JP2001525139A - 周波数選択デジタル伝送チャネルの等化及び復号装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 等化器と重み付き出力デコーダとを有するモジュールを含む等化・復号装置において、前記の装置は前記の型の複数のモジュールを直列に含み、前記のモジュールの各等化器がノイズ力を低下させるための少なくとも１つのトランスバーサルフィルタを有し、また１以上のランクの各モジュールが、前段のモジュールの処理時間に等しい量だけ遅延されたチャネルサンプル流を受ける事を特徴とする等化・復号装置。

Description

【発明の詳細な説明】 周波数選択デジタル伝送チャネルの等化及び復号装置 本発明は周波数選択デジタル伝送チャネルの等化及び復号装置に関するもので ある。先行技術の概要 デジタル伝送においては、受信装置はカスケード状に配置された複数の要素機 能と見なす事ができ、各機能がフィルタリング、復調、等化、復号などの特定の 処理を実施する。 一般に、いずれか１つの要素機能によって実施される処理はその利用可能の情 報の一部のみを利用し、その結果、受信器の性能全体が不適切となる。 本発明の目的はこのような問題点を解決するにある。 多くの研究者が最大尤度（maximum likelihood）に依存する型の、時には誤称 によって「ビテルビ(Viterbi)等化器」と呼ばれる等化器またはデテクタに基づ く種々の型の受信器を使用する事によって、チャネルに導入される記号間干渉を 解決する方法を提案している。この分野における最も有意義な貢献は下記である 。 [1]A.Gersho,and T.I.Lim，"Adaptive cancellation of intersymbol interfe rence for data transmission",The Bell System Technical Journal，Vol．60 ，No.11,pp.1997-2021，November 1981． [2]M.S.Muller,and J.Salz，"A unified theory of data-aided equalization "，The Bell System Technical Journal，Vol.60，No.9，pp.2023-2038,Novembe r 1981． これらの論文において、これらの研究者はチャネルの周波数選択によって導入 された記号間の干渉をノイズレベルの上昇を伴なわないで除去するために適合フ ィルタと干渉キャンセラーとを結合した受信器を提案している。干渉キャンセラ ーは簡単なトランスバーサルフィルタから成る受信器によって予め生成された復 号記号（ファーム・デシジョン）を供給される。本発明との相違点は、本発明の 等化器がチャネルデコーダによって生成された重み付き判断を供給され、第２に 本発明は反復的方法を使用するにある。もちろん、[1]と[2]に記載の受信器は本 発明の受信器と同程度にすぐれた性能を示さない。 また判断フィードバック等化器と周期的インタリーバと結合されたチャネルデ コーダとを使用するため、下記の提案が成されている。 [3]V.M.Eyuboglu,"Detection of coded modulation signals on linear,sever ely distorted charmels using decision feedback noise predection with int erleaving"，IEEE Transactions on Communications，Vol.36,No.4,pp.401-409 ，Apri1 1988. この著者は、このアプローチにより一定の条件のもとに等化器がデコーダから 導入された遅延の巧妙な管理によってデコーダの出力を利用できる事を示してい る。もちろんこのようにして得られる性能は伝達データによって制御された判断 フィードバック等化器の性能より高くはない。［3］に記載のシステムは本発明 よりも低い性能を示す。 さらに下記の文献を引用する。 [4]K.Zhou，J.G.Proakis，and F.Ling，"Decision feedback equalization of fading dispersive channels with trellis-coded modulation"，Int．Conf．C ommun．Tech.,Nanjing，China，November 1987． [5]K.Zhou，and J.G.Proakis，"Coded reduced bandwidth QAM with decision feedback equalization",Conf．Rec.IEEE Int．Conf．Commun.，Philadelphia ，PA,pp.12.6.1-12.6.5，June 1988． これら２つの論文はV.M.Eyubogluの手順と類似の手順を示しているが、これは フェージングを示すチャネルおよび再帰最小自乗（ＲＬＳ）格子型の標準を使用 する判断フィードバック等化器に対するものである。等化器の収束率は文献[3] よりもすぐれているが、誤差率に関する性能は不変である。 さらに、下記の文献、 [6]C.Douillard，A.Glavieux，M.Jezequel，and C.Berrou，"Dispositif de r eception de signaux numeriques ａ structure iterative，module et procede correspondants"[Digital signal receiver apparatus of iterative structur e，and corresponding module and method]，French Patent No.95 01603，Fran ce Telecom，TDF，February 1995. においては、デコーダによって導入された種々の遅延の管理を可能とする反復法 によって、最大尤度（maximum likelihood）デテクタ（Viterbi等化器）をチャ ネルデコーダと組合わせる構造が提案されている。 しかしこの文献に記載の装置は数記号のオーダの応答時間を有するチャネルに ついてのみ適当である。 本発明によって提案された装置は、多数の記号にわたる応答時間を有する等化 チャネルに対して特に適合している。発明の概要 本発明は、等化器と重み付き出力デコーダとを有するモジュールを含む等化・ 復号装置において、前記の装置は前記の型の複数のモジュールを直列に含み、前 記のモジュールの各等化器がノイズカを低下させるための少なくとも１つのトラ ンスバーサルフィルタを有し、また１以上のランクの各モジュールが、先行モジ ュールの処理時間に等しい量だけ遅延されたチャネルサンプル流を受ける事を特 徴とする等化・復号装置に関するものである。 好ましくは、１より大なるランクの各モジュールにおいて、各等化器は第２ト ランスバーサルフィルタを含み、この第２フィルタは第１フィルタの出力に存在 する記号間干渉を再構築するように設計され、また前記第２フィルタは先行モジ ュールからの出力を受け、等化器の出力が第１フィルタの出力マイナス第２フィ ルタによって再構築された記号間干渉に対応する。 望ましくは、１以上のランクのモジュールについて、チャネルサンプル流を受 けるトランスバーサルフィルタは適合フィルタにむかって収束するフィルタであ る。 従って本発明の装置は複数のモジュールをカスケード状に含み、各モジュール が等化器と重み付き出力デコーダとを有する。 ランク１のモジュールの等化器はノイズ力と記号間干渉との両方を低減するた めのトランスバーサルフィルタを有する。このフィルタは復調器からのサンプル 流を受ける。好ましい変形において、１以上のランクの各モジュールの等化器は ２つのトランスバーサルフィルタを有する。第１フィルタはチャネルに適合させ られノイズ力を低下させるためのみに役立つのに対して、第２フィルタは適合フ ィルタの出力に存在する記号間干渉を再構築するためのものである。適合フィル タは先行モジュールの処理時間に等しい量だけ遅延された復調器からのサンプル 流を受け、また第２トランスバーサルフィルタは先行モジュールのチャネルデコ ーダの出力から計算された記号平均値流を供給される。等化器の出力は第１フィ ルタの出力マイナス第２フィルタによって再構築された記号間干渉に等しい。 従ってこのような反復構造により、等化器はチャネルの選択性によって導入さ れる記号間干渉を解決するため、変調器からの出力とチャネルデコーダからの出 力との両方を使用する。等化器はその処理を遂行するため、伝送チャネルの特性 と、エンコーディング機能によって導入される冗長度とを同時的に考慮する。 このようにして、記号間干渉を伴なわずエンコーディングを伴なう追加的ホワ イトガウスノイズを有するチャネル性能に類似した性能を得る事ができる。 変更態様として、等化器はまたフィードバック判断型とする事ができよう。図面の概要 第１図は伝送システムの概略ブロックダイヤグラム、 第２図は本発明の可能な実施態様を成す復号等化器装置の反復構造を概略図示 するブロックダイヤグラム、 第３図は第２図の構造中のそれぞれのモジュールの構造を示すブロックダイヤ グラム、 第４図はポラートおよびフリードランダーチャネルの伝達関数のゼロ点をプロ ットされたグラフ、 第５図は復号後の誤差率をＥｂ／Ｎｏ比の関数として示すグラフであって、ポ ラートおよびフリードランダーチャネルにおける４−ＰＳＫ変調に際しての第２ 図および第３図に示す型の装置の性能を示す図、 第６図は復号後の誤差率をＥｂ／Ｎｏ比の関数として示すグラフであって、ポ ラートおよびフリードランダーチャネルにおける１６−ＱＡＭ変調に際しての第 ２図および第３図に示す型の装置の性能を示す図、 第７図および第８図はそれぞれ４−ＰＳＫおよび１６−ＱＡＭ型変調において それぞれ４ｄＢおよび７ｄＢに等しいＥｂ／Ｎｏ比で得られる第２図および第３ 図に図示の型の装置の順次モジュールのトランスバーサルフィルタの入力におけ る信号配位ダイヤグラム、 第９図はプロアキスチャネルの伝達関数のゼロ値をプロットされたグラフ、ま た 第１０図と第１１図はプロアキスチャネルにおいてそれぞれ４−ＰＳＫ変調と １６−ＱＡＭ変調における本発明の装置の性能を示す第５図および第６図と類似 のグラフである。発明の実施態様の詳細な説明 伝送システム 第１図は１ビット毎Ｔｂ秒のレートでデータ源から発生されるバイナリデータ αｋの伝送システムの概略を示す。 このデータαｋはチャネルエンコーダ１によって符号化される。各２ｍコード ビットセットＣ_n,I；ｉ＝１．．．２ｍがＭ−進からバイナリへのエンコーダ２ によって、分散σ² _dの複素記号ｄ_n＝ａ_n＋ｊｂ_nと組合わされる。記号ｄｎはイ ンターリーバ３によって交錯され、次に１記号毎Ｔ秒（Ｔ＝Ｔ_bｌｏｇ₂Ｍ）のレ ートで発生される。記号ａ_nとｂ_nはその値をセット｛±１，±３，．．．±（２ の値は２つのキャリヤの求積振幅変調（Ｍ−ＱＡＭ変調）のために使用される。 変調器、復調器、伝送媒質、伝送フィルタおよび受信フィルタを含むシステム が第１図において等価離散的チャネル４によって示され、この離散チャネル４は 付加的ノイズＷｎによって擾乱される。等価離散チャネル４からの出力ｒ_nは下 記の式（１）の形を取る。 ここに、Γｋ（ｎ）項は等価離散チャネルの係数、おそらく複素係数であり、ま たこれらの係数は正規化され、例えばこれらの係数が下記の通常の仮説を満たす ものと仮定される。 量Ｗｎは、記号ｄ_nとは独立の、分散σ² _wのガウス定心ホワイトノイズである 。 等価離散チャネル４は伝達関数Ｃ（ｆ）を有し、従って記号間干渉を導入し、 この干渉の原因部分と非原因部分がそれぞれ記号Ｌ２とＬ１に影響する。 装置の一般構造 提案された装置において、等化器とチャネル復号器とによって実施される処理 が反復実施される。 この種の装置のブロックダイヤグラムが第２図に図示されている。図示の装置 はＰ要素モジュールに対応し、これらのモジュールの各モジュールｐ；ｐ＝１． ．．Ｐが１つの反復に対応する。１つのモジュールが特に等化器およびチャネル 復号器を含む複数の機能を有する。１＜ｐ≦Ｐとなるようなモジュールｐの入力 は、第１に等価離散チャネルから入力されて遅延ラインＲ２．．．Ｒｐによって １つのモジュールの処理時間の（ｐ−１）倍に等しい量（モジュール待ち時間） だけ遅延されたサンプル流｛ｒ_n｝_p-1によって構成され、また第２にモジュール （ｐ−１）に属するチャネル復号器の出力から計算される記号ｄ_nの平均値 属する等化器はその処理を実施する際に、等価離散チャネルの出力とエンコーダ によって導入される冗長度との両方を利用する事ができる。 第１モジュール（ｐ＝１）に属する等化器は等価離散チャネルから来る情報に ついてのみ、その処理を実施する事ができる。要素モジュールの構造 第３図は、等化器４，デインタリーバ５，Ｍ進からバイナリへの変換器６，重 ンタリーバ９とから成る第ｐ要素モジュールの構造を示す。等化器の構造 第３図の実施例において、等化器４は干渉キャンセラー型である。 この等化器４は、それぞれ周波数応答Ｐ（ｆ）とＱ（ｆ）とを有する２つのト ランスバーサルフィルタから成る。１＜ｐ≦Ｐの場合、フィルタＰ（ｆ）への入 力はサンプル流｛ｒ_n｝_p-1によって構成され、またフィルタＱ（ｆ）への入力 フィルタＰ（ｆ）は、チャネルの応答Ｃ（ｆ）に適合したフィルタ上の反復全 体に収束し、（Ｌ₁＋Ｌ₂＋１）係数を有し、ノイズＷｎの力を低減させるための みに役立つ。この適合フィルタの理論的等式は下記である。 ここに、符号＊は係数の共役を示す。 中心係数がゼロに設定された（ｑ₀＝０）フィルタＱ（ｆ）は、反復の生じる を再構築するのに役立つ。フィルタＱ（ｆ）は最大限、（２Ｌ₁＋２Ｌ₁＋１）の 係数を有する。最適Ｑ（ｆ）フィルタの理論等式は下記によって与えられる。 ここに、 次に等化器からの出力ｓ_nは、単にフィルタＱ（ｆ）によって再構成された記 号間干渉ｙｎをフィルタＰ（ｆ）の出力Ｘｎから差し引く事によって得られる。 第１モジュール（ｐ＝１）に属する等化器は応答Ｐ（ｆ）を有する単一のフィ ルタによって構成され、このフィルタはＣ（ｆ）には適合しないが等価離散チャ ネル４からの出力中に存在するノイズ力と記号間干渉とを同時的に最小限にする 事ができる。等化器フィルタの係数の計算 自乗誤差に基づいた確率学的グラジエント・アルゴリズムを使用して適合的に決 定される。 瞬間ｎＴにおけるフィルタＰ（ｆ）とＱ（ｆ）のそれぞれの係数を成分とする ベクトルに対する下記の記号法、 を使用して、下記のように書く事ができる： および ここに、 （ここに、ｔは移項された関数を示す）は、瞬間ｎＴにおいて等化器によって生 成されまた等化器によって使用される記号ｄｎのそれぞれ観察ベクトルおよび平 均値ベクトルである。またμおよびμ’は２つの適合歩み幅係数であり、また もちろんフィルタ係数を適合的に推定する他の方法、例えばＲＬＳ推定法を考 慮する事ができる。 Ｍ−ＱＡＭ変調については、記号ａ_nおよびｂ_nの復号規則は下記等式（２）で ある。 第１モジュール（Ｐ＝１）については、フィルタＰ（ｆ）の係数のみが更新さは等化器の出力Ｓ_n＝Ｕ_n＋ｊＶ_nから復号された記号である。この復号規則は， られる。インタリーバおよびデインタリーバ かれた記号ａ_nおよびｂ_nに対して実施される。パラメータＮはＭ＝２^pより大き な２のベキに等しくなければならない。 対（ｉ，ｊ）については、ｉは固定され(ｉ＝０，１，．．．，(Ｎ₁−１))、 ０から（Ｎ₂−１）の範囲内を変動するｊについては、出力された記号の座標（ ｉ_l，ｊ_l）は下記である。 ｉ_l＝２ ｍｏｄ_N1/2（Ｘ）＋１ ｊ_l＝ｍｏｄ_N2（ｙｊ） ここにｍｏｄ_lはモジュロ_lを意味する。 この際に、ｉが偶数ならばｘ＝１／２（２ｊ＋ｉ）、 ｉが奇数ならばｘ＝１／２（２ｊ＋ｉ−１）。 また： Ｙ＝７ ｉｆ ｚ＝０ Ｙ＝２９ ｉｆ ｚ＝４ Ｙ＝１７ ｉｆ ｚ＝１ Ｙ＝１３ ｉｆ ｚ＝５ Ｙ＝１１ ｉｆ ｚ＝２ Ｙ＝２１ ｉｆ ｚ＝６ Ｙ＝２３ ｉｆ ｚ＝３ Ｙ＝１９ ｉｆ ｚ＝７ ここに、ｚはｘモジュロ８に等しい。 デインタリーバ９の機能はインタリーバ３の対であるから、そのインプリメン テーションは前記から直接に誘導する事ができる。 このような記号の交錯は特に有利である。これは特に種々の計量におけるノイ ズを克服する事を可能とし、この場合にデコーダの出力における性能は交錯法が ２進データについて実施される場合よりもはるかに向上する。また記号レベルに おける交錯法はトレリスエンコード変調の使用を可能とする。Ｍ進から２進への変換器 Ｍ進変換は、Ｍ−ＱＡＭ変調における状態数とは独立の構造を有するチャネル デコーダの使用を可能とする。 Ｍ進から２進への変換器６は各サンプルＳｎを、２ｍエンコーディングされた ２進データ項目を表す２ｍサンプルｃ_n,i；ｉ＝１，２，．．．，２ｍと組合わ せる。 各サンプルＳｎと組合わされる２ｍサンプルは、サンプルＳｎからエンコーデ ィングされたデータの尤度比（likelihood ratio ＬＬＲ）の対数を下記の式を 使用して計算する事によって得られる。 ここにＫは定数である。エンコーディングされるデータのＬＬＲの式が比較的複 雑であるので、これらの式はグレーコードおよびＫ＝βσ² _w／２に対して下記の 式によって近似させる事ができる。 Λ（ｃ_n,m）＝|ｕ_n|−β２^m-1 Λ（ｃ_n,i）＝|Λ（ｃ_n,i+1）|−β２^i-1；ｉ＝（ｍ−１）…２ Λ（Ｃ_n,1）＝ｕ_n および： Λ（ｃ_n,2m）＝|ｖ_n|−β２^m-1 Λ（ｃ_n,i+m）＝|Λ（ｃ_n,i-l+m）|−β２^i-1；ｉ＝（ｍ−１）…２ Λ（ｃ_n,m+1）＝ｖ_n Ｍ＝４，すなわち４状態位相変移キーイング（４−ＰＳＫ）の場合には、記号 ａ_nとｂ_nがバイナリであるので、デインタリーバの出力とデコーダの入力との間 にＭ進−２進変換器を挿入する必要はない。チャンネルデコーダと記号ｄ_nの平均値の計算 デインタリーバ後に、サンプルΛ（ｃ_n,i）が重み付き出力チャネルデコーダ の入力に加えられ、また例えばエンコーディングが畳み込み型であれば、下記の 文献[7]に記載のベルー・アッド・アルゴリズムを使用する。 [7]C.Berrou，P.Adde，E.AnguiおよびS.Faudeil,"A low complexity soft-out put Viterbi decoder architecture"ICC'93，Geneva，Switzerland，May 1993． デコーダはエンコーディングされたデータの尤度比（ＬＬＲ）の対数に対する ここに、１／λは係数である。 ここに、ｋはベルー・アッド・アルゴリズムにおける２に等しい定数であり、ま たここにＷ（ｃ_n,i）はデータ（ｃ_n,i）に対応する付帯的情報である。 等化器のフィルタＱ（ｆ）に供給するため、記号ｄ_nが未知であれば、これら を使用する。 する事により、基本的規則を満たしながらデコーダからくる情報を最大限に利用 する事ができ、このようにして瞬間ｎにおけるデコーダへの入力は先行反復にお いて生成した付帯的情報Ｗ（ｃ_n,i）に依存する必要がない。１６−ＱＡＭ変調 １６−ＱＡＭの場合、各記号ｄ_n＝ａ_n＋ｊｂ_nはエンコーディングされた４デ ータ項目（ｃ_n,i；ｉ＝１，２，３，４）に組合わされる。グレー・コードが使 用される場合、下記のように書く事ができる。 記号ｄｎに組合わされたデータ項目ｃ_n,iはインタリーバの存在の故に相互に 独立であるので、関係式（３）、（５）、（６）を使用して、第１反復におい い。 および ４−ＰＳＫ変調 ４状態位相変移キーイング（４−ＰＳＫ）が簡単になり、式（５）と（６）が 簡単になり、それぞれ下記式（９）、（１０）となる。 またこのようにして式（３）、（９）および（１０）を使用して、第１反復にお に等しい。 後続の反復については、前記と同様に記号の平均値ａ_nおよびｂ_nが同様に式 が使用される。前記の型の装置の性能 装置の性能を評価するため、等価離散チャネル用の２つのモデルを使用したが 、第１のモデルはポラートおよびフリードランダーによって提案され複素係数を 有し、また第２モデルはプロアキスによって提案され実係数を有する。これらの チャネルの転送関数のゼロ値は多少とも単位円に近く、すなわち多少とも等化し やすい。ポラートおよびフリードランダー・チャンネル ポラートおよびフリードランダー・チャネルは５係数Γｋを有し、これらは定 数であり、その４係数は複素数である。このチャネルの伝達関数の単位円上のゼ ロの位置を第４図に示す。 [2-0.4j;1.5+1.8j;1.2-1.3j;0.8+1.6j] バイナリ誤差率（ＢＥＲ）をそれぞれ４状態位相変移キーイング（４−ＰＳＫ ）と２つのキャリヤの１６状態求積振幅変調（１６−ＱＡＭ変調）の場合につい て、第５図と第６図においてポラートおよびフリードランダー・チャネルのター ボ等化器の出力のＥｂ／Ｎｏ比の関数としてプロットした。どちらかといえば等 化が困難という評判を有するこのチャネルにおいて、本発明によって提案された 装置の性能は、信号：ノイズ比が４−ＰＳＫ変調の場合に４ｄＢ以上、１６−Ｑ ＡＭ変調の場合に７ｂＤ以上であるとして、記号間干渉およびエンコーディング を有しないチャネルの性能と一致する。 第７図には、第１に、比Ｅｂ／Ｎｏ＝４ｄＢにおいて得られる信号の配位が示 号の配位（記号ｄｎの平均値）が示される。第３反復からこれらの信号が４−Ｐ ＳＫ変調の配位に非常に近い配位を示す事が見られる。すなわち、４ｄＢに等し 第８図は受信信号の配位を示し、また反復１乃至５について比Ｅｂ／Ｎｏ＝７ の配位を示す。第４反復から、これらの信号は１６−ＱＡＭ変調に近い配位を有 する。従って信号：ノイズ比が７ｄＢと同等またはこれ以上であれば、等化器か らの出力は記号間干渉を免れる事ができる。 従って、本発明の装置は、連続的実データに基づいて作動する判断フィードバ ック等化器（ＤＦＥ）によって実行する事のできない前記チャネルの周波数選択 の問題を、同時的にノイズを増大しないで解決する事ができる。１０^-5ＢＥＲの 場合、ＤＦＥ型等化器に対する利得は４−ＰＳＫ変調について約１．５ｄＢであ り、１６−ＱＡＭ変調について約２ｄＢである。プロアキスによって提案されたチャンネル プロアキスによって提案されたチャネルは実定数の１１係数Γｋを有する。こ のチャネルの転送関数の単位円上のゼロの位置を第９図に示す。 ［0.04;-0.05;0.07;-0.21;-0.5;-0.72;0.36；0; 0.21;0.03;0.07］ 第１０図と第１１図において、バイナリ誤差率（ＢＥＲ）が、それぞれ４状態 位相変移キーイング（４−ＰＳＫ）と２つのキャリヤの１６状態求積振幅変調（ １６−ＱＡＭ変調）の場合について、プロアキスによって提案されたチャネルの ターボ等化器の出力の比Ｅ_b／Ｎ_oの関数としてプロットされている。このチャネ ルを使用する場合、信号：ノイズ比が４−ＰＳＫ変調について２ｄＢと同等また はこれ以上、また１６−ＭＡＱ変調について６ｄＢまたはこれ以上であれば、タ ーボ等化器の性能が記号間干渉およびエンコーディングを有しないチャネルの性 能と一致するためには２チャネルで十分である。１０^-5の誤差率についての改良 が０．５ｄＢ以下であるとしても、ターボ等化器は常に実データについて作動す る判断フィードバック等化器よりも高い性能を示す。応用 前記の装置は、数１０の記号時間にわたって拡張するパルス応答を有するチャ ネルに対して応用される。このようなチャネルについては、最大尤度標準に基づ いて最適化された受信器の使用を考慮する事は不可能である。 さらに詳しくは本発明は、モバイル端子用の無線チャネル、ケーブルチャンネ ル、または海中音響チャネルによる伝送にさえも有効に応用される。 本発明は２状態または４状態位相変移キーイング（２−ＰＳＫ）４−ＰＳＫま たは４−ＱＡＭ）あるいは１つまたは２つのキャリヤの求積振幅変調（Ｍ−ＱＡ Ｍ）などの線形変調を使用する任意の伝送システムに応用される。 エンコーディング・システムは畳み込み型またはブロック型とする事ができ、 またデコーダは重み付き出力を有しなければならない。すなわちデコーダは信頼 度情報を各復号記号と組合わせる事ができなければならない。

【手続補正書】特許法第１８４条の８第１項 【提出日】平成１１年７月１２日（１９９９．７．１２） 【補正内容】 請求の範囲 １． 等化器と重み付き出力デコーダとを有する複数のモジュールを直列で含 み、１以上のランクの各モジュールが、前段のモジュールの処理時間に等しい量 だけ遅延されたチャネルサンプル流を受ける等化・復号装置において、前記の各 等化器が第１トランバーサルフィルタを有し、前記第１フィルタは遅延されたサ ンプル流を受けるフィルタであってノイズ力を低下させる事ができ、また１以上 のランクの各モジュールにおいて、各等化器は第２トランスバーサルフィルタを 含み、前記第２フィルタは前段のモジュールからの出力において記号平均値流を 受け、また前記第２フィルタは第１フィルタの出力に存在する記号間干渉を再構 築する事ができ、前記等化器の出力が、第１フィルタの出力から前記第２フィル タによって再構築された記号間干渉を差し引いたものに対応することを特徴とす る等化・復号装置。 ２． １以上のランクのモジュールについて、チャネルサンプル流を受けるト ランスバーサルフィルタは、適合フィルタにむかって収束するフィルタであるこ とを特徴とする請求項１に記載の装置。 ３． それぞれのモジュールがＭ進−２進変換器を含むことを特徴とする請求 項１または２のいずれかに記載の装置。 ４．それぞれのモジュールが、その重み付き出力デコーダの下流側のインタリ ーバと、その等化器と重み付き出力デコーダとの間のデインタリーバとを含むこ とを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の装置。 ５． それぞれのモジュールが、インタリーバの上流に、また重み付き出力 チャネルデコーダの下流に、記号の平均値の計算手段を含むことを特徴とする請 求項３または４のいずれかに記載の装置。 ６． 等化器の１つまたは複数のフィルタの係数が、等化器からの出力とモジ ュールからの復号されたデータ出力との間の最小自乗誤差標準を用いた確率的グ ラジエント・アルゴリズムによって適合的に決定されることを特徴とする請求項 １乃至５のいずれかに記載の装置。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １． 等化器と重み付き出力デコーダとを有するモジュールを含む等化・復号 装置において、前記の装置は前記の型の複数のモジュールを直列に含み、前記の モジュールの各等化器がノイズ力を低下させるための少なくとも１つのトランス バーサルフィルタを有し、また１以上のランクの各モジュールが、前段のモジュ ールの処理時間に等しい量だけ遅延されたチャネルサンプル流を受ける事を特徴 とする等化・復号装置。 ２． １より大なるランクの各モジュールにおいて、各等化器は第２トランス バーサルフィルタを含み、この第２フィルタは第１フィルタの出力に存在する記 号間干渉を再構築するように設計され、また前記第２フィルタは前段のモジュー ルからの出力を受け、等化器の出力が、第１フィルタの出力から、第２フィルタ によって再構築された記号間干渉を差し引いたものに対応することを特徴とする 請求項１に記載の装置。 ３． １以上のランクのモジュールについて、チャネルサンプル流を受けるト ランスバーサルフィルタは、適合フィルタにむかって収束するフィルタであるこ とを特徴とする請求項１または２のいずれかに記載の装置。 ４． それぞれのモジュールがＭ進−２進変換器を含むことを特徴とする請求 項１乃至３のいずれかに記載の装置。 ５． それぞれのモジュールが、その重み付き出力デコーダの下流側のインタ リーバと、その等化器と重み付き出力デコーダとの間のデインタリーバとを含む ことを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の装置。 ６． それぞれのモジュールが、インタリーバの上流に、また重み付き出力チ ャネルデコーダの下流に、記号の平均値の計算手段を含むことを特徴とする請求 項４または５のいずれかに記載の装置。 ７． 等化器の１つまたは複数のフィルタの係数が、等化器からの出力とモジ ュールからの復号されたデータ出力との間の最小自乗誤差標準を用いた確率的グ ラジエント・アルゴリズムによって適合的に決定されることを特徴とする請求項 １乃至６のいずれかに記載の装置。