JP2001515230A - コード化音声信号のスパースネス低減法 - Google Patents

コード化音声信号のスパースネス低減法

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Abstract

(57)【要約】 第１のサンプル値シーケンスを含む入力デジタル信号（Ａ）におけるスパースネスを減少させる。入力デジタル信号に対応して出力デジタル信号（Ｂ）が生成される。出力デジタル信号には第２のサンプル値シーケンスが含まれ、第１のサンプル値シーケンスと比較して、第２のサンプル値シーケンスの非ゼロサンプル値密度を高くする。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】 この出願は、１９９７年９月２日付けでファイルされた同時係属仮出願Ｕ．Ｓ
．Ｐｒｏｖｉｓｉｏｎａｌ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｎｏ．０６／０５７，７
５２の米国特許法第 １１９条（ｅ）（ｌ）に基づいて優先権を主張するもので
あり、１９９８年３月４日付け出願の同時係属出願Ｕ．Ｓ．Ｓｅｒｉａｌ Ｎｏ
．０９／０３４，５９０（ｄｏｃｋｅｔ ３４６４５−４０５）の一部継続出願
である。
【０００２】 （発明の分野） 本発明は一般に音声コーディングに関し、特に、コード化された音声信号にお
けるスパースネス（ｓｐａｒｓｅｎｅｓｓ）の問題に関するものである。
【０００３】 （発明の背景） 音声コーディングはモデム使用のデジタル通信システム、例えばデジタルセル
ラ通信システムなどの無線通信システムの重要な役割を果たしている。現在から
将来にわたってこの種のシステムに必要な大容量を達成するために、音声信号の
効率的圧縮および音声信号の高品質化が必須条件である。これに関連して、例え
ば音声コーダのビットレートを下げて他の通信信号のために通信チャネル容量を
追加する場合、不愉快なアーチファクトを導入せずに音声品質を優雅に低下させ
ること（ｇｒａｃｅｆｕｌ ｄｅｇｒａｄａｔｉｏｎ）が望ましい。
【０００４】 セルラ通信用の低レート音声コーダの従来例については、ＩＳ−６４１（Ｄ−
ＡＭＰＳ ＥＦＲ）およびＩＴＵ規格Ｇ．７２９に記載されている。上記規格で
指定されるコーダは構造的に類似しており、一般に両者共に比較的疎らな（ｓｐ
ａｒｓｅ）出力を生成する代数的コードブック（ａｌｇｅｂｒａｉｃ ｃｏｄｅ
ｂｏｏｋ）を含んでいる。一般に、与えられたコードブックエントリのサンプル
のわずか数個だけに非ゼロサンプル値が含まれるような状況を、スパースネス（
ｓｐａｒｓｅｎｅｓｓ）と呼んでいる。特に、音声の圧縮を実行しようとして代
数的コードブックのビットレートを低減するとき、このスパースネス状態がよく
現れる。まず第１に非ゼロサンプルが僅かしかコードブックに含まれていないと
いうこと、そして低ビットレートなのでさらに少ないコードブックサンプルの使
用を要するということ、の結果として生ずるスパースネスは、前述のような従来
の音声コーダによるコード化音声信号においては、容易に感知し得る劣化となる
。
【０００５】 したがって、音声圧縮のために音声コーダのビットレートを下げる場合は、前
述のコード化音声信号の劣化を避けることが望ましい。
【０００６】 前述のコード化音声信号劣化を避けるために、本発明は、コード化音声信号あ
るいはデジタル信号のスパースネスが障害になる場合にスパースネスを低減する
アンチスパースネスオペレータ（ａｎｔｉ−ｓｐａｒｓｅｎｅｓｓ ｏｐｅｒａ
ｔｏｒ）を提供する。
【０００７】 （詳細説明） 図１は本発明によるアンチスパースネスオペレータの例を示す。図１のアンチ
スパースネスオペレータＡＳＯは、発信源１１から送信される疎らなデジタル信
号を入力Ａで受信する。アンチスパースネスオペレータＡＳＯは疎らな信号Ａを
処理して、入力信号Ａより密なデジタル信号Ｂを出力に供給する。
【０００８】 図２は、無線通信システムで使用される送信機に設けられたＣＥＬＰ（Ｃｏｄ
ｅ Ｅｘｃｉｔｅｄ Ｌｉｎｅａｒ Ｐｒｅｄｉｃｔｉｖｅ）音声エンコーダ、
または無線通信システムの受信機に設けられたＣＥＬＰ音声デコーダにおいて、
図１のアンチスパースネスオペレータＡＳＯを適用する場合に可能な様々な位置
の例を示す。図２で示されるように、固定（例えば代数的）コードブック２１の
出力と複数位置２０１〜２０６のいずれか、あるいはその両方にアンチスパース
ネスオペレータＡＳＯを設けることができる。図２で示される各位置に設けた場
合、図１のアンチスパースネスオペレータＡＳＯはその入力Ａで疎らな信号を受
信して、その出力Ｂから比較的密な信号を出力する。このように、図２に示され
るＣＥＬＰ音声エンコーダ／デコーダ構造には、図１の疎らな信号源に関するい
くつかの例が含まれる。
【０００９】 図２の破線はＣＥＬＰ音声エンコーダ／デコーダに従来から設けられている適
応型コードブックへの従来のフィードバック経路を示す。アンチスパースネスオ
ペレータＡＳＯが図２に示される位置や、他の位置２０１〜２０４のいずれかに
設けられると、加算回路２１０の出力でデコーダによって再構成されたコード化
励振信号がアンチスパースネスオペレータから影響を受けることがある。アンチ
スパースネスオペレータが位置２０５や２０６に設けられた場合には、加算回路
２１０から出力されるコード化励振信号に対する影響はない。
【００１０】 図２Ｂはコードブック２１、２３からの出力を受信して、フィードバック信号
を適応型コードブック２３に供給する加算回路２５を更に含むＣＥＬＰデコーダ
を例示する。アンチスパースネスオペレータＡＳＯが図２Ｂに示される位置や、
位置２２０、２４０に設けられる場合、適応型コードブック２３へのフィードバ
ック信号はアンチスパースネスオペレータの影響を受けない。
【００１１】 図２Ａは図２（または、図２Ｂ）のＣＥＬＰデコーダ構造の受信機（ＲＣＶＲ
）と、図２のＣＥＬＰエンコーダ構造の送信機（ＸＭＴＲ）を含むトランシーバ
ーを例示する。図２Ａは、送信機が入力として音響信号を受信して、出力として
再構成情報を通信チャンネルに供給し、その再構成情報から受信機が音響信号を
再構成するところを示している。受信機は通信チャンネルから入力される再構成
情報を受信し、出力として再構成された音響信号を供給する。図のトランシーバ
ーと通信チャンネルは例えば、それぞれセルラ電話のトランシーバーとセルラ電
話網の空気インタフェースである。
【００１２】 図１のアンチスパースネスオペレータＡＳＯの一実施例を図３に示す。図３に
おいて、Ａで受信される疎らな信号に雑音性の信号ｍ（ｎ）が付加される。図４
は、どのようにして信号ｍ（ｎ）が生成されるかを例示する。雑音性の信号ｍ（
ｎ）は、ガウス分布Ｎ（０、１）を持つ雑音信号を適当な高域通過スペクトルカ
ラーフィルタにかけることによって生成される。
【００１３】 図３に示されるように、信号ｍ（ｎ）は乗算器３３を通して適切な利得係数を
持つ加算回路３１に供給することができる。図３の利得係数は固定利得係数とす
ることができる。図３の利得係数はまた、適応型コードブック２３（または、周
期性の量に関する同様のパラメータ）の出力に適用される従来通りの利得の関数
であってもよい。一例をあげると、図３の利得は適応型コードブック利得が所定
の閾値を超えた時に０になり、適応型コードブック利得が閾値から減少するにし
たがって直線的に増加する。図３の利得はまた、図２の固定コードブック２１の
出力に適用される従来と同様の利得の関数とすることができる。また、図３の利
得は、従来の検索方法で使用される目標信号に対する信号ｍ（ｎ）のパワースペ
クトルマッチングに基づいたものであって、利得をコード化した後に受信機に伝
送してもよい。
【００１４】 別の例では、高度な周波数領域分析の利点を活用するために周波数領域でノイ
ズ性の信号を付加することができる。
【００１５】 図５は図２に示されるＡＳＯの別の実施例を示す。図５の構成の特徴は、図１
の信号源１１からの受信デジタル信号のスパースネスを減少させるようにアンチ
スパースネスフィルタが設計されたことである。
【００１６】 図５のアンチスパースネスフィルタの一例が図６に詳しく示されている。図６
のアンチスパースネスフィルタは、固定（例えば代数的）コードブック２１から
受信されるコード化信号のたたみ込みを、全域通過フィルタ（ａｌｌ−ｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒ）に関連するインパルス応答（６５での）によって実行するコン
ボルバ部６３を有する。図６のアンチスパースネスフィルタの動作が図７〜１１
に示されている。
【００１７】 図１０は合計４０個のサンプル中わずか２個の非ゼロサンプルを含む図２のコ
ードブック２１からのエントリ例を示す。このスパースネス特性は、非ゼロサン
プルの数（密度）が増加すれば、減少するであろう。非ゼロサンプルの数を増加
させる１つの方法は、４０個のサンプルからなるブロック全体にエネルギを分散
するための適切な特性を備えたフィルタに図１０のコードブックエントリを適用
することである。図７および図８は、図１０のコードブックエントリにおける４
０個のサンプル全体に適切なエネルギ分散を行うための全域通過フィルタの振幅
および位相（ラジアン単位）特性をそれぞれ示す。図７および図８のフィルタは
２〜４ｋＨｚの高周波領域で位相スペクトルを変更するが、２ｋＨｚより低い周
波数領域での変更は極くわずかだけである。図７および図８のフィルタによる振
幅スペクトルの実質的な変更は行われない。
【００１８】 図９の例は、図７および図８で定義される全域通過フィルタのインパルス応答
のグラフ表示である。図６のアンチスパースネスフィルタは、図１０のサンプル
ブロックに対する図９のインパルス応答のたたみ込みを生成する。コードブック
エントリはコードブックから４０個のサンプルブロックとして供給されるので、
たたみ込み動作はブロック単位で実行される。このたたみ込み動作において、図
１０の各サンプルから４０の中間乗算結果が得られる。例えば図１０に示す位置
７でのサンプルを例にとると、最初の３４の乗算結果が図１１の結果ブロックの
位置７〜４０に割り当てられ、残りの６つの乗算結果は円形たたみ込み（ｃｉｒ
ｃｕｌａｒ ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎ）動作に従って「包み込み」（ｗｒａｐｐｅ
ｄ ａｒｏｕｎｄ）され、位置１〜６に割り当てられる。同様に、図１０の残り
の各サンプルから生成される４０の中間乗算結果は、図１１に示す結果ブロック
の位置に割り当てられ、もちろんサンプル１の包み込みは必要としない。図１１
の結果ブロックの各位置に関しては、それに割り当てられる４０の中間乗算結果
（図１０の各サンプルについて１つの乗算結果）が合算され、その総和がその位
置に対するたたみ込み結果を表す。
【００１９】 図１０および図１１の考察から明らかなように、円形たたみ込み動作は、エネ
ルギがブロック全体に分散されるように図１０のブロックのフーリエスペクトル
を変更し、その結果、ブロック内の非ゼロサンプルの数（または、密度）が劇的
に増加し、それに応じてスパースネス量が減少する。ブロックごとに実行される
円形たたみ込みの影響は、図２の合成フィルタ２１１によって取り除かれる。
【００２０】 図１２〜図１６は、図６で概略が示されるタイプのアンチスパースネスフィル
タの一動作例を示す。図１２および図１３の全域通過フィルタは３ｋＨｚより下
では実質的に位相スペクトルを変更せず、３〜４ｋＨｚの位相スペクトルを変更
する。フィルタのインパルス応答は図１４で示すとおりである。図１０と同じサ
ンプルブロックが図１５に示されていることと、図１６の結果ブロックから明ら
かなように、図１２〜図１６に示されるアンチスパースネス動作では、図１１で
示される場合と比較して十分にエネルギが分散されない。したがって、図１２〜
図１６では、フィルタが図７〜図１１で定義されたアンチスパースネスフィルタ
と比較してコードブックエントリ修正の少ないアンチスパースネスフィルタを定
義する。従って、図７〜図１１と、図１２〜図１６のフィルタはそれぞれ異なっ
たレベルのアンチスパースネスフィルタリングを定義する。
【００２１】 低適応コードブック利得値は、再構成された励振信号（加算回路２１０から出
力される）の適応コードブック成分が比較的小さいことを示しており、その結果
、固定（例えば代数的）コードブック２１が比較的大きく寄与する可能性がある
。前述の固定コードブックエントリのスパースネスに起因して、図７〜図１１の
フィルタの方が図１２〜図１６のフィルタよりも大きいサンプルブロック変更を
伴うので、図１２〜図１６のアンチスパースネスフィルタよりも、図７〜図１１
のアンチスパースネスフィルタを選択する方が有利である。適応コードブック利
得の値が大きい場合、固定コードブックの寄与が比較的少ないので、アンチスパ
ースネス修正の比較的少ない図１２〜図１６のフィルタを使用することができる
。
【００２２】 上述のように、本発明は与えられた音声セグメントの局部特性を利用して、そ
のセグメントに関連するスパースネス特性を修正するか否か、あるいは修正程度
を決定する機能を提供する。
【００２３】 また、図６のアンチスパースネスフィルタで実行されるたたみ込みを線形たた
み込みにすれば、ブロック単位処理の影響を回避できるので、より円滑な動作が
得られる。上記例でブロック単位処理について記述されたが、ブロック単位処理
は例示された従来のＣＥＬＰ音声エンコーダ／デコーダ構造の特質であり、本発
明の実施に必要なものではない。
【００２４】 閉ループ型の方法を使用することが可能である。その場合、コードブック検索
の間にエンコーダにおいてアンチスパースネス修正が考慮される。これには複雑
さの増加が伴うが、それに見合う性能改善が得られる。アンチスパースネスフィ
ルタを定義するマトリクスと、検索フィルタの従来のインパルス応答から構成さ
れたフィルタリングマトリクスとを掛け合わせることによって、（円形または線
形）たたみ込み動作を実行することができる（線形または円形たたみ込みを使用
する）。
【００２５】 図１７は図１に示されるアンチスパースネスオペレータＡＳＯの別の例を示す
。図１７の例では、図５に示されるタイプのアンチスパースネスフィルタが入力
信号Ａを受信し、１７０においてアンチスパースネスフィルタの出力に利得係数
ｇ2が掛けられる。図３および図４からのノイズ性の信号ｍ（ｎ）には、１７２ において利得係数ｇ1が掛けられ、ｇ1乗算器１７０およびｇ2乗算器の１７２の 出力が１７４で加算されて、出力信号Ｂが生成される。利得係数ｇ1とｇ2は例え
ば、下記のように決定される。最初に、図３の利得に関する上述の方法の１つに
よって利得ｇ1が決定され、次に、利得係数ｇ1の関数として利得係数ｇ2が決定 される。例えば、利得係数ｇ2と利得係数ｇ1は互いに反比例する。あるいは、利
得係数ｇ2を図３の利得と同じ方法で決定し、次に、互いに反比例するように利 得係数ｇ1を利得係数ｇ2の関数として決定することも可能である。
【００２６】 図１７の一構成例において、図１２〜図１６のアンチスパースネスフィルタが
使用される。利得係数はｇ2＝１とする。エネルギーレベルが固定コードブック エントリに等しくなるように、図４のガウスノイズ分布Ｎ（０、１）を正規化し
、図４のハイパスフィルタのカットオフ周波数を２００Ｈｚに設定することによ
って、ｍ（ｎ）が得られる。利得係数ｇ1は固定コードブック利得の８０％であ る。
【００２７】 図１８は本発明による代表的なアンチスパースネス修正方法を示す。１８１に
おいて、コード化音声信号のスパースネスレベルが推定される。これはオフライ
ン時、あるいは音声処理期間に適応的に実行することができる。例えば、代数的
コードブックやマルチパルスコードブックでは、サンプルは互いに近接または離
れ、スパースネスに変動が起こり得るが、正規パルスコードブックでは、サンプ
ル間距離が固定されているので、スパースネスは一定である。１８３において、
アンチスパースネス修正の適切レベルが決定される。このステップもまた、オフ
ライン時、あるいは音声処理期間に適応的に実行することができる。アンチスパ
ースネスレベルを適応的に決定する別の例として、ブロックごとにインパルス応
答（図６、図９、図１４参照）を変えることができる。１８５において、選択さ
れたアンチスパースネス修正レベルが信号に適用される。
【００２８】 当業者には明らかなように、図１〜図１８と関連する上記実施例は、例えば適
切にプログラムされたデジタル信号プロセッサや他のデータプロセッサを使用す
るか、あるいは、適切にプログラムされたデジタル信号プロセッサや他のデータ
プロセッサに接続された付加的外部回路との組み合わせによって容易に実現する
ことができる。
【００２９】 本発明の代表的実施例上述のとおりであるが、これは発明の範囲を制限するも
のではなく、さまざまな形態で実施することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明のアンチスパースネスオペレータの一例を示すブロック図。
【図２】 ＣＥＬＰ（Ｃｏｄｅ Ｅｘｃｉｔｅｄ Ｌｉｎｅａｒ Ｐｒｅｄｉｃｔｉｖｅ
）エンコーダ／デコーダにおいて図１のアンチスパースネスオペレータを適用し
得るさまざまな位置を示す。
【図２Ａ】 図２と図２Ｂのエンコーダ／デコーダ構造が使用可能な通信トランシーバーを
示す図。
【図２Ｂ】 図１のアンチスパースネスオペレータを含む別の代表的なＣＥＬＰ（Ｃｏｄｅ
Ｅｘｃｉｔｅｄ Ｌｉｎｅａｒ Ｐｒｅｄｉｃｔｉｖｅ）デコーダを示す図。
【図３】 図１のアンチスパースネスオペレータの一例を示す図。
【図４】 図３の付加信号を生成する方法の一例を示す図。
【図５】 図１のアンチスパースネスオペレータをアンチスパースネスフィルタとして具
体化する方法を示すブロック図。
【図６】 図５のアンチスパースネスフィルタの一例を示す図。
【図７】 図６に示されるタイプのアンチスパースネスフィルタの動作を示すグラフ。
【図８】 図６に示されるタイプのアンチスパースネスフィルタの動作を示すグラフ。
【図９】 図６に示されるタイプのアンチスパースネスフィルタの動作を示すグラフ。
【図１０】 図６に示されるタイプのアンチスパースネスフィルタの動作を示すグラフ。
【図１１】 図６に示されるタイプのアンチスパースネスフィルタの動作を示すグラフ。
【図１２】 図６に示されるタイプのアンチスパースネスフィルタが図７〜図１１の場合よ
り低いアンチスパースネス動作レベルで使用されるときの動作を示すグラフ。
【図１３】 図６に示されるタイプのアンチスパースネスフィルタが図７〜図１１の場合よ
り低いアンチスパースネス動作レベルで使用されるときの動作を示すグラフ。
【図１４】 図６に示されるタイプのアンチスパースネスフィルタが図７〜図１１の場合よ
り低いアンチスパースネス動作レベルで使用されるときの動作を示すグラフ。
【図１５】 図６に示されるタイプのアンチスパースネスフィルタが図７〜図１１の場合よ
り低いアンチスパースネス動作レベルで使用されるときの動作を示すグラフ。
【図１６】 図６に示されるタイプのアンチスパースネスフィルタが図７〜図１１の場合よ
り低いアンチスパースネス動作レベルで使用されるときの動作を示すグラフ。
【図１７】 図１のアンチスパースネスオペレータの一例を示す図。
【図１８】 本発明にしたがってアンチスパースネスを修正するための代表例を示す図。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (31)優先権主張番号 ０９／１１０，９８９ (32)優先日 平成10年７月７日(1998．7．7) (33)優先権主張国 米国（ＵＳ） (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ， ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ) ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ， ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，Ｄ Ｋ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ，ＨＲ ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ， ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，Ｌ Ｖ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ， ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，Ｕ Ｚ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＷ (72)発明者 エクデン、エリク スウェーデン国 アケルスベルガ、フヤリ ルスベーゲン 23 (72)発明者 ケレイジン、バスティアン スウェーデン国 ストックサンド、タラス ベーゲン 11 Ｆターム(参考） 5D045 CA01

Claims (28)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 第１サンプル値シーケンスを含む入力デジタル信号のスパー
    スネス（ｓｐａｒｓｅｎｅｓｓ）を低減する装置であって、 入力デジタル信号を受信する入力と、 前記入力に接続され、入力デジタル信号に応答して、第１サンプル値シーケン
    スより非ゼロサンプル値密度が高い新たなサンプル値シーケンスを含む出力デジ
    タル信号を生成するアンチスパースネスオペレータ（ａｎｔｉ−ｓｐａｒｓｅｎ
    ｅｓｓ ｏｐｅｒａｔｏｒ）と、 前記アンチスパースネスオペレータに結合された出力であって、該アンチスパ
    ースネスオペレータから前記出力デジタル信号を受信する該出力と、を有する前
    記装置。
  2. 【請求項２】 請求項1記載の装置であって、入力デジタル信号にノイズ性 の信号を付加するための回路を、前記アンチスパースネスオペレータに設けた前
    記装置。
  3. 【請求項３】 請求項1記載の装置であって、入力デジタル信号をフィルタ 処理するために前記入力に接続されたフィルタを、前記アンチスパースネスオペ
    レータに設けた前記装置。
  4. 【請求項４】 請求項３記載の装置であって、前記フィルタを全域通過フィ
    ルタとした前記装置。
  5. 【請求項５】 請求項３記載の装置であって、前記第１サンプル値シーケン
    スに含まれるそれぞれのサンプル値ブロックをフィルタ処理するために、前記フ
    ィルタにおいて円形たたみ込みまたは線形たたみ込みを使用する前記装置。
  6. 【請求項６】 請求項３記載の装置であって、前記入力デジタル信号の位相
    スペクトルを前記フィルタによって修正し、振幅スペクトルを実質的に無修正と
    する前記装置。
  7. 【請求項７】 請求項１記載の装置であって、前記入力と前記出力の間にフ
    ィルタを備えた信号路と、前記信号路にそって伝送される信号にノイズ性の信号
    を付加するための回路とを、前記アンチスパースネスオペレータに設けた前記装
    置。
  8. 【請求項８】 請求項７記載の装置であって、前記フィルタを全域通過フィ
    ルタとする前記装置。
  9. 【請求項９】 請求項７記載の装置であって、前記第１サンプル値シーケン
    スに含まれるそれぞれのサンプル値ブロックをフィルタ処理するために、前記フ
    ィルタにおいて円形たたみ込みまたは線形たたみ込みを使用する前記装置。
  10. 【請求項１０】 請求項７記載の装置であって、前記入力デジタル信号の位
    相スペクトルを前記フィルタによって修正し、振幅スペクトルを実質的に無修正
    とする前記装置。
  11. 【請求項１１】 音響信号情報を処理するための装置であって、 音響信号情報を受信するための入力と、 前記入力に接続され、前記情報に応答して、第１サンプル値シーケンスを含む
    デジタル信号を生成するコーディング装置と、 前記コーディング装置に接続され、前記デジタル信号に応答して、第１サンプ
    ル値シーケンスより非ゼロサンプル値密度が高い第２サンプル値シーケンスを含
    む出力デジタル信号を生成するアンチスパースネスオペレータと、を有する前記
    装置。
  12. 【請求項１２】 請求項１１記載の装置であって、複数のコードブックと、
    加算回路と、合成フィルタとを前記コーディング装置に設け、前記コードブック
    の各出力を前記加算回路の各入力に接続し、前記加算回路の出力を前記合成フィ
    ルタの入力に接続した前記装置。
  13. 【請求項１３】 請求項１２記載の装置であって、前記コードブック出力の
    うちの１つを前記アンチスパースネスオペレータの入力に接続した前記装置。
  14. 【請求項１４】 請求項１２記載の装置であって、前記加算回路の前記出力
    を前記アンチスパースネスオペレータの入力に接続した前記装置。
  15. 【請求項１５】 請求項１２記載の装置であって、前記合成フィルタの出力
    を前記アンチスパースネスオペレータの入力に接続した前記装置。
  16. 【請求項１６】 請求項１２記載の装置であって、前記コーディング装置
    をエンコーディング装置とし、前記音響信号情報に音響信号が含まれる前記装置
    。
  17. 【請求項１７】 請求項１２記載の装置であって、前記コーディング装置
    をデコーディング装置とし、音響信号を構成するための情報が前記音響信号情報
    に含まれる前記装置。
  18. 【請求項１８】 第１サンプル値シーケンスを含む入力デジタル信号のスパ
    ースネスを低減するための方法であって、 入力デジタル信号を受信するステップと、 前記入力デジタル信号に応答して、前記第１サンプル値シーケンスより非ゼロ
    サンプル値密度が高い第2サンプル値シーケンスを含む出力デジタル信号を生成 するステップと、 前記出力デジタル信号を出力するステップと、を含む前記方法。
  19. 【請求項１９】 請求項１８記載の方法であって、前記生成ステップが入力
    デジタル信号のフィルタ処理ステップを含む前記方法。
  20. 【請求項２０】 請求項１９記載の方法であって、前記フィルタ処理ステッ
    プにおいて全域通過フィルタを使用する前記方法。
  21. 【請求項２１】 請求項１９記載の方法であって、前記第１サンプル値シー
    ケンスに含まれるそれぞれのサンプル値ブロックをフィルタ処理するために、前
    記フィルタ処理ステップにおいて円形たたみ込みまたは線形たたみ込みを使用す
    る前記方法。
  22. 【請求項２２】 請求項１９記載の方法であって、前記フィルタ処理ステッ
    プにおいて前記入力デジタル信号の位相スペクトルを修正し、振幅スペクトルは
    実質的に無修正とする前記方法。
  23. 【請求項２３】 請求項１８記載の方法であって、前記生成ステップにおい
    てフィルタ処理を行うことによってフィルタ処理済み信号を生成し、前記第1信 号またはフィルタ処理済み信号にノイズ性の信号を付加する前記方法。
  24. 【請求項２４】 請求項２３記載の方法であって、前記フィルタ処理ステッ
    プにおいて全域通過フィルタを使用する前記方法。
  25. 【請求項２５】 請求項２３記載の方法であって、前記第１サンプル値シー
    ケンスに含まれるそれぞれのサンプル値ブロックをフィルタ処理するために、前
    記フィルタ処理ステップにおいて円形たたみ込みまたは線形たたみ込みを使用す
    る前記方法。
  26. 【請求項２６】 請求項２３記載の方法であって、前記フィルタ処理ステッ
    プにおいて前記入力デジタル信号の位相スペクトルを修正し、振幅スペクトルは
    実質的に無修正とする前記方法。
  27. 【請求項２７】 請求項１８記載の方法であって、前記生成ステップにおい
    て入力デジタル信号にノイズ性の信号を付加する前記方法。
  28. 【請求項２８】 音響信号情報を処理するための方法であって、 音響信号情報を受信するステップと、 前記情報に対する応答として、第１サンプル値シーケンスを含むデジタル信号
    を生成するステップと、 前記デジタル信号に対する応答として、第１サンプル値シーケンスより非ゼロ
    サンプル値密度が高い新たなサンプル値シーケンスを含む出力デジタル信号を生
    成するステップと、を含む前記方法。
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