JP2001516065A - 電力要求が少ない狭帯域光変調器 - Google Patents

電力要求が少ない狭帯域光変調器

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signal
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ボッソ，セルジオ
カサッキア，エミリオ
ゴベッティ，ジャンルカ
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オプティカル・テクノロジーズ・イタリア・ソチエタ・ペル・アツィオーニ
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Abstract

(57)【要約】 光変調器は、光導波路（８８）と、変調された光出力信号を生じるため電極構造（９０、９２、９４）へ印加された変調信号が導波路の屈折率を変化させるように前記導波路に結合された電極構造とを含む。電極は、短絡回路（９４）で成端された伝送線の形態に作られる。電極の実効長さに対する変調信号の波長の比は、２．１ないし４．０間に含まれ、約２．７であることが望ましい。変調器は、位相あるいは振幅変調を生じるように構成される。ＳＢＳ抑制を備える光伝送方法および光変調器システムもまた提供される。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】 発明の背景 （発明の分野） 本発明は、光変調器に関し、特に低電力要求を許容する最適化された電気光学
的相互作用を有する光変調器に関する。 （関連技術の記述） 従来のケーブルＴＶシステム（「ＣＡＴＶシステム」としばしば呼ばれる）は
、約８０チャンネルまでの放送ビデオ信号を提供するため同軸ケーブルを使用し
ていた。しかし、最近になって、消費者は、高品位テレビジョンなどの更に多く
のチャンネルおよび更なるサービスを要求している。これらの需要によって要求
される増加する信号容量を提供するために、ＣＡＴＶシステムは、光ビームとし
て信号を運ぶ光ファイバ・ケーブルを用い始めた。
【０００２】 アナログおよびディジタル両用の光ファイバ送信システムの１つの欠点は、光
ファイバ・ケーブルが「誘導ブリュアン散乱」（ＳＢＳ）として知られる現象を
免れないことである。これは、ファイバ入口における光パワーが所与の閾値（２
０ＭＨzより短いスペクトル帯域幅を有する狭い帯域幅ソースの場合、典型的に 約６ｄＢｍ）を越えるときに生じる非線形的作用であり、これによりファイバ中
に音波を生じる強い光フィールドを生じる。音波は動的な回折格子として働き、
光信号フィールドからパワーを減殺する反射波を生じる。このような現象につい
ては、米国特許第４，５６０，２４６号において論述されている。
【０００３】 アナログおよびディジタルの両システムにおいてブリュアン散乱を抑制する１
つの手法は、光信号フィールドを位相変調することにある。この位相変調は、受
信機における検出プロセスにはなんの影響もないが、ブリュアン散乱のコヒーレ
ンス帯域を越えてファイバに送られる信号スペクトルの拡がりをもたらす。
【０００４】 位相変調がブリュアン散乱の良好な抑制を生じるためには、変調周波数が充分
に高くかつ位相偏移が２πより高くなければならない。
【０００５】 このような位相変調を得るために必要な電力は、一般に高い（２ＧＨzの位相 変調周波数においては５Ｗ以上）。このことは、位相変調技術を使用できる用途
を限定する。例えば、電力の増加は、典型的に変調器の設計に用いられるリオブ
酸リチウム基板に組付けられる電極内部に熱の生成をまねく。この材料は低い熱
伝導率を持ち、このため材料中に生じた熱が蓄積しがちで、動作温度の上昇を生
じ、従って信頼性を低下させる。
【０００６】 リオブ酸リチウム（ＬｉＮｂＯ3）の光位相変調器は、典型的に、この材料の 電気光学的作用を利用することによって得られる。このような作用は、光信号が
伝搬される光導波路の屈折率を印加電界を介して修正することにある。屈折率の
時間的変化が、光フィールドの所望の位相変調を生じる。
【０００７】 位相変調器を得るためには、変調のため必要な電界の生成を可能にする光導波
路と電極構造とを備えることが必要である。ＬｉＮｂＯ3結晶の光導波路は、一 般に、チタン拡散あるいは陽子交換によって形成される。
【０００８】 集中波電極構造および進行波電極構造が公知である。光変調器１０、１０ａに
対する２つの種類の電極構造の事例が、図１Ａおよび図２Ａに示される。各変調
器は、基板１４に形成された光導波路１２を含んでいる。１対の電極１６、１８
が、導波路の両側における基板１４の表面上に形成されている。この２つの形態
は、電気的成端において実質的に異なる。このような形態の基本的特性および動
作パラメータは、従来技術において周知である。一般的な文献は、例えば、Ｔ．
Ｔａｍｉｒ編「導波オプトエレクトロニックス（Ｇｕｉｄｅｄ−Ｗａｖｅ Ｏｐ
ｔｏｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ）」（Ｓｐｒｉｎｇｅｒ Ｖｅｒｌａｇ、１９８８
年刊）なる書籍におけるＲ．Ｃ．Ａｌｆｅｒｎｅｓｓ著「チタン拡散リチウムニ
オベート導波路装置（Ｔｉｔａｎｉｕｍ Ｄｉｆｆｕｓｅｄ Ｌｉｔｈｉｕｍ
Ｎｉｏｂａｔｅ Ｗａｖｅｇｕｉｄｅ Ｄｅｖｉｃｅｓ）」の第４章である。
【０００９】 集中電極は、図１Ａに示されている。電極１６は変調信号Ｖのソースあるいは
ドライバに接続され、電極１８は接地されている。集中電極タイプ（ｌｕｍｐｅ
ｄ ｅｌｅｃｔｒｏｄｅ ｔｙｐｅ）の変調器は、低い周波数において最も良好
に機能する。実際に、電気的な観点からは、集中電極構造は、実質的に、図１Ｂ
に示されるようにドライバと電極の内部抵抗Ｒと共に低域通過フィルタＲＣを構
成する集中型コンデンサＣとして働く。
【００１０】 進行波型の電極構造は、このような制約を克服する。図２Ａに示されるこのよ
うな構造の電極１６、１８は、その特性的なインピーダンスＲcで終る伝送線、 すなわち整合線（ｍａｔｃｈｅｄ ｌｉｎｅ）を構成する。相等の電気回路が図
２Ｂに示されている。進行波型の変調器の電気的応答もまた低域通過タイプであ
るが、遮断周波数は光信号の波と変調電界の波との間の速度差によって決定され
る。この速度差は、非常に小さくすることができ、従ってこれら変調器は一般に
比較的高い遮断周波数を有する。
【００１１】 両方のタイプの変調器は、低域通過タイプの電気的応答を呈する。 （Ｌｉｕ等の）米国特許第４，３７２，６４３号は、定在波電気信号により１
対の結合導波路に沿って結合を局部的に変調することによって生成される非常に
高速なゲートを開示している。電極は、その入力において、出力インピーダンス
Ｒを持つ信号ソースによって励起される導電線を形成する。実施の一形態におい
ては、この導線は短絡回路によって成端（ｔｅｒｍｉｎａｔｅ）され、電極は線
の入力インピーダンスがＲに等しい実在部分を持つような比率とされる。励起さ
れると、光導波路間の結合に局部的に影響を及ぼす電極の全長に沿って定在波が
生成される。あるいはまた、電極は、開回路によって成端することができる。
【００１２】 （Ｄｊｕｐｓｊ ｂａｃｋａの）米国特許第４，８５０，６６７号は、オプト
エレクトロニック装置に対する電極装置に関するものである。第１の長形の電極
は、光波が変調されるべき入力マイクロ波信号に対する接続線を有する。この接
続線が、第１の電極を定在波導波路と進行波導波路とに分け、この進行波導波路
が抵抗を介してＵ字形の第２の電極へ接続される。前記米国特許には、入力する
変調マイクロ波の周波数が定在波導波路の共振周波数ｆcと一致するならば前記 マイクロ波が定在波導波路における最大の変調能力を有することが記載されてい
る。
【００１３】 実施の一形態において、定在波導波路は、一端部で閉端部におけるＵ字形の第
２の電極と接続されている。この定在波導波路は、当該実施の形態では、共振周
波数ｆc＝ｃ／（４・Ｌ・ｎμ）を有し、ここでｃは真空中の光の速度、Ｌは定 在波導波路の長さ、およびｎμはマイクロ波導波路に対する屈折率である。
【００１４】 ＳＵ特許第６９６８４２号は、バルク状の電気光学性結晶に基く電気光学的超
高周波光変調器を開示している。２つの同軸共振器が、電気光学性結晶の対抗面
に適用された２つの電極の端部に結合されている。変調器の効率および変調深さ
は、電極の短絡回路をなす両端部により増加される。同軸共振器と電極の電気的
長さは、それぞれ変調器の動作範囲の中心周波数の４分の１波長と２分の１波長
とに等しい。同軸共振器は、マイクロストリップ共振器で置換することができる
。
【００１５】 Ｇ．Ｋ．Ｇｏｐａｌａｋｒｉｓｈｎａｎ等の論文（ＩEEE Ｔｒａｎｓａｃｔ ｉｏｎｓ ｏｎ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｔｈｅｏｒｙ ａｎｄ Ｔｅｃｈｎｉｑ
ｕｅｓ、第４２巻、第１２部、２６５０〜２６５６ページ、１９９４年１２月刊
）は、共振的に強化されたＬｉＮｂＯ3進行波光変調器の性能およびモデル化を 開示している。変調器のある長さの不活性部に伸びる外部線を含む共振強化手法
が低周波において堤案され提示されている。
【００１６】 Ｍ．Ｍ．Ｈｏｖｅｒｔｏｎ等の論文（Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｌｉｇｈｔｗａ
ｖｅ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ、第１４巻、第３部、４１７〜４２２ページ、１９
９６年３月）は、高出力ファイバ用の減極ソースを用いるＳＢＳの抑制を開示し
ている。減極ソースは、進行波ＬｉＮｂＯ3位相変調器を用いて提示される。変 調器の低周波応答の共振強化は、開回路あるいは短絡回路で適切に成端される一
定長さの同軸ケーブルと共に非共振進行波変調器を用いることによって達成され
る。このように、当該装置における複合共振空洞は、変調器の活性部と不活性な
同軸ケーブルとを含んでいる。
【００１７】 出願人は、電気光学的変調器を提供する低域通過タイプの従来の構造が光位相
変調器に対する今日の適用需要を満たすものでないことを観察した。
【００１８】 出願人は、電気光学的な相互作用によらず、電極構造における変調信号の電気
的共振、あるいは電気的発振器と電極構造間の電力結合のみが最大化される（電
気的効率）ならば、帯域通過タイプの電気光学的変調器において最適とはいえな
い変調性能が達成されることを認識した。
【００１９】 出願人は、光導波路構造内を伝搬する光ビームとの変調電気信号の電気的な相
互作用を最適化することによって、更に効率的な変調を達成し得ることを発見し
た。
【００２０】 出願人は、中心周波数における電気光学的相互作用を最適化する帯域通過タイ
プの電気光学的応答を光変調器に提供する装置を更に発見した。この装置は、比
較的低い電力により動作周波数における同じ変調深さを達成することを可能にす
る。 （本発明の概要） 本発明の更なる特徴および利点については、以降の記述において示され、一部
はこの記述から明らかとなり、あるいは本発明の実施によって習得されよう。本
発明の目的および他の利点は、以降の記述および頭書の請求の範囲、ならびに添
付図面において特に示される装置によって具現され達成されよう。
【００２１】 上記および他の利点を達成するためには、実施され広義に記述される如き本発
明の目的によれば、本発明は、波長λを持つ選定される動作周波数において動作
する光変調器を構成する。当該変調器は、基板と、この基板に形成され入力と出
力と屈折率を有する導波路と、電極長さＬを確保する第１および第２の分岐部を
有する進行波タイプの電極構造とを含んでいる。当該電極構造は、動作周波数に
おける変調信号の電極構造への印加時に屈折率の電気光学的変化を生じるように
導波路に関して基板上に形成される。本発明はまた、電極構造の短絡回路成端を
形成するため第１および第２の分岐部を接続する導体を含んでいる。
【００２２】 別の特質によれば、本発明は、光信号を生成し、選定された周波数で位相変調
信号を生成し、位相変調信号に従って光信号の位相を変調し、位相変調された光
信号を第１の光パワーに増幅し、一定長さの光ファイバに沿って増幅された光信
号を伝送し、当該伝送信号を受取るステップを含む光伝送方法に関するものであ
る。
【００２３】 前記第１の光パワーは、信号の位相変調が存在しないとき一定長さの光ファイ
バにおいてＳＢＳが生成されるような値を有する。
【００２４】 光信号の位相を変調するステップは、前記光信号をある屈折率を持つ基板に形
成された導波路へ結合し、当該位相変調信号を１２ｍｍと２４ｍｍ間の電極長さ
Ｌを持つ進行波タイプの電極構造へ結合するステップを含み、前記電極構造は、
屈折率の電気光学的変化を生じるように導波路に関して基板上に形成される。
【００２５】 当該方法は、電極構造の短絡回路成端を形成するステップを更に含む。 本発明は、別の特質によれば、動作波長λの発振器から動作する光変調器シス
テムを提供する。当該変調器システムは、基板と、基板に形成された導波路と、
入力と、出力とを有し、屈折率とを有する変調器を有する。当該変調器は更に、
電極長さＬおよび幅Ｗを確保するため第１および第２の分岐部を有する進行波タ
イプの電極構造を含んでいる。当該電極構造は、動作周波数における変調信号の
電極構造への印加時に屈折率の電気光学的変化を生じるように導波路に関して基
板上に形成される。当該変調器は、電極構造の短絡回路成端を形成するため第１
および第２の分岐部を接続する導体をも含む。λ／Ｌは約２．１ないし４．０で
あり、Ｗは１５ないし２００μｍである。変調器システムは更に、信号発振器か
らの変調信号を変調器へ有効に結合するためのインピーダンス整合回路を含んで
いる。
【００２６】 上記の全般的記述および以降の詳細な記述はともに例示的説明的であり、請求
の範囲における如き本発明の更なる説明を提供することを意図することを理解す
べきである。
【００２７】 添付図面は、本発明の更なる理解を提供するために添付され、本明細書に含ま
れてその一部をなし、本発明の幾つかの実施の形態を例示し、記述と共に本発明
の原理の説明に供するものである。
【００２８】 本明細書に含まれその一部をなす添付図面は、本発明の実施の形態を例示し、
記述と共に本発明の目的と利点と原理の説明に供するものである。 （望ましい実施形態の詳細な記述） 図３は、短絡回路で成端された長さＬの無線周波電界伝送線を含む進行波電極
を有する本発明の原理により構成された変調器を示している。
【００２９】 本発明を更によく理解するために、特性的なインピーダンスで成端され（図２
Ａ）短絡回路で成端され（図３）た伝送線（整合線）を有する進行波タイプの変
調器の電気光学的応答を比較することにしよう。
【００３０】 図４は、これら２つの場合におけるシミュレートされた電気光学的応答をプロ
ットしている。所与の電力により達成される位相偏移の電気的ｄＢにおける値が
、（変調周波数に比例する）比Ｌ／λに対してプロットされており、ここで、λ
は、下式により真空中の波長λ0と関連する変調信号の「導波された」波長であ る。
【００３１】 λ＝λ0／ηeff ηeffは，電気信号に対する電極の実効屈折率である。ηeffの値は、電極構造の
特性と、基板および基板と電極間に含まれるバッファ層の誘電特性とに依存し、
変調信号の周波数と共に変化する。光通信のため問題となる周波数レンジにおい
ては、ηeffは増加する周波数と共に低減する。
【００３２】 このシミュレーションにおいては、電圧ソースと電極間の線路損とインピーダ
ンス不整合は考慮に入れなかった。明らかなように、特徴的なインピーダンスで
成端された電極は、単調に低減するカーブ４０２を有する。カーブ４０２の勾配
は、光信号と変調電気信号間の伝搬速度の不整合に依存する。電極が短絡回路で
成端されるとき、応答カーブ４０４は低周波では非常に低い効率を呈し、増加す
る周波数に対してはピークを呈し、次いで全体的に逓減するが振動する挙動を呈
する。
【００３３】 ２つの電極構造の異なる挙動は、下記のように説明することができる。 他のパラメータは定数と見なし、（例えば０．５ないし３ＧＨzの周波数レン ジでは良好な近似である）光ビームとの相互作用の間は変調信号の位相変化を無
視すれば、変調効率は線に沿った電圧の積分（比率および位相）に比例する。
【００３４】 進行波のみが伝搬される整合線においては、位相は線に沿った距離と共に一次
的に低減し（図５の破線）、電圧の比率は一定であり（かつ、Ｖ・Ｒc／（Ｒ＋ Ｒc）に等しい。ここで、Ｖは発振器電圧であり、ＲおよびＲcは、先に述べたよ
うに、発振器の内部インピーダンスおよび電極構造の特性的インピーダンスであ
り、この値は一般にＶ／２より小さい）、従って光信号の変調が達成される。
【００３５】 低周波の限界内では、短絡回路で成端された電極構造に沿った電圧は、同じよ
うにゼロとなり、光信号の変調は生じない。
【００３６】 周波数が増加し変調信号の波長が前記整合線の大きさに対比し得るとき、前記
状況が変化する。短絡回路線においては、この線からの入射波の反射により生じ
る定常波が生成される。
【００３７】 一例として、図５は、伝送線長が電気信号の「導波」される波長の半分に等し
い（λ／Ｌ＝２）周波数において電極が短絡回路で成端された変調器の場合の伝
送線に沿った電圧の比率と位相とをプロットしている（実線）。
【００３８】 明らかなように、短絡回路で成端された線の場合は、電圧は線の全長に対して
位相０°を有する。この電圧の比率は、線の中間点で最大値Ｖに達し、初めと終
りではゼロである。最大電圧は、整合された線の場合に存在する電圧の少なくと
も２倍の大きさである。このように、この周波数では、整合された場合に対して
良好な変調効率を得ることが可能である。しかし、発明者は、このことが、以下
に説明するように、最適効率の変調周波数ではないことを発見した。
【００３９】 更に高い周波数では、線に沿った電圧の符号における変化が生じる。実際に、
線の第１の部分に沿って生じる位相変調は、第２の部分により生じる逆の符号の
位相変調によって部分的に打ち消される。このことが、図４のカーブ４０４にお
ける最初の最小値を説明する。
【００４０】 更に高い周波数においては再び最大値が存在し、以下このようになる。カーブ
４０４から判るように、種々の最大値における電気光学的効率値は、変調周波数
の増加と共に減少する。これは、幾つかの要因による。かかる要因には、変調信
号の波長における変化の結果として生じる有効な相互作用の長さの周期的な変化
があり（変調信号の波長が電極長さの２倍より小さければ、電極の異なる部分に
沿った変調作用が部分的に相互に補償し、電極長さの一部のみが有効に光を変調
し）、光フィールドと電界との間の相互作用が分散された相互作用であり、即ち
、伝搬する光信号により示されるように電気信号の位相は一定ではない。高周波
の場合は、短絡回路で成端された変調器の応答は整合線の変調器の応答に近似す
る。増加する変調周波数に対する変調効率における全体的な低減への更なる寄与
が、線路損から予期される。しかし、このような寄与は、図４のシミュレーショ
ンでは考慮されなかった。
【００４１】 発明者は、（比率および位相における）電圧の積分が電極長さのみの関数では
なく、むしろλとＬの両方の関数であることを観察した。短絡回路で成端された
線の場合は、この関数は、
【００４２】
【数１】
【００４３】 但し、Ｖgは発振器により印加される電圧である。 発明者は、技術的な諸制約、特に利用可能な基板チップの制限されたサイズが
変調器長さに対する上限を設定し、従って電極長さを制約することを更に観察し
た。同じチップ上のカスケード接続された変調器の製造においてさえ、更に狭い
制約が存在する。
【００４４】 発明者は、固定された電極長さの制約の下では最適な変調効率条件を選択する
ことが有利であることを発見した。
【００４５】 固定された電極長さの場合、関数Ｉ（λ、Ｌ）は約２．７に等しいλ／Ｌに対
する最大値を有する。
【００４６】 従って、比λ／Ｌが２．０である周波数においては、最適な変調効率は得られ
ない。
【００４７】 先に述べた式は、光の移動時間中の電気信号の位相変化、および線と電圧ソー
ス間の電気的な不整合を減退させる。特に、単純な仮説によれば、線に沿った最
大電圧が任意の周波数において定数Ｖgに等しいことが仮定される。このことは 、電圧ソースと電極との間のインピーダンスの不整合により、周波数の機能であ
る係数ａ（ｆ）でＶgを乗じることにより前記式が修正されることがあるので、 厳密には真ではない。出願人の評価によれば、０．５ないし３ＧＨzの範囲内の 変調周波数では、前記の単純化仮説が一般に良好な程度に妥当する。最適比λ／
Ｌは、値２．７から逸脱して、一般には２．３ないし３．１の範囲内に含まれる
。出願人は、２．１ないし４．０に含まれる値λ／Ｌに対して変調効率が比較的
高いままであることを推定した。
【００４８】 図４から判るように、短絡回路４０４で成端された線の場合は、最大変調効率
が約０．３７に等しい比λ／Ｌに対するシミュレーションにおいて得られ、この
ことは約２．７に等しい比λ／Ｌと同じである。この数値から明らかなように、
線の特徴的なインピーダンスで成端される従来の進行波タイプの電極に関する動
作周波数において、約３ｄＢの改善が得られる。しかし、この改善は、変調器の
インピーダンスの不整合から生じる作用および電極の表皮効果による損失から、
実際の変調器においては明らかに異なり得る。
【００４９】 図６および図７は、本発明により作られる非対称的な共面ストリップ（ＡＣＰ
Ｓ）位相変調器の構造を示している。Ｘ軸裁断されたＬｉＮｂＯ3基板８６が、 導波路８８および電極９０、９２を担持する。本発明によれば、電極９０、９２
はともに、９４で示される領域における短絡回路へ接続される。これら電極は、
電極間の間隔を光導波路が通過し、従って電極へ印加される電気信号により影響
を受けるように形成される。
【００５０】 伝送線の外部または内部の終端を有することが可能である。構成れたテスト装
置では、短絡回路がチップ上に直接形成された内部終端は、外部接続における機
械的問題およびチップにおける発熱問題を避けて、更に有利であることが判定さ
れた。
【００５１】 図７は、線Ａ−Ａに関する図６の変調器の断面図である。 図８は、電極がその終端パッドからそのまま装置の変調要素を形成する領域の
拡大図を提示する。電極が共働して導波路８８に流れる光信号を変調する領域で
は、電極間の間隔はＧであり、電極９２の幅はＷである。
【００５２】 出願人は、同じＬｉＮｂＯ3チップ上の位相変調部と振幅変調部とを含む電気 光学的変調器を製造した。振幅変調部は、ＲＦ信号電極とＤＣバイアス電極とを
含む従来の電極構造により制御されるマッハ・ツェンダ導波干渉計を含んでいた
。位相変調部は先に述べた図６ないし図８（ＡＣＰＳタイプ）に従って作られ、
信号電極の幅Ｗが１０μｍであり電極９０、９２間の間隔Ｇが１０μｍであった
。電極９２は、図６にＬで示される寸法において１６ｍｍの長さになるように設
計された。
【００５３】 出願人は、先に述べた変調器の位相変調効率をテストするため実験を行った。 １５５０ｎｍの放射波長を持つダイオード・レーザ光源が、先に述べた変調器
の入力に結合された。可変周波数発振器は位相変調電極構造に結合されたが、振
幅変調部には変調が加えられなかった。
【００５４】 レーザ光信号を位相変調することにより、レーザ線幅が、変調信号の周波数に
より周波数が分けられ変調信号の電力と共に変化する振幅の幾つかの線へ分けら
れ、η級の線がベッセル関数Ｊn（β）の値に比例する振幅を有することは公知 であり、ここでβは変調電圧Ｖに比例する。
【００５５】 変調器の光出力は、７．５ＧＨzの自由スペクトル範囲と２００の密度とを持 ち、３７．５ＭＨzのＦＷＨＭフィルタ帯域幅を生じる走査用のファブリ−ペロ ー・フィルタへ送られた。ファブリ−ペロー・フィルタの出力は、電気的出力が
ファブリ−ペロー・フィルタを走査するため用いられる同じ信号によりトリガー
されるオシロスコープに結合されたフォトダイオードへ送られた。このように、
位相変調により生じる「ベッセル関数」線の振幅を調べることが可能であった。
位相変調効率は、ゼロの大きさ（即ち、中心ピーク値（Ｊ0（β）＝０））のベ ッセル関数を無効化するため必要である電力（即ち、値β）を測定することによ
り得た。
【００５６】 当該変調器の位相変調効率の理論的シミュレーションが、電極損失、周波数の
ηeffなる変化、および電圧ソースと電極間のインピーダンス不整合を考慮して 行われた。
【００５７】 図９は、理論的データと実験的データとの対応を示している。略々２．７に等
しい比λ／Ｌの値の場合は、変調効率は理論的および実験的にそのピークにある
。この値は、約２．０ＧＨzの変調周波数に対応し、この周波数におけるηeffの
値は約３．５である。このように、比λ／Ｌがちょうどあるいは略々２．７であ
るように設計された変調器は、ピーク変調効率で動作する。変調効率が２．３な
いし３．１の間に含まれる比λ／Ｌの値に対して変調効率が高いままであり、２
．１ないしに４．０の間に含まれる比λ／Ｌの値に対してもいぜんとして比較的
高いこともまた観察することができる。
【００５８】 本発明の代替的な実施の形態は、狭帯域の振幅変調器を提供する。図１０は、
所望の周波数付近の電気光学的応答を最大化する振幅変調器３０を示している。
変調器３０は、入力３４と、出力３６と、第１および第２の分岐部３８、４０と
を有する導波路３２を含む。分岐部３８、４０はそれぞれ、第１および第２の端
部４２、４４を有する。第１の端部４２は、一緒に接続され、かつ導波路の入力
３４にも接続される。第２の端部４４は、一緒に接続され、かつ導波路の出力３
６にも接続される。
【００５９】 変調器３０は、第１、第２および第３の分岐部４８、５０、５２を含む電極構
造を含んでいる。第３の分岐部５２は、第１および第２の導波路の分岐部３８、
４０間に配置される。第１および第２の電極分岐部４８、５０はそれぞれ、導波
路の分岐部３８、４０の外側に配置される。第１、第２および第３の電極分岐部
４８、５０、５２はそれぞれ、第１および第２の端部５４、５６を有する。第１
および第２の電極分岐部４８、５０の第１の端部５４は接地電位に電気的に接続
され、第１および第２の電極分岐部４８、５０の第２の端部５６は接地電位に電
気的に接続され、更に基板に形成された導線６０により第３の電極分岐部５２の
第２の端部５６に短絡回路で接続されている。導波路の入力３４に光信号を印加
し、内部抵抗Ｒを持つ電圧ソース６２から第３の電極分岐部５２の第１の端部５
４に変調信号Ｖを印加することは、導波路の出力３６に振幅変調された光信号を
生じる。
【００６０】 テストされた実施の形態においては、電極長さＬは３２ｍｍであった。約１５
５０ｎｍの波長の光信号が、変調器へ入力された。変調する電気信号が電極構造
に結合され、この信号の周波数が約１３０ＭＨzから約５．１３０ＧＨzへ掃引さ
れた。当該実施の形態の変調効率カーブが図１１においてプロットされている（
カーブ１１）。同図に示されるように、電気光学的効率の最大値が得られる周波
数は７３０ＭＨz付近にある。ピーク効率周波数付近の周波数における前記変調 器に対する屈折率の値ηeffは約３．７である。ピーク効率周波数における比λ ／Ｌの値は約３．５である。
【００６１】 当該実施の形態の挙動の理論的シミュレーションが、電極の損失、周波数によ
るηeffの変化、および発振器と電極間のインピーダンス不整合を考慮に入れて 行われた。このシミュレーションの結果は、図１２に示される（カーブ１２１）
。実験結果と良好な一致が得られた。比較のため、図１１および図１２は、実験
結果によるカーブ（１１２）と、他の相等振幅の変調器に関するもその特性イン
ピーダンスで成端された理論的シミュレーションによるカーブ（１２２）とを有
する。
【００６２】 構成された変調器の位相部の電気光学的変調効率における増加は、光通信シス
テムにおけるＳＢＳ抑制効率の出願人による計測によって確認された。
【００６３】 出願人により作られテストされた光通信システムは、図１３に示される。特に
、１５５０ｎｍの波長における光信号を先に述べたタイプの振幅／位相変調器７
２へ供給するため半導体レーザ７０が用いられた。
【００６４】 変調信号は、飽和領域で動作するエルビウムでドープされたファイバ増幅器（
ＥＤＦＡ）により１６ｄＢｍの電力へ増幅された後、全長が５０ｋｍの単一モー
ド光ファイバで作られた光通信回線７６へ供給された。ファイバ回線からの光信
号は、減衰器７８へ送られ、次いでフォトダイオード検出器８０へ送られた。減
衰器７８は、全ての測定がパワー・メータ８２を介して測定された検出器８０に
おける一定の光パワーで行われるように制御された。フォトダイオード検出器８
０からのＲＦ信号は、分析のため電気的スペクトル・アナライザ８４へ送られた
。
【００６５】 最初の測定は、ファイバ入力における１６ｄＢｍの光パワーを持ち位相変調は
行わない受信機におけるノイズについて行われた。
【００６６】 問題となる周波数におけるノイズ・パワーは、電気的スペクトル・アナライザ
８４を介して計測された（選択された周波数は２００ＭＨzであった）。次いで 、位相変調信号は、４００ないし２４００ＭＨzまで２００ＭＨz段階で変化する
周波数を用いて光変調器の位相変調電極へ印加された。発振器出力における電力
は２６ｄＢｍに保持された。
【００６７】 ２００ＭＨzの周波数におけるノイズは、受信機における光パワーを一定に保 持しながら各周波数段階で計測された。変調信号を含まない場合と含む場合の２
００ＭＨzにおけるノイズ値間の差（ｄＢ単位）は、ブリュアン散乱抑制の有意 な計測を表わす。
【００６８】 図１４は、短絡回路で成端された変調器に対し、また比較のための同じタイプ
の変調器であるが、５０Ωで成端された電極を有する変調器と、開回路で成端さ
れた電極を有する変調器とに対して、変調信号の周波数の関数としてブリュアン
散乱の抑制レベルをプロットしている。５０Ωで成端されたものに比較して、短
絡された電極を持つ変調器では１ＧＨzにおいて約２０ｄＢの抑制における改善 が得られることが判る。ブリュアン散乱の抑制と位相変調効率との間の関係が非
線形関数であるため、このような計測により効率における改善度を正確に判定す
ることは難しい。しかし、良好なＳＢＳ抑制は、位相変調の優れた効率を充分に
示している。
【００６９】 図１４はまた、抑制の最大値が１ＧＨzの周波数付近で得られることも示して いる。図１４が示すテストに用いられた変調器の電極は、２５ｍｍの長さＬを有
する。この場合の比λ／Ｌの値は、約３．３である。
【００７０】 図１５は、短絡回路で成端された長さが１５ｍｍの電極を持つ位相変調器に対
するブリュアン散乱と周波数との関係カーブを示している。この場合は、従来の
インピーダンス整合ネットワークが変調信号ソースと変調器の電極構造との間に
接続された。効率ピーク値は、略々２．２ＧＨz付近である。当該構造では、比 λ／Ｌの最適効率値は約２．６である。
【００７１】 ＳＢＳ散乱の完全な抑制は、２Ｗの電力で２．１ＧＨzの変調周波数において 達成された。
【００７２】 比較実験（ｃｏｍｐａｒａｔｉｖｅ ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔ）においては、完
全なＳＢＳの抑制は、前例と同じセットアップであるが短絡回路成端の代わりに
インピーダンス整合成端された電極構造を有する変調器に対して、約８Ｗの電力
を必要とした。
【００７３】 当業者は理解されるように、本発明は基板の望ましい結晶軸裁断に限定される
ものではなく、Ｘ軸裁断あるいはＺ軸裁断でも等しく良好に機能する。唯一つの
相違は、電極からの電界線を最大の電気光学的効率を有する結晶の光軸（ｃ−軸
）に整合させるために、結晶における電極の物理的場所となる。
【００７４】 本発明は、光ＣＡＴＶシステムにおける（２．０ＧＨz付近の）位相変調に適 する動作周波数に関して電気光学的な相互作用が最適化される狭帯域の電気光学
的位相変調を提供する。当該変調器は、電気光学的な相互作用を最適化してパイ
ロット電力（変調深さが等しい）を８ワットから２ワットへ低減することを可能
にする。
【００７５】 リチウムニオベート（ＬｉＮｂＯ3）上の伝送線に用いられる最も一般的なタ イプの電極構造は、共面導波路（ＣＰＷ）および非対称的共面ストリップ（ＡＣ
ＰＳ）である。この２つのタイプの構造は、図１６ａおよび図１６ｂに示される
。それぞれの場合に、変調器２１０は、基板２１６上に形成された電極２１２、
２１４を含んでいる。活性状態の電極２１２の幅はＷであり、活性電極２１２と
電極２１４間の間隔即ちギャップはＧである。
【００７６】 出願人は、これら２つの構造のタイプが電気的変調信号に対して１０％より小
さな範囲内で類似の実効屈折率を呈するものと評価している。従って、等しい周
波数に対して２つの構造内を伝搬する電気信号の波長は同等になる。このことは
、動作周波数がいったん選定されると、ＣＰＷおよびＡＣＰＳの両電極の必要長
さが実際には相等であることを意味する。例えば、周波数が２ＧＨz付近の最大 電気光学的効率を提供するためには、実効屈折率が略々３．５として、下記に等
しい波長λが得られる。
【００７７】
【数２】
【００７８】 先に述べたように、最も効率のよい電極構造は、２．７に等しい比λ／Ｌの関
係により規定される。この関係を上記の４．３ｃｍのλに適用し２．７で除すと
、示唆される電極長さが上例では１６ｍｍとなることが示される。
【００７９】 しかし、変調器の全電気光学的効率は、電気信号と光信号との間の関係に依存
するのみならず、変調器の構造が発振器に結合されるモードにも依存する。
【００８０】 変調器と発振器間の結合効率は、下記のように定義される反射係数ｒにより支
配され、ここで、Ｚgは発振器のインピーダンス（通常は、５０Ω）、Ｚは変調 器の入力インピーダンスである。
【００８１】
【数３】
【００８２】 反射係数ｒに関しては、ＣＰＷおよびＡＣＰＳの電極構造は相等ではない。図
１７は、ＣＰＷ構造およびＡＣＰＳ構造の反射係数の比率（ｄＢ単位）間の差を
示している。
【００８３】 図１７の結果は、幅Ｗが１０μｍであり間隔Ｇが１０μｍであるＣＰＷおよび
ＡＣＰＳの両電極構造（図１６ａおよび図１６ｂ）を示している。反射係数にお
けるこのような差が変調効率に反映されることは明らかでない。しかし、シミュ
レーションによって、出願人は、２つの電極構造の特性パラメータを周波数の関
数（即ち、特性的なインピーダンスおよび実効屈折率）として知ることから、相
互作用の線に沿った電圧の変化を推定し、これにより電極構造の電気光学的効率
を推定した。
【００８４】 図１８は、ＣＰＷおよびＡＣＰＳの電極構造を有する光変調器の変調効率を比
較する。図１８から明らかなように、ＡＣＰＳ電極構造は、ＣＰＷ電極構造の変
調効率より常に大きく、特に２ＧＨz付近の最大効率ではＣＰＷ電極構造より約 ０．５ｄＢ大きい変調効率を呈する。
【００８５】 ＣＰＷおよびＡＣＰＳの両電極構造が短絡回路で成端されるため、かつ線路損
が比較的低いため、変調器の入力インピーダンスは常に、反射係数により示され
る（図１７）ように、発振器による最適インピーダンス整合とは非常に異なる。
発振器の電力は、実際には完全に反射される。変調器ならびに発振器システムの
全体的性能を改善するには、受動的なインピーダンス整合ネットワークを発振器
と変調器間に介挿することができる。このような受動的ネットワークは、動作周
波数（例えば、２ＧＨz）では、発振器と変調器間のエネルギ移動を最適化し、 発振器の利用可能な電力を全て利用することを可能にする。図２２は、適切なイ
ンピーダンス整合ネットワークにより結合される変調器と発振器のブロック図を
示している。これは、当技術において周知である標準的なインピーダンス整合ネ
ットワークでよい。例えば、図２２は、特性的な内部インピーダンス２２２（通
常は、５０Ω）を介して受動的インピーダンス整合ネットワーク２２６に結合さ
れた変調信号ソース２２０を示している。インピーダンス整合ネットワーク２２
６には、インピーダンス２２４で示される本発明の変調器も結合されている。
【００８６】 完全な整合を達成するためインピーダンス整合ネットワークの使用を仮定して
、２つのタイプの電極構造に対する変調効率が図１９に示される。
【００８７】 図１９において判るように、この場合においても、ＣＰＷ電極構造よりＡＣＰ
Ｓ電極構造が選好される。光周波数における２つの構造間の変調効率の差は、２
ｄＢまで増加される。更に、図１８と図１９の絶対値を比較すると、インピーダ
ンス整合がＡＣＰＳ電極構造の場合の効率を２ｄＢ以上改善することが明らかで
ある。
【００８８】 出願人は、位相変調器の最適な構造の設計において、信号電極の幅が基本的な
パラメータであることを発見した。この場合もまた、変調器が発振器に直接結合
される場合とインピーダンス整合回路が介挿される場合とを弁別することが必要
である。
【００８９】 図２０は、インピーダンス整合回路によらない、種々の電極幅Ｗに対する周波
数の関数として変調効率を示す。同図は、発振器と変調器間のインピーダンス整
合回路のない小さなＷ（１０μｍ）を有する構造が２つの理由から最良であるこ
とを示す。第一に、Ｗが減少すると、最適な効率の周波数が上方へ移り、電極長
さは等しくなる（図２０は、長さが１６ｍｍの変調器を示す）。第二に、最小の
幅を持つ電極もまた更に平坦な周波数応答を呈する。
【００９０】 この状況は、変調器インピーダンスが発振器に整合されるときは著しく異なる
。図２１は、信号電極の幅が発振器に整合されたＡＣＰＳ構造のインピーダンス
に対して変化させられるときの変調効率をプロットしている。
【００９１】 この場合、電極の幅の増加と共に低い周波数に対して最大効率が得られること
はいぜんとして真であるが、広い電極を持つ構造が常に１ｄＢにも満たないが共
振周波数付近では狭い電極を持つ構造よりは効率がよい。このような構造は実際
には変調効率に関して同等であるが、広い電極を持つ構造が信頼性を理由として
選好される。このことは、本発明の背景に含まれる加熱論議（ｈｅａｔｉｎｇ
ｄｉｓｃｕｓｓｉｏｎ）から生じる。電極幅Ｗを除いて同じ設計の２つの変調器
により消費される電力が同じであると仮定しよう。大きなＷを持つ電極が大きな
表面積を持つゆえに、かかる電極は熱をより速く発散し、このため、所与の単位
時間内により多くの熱を発散することになる。この結果、変調器が比較的低い温
度で動作することになり、このため、熱で生じる故障の可能性が低いゆえの高い
信頼性を結果として生じる。
【００９２】 ＡＣＰＳ構造を持つ変調器に対する種々の電極幅の熱発散を評価するため、熱
的なシミュレーションが行われた。表１は、これらのシミュレーションの結果を
示し、これは４．５Ｗの消費電力を意味する。この表は、電極幅が１０μｍない
し８０μｍ増加するときフィラメントが達する最高温度がどのように約５０℃だ
け降下するかを明瞭に示している。
【００９３】
【表１】
【００９４】 従って、発振器と変調器間にインピーダンス整合回路がない場合、最適な構造
が１０μｍの電極幅を持つＡＣＰＳであることが判る。しかし、変調器インピー
ダンスが発振器に整合されるときは、最適構造は８０μｍ以上の信号電極幅を持
つＡＣＰＳである。図６ないし図８に関して先に述べた如きＡＣＰＳ変調器では
、８０μｍの信号電極９２の幅Ｗが電極と電極下方の基板との両方における熱の
放散における大きな効率により優れた信頼性を呈し、改善された変調効率もまた
提供される。
【００９５】 最後に、図２３は、幅ＷとｄＢ単位の変調効率とを有する電極のシミュレート
検討の結果を表わしている。図２３から判るように、効率は１０μｍの幅におけ
る約３．０５ｄＢから１５０μｍの幅における３．９４ｄＢまで増加し、改善の
大半は１０μｍないし１２０μｍにおいて生じた。
【００９６】 改善された変調評価と低減した熱応力の双方を変調回路に提供するように１５
ないし２００μｍの電極幅Ｗが働くことが推定される。
【００９７】 当業者には、本発明の範囲および趣旨から逸脱することなく、開示されたプロ
セスおよび製品において種々の修正および変更が可能であることが明らかであろ
う。本発明の他の実施の形態は、本文に開示された発明の仕様および実施を考察
することによって当業者には明らかになるであろう。本文の記述および事例は単
なる事例と見なされるべきものとし、本発明の真の範囲および趣旨は頭書の請求
の範囲によって示される。
【図面の簡単な説明】
【図１】 Ａは、集中タイプの電極を有する従来技術の変調器の平面図である。 Ｂは、Ａの電極構造の相等回路の概略回路図である。
【図２】 Ａは、特徴的なインピーダンスで成端された進行波タイプの電極を有する従来
技術の変調器の平面図である。 Ｂは、図２Ａの変調器の電極構造の電気的に相等な回路の概略回路図である。
【図３】 本発明の原理により構成された電極構造を含む変調器の平面図である。
【図４】 図２Ａおよび図３の変調器の変調効率を比較するコンピュータ・シミュレーシ
ョンのグラフである。
【図５】 特徴的なインピーダンスで成端された伝送線の形態における電極構造を有する
変調器と短絡回路で成端された伝送線の形態における電極を有する類似の変調器
とに対する比率（ｍｏｄｕｌｕｓ）および位相における線に沿った電圧をグラフ
である。
【図６】 本発明の変調器の電極構造の図である。
【図７】 図６に示された変調器の部分の断面図である。
【図８】 図６に示された電極構造の部分の図である。
【図９】 比λ／Ｌの関数として変調効率を示すグラフである。
【図１０】 本発明の原理により構成された狭帯域の光振幅変調器の平面図である。
【図１１】 （図１０に示されたタイプの）短絡回路で成端された伝送線の形態の電極構造
を有する振幅変調器の変調効率を、特徴的なインピーダンスで成端された電極構
造を有する振幅変調器に比較する実際のテストのグラフである。
【図１２】 上記テストのコンピュータ・シミュレーションのグラフである。
【図１３】 テストされた回路の位相変調の効率を評価するため用いたテスト装置の概略図
である。
【図１４】 種々のタイプの電極成端を持ち、２５ｍｍの電極長さを持つ変調器に対する周
波数の関数としてブリュアン散乱の抑制を比較する実際のテストのグラフである
。
【図１５】 短絡回路で成端された電極と１５ｍｍの電極長さを持つ入力インピーダンス整
合ネットワークとを有する変調器に対する周波数の関数としてブリュアン散乱の
抑制を示すグラフである。
【図１６】 ａは、共面ストリップ導波路（ＣＰＷ）電極を持つ光変調器の断面を示す図で
ある。 ｂは、非対称共面ストリップ（ＡＣＰＳ）電極を持つ光変調器の断面を示す図
である。
【図１７】 ＡＣＰＳ線とＣＰＷに対する反射係数のモジュラスを示すグラフである。
【図１８】 ＣＰＷ電極を持つ光変調器とＡＣＰＳ電極を持つ光変調器とに対する変調効率
の比較を示すグラフである。
【図１９】 変調器の入力インピーダンスが発生器インピーダンスに整合される、ＣＰＷ電
極を持つ光変調器とＡＣＰＳ電極を持つ光変調器とに対する変調効率の比較を示
すグラフである。
【図２０】 変調器のインピーダンスが発生器のインピーダンスに整合されない、ＡＣＰＳ
構造に対する変調効率を幅の関数として示すグラフである。
【図２１】 変調器のインピーダンスが発生器のインピーダンスに整合される図２０に類似
するグラフである。
【図２２】 適切なインピーダンス整合ネットワークにより結合された変調器と発生器のブ
ロック図である。
【図２３】 本発明による変調器の変調効率が活性電極の幅Ｗに従って変化する状態を示す
グラフである。
【手続補正書】特許協力条約第３４条補正の翻訳文提出書
【提出日】平成１２年２月１８日（２０００．２．１８）
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】特許請求の範囲
【補正方法】変更
【補正内容】
【特許請求の範囲】
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２０
【補正方法】変更
【補正内容】
【００２０】 出願人は、中心周波数における電気光学的な相互作用を最適化する帯域通過タ
イプの電気光学的応答を光変調器に提供する装置を更に発見した。この装置は、
比較的低い電力により動作周波数における同じ変調深さを達成することを可能に
する。 （本発明の概要） 本発明の更なる特徴および利点については、以降の記述において示され、一部
はこの記述から明らかとなり、あるいは本発明の実施によって習得されよう。本
発明の目的および他の利点は、以降の記述および頭書の請求の範囲、ならびに添
付図面において特に示される装置によって具現され達成されよう。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２１
【補正方法】変更
【補正内容】
【００２１】 上記および他の利点を達成するためには、実施され広義に記述される如き本発
明の目的によれば、本発明は、波長λに対応する５００ＭＨzないし３ＧＨzの範
囲内の選定された動作周波数で動作する光変調器を構成する。当該変調器は、基
板と、この基板に形成され入力と出力と屈折率とを持つ導波路と、電極長さＬを
確保するため第１および第２の分岐部を有する進行波タイプの電極構造とを含ん
でいる。比λ／Ｌは約２．１から約４．０にわたる。当該電極構造は、動作周波
数における変調信号の電極構造への印加時に、屈折率の電気光学的変化を生じる
ように導波路に関して基板上に形成される。本発明はまた、電極構造の短絡回路
成端を形成するため第１および第２の分岐部を接続する導体を含んでいる。
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２２
【補正方法】変更
【補正内容】
【００２２】 別の特質によれば、本発明は、光信号を生成し、選定された周波数で位相変調
信号を生成し、位相変調信号に従って光信号の位相を変調し、位相変調された光
信号を第１の光パワーに増幅し、一定長さの光ファイバに沿って増幅された光信
号を伝送し、当該伝送信号を受取るステップを含む光伝送方法に関するものであ
る。
【手続補正５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２３
【補正方法】変更
【補正内容】
【００２３】 前記第１の光パワーは、信号の位相変調が存在しないとき特定長さの光ファイ
バにおいてＳＢＳが生じるような値を有する。
【手続補正６】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２４
【補正方法】変更
【補正内容】
【００２４】 光信号の位相を変調する前記ステップは、ある屈折率を持つ基板に形成された
導波路へ前記光信号を結合し、１２ｍｍないし２４ｍｍ間に含まれる電極長さＬ
を確保するため第１および第２の分岐部を持つ進行波タイプ電極構造へ前記位相
変調信号を結合することを含み、前記電極構造は、屈折率の電気光学的変化を生
じるように導波路に関して基板上に形成される。 前記電極構造の分岐部は短絡回路で成端される。
【手続補正７】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２５
【補正方法】変更
【補正内容】
【００２５】 本発明は、別の特質によれば、波長λに対応する動作周波数で変調信号を生成
するための発振器と変調器とを含む光変調器システムを提供する。 当該変調器は、基板と、この基板に形成された導波路と、入力と、出力と、屈
折率とを有する。当該変調器は更に、電極長さＬと幅Ｗとを確保するため第１お
よび第２の分岐部を有する進行波タイプの電極構造を含んでいる。当該電極構造
は、動作周波数における変調信号の電極構造への印加時に、屈折率の電気光学的
変化を生じるように導波路に関して基板上に形成される。当該変調器は、電極構
造の短絡回路成端を形成するように第１および第２の分岐部を接続する導体をも
含む。λ／Ｌは約２．１ないし４．０である。 変調器システムは更に、信号発振器からの変調信号を変調器へ有効に結合する
ためのインピーダンス整合回路を含むことができる。
【手続補正８】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２６
【補正方法】変更
【補正内容】
【００２６】 上記の全般的記述および以降の詳細な記述はともに例示的説明的であり、請求
の範囲における如き本発明の更なる説明を提供することを意図することを理解す
べきである。
【手続補正９】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２７
【補正方法】変更
【補正内容】
【００２７】 添付図面は、本発明の更なる理解を提供するために添付され、本明細書に含ま
れてその一部をなし、本発明の１つおよび幾つかの実施の形態を例示し、記述と
共に本発明の原理の説明に供するものである。
【手続補正１０】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２８
【補正方法】変更
【補正内容】
【００２８】 本明細書に含まれその一部をなす添付図面は、本発明の実施の形態を例示し、
記述と共に本発明の目的と利点と原理の説明に供するものである。
【手続補正１１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００９６
【補正方法】変更
【補正内容】
【００９６】 改善された変調効率と低減した熱応力の双方を変調回路に提供するように、１
５ないし２００μｍの電極幅Ｗが働くものと推定される。 望ましくは、幅Ｗは、４０ないし１６０μｍの間に含まれる。 更に望ましくは、幅Ｗは、６０ないし１２０μｍの間に含まれる。
【手続補正１２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】図面の簡単な説明
【補正方法】変更
【補正内容】
【図面の簡単な説明】 本明細書に含まれその一部をなす添付図面は、本発明の実施の形態を例示し、
記述と共に本発明の目的と利点と原理の説明に供するものである。 図面において、
【図１】 Ａは、集中タイプの電極を有する従来技術の変調器の平面図である。 Ｂは、図１Ａの電極構造の相等回路の概略回路図である。
【図２】 Ａは、特徴的なインピーダンスで成端された進行波タイプの電極を有する従来
技術の位相変調器の平面図である。 Ｂは、図２Ａの変調器の電極構造の電気的に相等な回路の概略回路図である。
【図３】 本発明の原理により構成された電極構造を含む変調器の平面図である。
【図４】 図２Ａおよび図３の変調器の変調効率を比較するコンピュータ・シミュレーシ
ョンのグラフである。
【図５】 特徴的なインピーダンスで成端された伝送線の形態における電極構造を有する
変調器と短絡回路で成端された伝送線の形態における電極を有する類似の変調器
とに対する比率（ｍｏｄｕｌｕｓ）および位相における線に沿った電圧をグラフ
である。
【図６】 本発明の変調器の電極構造の図である。
【図７】 図６に示された変調器の部分の断面図である。
【図８】 図６に示された電極構造の部分の図である。
【図９】 比λ／Ｌの関数として変調効率を示すグラフである。
【図１０】 本発明の原理により構成された狭帯域の光振幅変調器の平面図である。
【図１１】 （図１０に示されたタイプの）短絡回路で成端された伝送線の形態の電極構造
を有する振幅変調器の変調効率を、特徴的なインピーダンスで成端された電極構
造を有する振幅変調器に比較する実際のテストのグラフである。
【図１２】 上記テストのコンピュータ・シミュレーションのグラフである。
【図１３】 テストされた回路の位相変調の効率を評価するため用いたテスト装置の概略図
である。
【図１４】 種々のタイプの電極成端を持ち、２５ｍｍの電極長さを持つ変調器に対する周
波数の関数としてブリュアン散乱の抑制を比較する実際のテストのグラフである
。
【図１５】 短絡回路で成端された電極と１５ｍｍの電極長さを持つ入力インピーダンス整
合ネットワークとを有する変調器に対する周波数の関数としてブリュアン散乱の
抑制を示すグラフである。
【図１６】 ａは、共面ストリップ導波路（ＣＰＷ）電極を持つ光変調器の断面を示す図で
ある。 ｂは、非対称共面ストリップ（ＡＣＰＳ）電極を持つ光変調器の断面を示す図
である。
【図１７】 ＡＣＰＳ線とＣＰＷに対する反射係数のモジュラスを示すグラフである。
【図１８】 ＣＰＷ電極を持つ光変調器とＡＣＰＳ電極を持つ光変調器とに対する変調効率
の比較を示すグラフである。
【図１９】 変調器の入力インピーダンスが発生器インピーダンスに整合される、ＣＰＷ電
極を持つ光変調器とＡＣＰＳ電極を持つ光変調器とに対する変調効率の比較を示
すグラフである。
【図２０】 変調器のインピーダンスが発生器のインピーダンスに整合されない、ＡＣＰＳ
構造に対する変調効率を幅の関数として示すグラフである。
【図２１】 変調器のインピーダンスが発生器のインピーダンスに整合される図２０に類似
するグラフである。
【図２２】 適切なインピーダンス整合ネットワークにより結合された変調器と発生器のブ
ロック図である。
【図２３】 本発明による変調器の変調効率が活性電極の幅Ｗに従って変化する状態を示す
グラフである。
【手続補正書】
【提出日】平成１２年１１月２０日（２０００．１１．２０）
【手続補正１】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図９
【補正方法】変更
【補正内容】
【図９】
【手続補正２】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図１１
【補正方法】変更
【補正内容】
【図１１】
【手続補正３】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図１４
【補正方法】変更
【補正内容】
【図１４】
【手続補正４】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図２３
【補正方法】変更
【補正内容】
【図２３】
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＡＵ，ＢＲ，Ｃ Ａ，ＣＮ，ＪＰ，ＫＲ，ＮＺ，ＵＳ (71)出願人 Ｖｉａｌｅ Ｓａｒｃａ，222，Ｉ− 20126，Ｍｉｌａｎｏ，Ｉｔａｌｙ (72)発明者 カサッキア，エミリオ イタリア国イ−20052 モンツァ，ヴィ ア・レッコ 88 (72)発明者 ゴベッティ，ジャンルカ イタリア国イ−2901 カステルヴェトロ・ ピアチェンチノ，ヴィア・デュエ・ポンチ ２ Ｆターム(参考） 2H079 AA02 AA12 BA01 BA03 CA05 DA03 EA03 EB05 EB12 HA12

Claims (9)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 波長λを持つ選択された動作周波数で動作する光変調器であ
    って、 基板と、 前記基板に形成され、入力と出力と屈折率とを有する導波路と、 電極長さＬを確保するため第１および第２の分岐部を有し、電極構造に対する
    動作周波数における変調信号の印加時に、前記屈折率の電気光学的変化を生じる
    ように前記導波路に関して前記基板上に形成された進行波タイプ電極と、 前記電極構造の短絡回路成端を形成するため第１および第２の分岐部を接続す
    る導体と、 を備え、比λ／Ｌが２．１ないし４．０間の値を有する光変調器。
  2. 【請求項２】 前記比λ／Ｌが２．３ないし３．１間の値を有する請求項１
    記載の光変調器。
  3. 【請求項３】 変調信号の印加が前記導波路の出力に位相変調された光信号
    を生じるように、第１および第２の前記分岐部が前記導波路の両側に配置される
    請求項１記載の光変調器。
  4. 【請求項４】 前記導波路が、第１および第２の端部をそれぞれ有する第１
    および第２の分岐部を含み、該第１の端部が一緒に結合されると共に前記導波路
    の入力に結合され、前記第２の端部が一緒に結合されると共に前記導波路の出力
    に結合され、 前記電極構造が、第１および第２の前記導波路の分岐部間に配置された第３の
    分岐部を更に含み、 前記電極の第１と第２と第３の分岐部が第１および第２の前記端部をそれぞれ
    有し、前記電極の第１および第２の分岐部の第１の前記端部が一緒に結合され、
    前記導体が第１と第２と第３の前記電極の分岐部の第２の前記端部を接続し、 これにより、第３の前記電極の分岐部の第１の端部に対する変調信号の印加が
    前記導波路の出力に振幅変調された光信号を生じる、請求項１記載の光変調器。
  5. 【請求項５】 第１および第２の前記分岐部が約１２ないし２４ｍｍ間の長
    さを有し、動作周波数が約２．０ＧＨzの値を有する請求項１記載の光変調器。
  6. 【請求項６】 光信号を生成するステップと、 ５００ＭＨzないし３ＧＨzの範囲内の選択された周波数における位相変調信号
    を生成するステップと、 前記位相変調信号に従って光信号の位相を変調するステップと、 位相変調された前記光信号を６ｄＢｍより高い光パワーへ増幅するステップと
    、 増幅された前記光信号を一定長さの光ファイバに沿って伝送するステップと、 伝送された前記信号を受取るステップと、 を含む方法光伝送方法であって、 前記光信号の位相を変調する前記ステップが、 前記光信号を屈折率を有する基板に形成された導波路へ結合し、 １２ないし２４ｍｍ間に含まれる電極長さＬを有する進行波タイプの電極構造
    へ位相変調信号を結合することを含み、該電極構造が前記屈折率の電気光学的変
    化を生じるように前記導波路に関して基板上に形成される光伝送方法において、 前記電極構造の短絡回路成端を形成するステップを更に含むことを特徴とする
    方法。
  7. 【請求項７】 動作波長λの発振器から動作する光変調器システムであって
    、 変調器を備え、該変調器が、 基板と、 前記基板に形成されかつ入力と出力と屈折率とを有する導波路と、 電極長さＬと幅Ｗとを確保するため第１および第２の分岐部を有し、比λ／
    Ｌが２．１ないし４．０間にあり、Ｗが１５ないし２００μｍ間にあり、電極構
    造に対する動作周波数における変調信号の印加時に、前記屈折率の電気光学的変
    化を生じるように前記導波路に関して前記基板上に形成される進行波タイプの電
    極構造と、 前記電極構造の短絡回路成端を形成するため該電極構造の第１および第２の分
    岐部を接続する導体と、 を含む光変調器システム。
  8. 【請求項８】 前記幅Ｗが４０ないし１６０μｍ間にある請求項７記載の光
    変調器システム。
  9. 【請求項９】 前記幅Ｗが６０ないし１２０μｍ間にある請求項８記載の光
    変調器システム。
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