JP2001285239A - ピーク検出回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ＯＦＤＭ変調信号を受信するためのディジタ
ル放送受信機の時間同期再生処理回路等において、小型
化、低コスト化及び低消費電力化に有効なビット選択制
御手段を有するピーク検出回路を提供することである。 【解決手段】 ディジタル放送受信機の時間同期再生処
理回路等において、積分器８ｄとピーク検出回路８ｅの
間に、ビット選択制御回路２０が設けられている。ビッ
ト選択制御回路２０は、タイミング発生部２１、最大値
保持部２２、ビットシフト部２３、判定／計数部２４、
ビットシフト部２５から成る。ＯＦＤＭ信号の有効シン
ボル区間の一部と、ガード区間の相関信号を積分してピ
ーク位置を検出するに際し、上記ビット選択制御回路２
０はピーク検出区間の最大値に基づいて前記積分の結
果、得られるデータ幅より適切な小さい一定のデータ幅
のビットを選択する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ＯＦＤＭ変調信号
を受信するためのディジタル放送受信機の時間同期再生
処理回路等に用いて小型化、低価格及び低消費電力化に
有効なピーク検出回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、ディジタル分野での通信技術・符
号化技術の進展により、放送のディジタル化が進められ
ている。放送の伝送路には、地上、衛星、ケーブルがあ
りそれぞれの伝送路の特性に最適な変調方式が使われて
いる。

【０００３】地上波放送では、地形や建物の反射によ
って起こるマルチパス、移動体受信によるフェージン
グ、複数送信局の設置（ＳＦＮ：単一周波数ネットワ
ーク）の問題がある。これらの環境に対して優れた特設
を持つＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）変調方式が、日
本（ＩＳＤＢ）、欧州（ＤＡＢ，ＤＶＢ）の地上波ディ
ジタル放送に使われている。

【０００４】ＯＦＤＭ変調方式は、伝送すべき情報を複
数の搬送波に分割するマルチキャリア伝送方式の一つで
ある。これにより、単一周波数変調方式よりも（伝送す
る情報量が一定の場合）１シンボル期間を長くとること
ができるために、マルチパスやＳＦＮ等により希望波に
遅延波が合成された場合に、シンボル間の相互作用によ
る伝送シンボル認識誤りを少なくすることができる。Ｏ
ＦＤＭ変調では、搬送分割の際に離散フーリエ変換を利
用し、各キャリア間に直交性を持たせることによりキャ
リア間隔を最小にし周波数利用効率を上げることができ
る。

【０００５】これに加えて、ディジタル放送で使用され
ているＯＦＤＭ変調では（有効）シンボル期間の後部の
一部を前部に複写したガード区間を設けることにより、
この期間に相当する時間より短い遅延の非希望波による
影響を無くすことができる。

【０００６】以下に、具体的な値として、採用が検討さ
れているパラメータの一例を示す（ディジタルテレビジ
ョン放送モード３）。 ・帯域幅 ５．５７２… ＭＨｚ ・キャリア間隔 ０．９９２… ｋＨｚ ・キャリア数 ５６１７ ・有効シンボル長 １．００８ｍｓ ・ガード区間長 ２５２μｓ（１／４） １２６μｓ（１／８） ６３μｓ（１／１６） ３１．５μｓ（１／３２） （）は有効シンボルに対する長さ これを、離散フーリエ変換するためには、８．１５１２
… ＭＨｚのサンプリング周波数が必要となる。

【０００７】これまで述べてきたように、ＯＦＤＭ変調
は地上波ディジタル伝送において、優れた特長を有する
方式である。しかしながら、これらの特長を十分に発揮
するためには、受信機側での信号状態の再現、つまり各
種の同期再生処理が完全になされている必要がある。必
要な同期再生は大きく分けて２種類有る、１つは時間同
期であり、１有効シンボルのみを取り出す窓位置（シン
ボルタイミング）の再生である。これが本来の位置より
も後ろになった場合、或いは前方向にガード区間以上の
ズレがあった場合に、前後のシンボルからの干渉（符号
間干渉 ＩＳＩ）により伝送シンボル認識誤り（ＢＥ
Ｒ）特性を劣化させる。もう１つは、周波数同期であり
これには更に２つ有る。キャリア周波数の再生とサンプ
リング周波数の再生である。キャリア周波数の再生は、
アナログ・ディジタルや変調方式を問わずに重要であ
り、ここでの説明は省略する。サンプリング周波数につ
いては、これが正しく再生されない場合に、各キャリア
間の直交性が崩れ隣接したキャリアから信号が漏れ込み
妨害となる（キャリア間干渉 ＩＣＩ）。

【０００８】これらの同期再生を行うための手法は盛ん
に提案されている。１つは、一定時間挿入されるヌルシ
ンボルやチャープなどの特殊シンボルを利用する手法。
或いは、特定キャリアやキャリア・時間的に分散された
パイロット信号を利用する手法。更に、特定のキャリア
やシンボルを用いずに、ＯＦＤＭ信号のみを処理する手
法がある。前者ほど安定度が高く、後者ほど伝送容量の
減少が少ない。

【０００９】同期再生部分の説明をする前に、ＯＦＤＭ
信号を受信するディジタル放送受信機における全体の信
号の流れを図７をもとに説明する。アンテナ１から入力
された高周波ＯＦＤＭ信号は、チューナ２により希望局
の選択とベースバンドへの周波数変換が行われ、回路３
でアナログからディジタルに（ＡＤ）変換された後に直
交信号（Ｉ，Ｑ）に分離される。回路４では、送信時に
付加されたガード区間の信号を取り除き、ＦＦＴ演算回
路５で高速離散フーリエ変換（ＦＦＴ）され、復調回路
６でキャリア復調（ＤＱＰＳＫ，１６ＱＡＭ等）や誤り
訂正、インターリーブ、情報源符号化（ＭＰＥＧ等）が
行なわれ、装置７で画像が表示され音声が出力される。
このとき、チューナ２の局部発振周波数の制御、回路３
のＡＤ変換時のサンプル周波数の制御、回路４のガード
区間除去タイミングの作成、回路５のＦＦＴの開始タイ
ミングの作成を行うのが、同期再生部８である（回路４
と５へのタイミング信号を時間同期という）。

【００１０】時間同期に関する部分の説明を、図８のブ
ロック図と図９のタイミングチャートを用いて説明す
る。なお、図８のブロックの出力と図９の波形はそれぞ
れ同一の符号をつけた。図８は同期再生部８における時
間同期に関する構成を示し、相関器８（ｃ）は入力８
（ａ）とこれを遅延回路８ｂにより１有効シンボル期間
だけ遅延された信号の積を計算する。積分器８ｄはガー
ド区間に等しい時間の区間積分を行う。これによりガー
ド区間の始まるタイミングにピークを持つ信号が得られ
る。この波形からピーク検出部８ｅによりガード区間開
始タイミングを作成し、これを基準にタイミング発生部
８ｆでは、各種タイミングを作り出す。

【００１１】更に、積分器８ｄとピーク検出器８ｅにつ
いて詳細な説明をする。図１０は図９の８（ｃ）に示す
相関演算信号についてガード時間長の窓を持つ区間積分
を算出する回路８ｄの構成を示す。８１は処理開始時に
ガード時間長だけ０を出力し、その後（ガード時間長だ
け遅延された）入力信号を出力するカウンタを用いた遅
延器である。減算器８２は、この遅延器８１からの入力
Ｂを、実時間信号の入力Ａから減算する。これを加算器
８３で順次加算することにより図の８（ｄ）に示す所望
の区間積分信号を得ることができる。図１１はピーク検
出器８ｅの一構成例で、クロック９のタイミングで入力
データを保持するラッチ回路９１と、保持データと入力
データとの大きさを比較する比較器９３から成り、入力
データＡが保持データＢよりも大きい値の時に、パルス
が出力されてラッチ回路９１のクロックとなる。また、
入力データが保持データよりも小さい値になった時が、
入力信号の最大値タイミングである。図９の８（ｄ）の
信号の最大値タイミングを検出することにより、ガード
区間の開始時間が求められ、これをもとにガード区間除
去タイミングとＦＦＴ処理開始タイミングを作成するこ
とができる。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】次に、これらの信号処
理をハードウエアで構成した場合の規模を、データ幅
（値を表すために必要なビット数）をもとに考える。積
分器８ｄから入力された信号を８ビットとすると、遅延
器８１や減算器８２は８ビットであるが、加算器８３の
データ幅はガード区間長により大きくなる。前述のパラ
メータの一例によるとキャリア数が５６１７本により、
ＦＦＴで処理するサンプリング数は８１９２であり、積
分すべきガード区間のデータ数は、ガード区間長２５２
μｓで２０４８、ガード区間長３１．５μｓでも２５６
である。この場合、加算器８２のデータ幅はガード区間
長２５２μｓで８＋１１＝１９ビット、ガード区間長３
１．５μｓでも８＋８＝１６ビットである。このデータ
幅は、次段の図５ピーク検出回路まで保たなければなら
ない。このような、回路の大規模化は受信機のコストや
消費電力の上昇を招くだけでなく、回路を構成するゲー
トの遅延の積算により処理スピード限界や回路安定度の
低下、これによる問題回避のための回路追加によって、
更なる回路の増大を招くことになる。

【００１３】これを避けるために、図１２に示すように
積分器８ｄとピーク検出回路８ｅとの間にビット選択回
路８ｇを入れる手法があるが、この手法により単純に上
位或いは下位から一定のビット（以下では例として８ビ
ットとして説明する）を抜き取り処理することを考え
る。先ず、上位から８ビットを抜き取る場合には、前例
の必要ビット数が１９ビットの場合には下位１１ビット
を無視することになる。この時問題になるのは、ＯＦＤ
Ｍ信号の振幅はランダムな値を取り扱うことや、ある程
度の確率で発生する最大振幅のデータを歪み無く処理す
るためにサンプル時の平均値を処理可能なデータ範囲に
対して低く抑えるように設定する（これを一般にバック
オフという）。これにより図１３（ｂ）に示すようにサ
ンプル１つ１つが値の増加に反映されなくなると同時
に、抜き取ったビットの上位の数ビットがゼロとなりデ
ータ幅を有効に使えないことになり、最大値検出位置つ
まり時間同期位置に不確定性が発生することになる。逆
に、下位から８ビット抜き取る場合には、図１３（ｃ）
に示すように値が有効ビットを越えて変化する度に折り
返しが発生する。通常、ピーク値の検出の際に誤った位
置での検出を避けるために一定範囲以外の時間の検出動
作にマスクをかけるが、この折り返しの発生タイミング
はランダムであり、マスク範囲内に入って誤検出を興す
ことは避けられない。なお、図７（ａ）はビット抜き取
り無しの波形、（ｄ）は誤検出防止マスク、（ｃ）はサ
ンプル点であり、検出される矢印がピーク位置であり誤
った位置での検出が行なわれていることが示されてい
る。

【００１４】本発明の目的は、ディジタル放送受信機の
時間同期再生処理回路等に有効なピーク検出回路、特に
該回路で積分処理の後で適応的に有効ビットを抜き取る
ことにより、回路規模を大きくする要素となる処理デー
タ幅が広いピーク検出回路を用いないで同期検出性能を
維持し、受信機の低コスト化や消費電力の低下を実現す
ることを可能とするビット選択制御手段を有するピーク
検出回路を提供することにある。

【００１５】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明は、複数ビットの２値で表される信号を入力
し、前記複数ビットから前記信号のピークに関する一部
ビットを選択して検出ビットとして設定し、この検出ビ
ットから前記信号のピークレベルを検出するピーク検出
回路において、既に検出されているピークの情報に基づ
き、次のピークが現れると予測されるビットを検出ビッ
トとして設定するビット選択制御手段を備えたことを要
旨する。

【００１６】本発明において、前記信号がシンボル期間
の後部にあるデータの一部をシンボル期間の前部に複写
したガード区間を有するＯＦＤＭ信号であってもよい。

【００１７】また本発明において、前記ビット選択制御
手段は、前記信号が入力されその最大値が順次保持され
る最大値保持部と、前記最大値保持部の出力データが入
力され、最上位ビットとして所定の固定値を加えたデー
タとすると共に該データの隣接するビットの組み合わせ
を示す第１のデータを出力する第１のビットシフト部
と、上記第１のデータに基づくカウントを行い、その計
数値に関する第２のデータを出力する計数部と、前記計
数値に基づき前記信号から所定数のビットを選択して出
力する第２のビットシフト部と、から構成してもよい。

【００１８】更に本発明において、ＯＦＤＭ変調信号を
受信するためのディジタル放送受信機の時間同期再生処
理回路に前記ビット選択制御手段が組み込まれ、前記Ｏ
ＦＤＭ信号の有効シンボル区間の一部とガード区間の相
関信号を積分してピーク位置を検出するに際し、該ビッ
ト選択制御手段によりピーク位置検出区間の最大値に基
づいて前記積分の結果により得られた多ビット数のデー
タ幅の中から適切な小ビット数の一定データ幅を選択す
るように構成してもよい。

【００１９】

【発明の実施の形態】前述したようにピーク検出のため
の回路規模の増大を防ぐため、「ビット選択」という手
法（多数有るビットから、所定のビットのみを選択して
処理を行う）があるが、本発明は、この「ビット選択」
において有効なビットを選択可能にするものである。

【００２０】具体的には、隣接する２つのビットの関係
に基づきピークレベルを表す最上位ビットの位置を検出
し、次の山においてピークが現れると思われるビット位
置を推測する。通常では、上位ビットが“０”であり、
その“０”のビットに続き“１”が初めて検出されたビ
ットがピークレベルを表す最上位ビットとなる。次のピ
ークは、検出したピーク位置から１シンボル後に現れる
が、ピークが現れるビットは、その前に“１”が現れた
ビット付近になると予測されるので、前回“１”が初め
て現れたビットをピーク検出上の最上位ビットとし、そ
の最上位ビットから下位の８ビット分のビットを取り出
してピーク検出を行う。

【００２１】図２を例に、本発明のビット選択動作を説
明する。ピークａにおいて“０”に続き１７ビット目に
“１”を初めて検出したとする。次のピークｂでも１７
ビット目に“１”を初めて検出するという推測のもと
に、ピーク検出用ビット（８ビット）を１７〜１０ビッ
トに設定し、この設定した８ビットを用いてピーク検出
を行う。ｂでも１７ビット目に“１”が検出されている
ので、ｃでも検出用ビットを１７から１０ビットに設定
する。ところがｃでは“１”は１８ビット目にあるため
ｃでの最上位ビットに“１”は検出できないが、次のｄ
ではｃの検出結果に基づき検出用ビットが１８から１１
ビット目の８ビット分に設定されるため、１７ビット目
に現れる“１”を再び検出できる。

【００２２】このように、検出するビットを入力データ
の最上位（又は最下位）ビットから何ビット分と固定せ
ず、入力信号の状況に応じて検出に用いるビット位置を
換えるため、信号の状態（ピークレベル）に適したピー
ク検出が可能となる。

【００２３】図１は本発明のピーク検出回路の一実施例
で、前記ディジタル放送受信機の時間同期再生処理のた
めの構成例を示す。同図において、ビット選択制御回路
２０は、タイミング発生部２１、最大値保持部２２、第
１のビットシフト部２３、判定／計数部２４、第２のビ
ットシフト部２５から成る。

【００２４】まず、図１におけるデータの流れをビット
数の変化を含め、概略を説明する。最大値保持部２２へ
は積分器８ｄからの１９ビットのデータが入力され入力
データにおける最大値が順次保持される。最大値保持部
２２からの１９ビットのデータがビットシフト部２３に
入力され、ここで、最上位ビットとして固定値“０”が
加えられ２０ビットのデータとされる。

【００２５】ビットシフト部２３からは、隣接するビッ
トの“１”，“０”の組み合わせを示す２ビットのデー
タが出力される。判定／計数部２４ではこの２ビットの
データに基づくカウントを行う。

【００２６】判定／計数部２４からは、計数値（最初に
“１”が現れたビットの位置を示す）に関わる４ビット
のデータを出力する。

【００２７】ビットシフト部２５では、前記２ビットで
表される計数値に基づき、有効なビットを上位から８ビ
ット選択し、後段のピーク検出回路８ｅへ出力する。つ
まり、判定／計数部２４からの出力に基づき、ビットを
選択し、８ビット分のデータ出力を行う。

【００２８】次に上記ビット選択動作の詳細を図３のタ
イミングチャートを用いて説明する。なお、説明の都合
上入力データ幅をｎビット、出力データ幅を８ビットと
しているが実施に当ってはこの値に制限されることはな
い。

【００２９】タイミング発生部２１には、入力データで
ある積分結果の値図３（ｉ）が増加する区間を示すガー
ド区間タイミング図３（ｈ）とクロック（図示せず）が
入力され、最大値保持部２２との判定／計数部２４の動
作タイミングを決定する。最大値保持部２２には入力積
分結果の値図３（ｉ）が入力され、この値の順次最大値
を保持する。図３（ｊ）に示すように保持期間は１シン
ボル期間であり、ガード区間タイミング図３（ｈ）の立
ち上がり位置でリセットされる。なお、ここで用いる最
大値で重要なのは値が「１」となる最上位ビットであ
り、それより下位のビット値は無視できる。また、後で
説明するように値が「１」となる最上位ビットが７ビッ
ト目以下の場合に計数部２４の出力は０となりいかなる
状態においても６ビット目以下は無視できる。この２つ
の理由により最大値保持部２２を構成する比較部と保持
部は、扱うデータ幅が大きい場合でも一般的に用いられ
るものより簡易に実現可能である。ビットシフト部２３
は図４に示すように（ｎ−８）＋１本の入力信号から計
数部２４の計数値によって１つの出力信号を選択する、
２つの切り替え器２３ａ，２３ｂで構成されている。入
力信号は、一方の切り替え器２３ｂには入力データ最上
ビットｎから出力データ最上位ビット７を（選択後、出
力２となる）、もう一方の切り替え器２３ａには前記切
り替え器入力よりそれぞれ１つ上位のビットを入力する
（選択後、出力１となる）。この際、図示のｎ＋１ビッ
トとして固定値０を入力する。（ｄ）の判定／計数部で
は図３（ｋ）に示すようなガード区間タイミング図３
（ｈ）以外で発生するクロックによりビットシフト部２
３の出力をみて、出力１が０で出力２が１となるように
計数部２４の出力値を制御する。具体的な動作を図５に
て説明する。出力１が１の時には他の条件によらず次の
ステップでは計数値を１つ増加させる。出力１が０で出
力２が１のとき求める状態が実現できたとして計数値の
変化は行わない。出力１と２が共に０かつ現在の計数値
が０以外の時、のステップでは計数値を１つ減少させ
る。同様に現在の計数値が０の時は、図１の系全体の出
力データが入力データの下位より８ビットが選択されて
いる状態であり、計数値は０を維持する。

【００３０】これらの動作の例を図３のタイミングチャ
ート（ｊ）〜（ｎ）で説明する。（ｊ）は前述した最大
値保持部２２の出力、（ｋ）は判定／計数部２４の動作
を指示する信号、（ｌ），（ｍ）はそれぞれビットシフ
ト部２３の図４の出力１と出力２の信号、（ｎ）は判定
／計数部２４の計数値である。まず、図示スタート時
（図左端）は１つ前のガード区間での動作によりビット
シフト部２３の図４の出力１（ｌ）が０で出力２（ｍ）
が１となっている。ガード区間（ｈ）にはいるとホール
ドされた最大値（ｊ）は一時的にリセットされ同時にビ
ットシフト部２３の図４の出力１（ｌ）と出力２（ｍ）
も０となるが、保持された最大値が大きくなるにつれて
値を変化させる。この例ではホールド値が前の値より大
きくなった場合であり、やがてビットシフト部２３の図
４の出力１（ｌ）と出力２（ｍ）は共に１となる。な
お、この間は、ガード区間であり判定／計数部２４の動
作は行わないので計数値（ｎ）は変化しない。ガード区
間が終了すると判定／計数部２４の動作が開始され
（ｊ）、ビットシフト部２３の図４の出力１（ｌ）が１
であるために値が０になるまで計数値（ｎ）は増加され
次のガード区間になるまで保持される。次のガード区間
に入ると再度ホールドされた最大値（ｊ）は一時的にリ
セットされ同時にビットシフト部２３の図４の出力１
（ｌ）と出力２（ｍ）も０となる。今度は、ホールド値
が前の値より小さくなった場合であり、ビットシフト部
２３の図４の出力１（ｌ）と出力２（ｍ）の値の変化は
ない。ガード区間が終了すると判定／計数部２４の動作
が開始され（ｊ）、ビットシフト部２３の図４の出力１
（ｌ）が０でありかつ現在の計数値が０でないために計
数値（ｎ）はビットシフト部２３の図４の出力１（ｌ）
と出力２（ｍ）の値がそれぞれ０、１になるまで、ある
いは計数値（ｎ）が０になるまで減少させる。

【００３１】ビットシフト部２５はブロック全体の入力
であるビット幅の大きなデータから有効なビットを上か
ら８ビット選択する部分であり、詳細を図６で説明す
る。（ｎ−８）本の入力信号から計数部の値によって１
つの出力信号を選択する切り替え器２５ａ，２５ｂ…２
５ｎが出力ビット数（例では８つ）で構成されている。
出力データの最上位ビット（７ビット目）を選択する切
り替え器２５ａには、ブロック全体の入力信号の７ビッ
ト目から最上位目までを入力する。他の切り替え器の入
力は出力のビット数に応じて順次シフトしていき、これ
を８個用いることにより８ビット幅（０ビットから７ビ
ットまで）の出力を得ることができる。

【００３２】なお、図３に示すタイミングチャートの説
明の前半部分は、図４に示すビットシフト部２３の動作
説明都合上入力の有効上位ビットが出力時に選択されな
い場合を示した。この場合、後段のピーク検出８（ｅ）
において誤検出を発生させる恐れがあるが、ビットシフ
ト部２３の出力１を受けて検出動作停止信号とし、タイ
ミング発生部８ｆにおいてフライホイール効果によりタ
イミングを補うことにより安定したタイミングの維持が
可能となる。

【００３３】なお、前記８ビットは、前回検出した最上
位ビットよりも上位のビットを最上ビットに設定するよ
うにしてもよい。

【００３４】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、デ
ィジタル放送受信機の時間同期再生処理回路等におい
て、同期検出性能を劣化させること無く、受信機のコス
トや消費電力の低下、処理スピードの上昇や回路安定度
の向上を実現することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例を示すブロック図である。

【図２】本発明によるビット選択動作の説明図である。

【図３】図１の各部の信号を説明するためのタイミング
チャートである。

【図４】図１のビットシフト部２３の構成例を示す図で
ある。

【図５】図４の動作説明図である。

【図６】図１のビットシフト部２５の構成例を示す図で
ある。

【図７】ディジタル放送受信機における全体の信号の流
れを示す図である。

【図８】図７の同期再生部の中で、従来技術における時
間同期に関する説明図である。

【図９】図８の各部の信号を説明するためのタイミング
チャートである。

【図１０】図９の積分器の構成例を示す図である。

【図１１】図９のピーク検出回路の構成例を示す図であ
る。

【図１２】時間同期の他の例を示すブロック図である。

【図１３】図１０の動作説明図である。

【符号の説明】

８ｂ 遅延器 ８ｃ 相関器 ８ｄ 積分器 ８ｅ ピーク検出回路 ８ｆ タイミング発生回路 ８ｇ ビット選択制御回路 ２１ タイミング発生部 ２２ 最大値保持部 ２３ 第１のビットシフト部 ２４ 判定／計数部 ２５ 第２のビットシフト部

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 複数ビットの２値で表される信号を入力
   し、前記複数ビットから前記信号のピークに関する一部
   ビットを選択して検出ビットとして設定し、この検出ビ
   ットから前記信号のピークレベルを検出するピーク検出
   回路において、 既に検出されているピークの情報に基づき、次のピーク
   が現れると予測されるビットを検出ビットとして設定す
   るビット選択制御手段を備えたことを特徴とするピーク
   検出回路。
2. 【請求項２】 前記信号がシンボル期間の後部にあるデ
   ータの一部をシンボル期間の前部に複写したガード区間
   を有するＯＦＤＭ信号であることを特徴とする請求項１
   のピーク検出回路。
3. 【請求項３】 前記ビット選択制御手段は、 前記信号が入力されその最大値が順次保持される最大値
   保持部と、 前記最大値保持部の出力データが入力され、最上位ビッ
   トとして所定の固定値を加えたデータとすると共に該デ
   ータの隣接するビットの組み合わせを示す第１のデータ
   を出力する第１のビットシフト部と、 上記第１のデータに基づくカウントを行い、その計数値
   に関する第２のデータを出力する計数部と、 前記計数値に基づき前記信号から所定数のビットを選択
   して出力する第２のビットシフト部と、 から成ることを特徴とする請求項１又は２記載のピーク
   検出回路。
4. 【請求項４】 ＯＦＤＭ変調信号を受信するためのディ
   ジタル放送受信機の時間同期再生処理回路に前記ビット
   選択制御手段が組み込まれ、前記ＯＦＤＭ信号の有効シ
   ンボル区間の一部とガード区間の相関信号を積分してピ
   ーク位置を検出するに際し、該ビット選択制御手段によ
   りピーク位置検出区間の最大値に基づいて前記積分の結
   果により得られた多ビット数のデータ幅の中から適切な
   小ビット数の一定データ幅を選択するように構成したこ
   とを特徴とする請求項３記載のピーク検出回路。