TW201445944A - 使用對數檢波器放大器（ｌｄａ）解調器之低功耗雜訊不敏感通訊頻道 - Google Patents

使用對數檢波器放大器（ｌｄａ）解調器之低功耗雜訊不敏感通訊頻道 Download PDF

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Abstract

在此提供了一種用於在電磁干擾(electromagnetic disturbance,EMI)環境之低功耗位準下傳遞訊號之方法。一第一裝置透過固線傳輸介質對具有一第一載波頻率包括編碼資訊之調制訊號進行傳輸。一方面，調制訊號之功耗位準可以被適配成用於使功耗最小化或減少EMI產生。調制訊號可以是以下格式其中之一：頻率調制(frequency modulation,FM)或相位調制(phase modulation,PM)，僅舉幾個例子。包括接收該訊號之一對數檢波器放大器(logarithmic detector amplifiers,LDA)解調器電路，該訊號可以與EMI混合。LDA解調器電路對調制訊號進行放大而不對EMI進行放大，以提供一解調基頻訊號，該基頻訊號可以是n進制數位訊號或音頻訊號。還提供了一種低功耗雜訊不敏感通訊頻道。

Description

使用對數檢波器放大器(LDA)解調器之低功耗雜訊不敏感通訊頻 道
本發明大致上關於電子通訊，並且更具體地關於用於使用對數檢波器放大器(logarithmic detector amplifiers,LDA)解調器電路能夠進行低功耗雜訊不敏感通訊的方法及系統。
電子裝置(如可攜式智慧型電話)要求日益需要以更快的資料速率傳送更多的資料。然而，隨著該等裝置內的處理器及邏輯電路的頻率(時脈速率)的增加，其功耗同樣增加。同時，要求可攜式裝置能夠操作持續更長的時間週期。一種解決較低功耗問題的方法一直是使用多個處理器。例如，藉由使用用於語音及文本應用程式的較慢處理器及用於視頻應用程式的較快處理器減少了最新代智慧型電話的處理器功率。
針對最新的標準：IEEE 802.11ac，新的複雜調制技術，例如256正交振幅調制(quadrature amplitude modulation,QAM)已經將Wi-Fi速度推高至1Gbps。然而，為了實現可接受的位元錯誤率(bit error rate,BER)，需要更大的訊號雜訊比(signal-to-noise ratio,SNR)，這限制了可使用的高速資料傳輸範圍。用於行動通訊產業的最新第四代長期演進(4th generation long term evolution,4G LTE)之平臺中存在同樣的情況。SNR支配著服務傳送的極限。已經估計3分貝(dB)SNR的改進將使每個使用者平均數據速率加倍，並且6dB SNR的改進將相 當於運營商的740億美元增量收入。
進一步地，該等電子裝置對產生電磁干擾(electromagnetic disturbance,EMI)具有貢獻，並且同樣易於受到其他來源產生的EMI影響。EMI主要是訊號功耗的函數，但還是訊號的邊緣銳度的函數。可以藉由控制躍遷邊緣及仔細地去除耦合電路來解決EMI問題，如與串聯電阻器一起使用於數位線路中。然而，該等訊號調節方法需要附加電路，並且必須有必要提高訊號功耗來補償元件損耗，這再次增加了功耗。
如果可以使用一種減少功耗及在提高敏感性之同時不易受到EMI影響的方法來進行電子裝置間的高速通訊，則將是有利的。
如果可以使用產生更少EMI干擾相鄰電路的方法進行上述高速通訊，則將是有利的。
就電路拓撲而言，在此揭露的再生選擇性對數檢波器放大器(LDA)與超再生接收器(super-regenerative receivers,SRO)具有相似性。然而，LDA係相位敏感再生檢波器，而SRO係振幅敏感再生裝置。具體而言，LDA具有帶有低增益之一自淬滅機構，該低增益在多個週期中對來自雜訊底的訊號進行放大。相比之下，SRO具有外猝滅及使其電行為及性能非常不同的高增益。LDA與DC或基頻對數放大器之間也存在一些相似性：兩者在寬動態範圍上提供對數放大。進一步地，LDA可以具有同時對類比或數位頻率調制(frequency modulation,FM)或振幅調制(amplitude modulation,AM)& FM進行解調的固有能力。在授予DockOn AG的美國專利號7,911,235中可以找到LDA的示例，該專利藉由引用以其全文結合於此。
當用於窄頻訊號時，SRO通常受到較差的選擇性及較高的輸出雜訊的影響。當振盪器基於LC時，SRO還可能在溫度上發生偏移。SRO接收 器迅速地被主流無線電的超外差接收器替代，因為超外差接收器具有優越的選擇性及敏感性。然而，SRO簡單並且功耗低，並且幾十年來一直用於遠程控制系統、短距離遙測技術以及無線安全。20世紀80年代末，藉由使用表面聲波(surface acoustic wave,SAW)裝置解決了選擇性及偏移的局限性。在21世紀的第一個十年中，多篇文章重新燃起對用於高達GHz範圍的低功耗接收器中使用的及用於中到高資料速率應用的SRO的興趣。
基頻對數放大器基於多個吉伯特單元(Gilbert cells)，並且通常在 低頻到高頻下在大動態範圍的一中間提供良好的線性度。更簡單的對數放大器(例如DC對數放大器)基於電晶體對數電流對照電壓傳輸特徵，並且解決了從DC到低頻的應用。
在此提供了一種用於在電磁干擾(EMI)環境之低功耗位準下傳 遞訊號之方法。一第一裝置被描述成透過固線傳輸介質對具有一第一載波頻率包括編碼資訊的調制訊號進行傳輸。一方面，調制訊號的功耗位準可以被適配成用於使功耗最小化或減少EMI的產生。調制訊號可以是以下格式其中之一：頻率調制(FM)、相位調制(phase modulation,PM)、高斯頻移鍵控(Gaussian frequency-shift keying,GFSK)、最小頻移鍵控(minimum-shift keying,MSK)、高斯最小頻移鍵控(Gaussian minimum-shift keying,GMSK)、脈寬調制(pulse width modulation,PWM)、或振幅調制(AM)。該傳輸介質可以是印刷電路板(printed circuit board,PCB)上的軌跡線或導線束中的導線，僅舉兩個例子。因為對傳輸進行調制，可以在比習知基頻二進位邏輯數位訊號(即，編碼為「1」及「0」的序列)更低的功耗位準下發送該傳輸。
固線傳輸介質通常暴露在包括EMI的環境下，並且該EMI與固 線傳輸線上的調制訊號組合從而創建混合訊號。包括一對數檢波器放大器(LDA)解調器電路的一第二裝置接收該混合訊號。該LDA解調器電路對調制訊號進行 放大而不對EMI進行放大，以提供一解調基頻訊號，該基頻訊號可以是n進制邏輯數位訊號或音頻訊號。
例如，該第一裝置可以傳輸n頻移鍵控(n-FSK)已調FM訊號。然後，該第二裝置可以提供log2(n)條基頻二進位邏輯數位訊號流，或由於解調而提供具有n個邏輯位準(logical level)的單條數位流。更明確地，LDA解調器電路在編碼資訊速率下將調制訊號轉換成一系列第二頻率脈衝。LDA解調器電路包括在該編碼資訊速率下將該系列第二頻率脈衝轉換成一系列電壓位準之一頻率電壓轉換器(frequency-to-voltage converter,FVC)，其可以被解釋為音頻訊號或n進制邏輯訊號。
以下提供了上述方法及低功耗雜訊不敏感通訊頻道的附加細節。
101‧‧‧低位準輸入訊號
102‧‧‧白高斯雜訊
103‧‧‧放大輸入訊號
104‧‧‧雜訊
201‧‧‧訊號
202‧‧‧結果曲線
301‧‧‧雜訊
302‧‧‧再生訊號
303‧‧‧輸出頻率脈衝
401‧‧‧雜訊
402‧‧‧再生訊號
403‧‧‧輸出頻率脈衝
501~503‧‧‧週期
504‧‧‧聚積
505‧‧‧閾值位準
506‧‧‧關閉
600‧‧‧四端電路
601‧‧‧並聯諧振電路
602‧‧‧串聯諧振電路
801‧‧‧輸入端
1001‧‧‧虛擬數位頻率輸入
1002‧‧‧數位輸出脈衝流
1101‧‧‧數位脈衝流/數位重複頻率訊號
1102‧‧‧暫態頻率計
1103‧‧‧F(k)
1105‧‧‧數位等效電壓樣本/數位電壓V(k)
1401‧‧‧匹配電路
1402‧‧‧輸入端
1403‧‧‧隔離器
1404‧‧‧溫度補償偏壓
1500‧‧‧通訊頻道
1502‧‧‧第一裝置
1504‧‧‧第一調制器
1506‧‧‧線路
1508‧‧‧線路
1510‧‧‧第一介面
1512‧‧‧固線傳輸介質
1514‧‧‧第二裝置
1516‧‧‧第二介面
1518‧‧‧第一對數檢波器放大器(LDA)解調器電路
1520‧‧‧線路
1522‧‧‧線路
1524‧‧‧第一頻率電壓轉換器(FVC)
1528‧‧‧線路
1530‧‧‧線路
1532‧‧‧映射電路
1702‧‧‧第二LDA解調器電路
1704‧‧‧線路
1706‧‧‧線路
1707‧‧‧第一開關
1708‧‧‧線路
1710‧‧‧第二調制器
1712‧‧‧線路
1714‧‧‧線路
1716‧‧‧第二開關
1718‧‧‧線路
1802‧‧‧放大器
1804‧‧‧線路
1808‧‧‧電容器
1810‧‧‧可變直流(DC)偏壓源
1812‧‧‧第一並聯諧振電路
1814‧‧‧線路
1816‧‧‧電容器
1818‧‧‧電感器
1820‧‧‧變容二極體或參量二極體
1821‧‧‧電容器
1822‧‧‧轉換電路
1823‧‧‧線路
1824‧‧‧電阻器
1826‧‧‧線路
1900‧‧‧IC
1902‧‧‧VCO
1904‧‧‧固線傳輸介質
1906‧‧‧線路
1908‧‧‧IC
1910‧‧‧LDA解調器電路
1912‧‧‧內部線路
1914‧‧‧VCO
1916‧‧‧LDA解調器
1918‧‧‧固線傳輸線
1920‧‧‧FVC
1922‧‧‧映射電路
1926‧‧‧VCO
1930‧‧‧電阻器
1932‧‧‧電容器
1934‧‧‧固線傳輸介質
1936‧‧‧LDA解調器電流源
1938‧‧‧固線傳輸介質
1940‧‧‧FVC電路
1942‧‧‧線路
1944‧‧‧映射電路
2000‧‧‧放大器
2002‧‧‧電容器
2004‧‧‧並聯諧振電路
2006‧‧‧串聯諧振電路
2008‧‧‧電阻器
2010‧‧‧電容器
2012‧‧‧二極體
2018‧‧‧耦合電容器
2100‧‧‧暫態頻率計
2102‧‧‧定標電路
2200‧‧‧FVC電路
2202‧‧‧電容器
2204‧‧‧二極體
2206‧‧‧二極體
2208‧‧‧電阻器
2210‧‧‧電容器
2300‧‧‧電路
2302‧‧‧放大器
2304‧‧‧線路
2306‧‧‧參考電壓
2308‧‧‧比較器
2310‧‧‧邏輯閘
2400~2412‧‧‧步驟
2412a,2412b‧‧‧步驟
2500~2516‧‧‧步驟
第1圖描繪了來自LDA的示例輸入及輸出訊號。
第2圖描繪了來自第1圖的輸入及輸出訊號之組合。
第3圖描繪了帶有訊號及雜訊的輸入、再生訊號、以及低位準下的輸出頻率脈衝。
第4圖描繪了帶有訊號及雜訊的輸入、再生訊號、以及較高輸入位準下的輸出頻率脈衝。
第5圖描繪了具有FM解調能力的LDA之時變振盪及淬滅週期。
第6圖描繪了帶有並聯諧振電路及串聯諧振電路之四端電路。
第7圖描繪了一波德圖，示出了該四端電路之近似響應。
第8圖描繪了帶有整合FM解調電路的LDA之方塊圖。
第9圖描繪了具有FM解調之LDA的示意圖之具體實施例。
第10圖描繪了虛擬數位頻率輸入到數位輸出脈衝流的轉換之示例。
第11圖描繪了數位脈衝流到數位等效電壓樣本之轉換。
第12圖描繪了類比頻率電壓變換器的示例。
第13圖描繪了類比檢波器的一具體實施例。
第14圖描繪了LDA的另一種實現方式。
第15圖為一低功耗雜訊不敏感通訊頻道之示意性方塊圖。
第16圖描繪了一示例性通訊場景。
第17圖係第15圖中所描繪的通訊頻道系統的一變體之示意性方塊圖。
第18圖係或第15圖或第17圖的第一調制器的示意圖，作為LDA-VCO啟用。
第19圖為一示意性方塊圖，描繪了多種啟用LDA解調器之通訊頻道。
第20圖為一示意圖，描繪了第15圖的LDA解調器之示例性版本。
第21圖為一數位FVC電路與映射電路之示意性方塊圖。
第22圖為一示意圖，描繪了一示例性類比FVC電路。
第23圖為一示例性訊號調節電路的示意圖。
第24圖為一流程圖，展示了一種用於在EMI環境下在低功耗位準下對訊號進行傳遞之方法。
第25圖為一流程圖，展示了一種用於在低功耗位準下對訊號進行傳遞之方法。
此處描述的對數檢波器放大器(LDA)技術顯著增強了目前技術狀態的超再生振盪器(SRO)及對數放大器。例如，LDA可以具有以高裙比(high skirt ratio)對頻率進行調制的固有能力、非常高的敏感性及雜訊抑制、非常高的動態範圍、優越的鑑別力、以及沒有缺點的在接收器鏈中的靈活佈置。表1對 各種LDA、SRO及amp技術對應的利與弊進行了比較。
此處描述的LDA技術關於一種具有整合FM調制之對數檢波器放大器(frequency modulation,FM-LDA)，該對數檢波器放大器可以用提高的敏 感性、干擾抑制以及相對於當前正在使用之電路的頻寬接收有線或無線FM、AM或FM & AM訊號。該LDA還可以放大訊號同時使雜訊最小化。
該FM-LDA使用整合硬體實現該等目標，該硬體每當輸入訊號在一段時間(閾值)後達到特定振幅時藉由自動地重啟其週期並且不需要外部裝置來改進AM或FM輸入訊號的訊號雜訊比SNR。LDA電路由此將振幅或頻率調制輸入轉換成低中頻(intermediate frequency,IF)頻率脈衝的輸出流，其中，暫態頻率根據輸入波進行調制(即，AM/FM調換至IF頻帶)。按照準數位頻率脈衝調制訊號提供此輸出流。當調制AM時，藉由固有對數標度進行該轉換並且然後將其輸出。
還可以藉由類比頻率到振幅轉換器、峰值檢波器、或數位計數器、邏輯反向器以及數位重定標電路的附加來將同一頻率脈衝調制輸出轉換成基頻或解調(0Hz到F_max)到根據時間變化的電壓。
該創新FM-LDA電路可以執行若干種功能，同時執行一些功能：對數放大、訊號再生、頻率轉換、雜訊濾波、干擾抑制、以及類比/數位振幅/頻率解調。在AM模式下，輸出頻率與輸入電壓的對數成比例。
- 作為頻率變換之非習知過程的一部分，藉由在n個週期中放大訊號同時降低雜訊，該LDA作為一再生接收器及放大器。
- 固有的對數函數將線性輸入轉換成對數輸出，從而可以在允許大致上100dB之可用動態範圍的非常低的輸入位準下進行檢波。
- 該LDA可以將FM輸入轉碼到不同的頻率。
- 該LDA可以使用可調頻率來處理各種頻道及電路板。
- 該LDA接收器電路提供非常高的敏感性。
- 該LDA係有成本效益的、係可放大或縮小(scalable)的、並且能夠直接整合到IC晶片內。
- 該LDA可以提供類比、數位、AM以及FM解調。藉由加接附加電路，其他類型的解調(如PM)係可行的，從而使得其在廣泛的實際應用中是有用的。
應用的數目眾多。LDA技術可以整合到幾乎每個電子系統內，該等系統將從更高的敏感性、更高的動態範圍、更低的功耗、更好的干擾抑制、增加的頻寬、更好的訊號雜訊比(SNR)、更長的範圍、及/或更乾淨的放大中受益。
第1圖描繪了來自LDA的示例輸入及輸出訊號。LDA可以在其頻率擷取頻寬內給予低位準輸入訊號101，被白高斯雜訊102掩蔽。該LDA可以在多個週期中再產生放大輸入訊號103，直到達到閾值位準。當達到該輸入閾值位準時，該LDA可以產生一輸出脈衝並重啟其週期。
因為高斯雜訊係隨機的並且與該輸入訊號無關，並且隨著該再生放大輸入訊號103的增加，可以使該雜訊達到平均並將其保持到同一值，從而在多個週期中不被放大，如減低的雜訊104所示。
第2圖描繪了來自第1圖的輸入及輸出訊號的組合。當在多個週期中組合輸入訊號201時，結果曲線202表示一段時間中抖動降低的再生訊號及放大訊號。
此效應與雷射類似，在雷射中，在特定波長下在空腔內對光子進行放大。在諧振頻率下，在一段時間中，駐波建設性地聚積起能量。在聚積周期末，產生更高能量的放電，並且重新啟動該過程。
以下示例對從雜訊底開始以相干能量的一緩慢聚積(並且減小振 幅抖動)進行的再生過程進行解釋。具有帶有兩個高品質因數及完全相同的頻率諧振之一相似機械叉的大嘈雜空間，每個叉在該空間的不同側上。第一叉(激發源)在低且恆定位準下進行差拍。由於高雜訊位準，第二叉僅可以「聽見」該第一叉。一段時間後，由於其高品質因數、由於兩個叉之間的弱耦合以及最終由於其機械能量的緩慢同步聚積，不論該空間內的雜訊位準如何，該第二叉將以高振幅位準在該第一叉的音頻下進行放大及諧振。一重要因素係緩慢的響應以便聚積訊號但是使隨機雜訊達到平均。
第3圖描繪了帶有訊號及雜訊301的輸入、再生訊號302、以及低位準下的輸出頻率脈衝303。
第4圖描繪了帶有訊號及雜訊401的輸入、再生訊號402、以及較高位準下的輸出頻率脈衝403。第3圖及第4圖示出了該輸入的一更長時間標度、以及對輸出頻率的影響：在頂部示出了該輸入訊號(包括雜訊)，在中間示出了該再生訊號並且在底部示出了輸出重複率。當該輸入訊號在低位準下時，如第3圖中所示，該LDA花費時間再產生生成該訊號並達到恆定的閾值。在第3圖的時間窗口中，創建了五個再生週期。第4圖示出了一更高輸入訊號及達到與該閾值的一相對應更快再生時間。因此，該LDA在同一時間視窗中創建更多再生週期。此外，對於任何低到高輸入訊號而言，輸出脈衝在振幅上幾乎是恆定的，以上情況鑑於所涉及到的大動態範圍係引人注目的。
至於AM模式，該LDA的輸出頻率與輸入電壓的對數成比例：，單位為Hz，或，單位為Hz
其中： F0為最小固定頻率，K及K2為恆定值，(t)為輸入訊號V IN (t)的RMS值，為輸入位準L IN ，單位為dBm，F OUT (t)為輸出頻率。
LDA技術在有線及無線系統二者中增強資訊傳輸的能力，係基於可以用邏輯位準輕易轉換成資料脈衝流的輸出頻率之產生。該資訊在頻率域而不是振幅域中。
如果希望的話，可以將該輸出頻率轉換成類比或數位形式下的電壓調制。在這種情況下，低通濾波後的輸出電壓變為：，單位為V，或，單位為V
其中：(t)為輸出電壓，以及K3及K4為恆定值。
帶有FM解調電路的LDA可以具有許多應用至廣泛商業技術的固有特性值。以下段落包括可能來自帶有FM解調電路的LDA的數值型別的一非排他性列表。
在IF範圍內，電壓調制輸入訊號到頻率調制的轉換以及對數解壓縮的使用，在降低雜訊及相對於雜訊擴大弱訊號的動態範圍上特別有效。該等屬性使得LDA理想地適用於許多應用，例如：- 易受鄰近通道干擾的雷達；微訊號醫療設備，如超音波、MRI以及CAT 掃描；一般的魚群探測儀及聲納；以及碰撞避免；- 訊號分析儀、功率計、以及RF發射放大器；- 無線網路，例如Wi-Fi；- 基於LDA的簡單低功耗頻率數位轉換器，作為高解析度、快速但昂貴之AD轉換器的一替代品；- 石油、水、以及天然氣工業中的管線計量及通訊；以及- 用LDA及PLL的若干種可能的配置來替代昂貴的ADC轉換器。
LDA對來自較弱訊號的隨機雜訊進行濾波的能力給予它們提取例如來自智慧型電話裝置或蜂巢式基地台接收器之雜訊底的訊號的一些dB的手段。為了降低手機的輸出功耗(改進的RF預算連線)，並且由此延長其電池壽命及範圍，LDA技術可以整合到行動電話內。進一步地，蜂巢式基地台可以使用LDA來恢復較弱的訊號。LDA還可以藉由將LDA直接整合到處理晶片內來降低微處理器(如CMOS處理器)的功耗。
由於LDA再生出該輸入訊號並且主動降低雜訊，所以即使放置在放大鏈中之第一方塊或第二方塊的後面，LDA也可以顯著提高其SNR比。例如，當使LDA與低雜訊放大器組合時，已經測量到用於88-108MHz下的一FM無線電解調之非常好的敏感性。
LDA可以直接對類比/數位AM、FM及其他調制(例如FH-SS)以及增加了更多電路(例如一個或多個PLL、一個或多個混合器、一個或多個合成器等)的n進制類比及數位FM及AM調制等進行解調。
如果在RF調制頻率附近或在其下調諧，LDA可以再生成許多類型的低位準RF訊號。可以藉由使用LDA來替代標準數位接收器的若干種功 能(藉由直接數位轉換，RF到低中間頻率或到基頻)來獲得無線數位接收器之簡化。
在基頻微伏特感測器中(例如，無線電頻寬為20Hz-20KHz)，LDA可以用作帶有數位輸出之非常低雜訊與高鑑別轉換增益放大器。
第5圖描繪了具有FM解調能力之LDA的時變振盪及淬滅週期。在一個具體實施例中，LDA可以被當做具有可變電導率的一LC電路，該電導率從正到負週期性地變化。更確切地，第5圖描繪了從週期502開始到週期503結束的週期501。振該盪聚積504直到其達到閾值位準505，在該閾值位準處，逐漸地將該振盪係關閉506至零。
第6圖描繪了帶有一並聯諧振電路601及一串聯諧振電路602的四端電路600。如第6圖中所示，具有FM解調能力的LDA係基於由並聯諧振器電路601及串聯諧振器電路602而製作的四端電路的使用。其被設計成在通帶中具有空相位的帶通濾波器。並聯諧振電路的示例為與並聯連接的L及C、恰當地放置一條或多條開路或一條或多條短路截線的傳輸線、晶體諧振器、SAW電路、BAW、或該等內容之組合。串聯諧振電路的示例為串聯安裝的L及C、恰當地放置一條或多條開路或一條或多條短路截線的傳輸線、晶體諧振器、SAW電路、BAW、或該等內容之組合。
第7圖中示出了第6圖的四端電路的振幅及相位的轉移函數。水平標度為頻率(單位為Hz)，並且垂直標度分別為增益(單位為dB)及相位(單位為度)。
第7圖描繪了一波德圖(Bode plot)，示出了該四端電路的近似響應。用虛線以橢圓形式示出了FM/AM解調的有用操作範圍。第7圖中的繪圖示 出了振幅對照頻率(頂部)及響應相位對照頻率(底部)。取決於四端電路的設計以及與LDA的其餘部分的交互作用，可以將該增益設計成扁平形或圓形對照帶有如圖中所示的兩個尖峰之尖形。
第8圖描繪了帶有整合FM解調電路的LDA之方塊圖。其行為 原理如下：使放大器A81與電容器C81環迴路返回地一起振盪。典型的放大器可以是NPN電晶體、PNP電晶體、FET電晶體、MOS電晶體、雙閘FET電晶體等。同樣，主動電路的配置可以是達林頓管、共基極、共集極、共射極、共源共閘或差動對等。可以使用其他類型的放大器，如單級或多級放大器、邏輯放大器。可以藉由任何數量的技術(矽、Bi-CMOS、GaAs)或任何其他技術來製作放大器。
最簡單的具體實施例係從該放大器A81之輸入端801到輸出端 具有180度的移位，並且與C81一起維持振盪來作為弱或強耦合。換言之，將C81的值選擇成將放大器增益降低至一低值。將該四端電路增加到A81的輸出端上，並且由於其通帶內的高度較低衰減，使得放大器在中心頻率下或周圍諧振。當該電路被調整成用於在如第7圖中所示的零相位範圍的中心下操作時，出現最佳FM解調模式。而且，能被無失真地解調的最大頻偏等於或大於零相位頻寬，所以該帶通濾波器四端電路可以被設計成用於容納目標偏移，不管是窄或寬。
另一種重要的LDA行為係RC電路R81與C83起到採樣電路的 作用。當連接到放大器上時，其週期性地充電，並且隨著其電位增加，跨R81的電壓也增加，這增加了該放大器的輸出電流。同時，該放大器的輸入偏壓電流下降，並且在一給定閾值處關閉該放大器並且因此關閉振盪。此時，累積到 C83內的電荷在R83中放電，並且該結果係，R81及C83上的電壓降低到零。該週期重新啟動，並且因為在R81及C83上的電位係低的，所以該放大器偏壓電流易於增大，並且一小段時期之後，振盪再次聚積。
在低通濾波之後，R81及C83上的訊號為該輸出重複頻率，並且其形狀可以與第5圖中所示的週期振盪頻率的包絡相似。
二極體D81將該放大器耦合到RC電路R81及C83上並且充當具有良好RF行為的一低通濾波器。該二極體導通時(輸入電壓的正半週期)具有低阻抗，並且在不導通時(輸入電壓的負半週期)具有高阻抗，當負載有RC電路時充當一整流器及低通濾波器。
該輸入端弱耦合到二極體D1的頂部。輸入端匹配係重要的，並且良好的匹配可以將性能提高顯著的因數。可選電容器(第8圖中未示出)可以連接在D81的陰極與該放大器的偏壓之間以提高耦合並方便重複循環。
在另一種具體實施例中，可以用100nH到1mH範圍內的相對高值(例如，諧振器的電感值的十倍)的電感器替代二極體D81。如果LDA振盪操作頻率太高，則寄生效應會對低通效應產生不利影響，並且可以使用更理想的元件，例如二極體。在一進一步的附加具體實施例中，可以用主動元件(如正確偏壓的電晶體)替代D81。
存在若干種類型的FM鑑頻器或解調器：尤其是浮士特席利(Foster-Seeley)、特拉維斯(Travis)、正交檢波器、PLL。浮士特席利鑑頻器在全波整流中使用一針對所用頻率被調諧的特殊中心接頭變壓器及兩個二極體。當沒有偏差時，該變壓器的兩個半部分係相等的。當應用FM訊號時，破壞了平衡並且在與頻率偏差成比例的輸出端處出現訊號。
特拉維斯鑑頻器與浮士特席利鑑頻器相似。該變壓器的次級具 有一中心分接頭及兩個相對的分支，每個分支連接到一調諧電路及一斜率檢波器上。一第一調諧電路諧振比載波稍微更高，而第二調諧電路稍微較低。該輸出係斜率檢波器1及2的電壓之間的差值。當應用FM調制並且其偏向比載波更高的頻率時，檢波器1的電壓為正的，而檢波器2的電壓為負的。兩者之間的輸出電壓及差值係正的。當FM調制偏向比載波頻率更低的頻率時，則出現相反的情況，並且輸出電壓變成負的。相反符號的兩條諧振曲線的相加得出一條漂亮的「S」曲線特徵輸出，針對該輸出，大的中間段係線性的。
在正交檢波器中，將輸入分成兩部分，並且路徑之一被延遲90 度並且將其應用到諧振LC電路上。這兩個訊號最終對相位比較器進行饋給，並且經過低通濾波的結果係由該解調FM輸出。
相位鎖定迴路(PLL)係FM鑑頻器的一類型，在易於使用積體電 路情況下，廣泛採用該鑑頻器。進入的FM訊號的相位與電壓控制振盪器(voltage-controlled oscillator,VCO)的相位進行比較。結果係對該VCO進行低通濾波及控制。當輸入頻率變化時，在相位檢波器處出現校正電壓，其藉由增加或降低該VCO的相位及頻率來對相位差值進行補償的作用。如果適當地設計PLL的迴路頻寬，則到該VCO的校正電壓仍為該解調輸出電壓。
相比之下，在此揭露之LDA技術帶來一些重要的創新。如與其 他鑑頻器一樣提供S曲線特徵輸出，並且LDA僅藉由其具有之一低增益放大器而模仿特拉維斯鑑頻器的性能，該低增益放大器僅在輸入及輸出的相位相互距離180度時才振盪。然而，在此揭露的LDA技術中，該S曲線超過四端電路通帶頻寬。結果造成FM-LDA不像習知FM鑑頻器一樣需要自動頻率控制AFC， 並且其不需要恰好位於該S曲線的中心。在使用LDA的情況下，存在自動定中心效應。
當相位扭曲成S曲線時，LDA振盪器試圖停留在該曲線的中心處。如果頻率偏差變高，重複率下降，如果頻率偏差下降或頻率變得更低，則重複變快。與具有可以具有以下三個讀數的功耗計類似：接近中心通道、中心通道或通道以上。如果該S曲線非常寬，則它可以對非常寬的FM進行解調。另一方面，如果該S曲線較窄，則其可以對較窄FM進行解調。
該輸出重複頻率包含相位及頻率資訊，並且由FM輸入訊號在低中間頻率下對其進行調制。標準FM鑑頻器利用一恆定振幅。在此處揭露的LDA技術中，無論輸入振幅是大或是小，這藉由具有一大振幅輸入動態範圍並且提供幾乎恆定的重複率振幅的LDA而固有地提供。基頻訊號藉由類比或數位頻率-電壓變換器(frequency to voltage converter,FVC)而恢復。
由於藉由FM-LDA再生，此處的優點包括以下各項中的一項或多項：高動態範圍上之非常高的敏感性、恆定的重複輸出振幅、高裙比(高選擇性)、以及將少許更多的振幅dB添加到基頻解調振幅上的FM或AM解調。
第9圖描繪了具有FM解調之LDA的示意圖之具體實施例。第9圖示出了具有FM解調能力的LDA的具體實施例。在放大器的集極上找到並聯諧振器電路L91/C93及串聯諧振器電路L92/C98。在一個具體實施例中，該放大器可以為一NPN電晶體。該電晶體在集極及射極間提供180度的相移，C91回授振盪器電容器、藉由電容器(未示出)耦合的VG91輸入源訊號、偏壓VS92、R93、以及C96、耦合到RC電路R94上的D92二極體、C911以及輸出端VM91。示出了一可選C97用於改進淬滅過程。
第10圖描繪了虛擬數位頻率輸入1001到數位輸出脈衝流1002 之轉換的示例。如之前討論的，重複頻率係準數位的，並且需要極小的處理來變形成數位訊號。首先，如果振幅峰間值小於大約0.5Vpp，則可以對其進行放大。如果如圖所示振幅為0.1Vpp，則增益約為5到20。可以在一個或若干個步驟中完成放大。其次，放大訊號與參考電壓V_ref進行比較，並且當在V_ref及另外在「0」以上時創建邏輯「1」。可以增加一個或多個邏輯閘以向現在的數位訊號提供銳邊及TTL位準。數位重複頻率輸出訊號1002可以將該資訊包含在相位及暫態頻率內。如上所述，可以長距離或在嘈雜環境下攜帶該資訊，並且由於該資訊沒有在振幅中，所以其對雜訊不敏感。
第11圖描繪了數位脈衝流1101(在此亦為數位重複頻率訊號1101)到數位等效電壓樣本1105(在此亦為數位電壓V(k)1105)之轉換。可以藉由穿過暫態頻率計1102將數位重複頻率訊號1101轉換成該數位電壓V(k)1105。可替代地，可以將數位重複頻率訊號1101傳遞透過數位反函數所遵循的週期計。對按下式對1104進行定標之後，獲得數位電壓V(k)1105：V(k)=F(k)*K1+V0
其中F(k)：暫態頻率的第k個樣本，K1：一常數，單位為V/Hz，V0：對應於當LDA輸入在50ohm終止時所產生的電壓(頻率)的恆定偏移電壓。在50Ohms處的V(0)=F(k)*K1。
第12圖描繪了類比頻率電壓變換器(FVC)的示例。該FVC可以與FM-LDA結合使用。其連接到LDA的重複頻率輸出端上。如其名字所指示的， 其為輸出端提供為轉換電壓的平均值。進一步地，可以增加低通濾波。這係一簡單的FVC，但其具有一些局限性：轉換速率比之前的數位方法更慢，例如，並且通常需要一些脈衝下降到精確的平均電壓值。
第13圖描繪了類比檢波器的一個具體實施例。其他具體實施例 係可能的。類比檢波器可以連接到重複頻率輸出端VM1(第9圖)上或也可以連接在放大器的輸入端處(第4圖之T91的基極)。進一步地，可以增加低通濾波及放大。
第14圖描繪了LDA另一種具體實施例。在FM LDA解調器的 本具體實施例中，放大器A141輸入端的溫度補償偏壓1404可以被設計成用於對放大器A141進行溫度補償。例如，如果該放大器由雙極晶體管製成，則其VBE將變化-2mV/度。如果使得DC偏壓電壓也降低-2mV/度，則射極上的DC電壓將保持恆定，並且因此，流過電阻器R81的DC電流也保持恆定。
在偏壓源的另一個具體實施例中，可以使用溫度補償電流源。 當該放大器充當具有恆定低頻率增益的電流放大器時，輸出電流將基本上等於該偏壓電流乘以該增益。假設該低頻率增益用溫度保持恆定，在溫度補償偏壓電流的情況下，還將對放大器輸出電流進行溫度補償。例如，如果該放大器由雙極性電晶體製成，並且如果DC基極電流為溫度補償的並且恆定的，則DC集極電流也將是恆定的。DC射極電流等於基極電流與集極電流相加，其也是恆定的。跨接電阻器R81的恆定電流產生一與基極-射極電壓的變化無關的恆定DC電壓。具有高阻抗的輸入偏壓電流源將自動提供隨著-2mV/度的基極-射極電壓而變化的一電壓並且對其進行補償。
具有FM調制的LDA可能存在某些弱點，例如遍及輸入埠而從 其振盪器洩露RF能量。這係一惡化因素至少基於兩個原因，。第一，當LDA用作RF接收器中的第一級時，將RF能量回授回天線。這引起天線在一個或多個可能非預期頻帶中輻射不想要的能量並且引起EMI雜訊。第二，洩露能量會以不同的相位對照輸入訊號反射回LDA，事實上係使再生目的失效(再生是與輸入訊號相干的諧振相位的緩慢聚積)。因此，其降低了RF敏感性。
同樣，當低雜訊放大器(LNA)領先於對數檢波器放大器(LDA)時，可以獲得增益的額外用途。的確，作為一再生裝置，LDA對於線性電路可能不遵守雜訊定律，比如在習知的接收器鏈中，其中，該鏈的第一放大器係確定該接收器的雜訊指數的關鍵因素，如在弗裡斯公式(Friis’formula)中所定義的：NF=10 | log(F)，單位為(dB)， ，比率係線性的
其中，NF係的總雜訊指數，比率單位為dB
其中，F係雜訊指數，比率係線性的；FAi係該放大電路的第i個放大器的線性雜訊指數；並且，GAi係第i個放大器的線性增益。
在再生對數放大器的情況下，當被放置在第一位置或該接收鏈中的任何位置時，該再生部分可以提高SNR。因此，即使是在限噪放大器接收器鏈中，再生LDA也可以充分利用前述低雜訊放大器。這種LDA可以進一步放大被掩埋在雜訊中的訊號，因為動態範圍在該訊號的低側(雜訊位準)上被擴展。在這種但是不具有LDA的限噪接收器中，由於系統將會限噪，所以LNA的假設性增加將幾乎沒有用。
例如，在不具有LDA的限噪接收器前增加20dB增益，LNA僅僅會使敏感性等級增加0到2dB。另一方面，藉由使用具有例如8dB再生因數的對數放大器會將敏感性提高6到8dB的因數。
因此，在LDA輸入端增加一個或多個匹配電路1401可以改善與前述電路的耦合並減少輸入反射。進一步地，在輸入端1402處增加一隔離器1403(例如，具有較高隔離因數的放大器)可以進一步改善再生及增益機會。
如上所述，該LDA可以被當作具有可變電導率之LC電路，該電導率從正到負循環變化。結果係，輸入阻抗可以隨著時間變化並且例如在關於時變LDA振盪週期的史密斯圖(Smith chart)之右下象限中的一弧度上移動。若干種輸入端匹配場景係可能為：
- 在平均值處的一固定匹配共軛。
- 在與最感興趣的行為點對應之阻抗值處的一固定匹配共軛，這個行為點係來自雜訊的訊號聚積。
- 在最大振幅位準(到達閾值時的時點)處的一固定匹配共軛。
- 一雙阻抗匹配，在一固定匹配共軛係在平均值處的點或在一固定匹配共軛係在與最感興趣的行為點對應的阻抗值的點，該行為點係來自雜訊的訊號聚積。
- 例如與LDA行為週期同步的可變阻抗。
第15圖為一低功耗雜訊不敏感通訊頻道的示意性方塊圖。
第16圖描繪了一示例性通訊場景。該通訊頻道1500包括具有第一調制器1504的一第一裝置1502，該通訊頻道還可以被理解為係開放系統互相連線參考模型(Open System Interconnection-reference Model,OSI-RM)中的實 體層(physical layer,PHY)或層1。該第一調制器1504具有接受帶有編碼資訊的基頻訊號之在線路1506上的一輸入端以及提供具有一第一載波頻率包括該編碼資訊的調制訊號之在線路1508上的一輸出端。該調制訊號具有足以支持所使用的調制類型的一頻寬。可以用本領域熟知的多個裝置來實現該調制器1504。僅舉幾個例子，可以藉由控制電晶體或放大器的偏壓、或控制到電壓控制振盪器(VCO)或混合器的輸入獲得調制。在一方面，該第一調制器1504在線路1509上具有接收可變功耗位準控制訊號的一功耗控制埠，該埠使該第一調制器在一響應於該功耗位準控制訊號的功耗位準在線路1508上提供該調制訊號。該可變功耗位準特徵允許在最小足夠功耗位準發送該調制訊號，以便使功耗最小化或降低EMI。例如，該功耗位準可以被設置為在其中對功耗位準進行調整的功耗設置協議的結果，並且發射器及接收器通訊以聚積一最小足夠功耗位準以啟動該鏈路。類似的協議被用在例如無線電話系統中。
通常，基頻訊號可以具有小於20千赫茲的頻率並且是類比訊 號、n進制邏輯數位訊號、或音頻(頻率)訊號。否則，該基頻訊號可以是快速數位訊號，快達1000MHz，比如可以被用在處理器及快速記憶體之間。例如在此使用的，「n進制邏輯」指的是相關聯的二進位邏輯數位字中的位元數，其中log2(n)等於位元數。二進位邏輯數位字係僅由「1」及「0」組成的字。可替代地，「n進制邏輯」指可能之條件或狀態的數量，其中，n等於狀態的數量。例如，二進制或二進位邏輯訊號與一位元二進位字或2個可能的狀態相關聯，並且4進制邏輯數位訊號具有2位元或4個可能的狀態。通常，n係大於1的偶數。在一個未示出的方面，基頻訊號可以是被使用數位類比轉換器(DAC)從數位域轉換到類比域的訊號。當VCO被用作該調制器時，在該輸入端處的類比訊號被轉換為該 輸出端處的調制頻率。具有n進制邏輯數位訊號的單(線)輸入可以被理解成具有n個可能的輸入值的類比訊號。在另一方面，數位類比轉換器(DAC)透過多條導線或一條匯流排接受n進制邏輯數位訊號，並且提供類比的n進制調制訊號。 在承載在多條輸入導線的n進制訊號的情況下，可以使用數位VCO，該數位VCO接受該n進制邏輯數位訊號，將該等數位訊號組合，然後該等數位訊號被透過多條導線提供給該DAC。此外，注意到在此描述的系統並不限於任何具體的調制技術或調制設備。進一步地，在此描述的系統並不限於任何具體的頻率範圍或基頻訊號類型。
該第一裝置1502還具有一與固線傳輸介質1512連接以提供該 調制訊號的第一介面1510。通常，該調制訊號為從由以下各項組成之群組中選擇的一格式：比如頻率調制(FM)、相位調制(PM)、二進位頻移鍵控FSK、n進制頻移鍵控(n-FSK)、高斯頻移鍵控(GFSK)、n進制高斯頻移鍵控(n-GFSK)、最小頻移鍵控(MSK)、n進制最小頻移鍵控調制(n-MSK)、高斯最小頻移鍵控(GMSK)、n進制高斯最小頻移鍵控(n-GMSK)、脈寬調制(PWM)或振幅調制(AM)。然而，該通訊頻道並不限於任何具體類型的調制。
該固線傳輸介質1512可以但不必須地限於或單端或差動訊號介 質，比如印刷電路板(PCB)金屬軌跡線、導電油墨、導電半導體軌跡線、導電聚合物軌跡線、不良導體軌跡線、半金屬(meta-metal)導體、導電軌跡線、奈米管導體、導線、雙導線雙絞線、四導線雙絞線、DSL線、乙太網線、連接器、導線束、微帶線、波導管、光纖電纜、電力線、同軸電纜或帶線。
一第二裝置1514包括與該固線傳輸介質1512連接的一第二介 面1516。一第一對數檢波器放大器(LDA)解調器電路1518具有在線路1520上 連接到該第二介面1516上的一輸入端及提供帶有該編碼資訊的該基頻訊號的一輸出端。該LDA解調器電路1518包括一第一頻率電壓轉換器(FVC)1524，根據奈奎斯特(Nyquist)定理，該第一頻率電壓轉換器接受一系列具有在線路1522上是該編碼資訊速率的至少兩倍的變化速率的一第二頻率脈衝。
該等第二頻率脈衝被轉換成一系列在線路1528上處於該編碼資 訊速率的電壓位準。這一系列第二頻率脈衝在此還可以被稱為重複頻率脈衝、f_rep、或準數位頻率脈衝之調制訊號。如果該編碼資訊係音頻訊號，則它可以被提供在線路1528上。如果該編碼資訊係n進制邏輯二進位訊號，則該第一FVC 1524初始地將線路1522上的該等第二頻率脈衝轉換成線路1528上的一系列電壓位準。基於所獲得的電壓位準、所使用的FVC電路的類型、及系統要求，線路1528上的處於該編碼資訊速率的該系列電壓位準可以被用作n進制邏輯數位訊號。否則，這一系列電壓位準會被使用映射電路1532轉換成線路1530上的數位邏輯位準的一個或多個流，下文將更詳細地對其進行描述。在一個方面，例如與在解調音頻基頻訊號一樣，該第一FVC 1524可以簡單地是一低通濾波器。
在一個方面，該第一調制器1504係VCO，該VCO接受線路1506 上的n進制邏輯數位訊號並且在線路1508上提供n頻移鍵控(n-FSK)調制FM訊號。然後，該第一FVC 1524在線路1528上提供log2(n)個基頻二進位邏輯數位訊號流或結合該映射電路1532在線路1530上提供log2(n)個基頻二進位邏輯數位訊號流。可替代地，當n大於1時，可以藉由該映射電路1532提供n個不同邏輯位準之單個流。
雖然上述調制格式在透過無線鏈路的資訊通訊中被熟知且廣泛 使用，其在低功耗固線傳輸環境中的使用係新穎的。無線通訊鏈路的目標主要是擴展在其中遠程裝置可以用非常不確定的一可變傳輸介質(即，空氣)進行通訊的範圍。為此，複雜的調制格式已經增量式地演進，比如展頻技術。相比之下，第15圖中所描述的系統中的調制傳輸背後的一主要目的係藉由使通訊不那麼受雜訊的影響以降低藉由已知不變的傳輸介質連接之鄰近裝置間通訊所需的功耗位準。因為固線裝置之間的鏈路係恆定且穩定的，可以使用相對簡單的調制格式。然而，調制該等傳輸的優點將不能彌補使用習知接收器電路的複雜性及成本的增加。然而，使用LDA解調器電路，甚至透過在固線鏈路上的一簡單調制格式(例如，FM)成功通訊所需的功耗位準遠小於傳輸等量的基頻訊號所需的功耗，並且這個優點可以以最小數量的部件使用。通常，具有超過100Mbps資料率之具有若干GHz載頻的調制訊號的LDA的功耗在2V係一毫安培的分數，這在一分立部件具體實施例中約為1mW。
第16圖描繪了一示例性基頻輸入訊號，比如可能在第15圖中的線路1506上出現的。在這個示例中，該基頻輸入訊號係二進位邏輯數位訊號。還示出了該編碼資訊速率或資料時脈。該基頻訊號係FM調制的，其中，較高的頻率調制音調(fH)代表邏輯「0」並且較低的頻率調制音調(fL)代表邏輯「1」。在以上開發的詞彙中，該第一載頻可以被認為是fH及fL之間的中頻。然而，該第一頻率也旨在具有一足夠覆蓋頻率fH及fL的頻寬。在被LDA解調器處理之後，一系列第二頻率脈衝被提供為具有至少為編碼資訊速率之兩倍的一變化率，比如可以在第15圖的線路1522上看到的。與fL相關聯的第二頻率脈衝期間為TL，並且與fH相關聯的第二頻率脈衝期間TH。該資訊被編碼為暫態頻率或脈衝(TH或TL)之間的期間，如下面在第21圖至第23圖的描述中所解釋的。 為了區別相鄰的脈衝，與該第二頻率脈衝相關聯的頻寬可以比該編碼資訊速率更大或大得多。
繼該FVC電路之後，這一系列第二頻率脈衝被轉換成處於該編 碼資訊速率的一系列電壓位準，比如將在第15圖的線路1528上看到的。取決於電壓位準及形狀要求，這一系列電壓位準可以隨後被輸入到一訊號調節或映射電路。注意：第16圖中的訊號的振幅位準不是按比例繪製的。
第17圖係第15圖中所描繪的通訊頻道系統的一變體的示意性 方塊圖。在這個方面，該第一裝置1502進一步包括一第二LDA解調器電路1702，該解調器電路在線路1704上具有一輸入端並且在線路1706上具有一輸出端。一第一開關1707具有連接到該第一介面1510上的一輸入端、在線路1704上連接到該第二LDA解調器電路之輸入端上的一第一開關位置、在線路1508上連接到該第一調制器輸出端上的一第二開關位置、以及接受選擇性地將該第一開關輸入端連接到開關位置上的一第一控制訊號的線路1708上的一控制輸入端。
該第二裝置1514進一步包括一第二調制器1710，該第二調制器 在線路1712上具有一輸入端並且在線路1714上具有一輸出端。一第二開關1716具有連接到該第二介面1516上的一輸入端、在線路1520上連接到該第一LDA解調器電路1518的輸入端上的一第一開關位置、在線路1714上連接到該第二調制器輸出端上的一第二開關位置、以及接受選擇性地將該第二開關輸入端連接到開關位置上的一第二控制訊號的線路1718上的一控制輸入端。
第18圖係或第15圖或第17圖的第一調制器的示意圖，作為LDA-VCO啟用。該LDA-VCO 1800進一步包括一放大器1802，該放大器在線 路1804上具有一輸入端並且在線路1508上具有一輸出端。一電容器1808被連接在線路1804上的放大器輸入端及線路1508上的輸出端之間以控制放大器增益。一可變直流(DC)偏壓源1810響應於該基頻訊號1506而被連接到線路1804上的放大器輸入端上。一第一並聯諧振電路1812連接到線路1508上的放大器輸出端與線路1814上的一參考電壓(例如Vcc)。該第一並聯諧振電路1812在第一頻率具有一諧振。線路1508上的放大器輸出端提供在該第一頻率下定中心並且響應於該可變偏壓源而被調制的一訊號。電阻器1824將線路1804上的放大器輸入端連接到線路1826上的一參考電壓(例如接地)。
在此，該第一並聯諧振電路1812被顯示為使用與一電感器1818 並聯的電容器1816作為集總電路部件來啟用。然而，如熟習該項技術者將理解的，這種電路可以使用微帶線及帶狀線技術來啟用。可替代地，如虛線中所示，代替作為改變偏壓電流的結果進行調制，恆定偏壓電流被用於一變容或參量二極體1820及與該第一並聯諧振電路1812並聯的一電容器1821。該變容一極體1820從轉換電路1822接受一線路1823上的可變調諧電壓，該調諧電壓進而對線路1506上的基頻訊號做出響應。變容二極體作為一電路調諧元件使用係本領域中所熟知的。可替代地，但是未示出，線路1508上的調制訊號可以藉由將該電容器分離成兩個串聯電容器以及對相交節點進行採樣而從線路1804上的放大器輸入端或從電容器1816得到。在一未示出的方面，VCO的輸出被提供給一相位鎖定迴路，該相位鎖定迴路進而改變偏壓電流或變容二極體調諧電壓，以便穩定VCO操作頻率。
第19圖為一示意性方塊圖，示出了多種啟用LDA解調器的通訊頻道。LDA的特性允許EMI及功耗的減少。舉例來說，LDA能夠在非常低 的功耗位準解調FM。當被承載在積體電路(IC)之間的PCB軌跡線上時，FM對雜訊不敏感並且可以被用作資訊通道。連續FM調制具有平滑躍遷並且因此具有低位準的EMI。該LDA及其對應部分(第18圖的諧調VCO)具有一簡單的拓撲結構並且通常使用不超過幾個電晶體。低位準FM(例如-40dBm)可以藉由一簡單的低功耗VCO產生。基於該等特性，可以為邏輯電路聚積物理通訊，該實體層在該等邏輯電路中係FM調制的。
在一具體具體實施例中，並且由於FM的高抗干擾性，可以使用n進制符號速率(例如4-FSK)，這樣使得該符號速率係位元速率的½。然而，為了簡化，1符號=1位元被用於說明。使用上述通訊頻道，可以使用低功耗/低EMI邏輯晶片，該等邏輯晶片具有與低FM調制訊號通信之較低的一內部電壓(例如1V)。標準「0」及「1」的布林訊號僅用在該等IC的內部。IC 1900中的VCO 1902具有與固線傳輸介質1904連接的一輸出端。VCO 1902受線路1906上的邏輯內部訊號控制。例如，F_max可以是邏輯「0」並且F_min係邏輯「1」。在這個示例中，響應於0V產生了100MHz，並且對於1V產生了150MHz。VCO輸出位準在50歐姆傳輸線上可以為-40dBm，或6.3毫伏峰間值(mVpp)。具有1V的Vcc及-40dBm輸出的VCO的功耗在幾十微瓦(uW)範圍內。例如在第18圖中所描述的諧調VCO只需要一單晶體管及一LC電路。其他不需要電感器的VCO甚至更容易整合。
該固線傳輸介質1904的另一端係IC 1908。一LDA解調器電路1910(比如在第15圖中所描述的)在內部線路1912上具有一輸出端以提供該基頻訊號，該基頻訊號與用於調制VCO 1902的基頻訊號匹配。由於從該VCO 1902輸入的FM調制訊號振幅非常小，所以功耗(即使被終止)也在微瓦範圍內。如果 固線傳輸介質1904被用與4層PCB上的典型窄軌跡線對應之90歐姆的電阻器終止，則改善了抑制及LDA匹配。可替代地，可以使用具有約90歐姆之受控阻抗的傳輸線(例如，微帶線線)。作為另一個替代方案，如所示的，固線傳輸介質1904可以用電阻器1930及電容器1932終止到一參考電壓，例如接地或Vcc。 電阻器1930通常可以是90歐姆，並且電容器1932的電容取決於訊號調制或脈衝頻率。目標係使流過接地端的DC電流最小化以及使VCO 1902或LDA解調器電路1910不平衡的效果最小化，並且使調制訊號或脈衝的訊號在固線傳輸介質1918上以最小衰減通過。
通常，LDA具有低至約-100dBm的具有幾十MHz之頻寬的敏 感度，這樣使得在-40dBm +/- 20dB，該LDA遠高於其雜訊底。LDA的功耗在1V Vcc及-40dBm輸出處最小。在LDA解調器電路1910內部，基頻邏輯訊號可以只有100mV的小振幅。這個小訊號可以用一簡單的放大器放大至1Vpp並且可以可選擇地再生1到2個閘。
作為另一個選擇，VCO 1914將一調制訊號在第一載頻中發送給 LDA解調器1916。固線傳輸線1918在相對較低的峰間值電壓(例如50mVpp)承載了一連串第二頻率脈衝。FVC 1920接受這一系列第二頻率脈衝，將其轉換成一系列處於該編碼資訊速率的電壓位準，並且該映射電路1922提供與VCO 1914所調制訊號匹配的基頻訊號。
在另一個變體中，具有在固線傳輸介質1934上之輸入端的單極 雙投(single-pole double-throw,SP2T)開關切換到VCO 1926的輸出端內部埠或LDA解調器電路的輸入端內部埠，以允許半雙工有線通訊，例如與可以被動態地配置成輸入端、輸出端、或開路的邏輯處理器管腳相同。在開路情況下，可 以使用SP3T開關，其中一個開關位置向左打開或連接到一高阻抗。以類似的方式，IC 1900可以包括一LDA解調器電流源1936以從固線傳輸介質1938上的一電源(未示出)接受一調制訊號。最後，IC 1900包括一FVC電路1940以透過該固線傳輸線1942從一LDA解調器電路(未示出)接收一系列第二頻率脈衝。該FVC電路1940的電壓輸出被提供給映射電路1944，該映射電路進而在線路1946上提供一基頻訊號。任何微處理器、現場可程式設計閘陣列(FPGA)、特定用途IC(ASIC)及邏輯電路複雜性的增加係有限的，並且被因為使用LDA而變得不必要的部件的一減少所抵銷。具有額外的擲位置的開關可以被用於創建進一步的選項。
儘管已經使用了一FM調制的示例對上面的示例進行說明，使 用PM調制時類似的具體實施例係可能的。同樣，使用AM調制時類似的具體實施例係可能的，然而，使用AM可能影響雜訊特性，尤其是如果使用幅移鍵控(ASK)或開關鍵控(OOK)，因為它們由於尖銳的振幅躍遷可能產生EMI並且還可能對EMI電壓雜訊比較敏感。
第20圖為一示意圖，描繪了第15圖的LDA解調器的示例性版 本。行為原理如下。使放大器2000與該電容器2002環回地振盪。典型的放大器可以是NPN電晶體、PNP電晶體、FET電晶體、MOS電晶體、或雙閘FET電晶體。同樣，主動電路的配置可以是達林頓複合電晶體、共基極、共集極、共發射極、共源共閘或差動對等。可以使用其他類型的放大器，比如單級放大器、多級放大器、或邏輯放大器。放大器的製程可以為矽、Bi-CMOS、砷化鎵(GaAs)、或其他半導體製程。最簡單的具體實施例係從放大器2000的輸入端到輸出端具有180度位移，並且將電容器2002作為耦合元件控制放大器增益來維 持振盪。在一方面，該放大器輸出端及一參考電壓(例如Vcc)之間連接了一並聯諧振電路2004。在另一方面，增加一串聯諧振電路2006以形成四端電路。該四端電路被設計成在通帶中具有零相位的帶通濾波器。並聯諧振電路的一示例為與電容器並聯的電感器、恰當地放置一個或多個開路或一條或多條短路截線的傳輸線、晶體諧振器、表面聲波(SAW)電路、體聲波(BAW)電路、或該等內容的組合。類似地，串聯諧振電路為與電容器串聯安裝的電感器、恰當地放置一個或多個開路或一條或多條短路截線的傳輸線、晶體諧振器、SAW電路個BAW電路、或該等元件之組合。
該放大器2000在該四端電路的中心頻率或其附近產生諧振。當 用於FM解調時，例如，該電路被調整到該四端電路零相位範圍的中心。而且，能被無失真地解調的最大頻偏等於或大於零相位頻寬，所以該帶通濾波器四端電路被設計成用於容納目標偏移，不管係窄或寬。
當連接到放大器輸入端時，電阻器2008及電容器2010循環地 充電，並且當跨接該電阻器2008的電壓增大時，該放大器的輸出電流增大。同時，該放大器的輸入偏壓電流下降，並且在一給定閾值關閉該放大器並淬滅振盪。此時，電容器2010聚集的電荷放電到電阻器2008中，並且結果係，跨電阻器2008及電容器2010的電壓降低到零。循環重新啟動，並且因為跨電阻器2008及電容器2010的電位較低，所以來自偏壓電路2014的放大器偏壓電流增大，並且一段時間之後，振盪再次聚積。在一方面，該放大器輸入端的偏壓可以被設計成用於對放大器2000進行溫度補償。例如，如果放大器2000係由雙極晶體管製成，其基極-射極電壓(VBE)改變-2mV/度。如果使得DC偏壓電壓也降低-2mV/度，則該射極上的DC電壓保持恆定，並且因此，流過該電阻器2008 的DC電流保持恆定。
線路1522上的訊號係這一系列第二頻率脈衝(輸出重複頻率)， 並且其形狀可以類似於在該放大器2000的輸出端的第一(載)頻的包絡。該二極體2012將放大器2000與電阻器2008及電容器2010的RC電路耦合，並且充當具有較好RF行為的一低通濾波器。該二極體在導通時(輸入電壓的正半週期)具有低阻抗並且在不導通時(輸入電壓的負半週期)具有高阻抗，當負載有RC電路時充當整流器及低通濾波器。透過耦合電容器2018到線路1520上之放大器的適當輸入匹配可以將性能提高一顯著因數。可選地(見第9圖)，在二極體2012的陰極與放大器2000的輸入端之間可以連接一電容器以增強耦合並方便重複循環。在另一個未示出的具體實施例中，二極體2012可以用相對高值的一電感器替代(例如，第一並聯諧振電路2004的電感值的十倍，100nH到1mH)。在未示出的一進一步附加具體實施例中，二極體2012可以用一主動部件替代，例如適當偏壓的一電晶體。
與特拉維斯鑑頻器一樣，LDA解調器具有一「S」曲線特徵輸出， 因為使用了僅在如果輸入及輸出訊號為180度異相時振盪的低增益放大器。然而，因為該LDA解調器，該「S」曲線超過了該四端電路通帶頻寬。結果係，該LDA解調器不需要習知FM鑑頻器所需要的自動頻率控制(AFC)，因為響應不需要精確地位於該「S」曲線的中心。而是，該LDA解調器具有自動定中心的效果。如果頻偏變高，該重複率下降，並且如果頻偏下降或頻率更低，則重複變快。如果該「S」曲線非常寬，則它可以對非常寬的FM進行解調。另一方面，如果該「S」曲線較窄，則它可以對較窄的FM進行解調。
線路1522上的第二頻率脈衝包含相位及頻率資訊，並且被該FM 輸入訊號在較低的中頻中調制。當標準FM鑑頻器需要恆定的振幅時，該LDA解調器具有一較大的振幅輸出動態範圍，並且在線路1522上提供幾乎恆定的一重複率，不管輸入振幅較大或非常小。該基頻訊號被類比或數位的一頻率-電壓變換器(FVC)恢復。該LDA解調器的優點係在高動態範圍上的高敏感度、恆定的重複輸出振幅、高裙比(高選擇性)、以及為輸出訊號增加若干dB振幅的解調過程。
最佳的AM或相位解調發生在輸入訊號頻率被調整到LDA響應 之鐘形(Bell shape)的左側或右側斜坡時。而且，能被無失真或幾乎無失真地解調的最大頻偏在線性斜坡區域中，所以該諧振的四端電路必須被設計成用於容納目標偏移，不管是窄或寬。如果用(虛線中所示的)低通濾波器2016對線路1522上的輸出進行調節以移除射頻(RF)成分，可以恢復AM、ASK、或OOK調制訊號。對於AM解調，可能不需要該串聯諧振電路2006。作為一替代方案，該放大器的輸出端或輸入端也可以用濾波器2016進行低通濾波以提供解調AM訊號。進一步地，低通濾波器2016可以與該並聯諧振電路2004中的一節點(在兩個串聯電容器(未示出)的交點)耦合以提供一AM解調訊號。因為該低通濾波器將這一系列第二頻率脈衝轉換成處於該編碼資訊速率的一系列電壓位準，在一些方面，它可以被認為是一FVC電路。
第21圖為一數位FVC電路與映射電路之示意性方塊圖。線路 1522上的第二頻率脈衝可以透過流過作為暫態頻率計2100啟用的一FVC電路而轉換成一數位電壓V(k)，這樣使得線路1522上的第二頻率脈衝的頻率F(k)可以在線路1528上區別及輸出。例如，該暫態頻率計2100可以使用一數位計數器來對線路1522上的頻率進行計數，使用頻率至少是有待計數的頻率的兩倍 快的時脈。因此，如果1千赫茲(KHz)上的最快輸入週期為1，並且期望的解析度為0.1%，則該時脈必需至少等於(1kHz)/0.1%=1Mhz。因此，需要二進位計數器具有位元數log2(1MHz/1KHz)log2(1000)10。可替代地，在一數位反函數之後可以使用一暫態週期計。定標電路2102在如下定標之後提供了提供在線路1530上的數位電壓V(k)：V(k)=F(k)* K1+V0，其中：F(k)：暫態頻率的第k個樣本；K1：常數，單位為V/Hz；V0：恆定偏壓電壓，對應於產生的電壓的頻率，這樣使得：V(0)=F(0)* K1。
在將數位訊號提供給映射函數(未示出)之前需要該數位定標法。隨後的映射尤其在n進制邏輯訊號的情況下有用，因為該FVC電路輸出的多位準電壓訊號不需要使用消耗功耗的並聯模數轉換處理。
第22圖為一示意圖，描繪了一示例性類比FVC電路。線路1522上的輸入端係該LDA解調器的第二頻率脈衝輸出端。該FVC電路2200包括電容器2202、二極體2204、二極體2206、電阻器2208、電容器2210、及放大器2212。該電路作用以對線路1522上的第二頻率脈衝進行整流。該電路調諧作用以強調一些頻率優先於其他頻率，這樣使得所強調的頻率創建具有比未強調之頻率大振幅的一脈衝。從而，在編碼資訊速率創建了兩個或更多個電壓位準。如果該等電壓位準可以與彼此完全區分開，則該電路既可以充當FVC又可以充當映射電路。然而，可以進行進一步的訊號調節以在該等電壓位準之間創建一更大區別。
第23圖為一示例性訊號調節電路之示意圖。這種電路2300可 以被用於對第22圖的電路所提供的輸出訊號進行調節。如果線路1528上對於邏輯「1」的振幅峰間值小於所期望的峰間值(例如0.5Vpp)，可以將其放大以創建一期望的數位訊號位準。例如，如果這一系列電壓位準的振幅在線路1528上係0.1Vpp，則需要的增益可能是5到20。可以使用放大器2302，如示出的或在若干步驟中完成放大。此後，線路2304上已放大的訊號在比較器2308處於一參考電壓2306進行比較，並且當該訊號在該參考電壓以上時通過。可以增加一個或多個邏輯閘(示出了一個邏輯閘2310)以提供銳邊及期望的數位電壓振幅。當結合FVC電路使用時，電路2300可以被理解為用於二進位資料流的類比映射電路。
第24圖為一流程圖，展示了一種用於在EMI環境下在低功耗位 準下對訊號進行傳遞之方法。雖然為了清晰的目的，該方法被描述為一系列編號步驟，編號並不必須地表示步驟順序。應該理解的是，可以跳過、並存執行、或不需要保持嚴格序列循序執行該等步驟中的一些。然而，大致上，該方法遵守所描繪的步驟之數字順序。流程圖的理解由所附第1圖至附第23圖的解釋支持。該方法在步驟2400開始。
在步驟2402中，一第一裝置透過固線傳輸介質對具有一第一載 波頻率包括編碼資訊的調制訊號進行傳輸。在步驟2404中，該固線傳輸介質暴露在包括EMI的環境下。例如，該EMI可以是高斯雜訊、粉紅雜訊、熱雜訊、散粒雜訊、1/f雜訊、閃爍雜訊、突發雜訊、躍遷時間雜訊、崩潰雜訊、工業雜訊、大氣雜訊、太陽雜訊、宇宙雜訊、量化雜訊、串擾雜訊、電磁干擾、快速躍遷邏輯訊號EMI、透過一個或多個敏感電子電路產生EMI之閃爍光的結果、 或振盪器時脈產生的EMI。
在步驟2406中，該EMI與該硬線傳輸線上的調制訊號組合以創 建一混合訊號。在步驟2408中，包括LDA解調器電路的一第二裝置接收該混合訊號。在步驟2410中，該LDA解調器電路將該調制訊號放大，而不放大該EMI，並且在步驟2412中，該LDA解調器電路提供一解調基頻訊號。大致上，步驟2412提供了一n進制邏輯數位訊號、一類比訊號、或一音頻訊號。
該LDA解調器可以與習知的恢復雜訊中掩埋的微弱訊號的方法 比如取平均、選擇性放大、過濾、同步檢波、展頻及非線性RAMAN光放大器形成對照。伴隨著取平均，雜訊在若干週期上被降低。然而，該訊號沒有被放大。同樣，取平均需要一精確的觸發以用於參考，並且這個觸發在低訊號位準可能有干擾且有問題。選擇性放大及/或濾波係頻率相關並且靜止的，所以它們在頻率通帶中隨著時間不能提供任何改善或降低該通帶中的雜訊。如果頻寬較大的話這係有問題的。同樣，選擇性放大器具有有限的雜訊抑制。
同步檢波需要一相位鎖定迴路(PLL)將其鎖定到輸入訊號，這暗 示了一窄頻(除非使用了更複雜的方法)，並且在低訊號位準時也可能有問題。用直接序列展頻(DS-SS)，在傳輸的調制過程中該等位元遍佈於一較寬的頻譜，並且最後在有耗介質上通訊。接收器散開能量並使解調訊號顯得比雜訊底高得多(例如GPS具有一千的典型展頻因數)。以此方式，可以克服非常高的衰減。當然，該放大需要一DS-SS發射器，該發射器對於許多應用都是不實用的。使用RAMAN分散式光放大器，可以在超過幾百或幾千千米的光纖上以最小的再生提高SNR並對其進行資料傳輸。然而，此外，這種設備的使用在大多數應用中不實用。
在步驟2402中傳輸調制訊號通常包括以下格式中的一的調制訊 號：頻率調制(FM)、相位調制(PM)、二進位頻移鍵控FSK、n進制頻移鍵控(n-FSK)、高斯頻移鍵控(GFSK)、n進制高斯頻移鍵控(n-GFSK)、最小頻移鍵控(MSK)、n進制最小頻移鍵控調制(n-MSK)、高斯最小頻移鍵控(GMSK)、n進制高斯最小頻移鍵控(n-GMSK)、脈寬調制(PWM)或振幅調制(AM)。例如，步驟2402可以傳輸被調制成承載一基頻n進制邏輯數位訊號的一訊號，其中，n係大於1的偶數。然而，在步驟2412中提供該基頻訊號包括提供一n進制邏輯數位訊號。更明確地，步驟2412可以提供n個邏輯位準的單資料流程或log2(n)個邏輯資料流程。在另一個示例中，步驟2402對一n-FSK調制的FM訊號進行傳輸，並且步驟2412提供log2(n)個基頻二進位邏輯數位訊號流。
在一個方面，在步驟2404中透過該固線傳輸介質對該調制訊號 進行傳輸包括經由一固線傳輸介質進行傳輸，該固線傳輸介質可以是單端或差動訊號介質，例如，PCB金屬軌跡線、導電油墨、導電半導體軌跡線、導電聚合物軌跡線、不良導體軌跡線、半金屬導體、導電軌跡線、奈米管導體、導線、導線雙絞線、雙導線雙絞線、四導線雙絞線、DSL線、乙太網線、連接器、導線束、微帶線、波導管、光纖電纜、電力線、同軸電纜或帶線介質。在另一方面，在步驟2412中提供該解調基頻訊號包括多個子步驟。步驟2412a將調制訊號轉換成一系列具有至少是該編碼資訊速率之兩倍變化率的第二頻率脈衝，在此還被稱為重複頻率訊號、虛擬數位脈衝調制訊號、或f_rep。步驟2412b將該系列第二頻率脈衝轉換成一系列處於該編碼資訊速率的電壓位準。如上所述，例如在第21圖至第23圖的解釋中，在一些方面，步驟2412b可以執行映射步驟，將這一系列電壓位準映射成一n進制邏輯數位訊號。在一不同方面，在步 驟2401中該第一裝置接收一功耗控制訊號。在步驟2402中對該調制訊號進行傳輸包括該第一裝置響應於該控制訊號而在一功耗位準下對該調制訊號進行傳輸。
第25圖為一流程圖，展示了一種用於在低功耗位準下對訊號進 行傳遞之方法。該方法在步驟2500開始。在一第一次，在步驟2502中，一第一裝置透過一第一固線傳輸介質對一帶有編碼資訊的基頻訊號進行傳輸。在該第一次，在步驟2504中，當在一最小足夠第一功耗位準或更大功耗位準下對該基頻訊號進行傳輸時，一第二裝置成功接收該基頻訊號。在一第二次，在步驟2506中，該第一裝置對該基頻訊號進行調制，從而創建一具有第一載波頻率包括該編碼資訊的調制訊號。通常，該第一裝置對一個是n進制邏輯數位訊號的基頻訊號或一音頻訊號進行調制。然而，該基頻訊號可以是數位的或類比的，並且不限於任何具體的頻率範圍。在該第二次，在步驟2508中，該第一裝置在比該第一功耗位準更小的一第二功耗位準下透過該第一硬線傳輸介質將該調制訊號傳輸至該第二裝置。在該第二次，在步驟2510中，該第二裝置使用一對LDA解調器電路，成功地將該調制訊號轉換成該基頻訊號。
在一個方面，該第一裝置在該第一次在步驟2502中傳輸該基頻訊號包括透過log2(n)個固線傳輸介質對基頻二進位邏輯訊號進行傳輸，其中，n係大於1之偶數。然後，該第一裝置在該第二次在步驟2506中對該基頻訊號進行調制包括對一n進制邏輯數位訊號進行調制，從而創建一n進制調制訊號。在該第二次中的步驟2508中對該調制訊號進行傳輸包括僅透過該第一固線傳輸介質對該n進制調制訊號進行傳輸，以及該第二裝置在步驟2510中成功地將該n進制調制訊號轉換成該n進制邏輯數位訊號。
在一個方面，在該第二次在步驟2508中透過該第一固線傳輸介 質對該調制訊號進行傳輸包括經由一固線傳輸介質進行傳輸，該固線傳輸介質係、單端訊號介質或差動訊號介質，例如，PCB金屬軌跡線、導電油墨、導電半導體軌跡線、導電聚合物軌跡線、不良導體軌跡線、半金屬導體、導電軌跡線、奈米管導體、導線、導線雙絞線、雙導線雙絞線、四導線雙絞線、DSL線、乙太網線、連接器、導線束、微帶線、波導管、光纖電纜、電力線、同軸電纜或帶線介質。
在另一方面，在該第二次之後，在步驟2512中，該第一裝置接 收一功耗控制訊號。在一第三次，在步驟2514中，響應於接收到該功耗控制訊號，該第一裝置在比該第二功耗位準更小的一第三功耗位準下對該調制訊號進行傳輸。然後，在該第三次，在步驟2516中該第二裝置成功將該調制訊號轉換成該基頻訊號。
提供了系統及方法用於在EMI環境中在低功耗位準傳遞基頻資訊。已經介紹了具體的電路拓撲、硬體單元及處理步驟的示例以對本發明進行說明。然而，本發明並不僅限於該等示例。熟習該項技術者將認識到本發明的其他變體及具體實施例。
1500‧‧‧通訊頻道
1502‧‧‧第一裝置
1504‧‧‧第一調制器
1506‧‧‧線路
1508‧‧‧線路
1510‧‧‧第一介面
1512‧‧‧固線傳輸介質
1514‧‧‧第二裝置
1516‧‧‧第二介面
1518‧‧‧第一對數檢波器放大器(LDA)解調器電路
1520‧‧‧線路
1522‧‧‧線路
1524‧‧‧第一頻率電壓轉換器(FVC)
1528‧‧‧線路
1530‧‧‧線路
1532‧‧‧映射電路

Claims (25)

  1. 一種低功耗雜訊不敏感通訊頻道，包括：一第一裝置，包括：一第一調制器，具有一接受帶有編碼資訊的基頻訊號的輸入端及一提供具有一第一載波頻率包括該編碼資訊的調制訊號的輸出端；一第一介面，連接到一固線傳輸介質上以提供該調制訊號；一第二裝置，包括：一第二介面，連接到該硬線傳輸介質上的；一第一對數檢波器放大器(logarithmic detector amplifiers,LDA)解調器電路，具有連接到該第二介面上的一輸入端及提供帶有該編碼資訊的該基頻訊號之一輸出端。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之通訊頻道，其中，該第一調制器接受從以下各項組成之群組中選擇的一基頻訊號：n進制邏輯數位訊號、數位類比轉換訊號、類比訊號及音頻訊號。
  3. 如申請專利範圍第1項所述之通訊頻道，其中，該LDA解調器電路包括接受一系列具有是編碼資訊速率的至少兩倍的變化速率的第二頻率脈衝的一頻率電壓轉換器(frequency-to-voltage converter,FVC)，並且在該編碼資訊速率下將該系列第二頻率脈衝轉換成一系列電壓位準。
  4. 如申請專利範圍第1項所述之通訊頻道，其中，該第一調制器係一接受n進制邏輯數位訊號並且提供一n頻移鍵控(n-FSK)調制FM訊號之一電壓控制振盪器(voltage-controlled oscillator,VCO)；以及其中，該第一LDA解調器電路提供該n進制邏輯數位訊號。
  5. 如申請專利範圍第1項所述之通訊頻道，其中，該第一裝置進一步包括：一第二LDA解調器電路，具有一輸入端及一輸出端；以及一第一開關，具有連接到該第一介面上的輸入端、連接到該第二LDA解調器電路之輸入端上的一第一開關位置、連接到該第一調制器輸出端上的一第二開關位置，以及一接受選擇性地將該第一開關輸入端連接到一開關位置上的第一控制訊號的控制輸入端。
  6. 如申請專利範圍第5項所述之通訊頻道，其中，該第二裝置進一步包括：一第二調制器，具有一輸入端及一輸出端；以及一第二開關，具有連接到該第二介面上的一輸入端、連接到該第一LDA解調器電路之輸入端上的一第一開關位置、連接到該第二調制器輸出端上的一第二開關位置、以及接受選擇性地將該第二開關輸入端連接到一開關位置上的第二控制訊號的一控制輸入端。
  7. 如申請專利範圍第1項所述之通訊頻道，其中，該第一調制器為一LDA-VCO，包括：一放大器，具有一輸入端及一輸出端；一電容器，連接在該放大器輸入端及輸出端之間；一可變直流(DC)偏壓源，連接到該放大器輸入端上，響應於該基頻訊號；一第一並聯諧振電路，連接在該放大器輸出端及一參考電壓之間，在該第一頻率下具有一諧振；以及其中，該放大器輸出端提供一在該第一頻率下定中心並且響應於該可變偏壓源而被調制的訊號。
  8. 如申請專利範圍第1項所述之通訊頻道，其中，該調制器為一LDA-VCO， 進一步包括：一放大器，具有一輸入端及一輸出端；一電容器，連接在該放大器輸入端及輸出端之間；一DC偏壓源，連接到該放大器輸入端上；一條第一並聯諧振電路，連接在該放大器輸出端及一參考電壓之間，在該第一頻率下具有一諧振；一變容二極體，與該第一並聯諧振電路並聯，用於響應於該基頻訊號而接受一可變調諧電壓；以及其中，該放大器輸出端提供在該第一頻率下定中心並且響應於該可變調諧電壓而被調制之一訊號。
  9. 如申請專利範圍第1項所述之通訊頻道，其中，該第一調制器從由以下各項組成的組中選擇的一格式來提供該調制訊號：頻率調制(FM)、相位調制(phase modulation,PM)、二進位頻移鍵控FSK、n進制頻移鍵控(n-FSK)、高斯頻移鍵控(GFSK)、n進制高斯頻移鍵控(n-GFSK)、最小頻移鍵控(minimum-shift keying,MSK)、n進制最小頻移鍵控調制(n-MSK)、高斯最小頻移鍵控(Gaussian frequency-shift keying,GMSK)、n進制高斯最小頻移鍵控(n-GMSK)、脈寬調制(pulse width modulation,PWM)以及振幅調制(AM)。
  10. 如申請專利範圍第1項所述之通訊頻道，其中，從由以下各項組成的組中選擇該傳輸介質：單端及差動訊號介質、印刷電路板(printed circuit board,PCB)金屬軌跡線、導電油墨、導電半導體軌跡線、導電聚合物軌跡線、不良導體軌跡線、半金屬導體、導電軌跡線、奈米管導體、導線、雙導線雙絞線、四導線雙絞線、DSL線、乙太網線、連接器、導線束、微帶線、波導管、光纖 電纜、電力線、同軸電纜以及帶線。
  11. 如申請專利範圍第1項所述之通訊頻道，其中，該第一調制器具有接收可變功耗位準控制訊號之一功耗控制埠，並且其中該第一調制器在一功耗位準下響應於該功耗位準控制訊號而提供該調制訊號。
  12. 一種用於在一電磁干擾(electromagnetic disturbance,EMI)環境之低功耗位準下傳遞訊號之方法，該方法包括：一第一裝置透過一固線傳輸介質對具有包括編碼資訊的一第一載波頻率的一調制訊號進行傳輸；該固線傳輸介質暴露在包括EMI之一環境下；該EMI在該硬線傳輸線上與該調制訊號組合，從而創建一混合訊號；一第二裝置包括接收該混合訊號的一對數檢波器放大器(LDA)解調器電路；該LDA解調器電路對該調制訊號進行放大而不對該EMI進行放大；以及該LDA解調器電路提供一解調基頻訊號。
  13. 如申請專利範圍第12項所述之方法，其中，從以下各項組成的群組中選擇該EMI：高斯雜訊、粉紅雜訊、熱雜訊、點擊雜訊、1/f雜訊、閃爍雜訊、突發雜訊、躍遷時間雜訊、崩潰雜訊、工業雜訊、大氣雜訊、太陽雜訊、宇宙雜訊、量化雜訊、串擾雜訊、電磁干擾、一個或多個快速躍遷邏輯訊號EMI、由於閃爍光而由一敏感電子電路產生的EMI、以及由一振盪器時脈產生的EMI。
  14. 如申請專利範圍第12項所述之方法，其中，對該調制訊號進行傳輸包括該調制訊號在從由以下各項組成的組中選擇的一種格式下：頻率調制(FM)、相 位調制(PM)、二進位頻移鍵控FSK、n進制頻移鍵控(n-FSK)、高斯頻移鍵控(GFSK)、n進制高斯頻移鍵控(n-GFSK)、最小頻移鍵控(MSK)、n進制最小頻移鍵控調制(n-MSK)、高斯最小頻移鍵控(GMSK)、n進制高斯最小頻移鍵控(n-GMSK)、脈寬調制(PWM)以及振幅調制(AM)。
  15. 如申請專利範圍第12項所述之方法，其中，對該調制訊號進行傳輸包括傳輸被調制成用於攜帶基頻n進制邏輯數位訊號的一訊號；以及其中，提供該基頻訊號包括為該基頻提供該n進制邏輯數位訊號。
  16. 如申請專利範圍第12項所述之方法，其中，對該調制訊號進行傳輸包括對一n頻移鍵控(n-FSK)調制FM訊號進行傳輸；以及其中，提供該基頻訊號包括提供log2(n)條基頻二進位邏輯數位訊號流。
  17. 如申請專利範圍第12項所述之方法，其中，透過該固線傳輸介質對該調制訊號進行傳輸包括藉由從由以下各項組成的組中選擇的一固線傳輸介質進行傳輸：單端及差動訊號介質、印刷電路板(PCB)金屬軌跡線、導線、導線雙絞線、導電油墨、導電半導體軌跡線、導電聚合物軌跡線、不良導體軌跡線、半金屬導體、導電軌跡線、奈米管導體、雙導線雙絞線、四導線雙絞線、DSL線、乙太網線、連接器、導線束、微帶線、波導管、光纖電纜、電力線、同軸電纜以及帶線。
  18. 如申請專利範圍第12項所述之方法，其中，提供該解調基頻訊號包括：將該調制訊號轉換成一系列具有是編碼資訊速率的變化速率的至少兩倍的變化速率的第二頻率脈衝；以及在該編碼資訊速率下將該系列第二頻率脈衝轉換成一系列電壓位準。
  19. 如申請專利範圍第12項所述之方法，其中，提供該基頻訊號包括提供一從 由以下各項組成之群組中選擇的基頻訊號：n進制邏輯數位訊號、類比訊號、以及音頻訊號。
  20. 如申請專利範圍第12項所述之方法，進一步包括：該第一裝置接收一功耗控制訊號；以及其中，該第一裝置對該調制訊號進行傳輸包括該第一裝置響應於該控制訊號而在一功耗位準下對該調制訊號進行傳輸。
  21. 一種用於在低功耗位準下對訊號進行傳送之方法，該方法包括：在一第一次，一第一裝置透過一第一固線傳輸介質對一帶有編碼資訊的基頻訊號進行傳輸；在該第一次，當在一最小足夠第一功耗位準或更大功功耗位準下對該基頻訊號進行傳輸時，一第二裝置成功接收該基頻訊號；在一第二次，該第一裝置對該基頻訊號進行調制，從而創建具有包括該編碼資訊的第一載波頻率之一調制訊號；在該第二次，該第一裝置在比該第一功耗功耗位準更小的一第二功耗位準下透過該硬線第一傳輸介質將該調制訊號傳輸至該第二裝置；以及在該第二次，該第二裝置使用一對數檢波器放大器(LDA)解調器電路成功地將該調制訊號轉換成該基頻訊號。
  22. 如申請專利範圍第21項所述之方法，其中，該第一裝置在該第一次傳輸該基頻訊號包括透過log2(n)個固線傳輸介質對基頻二進位邏輯數位訊號進行傳輸，其中，n係大於1之偶數；其中，該第一裝置在該第二次對該基頻訊號進行調制包括對一n進制邏輯數位訊號進行調制，從而創建一n進制調制訊號； 其中，在該第二次對該調制訊號進行傳輸包括僅透過該第一固線傳輸介質傳輸該n進制調制訊號；以及其中，該第二裝置在該第二次成功將該調制訊號轉換成該基頻訊號包括將該n進制調制訊號轉換成該n進制邏輯數位訊號。
  23. 如申請專利範圍第21項所述之方法，其中，該第一裝置在該第二次對該基頻訊號進行調制包括該第一裝置對從由以下各項組成之群組中選擇的一基頻訊號進行調制：n進制邏輯數位訊號、數位類比轉換訊號、類比訊號、以及音頻訊號。
  24. 如申請專利範圍第21項所述之方法，其中，在該第二次透過該第一固線傳輸介質對該調制訊號進行傳輸包括藉由從由以下各項組成之群組中選擇的一固線傳輸介質進行傳輸：單端及差動訊號介質、印刷電路板(PCB)金屬軌跡線、導電油墨、導電半導體軌跡線、導電聚合物軌跡線、不良導體軌跡線、半金屬導體、導電軌跡線、奈米管導體、導線、導線雙絞線、雙導線雙絞線、四導線雙絞線、DSL線、乙太網線、連接器、導線束、微帶線、波導管、光纖電纜、電力線、同軸電纜以及帶線。
  25. 如申請專利範圍第21項所述之方法，進一步包括：該第二次之後，該第一裝置接收一功耗控制訊號；在一第三次，響應於接收到該功耗控制訊號，該第一裝置在比該第二功耗位準更小的一第三功耗位準下對該調制訊號進行傳輸；以及在該第三次，該第二裝置成功將該調制訊號轉換成該基頻訊號。
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