００２５】次に、動作を図２を参照して説明する。図
３の微分回路に入力される復調信号Ｍ１、Ｍ２は図２
（イ）に示すように位相が１８０°異なっている。ここ
で、復調信号Ｍ１は実線で示され、復調信号Ｍ２は点線
で示されている。復調信号Ｍ１はコンデンサＣ１と抵抗
Ｒ３で微分されると、図２（ロ）に実線で示すような微
分信号Ｓ１となる。一方、復調信号Ｍ２は微分されて図
２（ロ）に点線で示す微分信号Ｓ２となる。
３の微分回路に入力される復調信号Ｍ１、Ｍ２は図２
（イ）に示すように位相が１８０°異なっている。ここ
で、復調信号Ｍ１は実線で示され、復調信号Ｍ２は点線
で示されている。復調信号Ｍ１はコンデンサＣ１と抵抗
Ｒ３で微分されると、図２（ロ）に実線で示すような微
分信号Ｓ１となる。一方、復調信号Ｍ２は微分されて図
２（ロ）に点線で示す微分信号Ｓ２となる。
【００２６】微分信号の定常部分（直流部分）Ｋはａ点
の電圧Ｖ１となるが、この電圧Ｖ１はトランジスタＱ
１、Ｑ２のエミッタでは、それらのトランジスタＱ１、
Ｑ２のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅだけ降下した電圧
（Ｖ１−Ｖｂｅ）となる。この電圧を図２（ロ）ではＶ
ｏで示している。微分信号Ｓ１、Ｓ２はトランジスタＱ
１、Ｑ２のエミッタからコンパレータ５の入力端子５
Ａ、５Ｂへ入力されるが、これらの入力端子５Ａ、５Ｂ
には第１、第２帰還回路６、８によって帰還が施されて
いるので、微分信号の定常部分は図２（ハ）のようにＷ
１、Ｗ２となる。つまり、コンパレータ５の出力は図２
（ニ）のようになるが、これを第１、第２帰還回路６、
８で図２（ホ）のように波高値を低減して入力に帰還す
るので、図２（ハ）に示すように微分信号Ｓ１、Ｓ２の
直流レベル（ＤＣレベル）に差（Ｗ１−Ｗ２）が生じた
形になる。
の電圧Ｖ１となるが、この電圧Ｖ１はトランジスタＱ
１、Ｑ２のエミッタでは、それらのトランジスタＱ１、
Ｑ２のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅだけ降下した電圧
（Ｖ１−Ｖｂｅ）となる。この電圧を図２（ロ）ではＶ
ｏで示している。微分信号Ｓ１、Ｓ２はトランジスタＱ
１、Ｑ２のエミッタからコンパレータ５の入力端子５
Ａ、５Ｂへ入力されるが、これらの入力端子５Ａ、５Ｂ
には第１、第２帰還回路６、８によって帰還が施されて
いるので、微分信号の定常部分は図２（ハ）のようにＷ
１、Ｗ２となる。つまり、コンパレータ５の出力は図２
（ニ）のようになるが、これを第１、第２帰還回路６、
８で図２（ホ）のように波高値を低減して入力に帰還す
るので、図２（ハ）に示すように微分信号Ｓ１、Ｓ２の
直流レベル（ＤＣレベル）に差（Ｗ１−Ｗ２）が生じた
形になる。
【００２７】前記図２（ホ）のような帰還信号によって
入力信号のスライスが確実になり、精度の高いものとな
る。Ｔ１の期間を採り上げて言えば、微分信号Ｓ１によ
りコンパレータの出力はハイレベルになり、それに従い
（ホ）に示す電圧帰還が行なわれるので、続く定常部分
Ｋではコンパレータの２入力の帰還電圧の電圧差によっ
てコンパレートがなされ、Ｔ１の期間、図２（ニ）に示
すパルスＰが確実に得られるのである。
入力信号のスライスが確実になり、精度の高いものとな
る。Ｔ１の期間を採り上げて言えば、微分信号Ｓ１によ
りコンパレータの出力はハイレベルになり、それに従い
（ホ）に示す電圧帰還が行なわれるので、続く定常部分
Ｋではコンパレータの２入力の帰還電圧の電圧差によっ
てコンパレートがなされ、Ｔ１の期間、図２（ニ）に示
すパルスＰが確実に得られるのである。
【００２８】本実施形態では図３に示す微分回路でのＤ
Ｃ（直流）電圧を形成している部分は電源電圧Ｖｃｃと
抵抗Ｒ１、Ｒ２により共通化することにより２入力の相
対誤差による影響を排除している。また、微分回路から
コンパレータの入力端子に加えられるＤＣ電圧はＶｃｃ
を抵抗Ｒ１、Ｒ２で分圧した電圧Ｖ１からトランジスタ
のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅを引いた値となってい
る。尚、前記ＤＣ電圧は入力信号の中心値を成している
ので、入力信号のＤＣ電圧といってもよい。
Ｃ（直流）電圧を形成している部分は電源電圧Ｖｃｃと
抵抗Ｒ１、Ｒ２により共通化することにより２入力の相
対誤差による影響を排除している。また、微分回路から
コンパレータの入力端子に加えられるＤＣ電圧はＶｃｃ
を抵抗Ｒ１、Ｒ２で分圧した電圧Ｖ１からトランジスタ
のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅを引いた値となってい
る。尚、前記ＤＣ電圧は入力信号の中心値を成している
ので、入力信号のＤＣ電圧といってもよい。
【００２９】帰還回路についてもコンパレータ５の入力
端子５Ａ、５Ｂに加えられるＤＣ電圧については、前記
微分回路の場合と同様に直流電源電圧Ｖｃｃを抵抗Ｒ
４、Ｒ５で分圧して得たものからトランジスタのＶｂｅ
を引いたものとしている。この場合、前記ＤＣ電圧は抵
抗値が数％全体的に変化した場合でも抵抗の絶対値では
なく、抵抗値の比により決定される。トランジスタのＶ
ｂｅについても全体的に同じように変化するため、デバ
イスパラメータによらず一定となる。なお、微分回路の
ＤＣ電圧と帰還回路のＤＣ電圧が変化するのはＶｃｃが
変化したときであるが、その場合でも図２（ハ）（ホ）
のＷ１、Ｗ２の相対関係は保持されるので、データ整形
に影響を与えない。
端子５Ａ、５Ｂに加えられるＤＣ電圧については、前記
微分回路の場合と同様に直流電源電圧Ｖｃｃを抵抗Ｒ
４、Ｒ５で分圧して得たものからトランジスタのＶｂｅ
を引いたものとしている。この場合、前記ＤＣ電圧は抵
抗値が数％全体的に変化した場合でも抵抗の絶対値では
なく、抵抗値の比により決定される。トランジスタのＶ
ｂｅについても全体的に同じように変化するため、デバ
イスパラメータによらず一定となる。なお、微分回路の
ＤＣ電圧と帰還回路のＤＣ電圧が変化するのはＶｃｃが
変化したときであるが、その場合でも図２（ハ）（ホ）
のＷ１、Ｗ２の相対関係は保持されるので、データ整形
に影響を与えない。
【００３０】数値例としては、図３の抵抗Ｒ１、Ｒ２の
比をＲ１：Ｒ２＝１：３とし、図４の抵抗Ｒ４、Ｒ５、
Ｒ６の比をＲ４：Ｒ５：Ｒ６＝３：５：１６とすると、
コンパレータのＭＯＳスイッチＱ４、Ｑ５でスイッチす
ることで帰還回路出力信号は入力ＤＣ電圧を中心に＋１
／８Ｖｃｃ或いは−１／８Ｖｃｃに切り換わる（前述し
た波高値の低減）ためヒステリシス幅はＶｃｃに依存
し、かつ入力電圧を中心として上下に等電圧で切り換わ
る。
比をＲ１：Ｒ２＝１：３とし、図４の抵抗Ｒ４、Ｒ５、
Ｒ６の比をＲ４：Ｒ５：Ｒ６＝３：５：１６とすると、
コンパレータのＭＯＳスイッチＱ４、Ｑ５でスイッチす
ることで帰還回路出力信号は入力ＤＣ電圧を中心に＋１
／８Ｖｃｃ或いは−１／８Ｖｃｃに切り換わる（前述し
た波高値の低減）ためヒステリシス幅はＶｃｃに依存
し、かつ入力電圧を中心として上下に等電圧で切り換わ
る。
【００３１】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、プ
リアンブル期間の短いデジタル無線通信規格に対しても
簡単な回路で正確なデジタル波形整形が可能となる。ま
た、デバイスパラメータの変動、電源電圧の変動によら
ず正確なデジタル波形整形が可能となる。
リアンブル期間の短いデジタル無線通信規格に対しても
簡単な回路で正確なデジタル波形整形が可能となる。ま
た、デバイスパラメータの変動、電源電圧の変動によら
ず正確なデジタル波形整形が可能となる。
【図１】本発明に係るデータスライサのブロック回路図
【図２】その各部の信号波形図
【図３】その微分回路部分を示す回路図
【図４】その帰還回路部分を示す回路図
【図５】従来の無線通信装置のブロック回路図
【図６】その使用周波数を説明するための図
【図７】従来のデータスライサを示す回路図
３ 第１微分回路 ４ 第２微分回路 ５ コンパレータ ６ 第１帰還回路 ７ インバータ ８ 第２帰還回路
Claims (8)
- 【請求項１】 入力されたアナログデータ信号をデジタ
ルデータ信号に変換するコンパレータ回路を備えたデー
タスライサにおいて、 コンパレータ回路と、 前記入力された第１アナログデータ信号を微分して前記
コンパレータ回路の第１入力部に印加する第１回路と、 前記第１アナログデータ信号の反転信号である第２アナ
ログデータ信号を微分して前記コンパレータ回路の第２
入力部に印加する第２回路と、 前記コンパレータ回路からの比較出力信号を前記第１入
力部へ帰還させる第１帰還回路と、 前記比較出力信号を反転させる反転回路と、この反転回
路からの信号を前記第２入力部へ帰還させる第２帰還回
路と、を備えたことを特徴とするデータスライサ。 - 【請求項２】 前記第１回路及び第２回路のそれぞれ
は、微分回路と、微分信号を入力し出力するトランジス
タ及びトランジスタバイアス回路とで構成されたことを
特徴とする請求項１記載のデータスライサ。 - 【請求項３】 前記微分回路の時定数は、前記第１及び
第２アナログデータ信号のデータ周期よりも小さくなる
ように設定されていることを特徴とする請求項２記載の
データスライサ。 - 【請求項４】 前記トランジスタバイアス回路は、前記
第１回路及び第２回路とに共通する１つのトランジスタ
バイアス回路であることを特徴とする請求項２または請
求項３記載のデータスライサ。 - 【請求項５】 前記第１帰還回路と、前記第２帰還回路
それぞれは、トランジスタ及びトランジスタバイアス回
路で構成されたことを特徴とする請求項１から請求項４
までのいずれかに記載のデータスライサ。 - 【請求項６】 前記第１及び第２回路におけるトランジ
スタ及びトランジスタバイアス回路と、前記第１及び第
２帰還回路におけるトランジスタ及びトランジスタバイ
アス回路は、いずれも直流電源電圧を抵抗により分圧し
てバイアス電圧を得ていることを特徴とする請求項５記
載のデータスライサ。 - 【請求項７】 前記第１及び第２帰還回路におけるトラ
ンジスタバイアス回路は複数の抵抗で構成されており、
前記複数の抵抗の接続を切換えるスイッチ回路を備え、
前記比較出力信号に基づき前記スイッチ回路を制御し前
記トランジスタのベースバイアスを切換えることによ
り、前記コンパレータ回路のヒステリシス幅が電源電圧
に比例した値となることを特徴とする請求項５または請
求項６記載のデータスライサ。 - 【請求項８】 送受信信号の周波数帯域は２．４ＧＨｚ
帯であり、スペクトラム拡散技術の周波数ホッピング方
式を用いた無線通信装置において、請求項１から請求項
７までのいずれかに記載のデータスライサを用いたこと
を特徴とする無線通信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000226811A JP2002044164A (ja) | 2000-07-27 | 2000-07-27 | データスライサ及びそれを用いた通信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000226811A JP2002044164A (ja) | 2000-07-27 | 2000-07-27 | データスライサ及びそれを用いた通信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002044164A true JP2002044164A (ja) | 2002-02-08 |
Family
ID=18720359
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000226811A Pending JP2002044164A (ja) | 2000-07-27 | 2000-07-27 | データスライサ及びそれを用いた通信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2002044164A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011517374A (ja) * | 2007-11-20 | 2011-06-02 | アイメック | Ｔｄｍａネットワークにおける信号検出のための装置及び方法 |
-
2000
- 2000-07-27 JP JP2000226811A patent/JP2002044164A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011517374A (ja) * | 2007-11-20 | 2011-06-02 | アイメック | Ｔｄｍａネットワークにおける信号検出のための装置及び方法 |
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