JP2001268052A - 送信装置、受信装置及び送受信装置 - Google Patents
送信装置、受信装置及び送受信装置Info
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- JP2001268052A JP2001268052A JP2000081367A JP2000081367A JP2001268052A JP 2001268052 A JP2001268052 A JP 2001268052A JP 2000081367 A JP2000081367 A JP 2000081367A JP 2000081367 A JP2000081367 A JP 2000081367A JP 2001268052 A JP2001268052 A JP 2001268052A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 格段に演算量を少なくし、安価で、比較的容
易に伝送効率を上げる。 【解決手段】 上りでは、ユーザ送信機１０は各自ユー
ザ信号を通過帯域信号に変換し、それを基地局に向けて
送信する。伝送路２０（m）はユーザ送信機１０（m）か
ら基地局受信機３０までの伝送経路の歪みを示す。基地
局受信機３０では受け取った多重された信号からユーザ
信号を分離する。分離されたユーザ信号は行き先に応じ
て、他の基地局あるいは同じ基地局内の送信側に転送さ
れる。下りでは、基地局で他の基地局送信機５０あるい
は同じ基地局内の受信側３０から受け取ったユーザ信号
を多重化し、その多重化した信号を通過帯域信号に変換
し、それをユーザ受信機７０に向けて送信する。各ユー
ザ受信機は受け取った多重信号から自分に向けられたユ
ーザ信号を分離する。伝送路６０（m）は基地局送信機
からユーザ受信機７０（m）までの伝送経路の歪みを示
す。
易に伝送効率を上げる。 【解決手段】 上りでは、ユーザ送信機１０は各自ユー
ザ信号を通過帯域信号に変換し、それを基地局に向けて
送信する。伝送路２０（m）はユーザ送信機１０（m）か
ら基地局受信機３０までの伝送経路の歪みを示す。基地
局受信機３０では受け取った多重された信号からユーザ
信号を分離する。分離されたユーザ信号は行き先に応じ
て、他の基地局あるいは同じ基地局内の送信側に転送さ
れる。下りでは、基地局で他の基地局送信機５０あるい
は同じ基地局内の受信側３０から受け取ったユーザ信号
を多重化し、その多重化した信号を通過帯域信号に変換
し、それをユーザ受信機７０に向けて送信する。各ユー
ザ受信機は受け取った多重信号から自分に向けられたユ
ーザ信号を分離する。伝送路６０（m）は基地局送信機
からユーザ受信機７０（m）までの伝送経路の歪みを示
す。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、多項式剰余演算に
基づく移動局用の送信装置、受信装置及び送受信装置に
係る。本発明は、特に、上り方向の通信（移動機から基
地局）でのユーザ（移動局）用送信装置及び基地局用受
信装置、下り方向の通信（基地局から移動機）でのユー
ザ用受信装置及び基地局用送信装置、及び、これらのユ
ーザ用又は基地局用送受信装置に関する。
基づく移動局用の送信装置、受信装置及び送受信装置に
係る。本発明は、特に、上り方向の通信（移動機から基
地局）でのユーザ（移動局）用送信装置及び基地局用受
信装置、下り方向の通信（基地局から移動機）でのユー
ザ用受信装置及び基地局用送信装置、及び、これらのユ
ーザ用又は基地局用送受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般に、CDMA(Code division multiple
access；符号分割多重アクセス)は、ユーザ信号を広い
範囲の周波数領域に拡散して送信する方式で、携帯電話
などの移動通信用の多重化方式としてその有用性が確認
されている。CDMAでは、各ユーザに固有な符号系列が割
り当てられていて、各ユーザは送信信号を生成する際に
その符号を組み込みながら送信信号のスペクトルを拡散
させて送信信号が広い周波数帯域を持つようにする。受
信側では符号との相関を取りながら、受信信号を逆拡散
し、ユーザ信号を狭い周波数帯域に集めその狭い帯域だ
けを通すフィルタによって、元のユーザ信号を再生す
る。このように、各ユーザに対して特定の符号を組み込
むことにより、同じ周波数帯域に複数のユーザ信号成分
を混在させることを可能にしている。
access；符号分割多重アクセス)は、ユーザ信号を広い
範囲の周波数領域に拡散して送信する方式で、携帯電話
などの移動通信用の多重化方式としてその有用性が確認
されている。CDMAでは、各ユーザに固有な符号系列が割
り当てられていて、各ユーザは送信信号を生成する際に
その符号を組み込みながら送信信号のスペクトルを拡散
させて送信信号が広い周波数帯域を持つようにする。受
信側では符号との相関を取りながら、受信信号を逆拡散
し、ユーザ信号を狭い周波数帯域に集めその狭い帯域だ
けを通すフィルタによって、元のユーザ信号を再生す
る。このように、各ユーザに対して特定の符号を組み込
むことにより、同じ周波数帯域に複数のユーザ信号成分
を混在させることを可能にしている。
【０００３】CDMA方式の有利な特徴として、主に以下の
３つが指摘されている。第一は妨害や干渉に対して強い
事である。受信側で逆拡散を行った後では、妨害信号が
広帯域あるは狭帯域でも妨害信号成分は広い周波数帯域
に拡散されたままなので、フィルタにより妨害信号エネ
ルギーはほとんどが除かれる。第二の特徴としては、秘
話性を高めることができる事である。使われている符号
を秘密にしておくことにより、傍受者がユーザ信号成分
を取り出すことができないようにすることが可能であ
る。第三に、情報を広い範囲の周波数領域に拡散するこ
とは周波数選択特性のある伝送路に対してその歪みを平
均化する効果があり、結果的に伝送のビット誤り率を減
少させることができる。
３つが指摘されている。第一は妨害や干渉に対して強い
事である。受信側で逆拡散を行った後では、妨害信号が
広帯域あるは狭帯域でも妨害信号成分は広い周波数帯域
に拡散されたままなので、フィルタにより妨害信号エネ
ルギーはほとんどが除かれる。第二の特徴としては、秘
話性を高めることができる事である。使われている符号
を秘密にしておくことにより、傍受者がユーザ信号成分
を取り出すことができないようにすることが可能であ
る。第三に、情報を広い範囲の周波数領域に拡散するこ
とは周波数選択特性のある伝送路に対してその歪みを平
均化する効果があり、結果的に伝送のビット誤り率を減
少させることができる。
【０００４】CDMAと関連した通信方式としてマルチキャ
リア変調がある[安達]、[山内]（なお、[ ]は、後述の
関連資料を示す。以下同様）。マルチキャリア変調は信
号を送信するのに周波数の違う複数個の搬送波を用いて
変調を行う。すなわち、ユーザ信号の情報を複数の搬送
波で分担して担うようにして送信する。ユーザ局が歩行
者などのように低速で移動している場合には、伝送路は
線形フィルタ（周波数選択特性）と加算的雑音から成る
歪みとしてモデル化される。ユーザ信号の情報を搬送波
に分担させる際に、歪みの少ない周波数帯域に対応する
搬送波には多くの情報を、歪みの大きな周波数帯域に対
応する搬送波には少ない情報を担うようにして、平均ビ
ット誤り率を下げている[Kalet]。また、マルチキャリ
ア変調の一種としてOFDM(Orthogonal frequency divisi
onmultiplexing；直交周波数分割多重)と呼ばれる方式
が注目されている[安達]。この方式では、ユーザ情報か
ら長さNの信号を生成し、その信号に長さNのIDFT（離散
的逆フーリエ変換）を取り、それを送信する。長さNのI
DFTはN個の搬送波を生成し、その搬送波に与えられた信
号のサンプル値をそれぞれ掛け算して変換を行っている
と考えることができる。ユーザ情報から長さNの信号を
生成する所で各搬送波に分担させる情報量を決めてい
る。受信側では、受信した信号のDFT（離散的フーリエ
変換）を取ることで、元の長さNの信号を復元する。IDF
TやDFTはFFT（高速フーリエ変換）アルゴリズムを用い
て計算できるので、OFDMはマルチキャリア変調の中でも
特に重要視されている。
リア変調がある[安達]、[山内]（なお、[ ]は、後述の
関連資料を示す。以下同様）。マルチキャリア変調は信
号を送信するのに周波数の違う複数個の搬送波を用いて
変調を行う。すなわち、ユーザ信号の情報を複数の搬送
波で分担して担うようにして送信する。ユーザ局が歩行
者などのように低速で移動している場合には、伝送路は
線形フィルタ（周波数選択特性）と加算的雑音から成る
歪みとしてモデル化される。ユーザ信号の情報を搬送波
に分担させる際に、歪みの少ない周波数帯域に対応する
搬送波には多くの情報を、歪みの大きな周波数帯域に対
応する搬送波には少ない情報を担うようにして、平均ビ
ット誤り率を下げている[Kalet]。また、マルチキャリ
ア変調の一種としてOFDM(Orthogonal frequency divisi
onmultiplexing；直交周波数分割多重)と呼ばれる方式
が注目されている[安達]。この方式では、ユーザ情報か
ら長さNの信号を生成し、その信号に長さNのIDFT（離散
的逆フーリエ変換）を取り、それを送信する。長さNのI
DFTはN個の搬送波を生成し、その搬送波に与えられた信
号のサンプル値をそれぞれ掛け算して変換を行っている
と考えることができる。ユーザ情報から長さNの信号を
生成する所で各搬送波に分担させる情報量を決めてい
る。受信側では、受信した信号のDFT（離散的フーリエ
変換）を取ることで、元の長さNの信号を復元する。IDF
TやDFTはFFT（高速フーリエ変換）アルゴリズムを用い
て計算できるので、OFDMはマルチキャリア変調の中でも
特に重要視されている。
【０００５】将来の移動通信用の多重化方式として、OF
DMにCDMAの機能を付加した、MC-CDMA （multicarrier C
DMA)が有望視されている[安達、pp.370], [Fazel and F
ettweis]。この方式では、まず、アダマール行列などに
よってユーザの数だけの互いに直交する要素が１と−１
から成るN次元のベクトルを用意し、ユーザごとに一つ
のベクトルを割り当る。ユーザの送信機では、送信すべ
き１ビットの情報を送るのに、割り当てられたベクトル
に１ビットの値を掛け算して得られたベクトルに長さN
のIDFTを取り、それを送信する。受信側では、まず、長
さNのDFTを取り、次にその得られた系列と対応するベク
トルとの内積を取って元の１ビットの情報を再生する。
送信側でIDFTを計算する所と受信側でのDFTを計算する
所はOFDMと同じであるが、搬送波への情報の配分は、伝
送路の特性ではなく、割り当てられたベクトルで決ま
る。ベクトルと送信情報の１ビットの掛け算とIDFTによ
ってスペクトル拡散を行っている。したがって、CDMAと
同じように、妨害信号に強く、周波数選択特性のある伝
送路でもビット誤り率が低い。また、IDFTやDFTを計算
する所にFFTアルゴリズムを適用できるので通常のCDMA
より経済的に実現できる。
DMにCDMAの機能を付加した、MC-CDMA （multicarrier C
DMA)が有望視されている[安達、pp.370], [Fazel and F
ettweis]。この方式では、まず、アダマール行列などに
よってユーザの数だけの互いに直交する要素が１と−１
から成るN次元のベクトルを用意し、ユーザごとに一つ
のベクトルを割り当る。ユーザの送信機では、送信すべ
き１ビットの情報を送るのに、割り当てられたベクトル
に１ビットの値を掛け算して得られたベクトルに長さN
のIDFTを取り、それを送信する。受信側では、まず、長
さNのDFTを取り、次にその得られた系列と対応するベク
トルとの内積を取って元の１ビットの情報を再生する。
送信側でIDFTを計算する所と受信側でのDFTを計算する
所はOFDMと同じであるが、搬送波への情報の配分は、伝
送路の特性ではなく、割り当てられたベクトルで決ま
る。ベクトルと送信情報の１ビットの掛け算とIDFTによ
ってスペクトル拡散を行っている。したがって、CDMAと
同じように、妨害信号に強く、周波数選択特性のある伝
送路でもビット誤り率が低い。また、IDFTやDFTを計算
する所にFFTアルゴリズムを適用できるので通常のCDMA
より経済的に実現できる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】最近、多項式演算に基
づく多重化方式が提案された[村上、特許出願]。この多
重化を用いると、加算的雑音を含む周波数選択特性のあ
る伝送路はユーザ信号間の干渉が発生しないような互い
に独立なサブチャネル伝送路に分解される。この特許出
願では、この多項式剰余演算に基づく多重化方式を移動
通信に応用し、それに適したユーザ用の送信機および受
信機を提案する。これらの装置は、ユーザ送信機や受信
機にIDFTやDFTなどの変換が不要で、MC-CDMAよりも効率
的である。また、CDMAやMC-CDMAと同様に、ユーザ信号
は情報は広い範囲の周波数帯域に拡散され、MC-CDMAと
同じような利点を持つ。
づく多重化方式が提案された[村上、特許出願]。この多
重化を用いると、加算的雑音を含む周波数選択特性のあ
る伝送路はユーザ信号間の干渉が発生しないような互い
に独立なサブチャネル伝送路に分解される。この特許出
願では、この多項式剰余演算に基づく多重化方式を移動
通信に応用し、それに適したユーザ用の送信機および受
信機を提案する。これらの装置は、ユーザ送信機や受信
機にIDFTやDFTなどの変換が不要で、MC-CDMAよりも効率
的である。また、CDMAやMC-CDMAと同様に、ユーザ信号
は情報は広い範囲の周波数帯域に拡散され、MC-CDMAと
同じような利点を持つ。
【０００７】ユーザの数をMとして、[村上、特許出願]
での多項式剰余演算に基づく多重化方式を簡単に説明す
る。M個の互いに素な多項式Pm(z), m=0, 1, …, M-1,が
あるとすると、中国人剰余定理により、これらの多項式
に対しQm(z)≡1mod(Pi(z)),ｉ=m, Qm(z)≡0mod(P
i(z)), ｉ≠mの関係を満足する別の多項式の集合Qm(z),
m=0, 1, ..., M-1,が存在する。ここで、最初に、多項
式の剰余演算について簡単に説明する。 A(z), B(z),
C(z)をある多項式とすると、 A(z)≡B(z)mod(C(z)) の式の意味はA(z)をC(z)で割った余りの多項式とB(z)を
C(z)で割った余りの多項式が同じであることを意味す
る。たとえば、z3をz2+1で割った時の余りは-z、あるい
は z3＝z(z2+1)−z なので z3≡−z mod(z2+1) と書くことができる。また、単にA(z)mod(B(z))と書く
ときは、A(z)をB(z)で割ったときの余りを意味する。B
(z)がD(z)を次数N以下の多項式としてB(z)=zN-D(z)と書
けるとすると、zN≡D(z)mod(B(z))なので、A(z)mod(B
(z))はA(z)にzN=D(z)の関係を代入して求めることもで
きる。送信すべきユーザ信号をXm(z),m=0, 1, …, M-1,
とし、P(z)をPm(z), m=0, 1,…, M-1,の積としたとき、
多重化信号X(z)をQm(z)Xm(z)mod(P(z)), m=0, 1, …, M
-1,の和として求め、それを送信する。受信側では、受
信された多重化信号をY(z)としたとき、Ym(z)≡Y(z)mod
(Pm(z)),m=0, 1, …, M-1,によってユーザ信号を再生す
る。上記のPm(z)とQm(z)の関係より、受信信号Y(z)が多
重化信号X(z)に等しいとき、再生されたユーザ信号が送
信されたユーザ信号に一致することが確認できる。
での多項式剰余演算に基づく多重化方式を簡単に説明す
る。M個の互いに素な多項式Pm(z), m=0, 1, …, M-1,が
あるとすると、中国人剰余定理により、これらの多項式
に対しQm(z)≡1mod(Pi(z)),ｉ=m, Qm(z)≡0mod(P
i(z)), ｉ≠mの関係を満足する別の多項式の集合Qm(z),
m=0, 1, ..., M-1,が存在する。ここで、最初に、多項
式の剰余演算について簡単に説明する。 A(z), B(z),
C(z)をある多項式とすると、 A(z)≡B(z)mod(C(z)) の式の意味はA(z)をC(z)で割った余りの多項式とB(z)を
C(z)で割った余りの多項式が同じであることを意味す
る。たとえば、z3をz2+1で割った時の余りは-z、あるい
は z3＝z(z2+1)−z なので z3≡−z mod(z2+1) と書くことができる。また、単にA(z)mod(B(z))と書く
ときは、A(z)をB(z)で割ったときの余りを意味する。B
(z)がD(z)を次数N以下の多項式としてB(z)=zN-D(z)と書
けるとすると、zN≡D(z)mod(B(z))なので、A(z)mod(B
(z))はA(z)にzN=D(z)の関係を代入して求めることもで
きる。送信すべきユーザ信号をXm(z),m=0, 1, …, M-1,
とし、P(z)をPm(z), m=0, 1,…, M-1,の積としたとき、
多重化信号X(z)をQm(z)Xm(z)mod(P(z)), m=0, 1, …, M
-1,の和として求め、それを送信する。受信側では、受
信された多重化信号をY(z)としたとき、Ym(z)≡Y(z)mod
(Pm(z)),m=0, 1, …, M-1,によってユーザ信号を再生す
る。上記のPm(z)とQm(z)の関係より、受信信号Y(z)が多
重化信号X(z)に等しいとき、再生されたユーザ信号が送
信されたユーザ信号に一致することが確認できる。
【０００８】本発明では、上記の多項式剰余演算に基づ
く多重化方式を移動通信に応用する。上りではユーザm
の送信機はQm(z)Xm(z)mod(P(z))を計算し、それを送信
する。受信側の基地局では、受信された信号をY(z)とし
たとき、Ym(z)≡Y(z)mod(Pm(z))を計算してユーザ信号
を再生する。一方、下りでは、基地局は与えられたユー
ザ信号から多重化信号X(z)を計算しそれを送信する。ユ
ーザmの受信機では受信した多重信号Y(z)からYm(z)≡Y
(z)mod(Pm(z))を計算することで、ユーザ信号を再生す
る。本発明のひとつの特徴としては、上りでのQm(z)X
m(z)mod(P(z))を計算し、それを通過帯域信号に変換し
て送信するユーザ用送信機と、下りでの受信した通過帯
域信号から多重信号Y(z)を求め、Ym(z)≡Y(z)mod(P
m(z))を計算するユーザ用受信機を対象にしている。ま
た、本発明の他の特徴としては、上りでのユーザ用送信
機から受信したユーザ信号を再生する基地局と、下りで
のユーザ信号から多重化信号X(z)を計算して送信する基
地局を対象にすることもできる。
く多重化方式を移動通信に応用する。上りではユーザm
の送信機はQm(z)Xm(z)mod(P(z))を計算し、それを送信
する。受信側の基地局では、受信された信号をY(z)とし
たとき、Ym(z)≡Y(z)mod(Pm(z))を計算してユーザ信号
を再生する。一方、下りでは、基地局は与えられたユー
ザ信号から多重化信号X(z)を計算しそれを送信する。ユ
ーザmの受信機では受信した多重信号Y(z)からYm(z)≡Y
(z)mod(Pm(z))を計算することで、ユーザ信号を再生す
る。本発明のひとつの特徴としては、上りでのQm(z)X
m(z)mod(P(z))を計算し、それを通過帯域信号に変換し
て送信するユーザ用送信機と、下りでの受信した通過帯
域信号から多重信号Y(z)を求め、Ym(z)≡Y(z)mod(P
m(z))を計算するユーザ用受信機を対象にしている。ま
た、本発明の他の特徴としては、上りでのユーザ用送信
機から受信したユーザ信号を再生する基地局と、下りで
のユーザ信号から多重化信号X(z)を計算して送信する基
地局を対象にすることもできる。
【０００９】文献[村上、特許出願]で提案されている多
重化の実現方式では周波数分割多重方式(FDM)や時分割
多重方式(TDM)などが使われているような通常の多重化
の利用形態を想定している。すなわち、すべてのユーザ
信号が手許にあるものとして多重化や分離化装置を実現
している。しかし、移動通信の場合には各ユーザは、上
りでは他のユーザ信号と多重化する前に自分のユーザ信
号を送信しなければないし、また下りでは自分に向けら
れたユーザ信号のみを再生すればよい。従って、移動通
信の場合には各ユーザは多重化を行わずに信号を送信し
なければないので、多重化は不要でユーザ送信機は既出
願の装置とは全く異なった構成となる。既出願では送信
機にFFTを必要としているが、本発明の場合には単一の
搬送波から演算を必要としないアップサンプラのみで複
数の搬送波を生成している。また、信号を受信する場合
にも自分に向けられた信号のみを分離すればよいので受
信機の構成も異なったものとなっている。送信の場合と
同様に既出願ではFFTを必要としているが、本発明の場
合には簡単な掛け算と加算のみでユーザ信号を取り出し
ている。
重化の実現方式では周波数分割多重方式(FDM)や時分割
多重方式(TDM)などが使われているような通常の多重化
の利用形態を想定している。すなわち、すべてのユーザ
信号が手許にあるものとして多重化や分離化装置を実現
している。しかし、移動通信の場合には各ユーザは、上
りでは他のユーザ信号と多重化する前に自分のユーザ信
号を送信しなければないし、また下りでは自分に向けら
れたユーザ信号のみを再生すればよい。従って、移動通
信の場合には各ユーザは多重化を行わずに信号を送信し
なければないので、多重化は不要でユーザ送信機は既出
願の装置とは全く異なった構成となる。既出願では送信
機にFFTを必要としているが、本発明の場合には単一の
搬送波から演算を必要としないアップサンプラのみで複
数の搬送波を生成している。また、信号を受信する場合
にも自分に向けられた信号のみを分離すればよいので受
信機の構成も異なったものとなっている。送信の場合と
同様に既出願ではFFTを必要としているが、本発明の場
合には簡単な掛け算と加算のみでユーザ信号を取り出し
ている。
【００１０】送信機や受信機の具体的な構成は多項式の
集合Pm(z), m=0, 1, …, M-1,の選びかたに依存する。
この本発明では特に、送信すべきユーザ信号の長さを
K、すなわち、Xm(z)の次数はK-1以下とし、Pm(z)として
1-ej2πm/Mz-Kを用いた場合のユーザ用送信機および受
信機を扱っている。この場合にはPm(z), m=0, 1, …, M
-1,の積はP(z)=1-z-MKとなり、Qm(z)Xm(z)mod(P(z))や
多重信号は長さMKとなる。このようにPm(z)を選ぶと、
ユーザ信号の情報はK個の搬送波に分担されて伝送され
る。したがって、機能的には長さがKのDFTを用いたMC-C
DMAと同等の効果が得られる。
集合Pm(z), m=0, 1, …, M-1,の選びかたに依存する。
この本発明では特に、送信すべきユーザ信号の長さを
K、すなわち、Xm(z)の次数はK-1以下とし、Pm(z)として
1-ej2πm/Mz-Kを用いた場合のユーザ用送信機および受
信機を扱っている。この場合にはPm(z), m=0, 1, …, M
-1,の積はP(z)=1-z-MKとなり、Qm(z)Xm(z)mod(P(z))や
多重信号は長さMKとなる。このようにPm(z)を選ぶと、
ユーザ信号の情報はK個の搬送波に分担されて伝送され
る。したがって、機能的には長さがKのDFTを用いたMC-C
DMAと同等の効果が得られる。
【００１１】本発明は、第一に、MC-CDMAと比較してMC-
CDMAで必要とされるIDFTやDFTの計算を不要としMC-CDMA
よりも安価に実現することを目的とする。本発明は、第
二に、一度に伝送できる情報量を比較的容易に増やすこ
とができ、伝送効率を上げることができる装置を提供す
ることを目的とする。本発明は、第三に、サブチャネル
伝送路の雑音はこれらの線形和で与えられる殆どの種類
に伝送路雑音に対してガウス雑音に近づき、ガウス雑音
を含む伝送路はよく研究されているため、移動通信装置
の設計や解析を有利とすることを目的とする。
CDMAで必要とされるIDFTやDFTの計算を不要としMC-CDMA
よりも安価に実現することを目的とする。本発明は、第
二に、一度に伝送できる情報量を比較的容易に増やすこ
とができ、伝送効率を上げることができる装置を提供す
ることを目的とする。本発明は、第三に、サブチャネル
伝送路の雑音はこれらの線形和で与えられる殆どの種類
に伝送路雑音に対してガウス雑音に近づき、ガウス雑音
を含む伝送路はよく研究されているため、移動通信装置
の設計や解析を有利とすることを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】携帯電話などの移動通信
に、妨害信号に強いなどの特徴から、CDMA技術が応用さ
れるようになってきている。この方式では、各ユーザに
固有の符号を割り当て、その符号を組み込みながらユー
ザ信号を広い周波数帯域の信号に変換して送信する。こ
のように、各ユーザに対して特定の符号を組み込みなが
ら多重化することで、同じ周波数帯域に複数のユーザ信
号成分を混在させることを可能にしている。移動通信に
はユーザ（移動局）から基地局への「上り」と呼ばれて
いる通信形態と、逆に基地局からユーザ局への「下り」
と呼ばれている通信形態がある。本発明では、特に、CD
MAと類似の効果をもちながら、従来のCDMA方式より格段
に安価に実現できる上りでのユーザ用送信装置および下
りでのユーザ用受信装置を提供する。
に、妨害信号に強いなどの特徴から、CDMA技術が応用さ
れるようになってきている。この方式では、各ユーザに
固有の符号を割り当て、その符号を組み込みながらユー
ザ信号を広い周波数帯域の信号に変換して送信する。こ
のように、各ユーザに対して特定の符号を組み込みなが
ら多重化することで、同じ周波数帯域に複数のユーザ信
号成分を混在させることを可能にしている。移動通信に
はユーザ（移動局）から基地局への「上り」と呼ばれて
いる通信形態と、逆に基地局からユーザ局への「下り」
と呼ばれている通信形態がある。本発明では、特に、CD
MAと類似の効果をもちながら、従来のCDMA方式より格段
に安価に実現できる上りでのユーザ用送信装置および下
りでのユーザ用受信装置を提供する。
【００１３】以下の説明では、ユーザの数をMとする。M
個の互いに素な多項式Pm(z), m=0,1, …, M-1,があると
すると、中国人剰余定理により、これらの多項式に対し
Qm(z)≡1mod(Pi (z)), ｉ=m, Qm(z)≡0mod(Pi (z)),
ｉ≠mの関係を満足する別の多項式の集合Qm(z), m=0,
1, ..., M-1,が存在する。送信すべきユーザ信号をX
m(z),m=0, 1, …, M-1,とし、P(z)をPm(z), m=0, 1,
…, M-1,の積としたとき、多重化信号X(z)をQm(z)Xm(z)
mod(P(z)), m=0, 1, …, M-1,の和で与えるものとす
る。すなわち、上りではユーザはそれぞれQm(z)Xm(z)mo
d(P(z))を計算し、それを送信する。受信側の基地局で
は、受信された信号をY(z)としたとき、Ym(z)≡Y(z)mod
(Pm(z))を計算してユーザ信号を再生する。上記のPm(z)
とQm(z)の関係より、受信信号Y(z)が多重化信号X(z)に
等しいとき、再生されたユーザ信号Ym(z)が送信された
ユーザ信号Xm(z)に一致することが確認できる。一方、
下りでは、基地局は与えられたユーザ信号Xm(z)からQ
m(z)Xm(z)mod(P(z)), m=0, 1, …, M-1,の和を求め、そ
の得られた和の信号を送信する。ユーザ受信機は、受信
された信号をY(z)としたとき、それぞれYm(z)≡Y(z)mod
(Pm(z))を計算することで、ユーザ信号を再生する。
個の互いに素な多項式Pm(z), m=0,1, …, M-1,があると
すると、中国人剰余定理により、これらの多項式に対し
Qm(z)≡1mod(Pi (z)), ｉ=m, Qm(z)≡0mod(Pi (z)),
ｉ≠mの関係を満足する別の多項式の集合Qm(z), m=0,
1, ..., M-1,が存在する。送信すべきユーザ信号をX
m(z),m=0, 1, …, M-1,とし、P(z)をPm(z), m=0, 1,
…, M-1,の積としたとき、多重化信号X(z)をQm(z)Xm(z)
mod(P(z)), m=0, 1, …, M-1,の和で与えるものとす
る。すなわち、上りではユーザはそれぞれQm(z)Xm(z)mo
d(P(z))を計算し、それを送信する。受信側の基地局で
は、受信された信号をY(z)としたとき、Ym(z)≡Y(z)mod
(Pm(z))を計算してユーザ信号を再生する。上記のPm(z)
とQm(z)の関係より、受信信号Y(z)が多重化信号X(z)に
等しいとき、再生されたユーザ信号Ym(z)が送信された
ユーザ信号Xm(z)に一致することが確認できる。一方、
下りでは、基地局は与えられたユーザ信号Xm(z)からQ
m(z)Xm(z)mod(P(z)), m=0, 1, …, M-1,の和を求め、そ
の得られた和の信号を送信する。ユーザ受信機は、受信
された信号をY(z)としたとき、それぞれYm(z)≡Y(z)mod
(Pm(z))を計算することで、ユーザ信号を再生する。
【００１４】本発明は、特に、上りで多項式の積Qm(z)X
m(z)mod(P(z))を計算し、それを送信するユーザ用送信
機と、下りでYm(z)≡Y(z)mod(Pm(z))を計算し、ユーザ
信号を再生するユーザ用受信機を提供することができ
る。具体的な送信機や受信機の構成は多項式の集合P
m(z)の選びかたに依存する。特に、Pm(z)=1-ej2πm/Mz
-Kを用いた具体的な送信機や受信機の構成を提供してい
る。このようにPm(z)を選ぶと、送信機でQm(z)Xm(z)mod
(P(z))を計算する場合にも、受信機でY(z)からYm(z)を
求める場合にもそれぞれM-1回の掛け算で求まり、従来
の方式よりも容易に実現できるなどの特徴を持つ。ま
た、ユーザ信号の情報を広い範囲の周波数帯域に拡散さ
れ、CDMAの有利な特徴を持つことができる。
m(z)mod(P(z))を計算し、それを送信するユーザ用送信
機と、下りでYm(z)≡Y(z)mod(Pm(z))を計算し、ユーザ
信号を再生するユーザ用受信機を提供することができ
る。具体的な送信機や受信機の構成は多項式の集合P
m(z)の選びかたに依存する。特に、Pm(z)=1-ej2πm/Mz
-Kを用いた具体的な送信機や受信機の構成を提供してい
る。このようにPm(z)を選ぶと、送信機でQm(z)Xm(z)mod
(P(z))を計算する場合にも、受信機でY(z)からYm(z)を
求める場合にもそれぞれM-1回の掛け算で求まり、従来
の方式よりも容易に実現できるなどの特徴を持つ。ま
た、ユーザ信号の情報を広い範囲の周波数帯域に拡散さ
れ、CDMAの有利な特徴を持つことができる。
【００１５】
【発明の実施の形態】移動通信にはユーザ（移動局）か
ら基地局へ信号を伝える「上り」方向の通信形態と、逆
に基地局から移動局へ信号を伝える「下り」方向の通信
形態がある。図１に、上り方向と下り方向の移動通信の
形態を表す図を示す。ユーザ数がMの場合の上りの通信
形態を図１（a）に、下りの通信形態を図１（b）に示
す。上りでは、ユーザ送信機１０は各自ユーザ信号を通
過帯域信号に変換し、それを基地局に向けて送信する。
図１（a）に於いて、伝送路２０（m）はユーザ送信機１
０（m）から基地局受信機３０までの伝送経路の歪みを
示す。基地局受信機３０では受け取った多重信号からユ
ーザ信号を分離する。分離されたユーザ信号は行き先に
応じて、他の基地局あるいは同じ基地局内の送信側に転
送される。下りでは、基地局で他の基地局送信機５０あ
るいは同じ基地局内の受信側３０から受け取ったユーザ
信号を多重化し、その多重化した信号を通過帯域信号に
変換し、それをユーザ受信機７０に向けて送信する。各
ユーザ受信機は受け取った多重信号から自分に向けられ
たユーザ信号を分離する。図１（b）で、伝送路６０
（m）は基地局送信機からユーザ受信機７０（m）までの
伝送経路の歪みを示す。
ら基地局へ信号を伝える「上り」方向の通信形態と、逆
に基地局から移動局へ信号を伝える「下り」方向の通信
形態がある。図１に、上り方向と下り方向の移動通信の
形態を表す図を示す。ユーザ数がMの場合の上りの通信
形態を図１（a）に、下りの通信形態を図１（b）に示
す。上りでは、ユーザ送信機１０は各自ユーザ信号を通
過帯域信号に変換し、それを基地局に向けて送信する。
図１（a）に於いて、伝送路２０（m）はユーザ送信機１
０（m）から基地局受信機３０までの伝送経路の歪みを
示す。基地局受信機３０では受け取った多重信号からユ
ーザ信号を分離する。分離されたユーザ信号は行き先に
応じて、他の基地局あるいは同じ基地局内の送信側に転
送される。下りでは、基地局で他の基地局送信機５０あ
るいは同じ基地局内の受信側３０から受け取ったユーザ
信号を多重化し、その多重化した信号を通過帯域信号に
変換し、それをユーザ受信機７０に向けて送信する。各
ユーザ受信機は受け取った多重信号から自分に向けられ
たユーザ信号を分離する。図１（b）で、伝送路６０
（m）は基地局送信機からユーザ受信機７０（m）までの
伝送経路の歪みを示す。
【００１６】本発明で扱う多重化方式は多項式に対する
中国人剰余定理が基礎となっている。この定理による
と、あるM個の互いに素な多項式,Pm(z), m=0, 1, ...,
M-1,が与えられ、それらの積を式（１）と置くと、式
（２）を満足する次数がP(z)の次数以下である多項式Qm
(z), m=0, 1, ..., M-1,が存在する[Nussbaumer著、佐
川雅彦、本間仁志共訳の本]。また、ユーザm（m=0, 1,
…, M-1）は一度にK個のサンプル値xm(n), n=0, 1, …,
K-1,を送るものとし、そのサンプル系列をz-変換とし
て表現する（式（３））。z-変換は信号処理の分野で広
く用いられている表現形式でここでも信号の記述に使う
ことにする。式（３）から明らかなように、z-変換はz
-1についての多項式であり、信号の操作に中国人剰余定
理を適用できる。以降の説明では、（２）式の関係を満
たす二つの多項式の集合、Pm(z)およびQm(z), m=0, 1,
…, M-1,は前もって求められているものとする。
中国人剰余定理が基礎となっている。この定理による
と、あるM個の互いに素な多項式,Pm(z), m=0, 1, ...,
M-1,が与えられ、それらの積を式（１）と置くと、式
（２）を満足する次数がP(z)の次数以下である多項式Qm
(z), m=0, 1, ..., M-1,が存在する[Nussbaumer著、佐
川雅彦、本間仁志共訳の本]。また、ユーザm（m=0, 1,
…, M-1）は一度にK個のサンプル値xm(n), n=0, 1, …,
K-1,を送るものとし、そのサンプル系列をz-変換とし
て表現する（式（３））。z-変換は信号処理の分野で広
く用いられている表現形式でここでも信号の記述に使う
ことにする。式（３）から明らかなように、z-変換はz
-1についての多項式であり、信号の操作に中国人剰余定
理を適用できる。以降の説明では、（２）式の関係を満
たす二つの多項式の集合、Pm(z)およびQm(z), m=0, 1,
…, M-1,は前もって求められているものとする。
【数２】 ここで、中国人剰余定理の（１）式と（２）式の意味を
具体的な例で示す。この定理では、例えば、 P(z)=z4−1=(z2−1)(z2+1)=P0(z)P1(z) とすると（P0(z)とP1(z)は同じ因数多項式を持たないの
で、互いに素である。） Q0(z)≡1mod(P0(z)) ≡0mod(P1(z)) で、 Q1(z)≡0mod(P0(z)) ≡1mod(P1(z)) となる、次数が４以下の多項式Q0(z)とQ1(z)が存在する
と言っている。実際にQ0(z)=(z2+1)/2とQ1(z)=-(z2-1)/
2とすれば上の２つの式を満足することが分かる。
具体的な例で示す。この定理では、例えば、 P(z)=z4−1=(z2−1)(z2+1)=P0(z)P1(z) とすると（P0(z)とP1(z)は同じ因数多項式を持たないの
で、互いに素である。） Q0(z)≡1mod(P0(z)) ≡0mod(P1(z)) で、 Q1(z)≡0mod(P0(z)) ≡1mod(P1(z)) となる、次数が４以下の多項式Q0(z)とQ1(z)が存在する
と言っている。実際にQ0(z)=(z2+1)/2とQ1(z)=-(z2-1)/
2とすれば上の２つの式を満足することが分かる。
【００１７】図２に、上りの通信形態での（ａ）ユーザ
ｍの送信機１０、（ｂ）基地局受信機３０の構成図を示
す。上りでは、ユーザは各自基地局に向けて信号を送出
するのであるが、実際には図２(a)に示してあるような
方法で信号を送信する。すなわち、ユーザmはまず、ブ
ロック１０１、１０２により式（４）を計算する。次
に、この信号Um(z)を低域通過フィルタ１０３に通して
帯域の制限されたアナログ信号に変換し、変調器１０４
により、それをQAM(quadrature amplitide modulation)
などの通常の変調方法によって通過帯域信号に変換して
から送信する。基地局受信機３０では、図２（ｂ）に示
すように、ユーザから送られてきた通過帯域信号を復調
器３０１により復調し、サンプラ３０２によりその得ら
れた波形をある時間間隔Tでサンプルし、離散時間信号
に変換する。そこで得られた離散時間信号をY(z)とする
と、ブロック３０３によりユーザ信号を式（５）によっ
て再生する。
ｍの送信機１０、（ｂ）基地局受信機３０の構成図を示
す。上りでは、ユーザは各自基地局に向けて信号を送出
するのであるが、実際には図２(a)に示してあるような
方法で信号を送信する。すなわち、ユーザmはまず、ブ
ロック１０１、１０２により式（４）を計算する。次
に、この信号Um(z)を低域通過フィルタ１０３に通して
帯域の制限されたアナログ信号に変換し、変調器１０４
により、それをQAM(quadrature amplitide modulation)
などの通常の変調方法によって通過帯域信号に変換して
から送信する。基地局受信機３０では、図２（ｂ）に示
すように、ユーザから送られてきた通過帯域信号を復調
器３０１により復調し、サンプラ３０２によりその得ら
れた波形をある時間間隔Tでサンプルし、離散時間信号
に変換する。そこで得られた離散時間信号をY(z)とする
と、ブロック３０３によりユーザ信号を式（５）によっ
て再生する。
【００１８】
【数３】
【００１９】図３に、下りの通信形態での（ａ）基地側
送信機５０、（ｂ）ユーザｍの受信機７０の構成図を示
す。下りでは、基地局送信機５０で、他の基地局あるい
は同じ基地局内の受信側から受け取ったユーザ信号を多
重化し、その多重化した信号をユーザに向けて送信す
る。基地局送信機では、まず、ブロック５０１、５０３
により式（６）によって多重化信号X(z)を計算し、その
多重化信号を上りのユーザ送信機１０と同様に低域通過
フィルタ５０４と変調器５０５を使って通過帯域信号に
変換して送信する。ユーザ側受信機では、図３（ｂ）に
示すように、上りでの基地局受信機３０と同じように、
受けた信号を復調器７０１により復調した後、その復調
された信号をサンプラ７０２により時間間隔Tでサンプ
ルする。次にその得られた信号からブロック７０３によ
り（５）式に従ってユーザ信号Ym(z)を再生する。
送信機５０、（ｂ）ユーザｍの受信機７０の構成図を示
す。下りでは、基地局送信機５０で、他の基地局あるい
は同じ基地局内の受信側から受け取ったユーザ信号を多
重化し、その多重化した信号をユーザに向けて送信す
る。基地局送信機では、まず、ブロック５０１、５０３
により式（６）によって多重化信号X(z)を計算し、その
多重化信号を上りのユーザ送信機１０と同様に低域通過
フィルタ５０４と変調器５０５を使って通過帯域信号に
変換して送信する。ユーザ側受信機では、図３（ｂ）に
示すように、上りでの基地局受信機３０と同じように、
受けた信号を復調器７０１により復調した後、その復調
された信号をサンプラ７０２により時間間隔Tでサンプ
ルする。次にその得られた信号からブロック７０３によ
り（５）式に従ってユーザ信号Ym(z)を再生する。
【数４】
【００２０】ここで、伝送路に歪みがないとき受信側の
多重信号が送信側の多重信号と一致する為に、送信機で
使用される低域通過フィルタと受信側で使用されるサン
プラのサンプリング間隔をどのように設定すべきかを考
える。通常、通信に使える周波数帯域幅は制限されてい
る。その使える帯域幅をBとすると、その帯域内に通過
帯域信号の帯域幅をおさめる為には低域通過フィルタの
通過帯域はB/2として設計する必要がある。このように
低域通過フィルタを設計しておけば変調後の通過帯域信
号の周波数帯域は所望の帯域内におさまる。伝送路も含
めて変調器から復調器までの間に全く歪みがなく、受信
側の復調器の後の信号は送信側での変調前の送信信号に
等しいものとする。
多重信号が送信側の多重信号と一致する為に、送信機で
使用される低域通過フィルタと受信側で使用されるサン
プラのサンプリング間隔をどのように設定すべきかを考
える。通常、通信に使える周波数帯域幅は制限されてい
る。その使える帯域幅をBとすると、その帯域内に通過
帯域信号の帯域幅をおさめる為には低域通過フィルタの
通過帯域はB/2として設計する必要がある。このように
低域通過フィルタを設計しておけば変調後の通過帯域信
号の周波数帯域は所望の帯域内におさまる。伝送路も含
めて変調器から復調器までの間に全く歪みがなく、受信
側の復調器の後の信号は送信側での変調前の送信信号に
等しいものとする。
【００２１】このような条件で、復調器の後の信号をサ
ンプリング間隔Tでサンプルした後の離散時間信号が送
信側の低域通過フィルタを通す前の信号に一致するため
の条件はサンプリングの定理により求まっている。その
定理によると、サンプリング間隔TがT≦1/Bであれば、
低域通過フィルタを通す前の信号とサンプリングを行っ
た後の信号は同じになる。言い換えると、サンプリング
周波数1/Tを、通信に使える周波数帯域幅B以上にしてお
けばよい。このように設定しておけば、低域通過フィル
タが理想的な低域通過特性を持ち、変調器から復調器ま
での過程でも歪みがないものとすれば、受信側のサンプ
ラの出力信号は送信側の低域通過フィルタの入力信号と
一致する。
ンプリング間隔Tでサンプルした後の離散時間信号が送
信側の低域通過フィルタを通す前の信号に一致するため
の条件はサンプリングの定理により求まっている。その
定理によると、サンプリング間隔TがT≦1/Bであれば、
低域通過フィルタを通す前の信号とサンプリングを行っ
た後の信号は同じになる。言い換えると、サンプリング
周波数1/Tを、通信に使える周波数帯域幅B以上にしてお
けばよい。このように設定しておけば、低域通過フィル
タが理想的な低域通過特性を持ち、変調器から復調器ま
での過程でも歪みがないものとすれば、受信側のサンプ
ラの出力信号は送信側の低域通過フィルタの入力信号と
一致する。
【００２２】通信の分野では、一般に、変調を行う前の
信号をベースバンド信号、変調の後の信号を通過帯域信
号と呼んでいる。ここで、上述のように低域通過フィル
タの特性とサンプラのサンプリング間隔を設定したもの
とする。すると、通過帯域信号に対する伝送路をそれと
等価なベースバンド信号に対する歪みに置き換えれば、
通信の形態を離散時間信号のベースバンド通信としてモ
デル化できる。例えば、ユーザ局が歩行者や低速の自動
車等の場合には、伝送路は線形フィルタと加算的雑音と
の直列として近似できる。
信号をベースバンド信号、変調の後の信号を通過帯域信
号と呼んでいる。ここで、上述のように低域通過フィル
タの特性とサンプラのサンプリング間隔を設定したもの
とする。すると、通過帯域信号に対する伝送路をそれと
等価なベースバンド信号に対する歪みに置き換えれば、
通信の形態を離散時間信号のベースバンド通信としてモ
デル化できる。例えば、ユーザ局が歩行者や低速の自動
車等の場合には、伝送路は線形フィルタと加算的雑音と
の直列として近似できる。
【００２３】図４に、上りのベースバンド通信モデル、
（ａ）伝送路が線形フィルタと加算的雑音の場合の通信
モデル、（ｂ）等価なサブチャネル通信モデルを表す図
を示す。伝送路がこのような場合の上りのベースバンド
通信モデルを図４(a)に示す。この図において、ブロッ
ク２１１で示されるHm(z)は伝送路mの線形フィルタ特性
と送信機で使われている低域通過フィルタの両者の歪み
をベースバンド通信に置き換えた影響を表している。ま
た、Wm(z)は伝送路mで発生する雑音の等価的なベースバ
ンド雑音を表している。図から明らかなように基地局受
信機で受け取られるベースバンド信号は、(７−１)式で
与えられる。ユーザ信号を分離するために、このベース
バンド信号に対して、ブロック３１２によりmod(Pm(z))
を取る。Pm(z)はP(z)の因数なので、Xi(z)Qi(z)mod(P
(z))で与えられる多項式に対してmod(Pm(z))を取った多
項式はXi(z)Qi(z)mod(Pm(z))と等しくなる。従って、再
生されたユーザ信号Ym(z)はXi(z)Qi(z)Hi(z)+Wi(z), i=
0, 1, …, M-1,の和にmod(Pm(z))を取った多項式として
与えられる。（２）式の関係から、Qi(z)mod(Pm(z))はi
がmに等しいとき１で、それ以外の時は零なので、Ym(z)
は（７−２）式で表せることがわかる。この式には他の
ユーザ信号は関与せず、受信側で再生されたユーザ信号
には他のユーザ信号との干渉は発生しない。すなわち、
図４(a)の通信形態は図４(b)に示すような独立した並列
のサブチャネル通信に書き換えることができる。
（ａ）伝送路が線形フィルタと加算的雑音の場合の通信
モデル、（ｂ）等価なサブチャネル通信モデルを表す図
を示す。伝送路がこのような場合の上りのベースバンド
通信モデルを図４(a)に示す。この図において、ブロッ
ク２１１で示されるHm(z)は伝送路mの線形フィルタ特性
と送信機で使われている低域通過フィルタの両者の歪み
をベースバンド通信に置き換えた影響を表している。ま
た、Wm(z)は伝送路mで発生する雑音の等価的なベースバ
ンド雑音を表している。図から明らかなように基地局受
信機で受け取られるベースバンド信号は、(７−１)式で
与えられる。ユーザ信号を分離するために、このベース
バンド信号に対して、ブロック３１２によりmod(Pm(z))
を取る。Pm(z)はP(z)の因数なので、Xi(z)Qi(z)mod(P
(z))で与えられる多項式に対してmod(Pm(z))を取った多
項式はXi(z)Qi(z)mod(Pm(z))と等しくなる。従って、再
生されたユーザ信号Ym(z)はXi(z)Qi(z)Hi(z)+Wi(z), i=
0, 1, …, M-1,の和にmod(Pm(z))を取った多項式として
与えられる。（２）式の関係から、Qi(z)mod(Pm(z))はi
がmに等しいとき１で、それ以外の時は零なので、Ym(z)
は（７−２）式で表せることがわかる。この式には他の
ユーザ信号は関与せず、受信側で再生されたユーザ信号
には他のユーザ信号との干渉は発生しない。すなわち、
図４(a)の通信形態は図４(b)に示すような独立した並列
のサブチャネル通信に書き換えることができる。
【数５】
【００２４】図５に、下りのベースバンド通信モデル、
（ａ）伝送路が線形フィルタと加算的雑音の場合の通信
モデル、（ｂ）等価なサブチャネル通信モデルを表す図
を示す。下りの通信形態を上りの場合と同様にベースバ
ンド通信モデルで表現すると図５(a)のようになる。こ
の場合には、ユーザmで受け取られるベースバンド信号
は、（８−１）式で与えられる。このベースバンド信号
にmod(Pm(z))を取り、（２）式の関係を利用すると、受
信側のユーザ信号は、（８−２）式として求まる。この
式には他の伝送路からの雑音が含まれないことが上りの
ときとは違っているが、この場合にも出力側のサブチャ
ネル信号には他のユーザ信号との干渉は発生しない。下
りの図５(a)と等価な並列サブチャネル通信モデルを図
５(b)に示す。
（ａ）伝送路が線形フィルタと加算的雑音の場合の通信
モデル、（ｂ）等価なサブチャネル通信モデルを表す図
を示す。下りの通信形態を上りの場合と同様にベースバ
ンド通信モデルで表現すると図５(a)のようになる。こ
の場合には、ユーザmで受け取られるベースバンド信号
は、（８−１）式で与えられる。このベースバンド信号
にmod(Pm(z))を取り、（２）式の関係を利用すると、受
信側のユーザ信号は、（８−２）式として求まる。この
式には他の伝送路からの雑音が含まれないことが上りの
ときとは違っているが、この場合にも出力側のサブチャ
ネル信号には他のユーザ信号との干渉は発生しない。下
りの図５(a)と等価な並列サブチャネル通信モデルを図
５(b)に示す。
【数６】
【００２５】これまで説明してきたように提案する多重
化方式は上りあるいは下りの移動通信においてもユーザ
信号間の干渉は発生しない。本発明の特徴のひとつとし
ては、図２(a)で示すような上りのユーザ用送信機と、
図３(b)で示すユーザ用受信機を対象とする。
化方式は上りあるいは下りの移動通信においてもユーザ
信号間の干渉は発生しない。本発明の特徴のひとつとし
ては、図２(a)で示すような上りのユーザ用送信機と、
図３(b)で示すユーザ用受信機を対象とする。
【００２６】具体的な実施の形態はPm(z), m=0, 1, …,
M-1,としてどのような多項式を使うかに依存する。P
m(z)を決めればQm(z)は従属的に定まる。ここでは、文
献[Murakami]で紹介された多項式の因数分解（（９）
式）を利用して具体的な実施の形態を求める。すなわ
ち、Pm(z)として1-ej2πm/Mz-Kを使うことにする。この
ように定めると、上式から1-z-MKがP(z)に対応する。Qm
(z)に対応する多項式と決めるのに、別の多項式（（１
０）式）を導入し、Qm(z)=ψm(zK)とする（即ち、Qm(z)
がψm(z)のｚにzKを代入した多項式とする。）このよう
にして、Qm(z)の周波数特性の特徴を明確にすることが
できる。すると、mod(1-ej2πm/Mz-K)を取ることがzK=e
j2πm/Mを代入することを意味することから、Pm(z)とQm
(z)は(２)の関係を満足することが確認できる。上記の
ようにPm(z)とQm(z)を選び、ユーザ信号がすべて与えら
れているものと想定したときの、多重化と分離化装置は
文献 [村上、特許出願]ですでに提案されている。移動
通信に於いても、基地局での多重化および分離化にはそ
こで提案されている実現方式が適用できるので、この発
明では移動局の送信機と受信機の構成を考える。
M-1,としてどのような多項式を使うかに依存する。P
m(z)を決めればQm(z)は従属的に定まる。ここでは、文
献[Murakami]で紹介された多項式の因数分解（（９）
式）を利用して具体的な実施の形態を求める。すなわ
ち、Pm(z)として1-ej2πm/Mz-Kを使うことにする。この
ように定めると、上式から1-z-MKがP(z)に対応する。Qm
(z)に対応する多項式と決めるのに、別の多項式（（１
０）式）を導入し、Qm(z)=ψm(zK)とする（即ち、Qm(z)
がψm(z)のｚにzKを代入した多項式とする。）このよう
にして、Qm(z)の周波数特性の特徴を明確にすることが
できる。すると、mod(1-ej2πm/Mz-K)を取ることがzK=e
j2πm/Mを代入することを意味することから、Pm(z)とQm
(z)は(２)の関係を満足することが確認できる。上記の
ようにPm(z)とQm(z)を選び、ユーザ信号がすべて与えら
れているものと想定したときの、多重化と分離化装置は
文献 [村上、特許出願]ですでに提案されている。移動
通信に於いても、基地局での多重化および分離化にはそ
こで提案されている実現方式が適用できるので、この発
明では移動局の送信機と受信機の構成を考える。
【数７】
【００２７】上りでのユーザでの送信機はベースバンド
送信信号Um(z)≡Qm(z)Xm(z)mod(P(z))を計算し、Um(z)
を低域通過フィルタと変調器を用いて送信する。低域通
過フィルタと変調器は通常の実現方式を適用できるの
で、Um(z)を計算する部分に議論を絞る。Qm(z)=ψm(zK)
なので、ユーザmのベースバンド送信信号Um(z)は、X
m(z)とψm(zK)の積を取ることにより（１１）式で与え
られることが分かる。
送信信号Um(z)≡Qm(z)Xm(z)mod(P(z))を計算し、Um(z)
を低域通過フィルタと変調器を用いて送信する。低域通
過フィルタと変調器は通常の実現方式を適用できるの
で、Um(z)を計算する部分に議論を絞る。Qm(z)=ψm(zK)
なので、ユーザmのベースバンド送信信号Um(z)は、X
m(z)とψm(zK)の積を取ることにより（１１）式で与え
られることが分かる。
【数８】 図６に、実施の形態で用いられたようにPm(z)=1-e
j2πm/Mz-K, m=0, 1, …, M-1,としたときの、ユーザ用
の送信機と受信機での処理、(a)上りでのユーザmに於い
て、ユーザ信号Xm(z)からベースバンド送信信号Um(z)を
求める処理、(b) 下りでのユーザmに於いて、ベースバ
ンド受信信号Y(z)からユーザ信号Ym(z)を求める処理を
表す図を示す。この（１１）式の右辺の多項式の次数は
MK以下なので、（４）式でのmod(P(z))を取る操作は不
要である。その理由は、P(z)は（９）式で与えられ、次
数はMKである。そして、mod(P(z))を取る操作はP(z)で
割った余りを求めることなので、次数がMK以下の多項式
に対してはP(z)で割った余りを求めても元の多項式とな
るからである。（１１）式からUm(z)のz-(k+nK)に対応
する係数はxm(k)ej2πmn/M, k=0, 1, …, K-1, n=0, 1,
…, M-1,で与えられるので、図６(a)に示す方法でユー
ザ信号からベースバンド送信信号Um(z)を得ることがで
きる。図６(a)から明らかなようにユーザ信号の各サン
プル値xm(k)につきM-1回の掛け算でユーザ信号をベース
バンド送信信号に変換できる。
j2πm/Mz-K, m=0, 1, …, M-1,としたときの、ユーザ用
の送信機と受信機での処理、(a)上りでのユーザmに於い
て、ユーザ信号Xm(z)からベースバンド送信信号Um(z)を
求める処理、(b) 下りでのユーザmに於いて、ベースバ
ンド受信信号Y(z)からユーザ信号Ym(z)を求める処理を
表す図を示す。この（１１）式の右辺の多項式の次数は
MK以下なので、（４）式でのmod(P(z))を取る操作は不
要である。その理由は、P(z)は（９）式で与えられ、次
数はMKである。そして、mod(P(z))を取る操作はP(z)で
割った余りを求めることなので、次数がMK以下の多項式
に対してはP(z)で割った余りを求めても元の多項式とな
るからである。（１１）式からUm(z)のz-(k+nK)に対応
する係数はxm(k)ej2πmn/M, k=0, 1, …, K-1, n=0, 1,
…, M-1,で与えられるので、図６(a)に示す方法でユー
ザ信号からベースバンド送信信号Um(z)を得ることがで
きる。図６(a)から明らかなようにユーザ信号の各サン
プル値xm(k)につきM-1回の掛け算でユーザ信号をベース
バンド送信信号に変換できる。
【数９】
【００２８】つぎに、下りでのユーザ受信機を考える。
ユーザmでは、基地局から送られてきた通過帯域信号を
復調し、その得られた波形を時間間隔Tでサンプルし、
離散時間信号に変換する。その離散時間信号をY(z)とす
ると、ユーザ信号はYm(z)≡Y(z)mod(1-ej2πm/Mz-K)で
与えられる。mod(1-ej2πm/Mz-K)を取ることは、Y(z)に
於いてzK=ej2πm/Mを代入することに対応する。他の説
明をすると、Y(z)に対する信号系列をy(n), n=0, 1,
…, MK-1,とすれば、z-変換の定義より、（１２−１）
式と書くことができる。Pm(z)=1-ej2πm/Mz-1なので、Y
m(z)はY(z)にzK=e j2πm/Mを代入して求まる。したがっ
て、この代入を行うと、ユーザ信号は（１２−２）式と
して求まる。ここでy(n)は受信された信号Y(z)のz-nの
対する係数である。この式から、図６(b)に示すような
操作でY(z)からYm(z)が得られることが分かる。
ユーザmでは、基地局から送られてきた通過帯域信号を
復調し、その得られた波形を時間間隔Tでサンプルし、
離散時間信号に変換する。その離散時間信号をY(z)とす
ると、ユーザ信号はYm(z)≡Y(z)mod(1-ej2πm/Mz-K)で
与えられる。mod(1-ej2πm/Mz-K)を取ることは、Y(z)に
於いてzK=ej2πm/Mを代入することに対応する。他の説
明をすると、Y(z)に対する信号系列をy(n), n=0, 1,
…, MK-1,とすれば、z-変換の定義より、（１２−１）
式と書くことができる。Pm(z)=1-ej2πm/Mz-1なので、Y
m(z)はY(z)にzK=e j2πm/Mを代入して求まる。したがっ
て、この代入を行うと、ユーザ信号は（１２−２）式と
して求まる。ここでy(n)は受信された信号Y(z)のz-nの
対する係数である。この式から、図６(b)に示すような
操作でY(z)からYm(z)が得られることが分かる。
【数１０】 つぎに、上り通信の形態で、ユーザ信号の情報がどのよ
うに時間および周波数に拡散されるかを調べてみる。図
６(a)から分かるように、時間的にはユーザ信号の各サ
ンプル値はUm(z)に於けるKTの間隔ごとのM個のサンプル
値に拡散される。
うに時間および周波数に拡散されるかを調べてみる。図
６(a)から分かるように、時間的にはユーザ信号の各サ
ンプル値はUm(z)に於けるKTの間隔ごとのM個のサンプル
値に拡散される。
【００２９】一方周波数的には、ユーザ信号の各サンプ
ル値は（４）式の関係からψm(zK)の振幅特性で定まる
周波数帯域に拡散されることになる。（３）と（４）式
より、ユーザmの送信ベースバンド信号は(１３−１)式
で与えられる。ユーザ信号のサンプル値xm(n)は送信ベ
ースバンドとして、xm(n)z-nQm(z)に変形されている。
すなわち、xm(n)はz-nψm(zK)のフィルタを通して送信
ベースバンド信号として使われる。ある任意のフィルタ
H(z)の周波数特性はH(ejω)で与えられ、振幅特性はそ
の絶対値|H(ejω)|で与えられる。z-nの部分の振幅特性
は|e-jωn|=1なので、ユーザ信号の各サンプル値はψ
m(zK)の振幅特性で定まる周波数帯域に拡散されること
になる。この周波数特性は、（１３−２）式で与えら
れ、この絶対値を取ったものが振幅特性になる。この式
に周波数fを-1/(2T)≦f＜1/(2T)の範囲で変化させる
と、振幅特性はこの範囲でK個のピーク値を持つ。
ル値は（４）式の関係からψm(zK)の振幅特性で定まる
周波数帯域に拡散されることになる。（３）と（４）式
より、ユーザmの送信ベースバンド信号は(１３−１)式
で与えられる。ユーザ信号のサンプル値xm(n)は送信ベ
ースバンドとして、xm(n)z-nQm(z)に変形されている。
すなわち、xm(n)はz-nψm(zK)のフィルタを通して送信
ベースバンド信号として使われる。ある任意のフィルタ
H(z)の周波数特性はH(ejω)で与えられ、振幅特性はそ
の絶対値|H(ejω)|で与えられる。z-nの部分の振幅特性
は|e-jωn|=1なので、ユーザ信号の各サンプル値はψ
m(zK)の振幅特性で定まる周波数帯域に拡散されること
になる。この周波数特性は、（１３−２）式で与えら
れ、この絶対値を取ったものが振幅特性になる。この式
に周波数fを-1/(2T)≦f＜1/(2T)の範囲で変化させる
と、振幅特性はこの範囲でK個のピーク値を持つ。
【数１１】 図７に、M=3でK=4の場合の、ψm(zK)の振幅特性を示
す。いずれのm=0, 1, 2,についても、-1/(2T)≦f＜1/(2
T)の周波数範囲で、ψm(zK)の振幅特性は４個のピーク
値を持っている。図８に、M=3でK=4とした場合の、ユー
ザ信号の時間−周波数拡散状況をまとめたものを示す。
時間についてはKTの間隔で、周波数については1/(TK)の
間隔で均等に分布している。
す。いずれのm=0, 1, 2,についても、-1/(2T)≦f＜1/(2
T)の周波数範囲で、ψm(zK)の振幅特性は４個のピーク
値を持っている。図８に、M=3でK=4とした場合の、ユー
ザ信号の時間−周波数拡散状況をまとめたものを示す。
時間についてはKTの間隔で、周波数については1/(TK)の
間隔で均等に分布している。
【００３０】ユーザ信号を広い範囲の周波数帯域あるい
は時間領域に拡散する技術はダイバシティと呼ばれてい
て、通常のCDMAやMC-CDMAに活用されている。このよう
に拡散させることによって、周波数あるいは時間に局在
する歪みを平均化し、ビット誤り率を減少させることが
出来る。以下に、ダイバシティによってどのようにビッ
ト誤り率が減少するかを具体的な場合について確認す
る。
は時間領域に拡散する技術はダイバシティと呼ばれてい
て、通常のCDMAやMC-CDMAに活用されている。このよう
に拡散させることによって、周波数あるいは時間に局在
する歪みを平均化し、ビット誤り率を減少させることが
出来る。以下に、ダイバシティによってどのようにビッ
ト誤り率が減少するかを具体的な場合について確認す
る。
【００３１】まず、時間領域に分散させることによる改
善を調べてみる。ここでは、伝送路の周波数選択性によ
る歪みはないもの、すなわちHm(z)=1とし、伝送路の歪
みは加算的雑音のみであるとする。（７）式より、加算
雑音はWm(z), m=0, 1, …, M-1,の和で与えられるが、
それをW(z)とすると、受信側のユーザ信号はYm(z)≡X
m(z)+W(z)mod(Pm(z))となる。（１２）式を求めたのと
同様な方法で、ユーザ信号での加算雑音成分を求める。
（１２）式を求めた場合と同じように、W(z)は（１４−
１）式となるので、再生されたユーザ信号に含まれる雑
音はW(z)にzK=ej2π m/Mを代入して（１４−２）式とな
るので、再生されたユーザ信号のサンプル値y m(k)=x
m(k)+dm(k)に含まれる加算雑音dm(k)は上式のz-kに対す
る係数となる。すなわち、再生されたユーザ信号のサン
プル値ym(k)に含まれる加算雑音dm(k)は、（１４−３）
式として求まる。ベースバンド伝送路の加算的雑音W(z)
に対する自己相関関数は、ｉを任意の整数として、R
W(n)=(1/2)E{w*(i)w(i+n)}で定義される。ここで、上付
きの記号*は複素数の共役を取る操作で、Eは期待値を取
る操作を示す。加算雑音dm(k)の分散は（１４−３）式
とW(z)の自己相関関数の定義から求めることができる。
ある任意の複素数aの絶対値の２乗|a|2はaとその複素共
役a*との積a*aで与えられるので、（１５−１）式とな
る。上式の右辺で確率的に変化するのはw(k+nK)とw*(k+
n’K)なので、（１５−２）式になる。ここでn’-n=lと
置くと、（１５−３）式となる。一方、任意のiについ
て、RW(n)=(1/2)E{w*(i)w(i+n)}と定義されているの
で、（１５−４）式となる。よって（１５−５）式が求
まる。一般にRW(n)の値は大きなnに対しては零になるの
で、Kの値を増やすにしたがって、dm(k)の分散はmに依
存しなくなり、MRW(0)に等しくなる。
善を調べてみる。ここでは、伝送路の周波数選択性によ
る歪みはないもの、すなわちHm(z)=1とし、伝送路の歪
みは加算的雑音のみであるとする。（７）式より、加算
雑音はWm(z), m=0, 1, …, M-1,の和で与えられるが、
それをW(z)とすると、受信側のユーザ信号はYm(z)≡X
m(z)+W(z)mod(Pm(z))となる。（１２）式を求めたのと
同様な方法で、ユーザ信号での加算雑音成分を求める。
（１２）式を求めた場合と同じように、W(z)は（１４−
１）式となるので、再生されたユーザ信号に含まれる雑
音はW(z)にzK=ej2π m/Mを代入して（１４−２）式とな
るので、再生されたユーザ信号のサンプル値y m(k)=x
m(k)+dm(k)に含まれる加算雑音dm(k)は上式のz-kに対す
る係数となる。すなわち、再生されたユーザ信号のサン
プル値ym(k)に含まれる加算雑音dm(k)は、（１４−３）
式として求まる。ベースバンド伝送路の加算的雑音W(z)
に対する自己相関関数は、ｉを任意の整数として、R
W(n)=(1/2)E{w*(i)w(i+n)}で定義される。ここで、上付
きの記号*は複素数の共役を取る操作で、Eは期待値を取
る操作を示す。加算雑音dm(k)の分散は（１４−３）式
とW(z)の自己相関関数の定義から求めることができる。
ある任意の複素数aの絶対値の２乗|a|2はaとその複素共
役a*との積a*aで与えられるので、（１５−１）式とな
る。上式の右辺で確率的に変化するのはw(k+nK)とw*(k+
n’K)なので、（１５−２）式になる。ここでn’-n=lと
置くと、（１５−３）式となる。一方、任意のiについ
て、RW(n)=(1/2)E{w*(i)w(i+n)}と定義されているの
で、（１５−４）式となる。よって（１５−５）式が求
まる。一般にRW(n)の値は大きなnに対しては零になるの
で、Kの値を増やすにしたがって、dm(k)の分散はmに依
存しなくなり、MRW(0)に等しくなる。
【数１２】
【００３２】このように、Kを増やすにしたがって雑音
の電力は各ユーザ間に均等に配分されるようになり、ビ
ット誤り率が減少する。この様子をユーザ信号の各サン
プル値が{ε1/2, -ε1/2}のいずれかの値を取るものと
した場合に確認してみる。また、加算雑音はアナログ自
己相関関数として(N0/2)e-|τ|/D（N0およびDは実定
数）で与えられるガウス雑音と仮定する。図９に、ユー
ザ数Mを32と固定し、Kの値を色々変えて、平均ビット誤
り率(BER; Bit Error Rate)をベースバンド上のSNR(sig
nal-to-noise ratio),ε/(MN0),の関数として求めたも
のを示す。ここではユーザ信号の各サンプル値が
{ε1/2,-ε1/2}のいずれかの値を同じ確率で取るものと
仮定した。図９(a)はD/T=1の場合、図９(b)はD/T=5の場
合を示す。これらの図から明らかなようにKを増すごと
に平均ビット誤り率が減少している。
の電力は各ユーザ間に均等に配分されるようになり、ビ
ット誤り率が減少する。この様子をユーザ信号の各サン
プル値が{ε1/2, -ε1/2}のいずれかの値を取るものと
した場合に確認してみる。また、加算雑音はアナログ自
己相関関数として(N0/2)e-|τ|/D（N0およびDは実定
数）で与えられるガウス雑音と仮定する。図９に、ユー
ザ数Mを32と固定し、Kの値を色々変えて、平均ビット誤
り率(BER; Bit Error Rate)をベースバンド上のSNR(sig
nal-to-noise ratio),ε/(MN0),の関数として求めたも
のを示す。ここではユーザ信号の各サンプル値が
{ε1/2,-ε1/2}のいずれかの値を同じ確率で取るものと
仮定した。図９(a)はD/T=1の場合、図９(b)はD/T=5の場
合を示す。これらの図から明らかなようにKを増すごと
に平均ビット誤り率が減少している。
【００３３】次に、伝送路が、加算的雑音に加え、周波
数選択性も持つ場合を考える。すなわち、Hm(z)=1でな
いものとする。受信側に等価器を設置し、この伝送路の
線形フィルタによる歪みを完全に補正した場合の性能の
評価する。すなわち、受信側でmod(Pm(z))を取る前に、
Hm(z)の逆フィルタを通すものとする。また、上の例と
同じように、ユーザ信号のサンプル値は{ε1/2, -
ε1/2}を取るものとしてその効果を確認してみる。例と
して、伝送路フィルタHm(z)はその自己相関関数としてR
m(τ)=e-|τ|/Dで与えられるものとし、加算雑音は平均
がゼロで分散がN0/2の白色ガウス雑音であるとする。図
１０に、M=32と固定し、ユーザ信号の各サンプル値が
{ε1/2, -ε1/2}のいずれかの値を同じ確率で取るもの
と仮定したときの平均ビット誤り率をベースバンド上の
SNR,ε/(MN0),の関数として求めたものを示す。図１０
(a)はD/T=1の場合、図１０(b)はD/T=5の場合を示す。こ
の場合にもKが増す、すなわちダイバシティを増すごと
に平均ビット誤り率が減少していることが確認できる。
数選択性も持つ場合を考える。すなわち、Hm(z)=1でな
いものとする。受信側に等価器を設置し、この伝送路の
線形フィルタによる歪みを完全に補正した場合の性能の
評価する。すなわち、受信側でmod(Pm(z))を取る前に、
Hm(z)の逆フィルタを通すものとする。また、上の例と
同じように、ユーザ信号のサンプル値は{ε1/2, -
ε1/2}を取るものとしてその効果を確認してみる。例と
して、伝送路フィルタHm(z)はその自己相関関数としてR
m(τ)=e-|τ|/Dで与えられるものとし、加算雑音は平均
がゼロで分散がN0/2の白色ガウス雑音であるとする。図
１０に、M=32と固定し、ユーザ信号の各サンプル値が
{ε1/2, -ε1/2}のいずれかの値を同じ確率で取るもの
と仮定したときの平均ビット誤り率をベースバンド上の
SNR,ε/(MN0),の関数として求めたものを示す。図１０
(a)はD/T=1の場合、図１０(b)はD/T=5の場合を示す。こ
の場合にもKが増す、すなわちダイバシティを増すごと
に平均ビット誤り率が減少していることが確認できる。
【００３４】文献[安達], [Fazel and Fettweis]で見ら
れるように、MC-CDMAがこれからの移動通信の多重化と
して有望視されているので、この方式と提案している方
式の違いをまとめる。本発明で提案する多重化では、ユ
ーザ信号をK個のピーク値を持つフィルタに通すので、
機能的には長さがKのDFTを用いたMC-CDMAと同等の効果
が得られる。MC-CDMAでは、K個の搬送波に拡散するため
に、まずユーザ信号のサンプル値ごとに長さKの符号を
掛けて長さがKの信号を得る。その信号に対し長さKのID
FTを取ってベースバンド送信信号を得ている。一方、提
案する方式では、IDFTを使わずに、単一の複素ｓｉｎ波
形、ψm(z)、をK倍にアップサンプル（サンプル値の間
にK-1個のゼロ値サンプルを挿入する）してK個の搬送波
を生成している。このような違いに加えて、提案する方
式にはMC-CDMAに比べて以下のような有利な特徴があ
る。
れるように、MC-CDMAがこれからの移動通信の多重化と
して有望視されているので、この方式と提案している方
式の違いをまとめる。本発明で提案する多重化では、ユ
ーザ信号をK個のピーク値を持つフィルタに通すので、
機能的には長さがKのDFTを用いたMC-CDMAと同等の効果
が得られる。MC-CDMAでは、K個の搬送波に拡散するため
に、まずユーザ信号のサンプル値ごとに長さKの符号を
掛けて長さがKの信号を得る。その信号に対し長さKのID
FTを取ってベースバンド送信信号を得ている。一方、提
案する方式では、IDFTを使わずに、単一の複素ｓｉｎ波
形、ψm(z)、をK倍にアップサンプル（サンプル値の間
にK-1個のゼロ値サンプルを挿入する）してK個の搬送波
を生成している。このような違いに加えて、提案する方
式にはMC-CDMAに比べて以下のような有利な特徴があ
る。
【００３５】関連資料 [１] 特許出願公開番号： 特開平１０−２１５２３７ 「離散時間信号に対する多重化装置および多重化システ
ム」村上秀男 [２] I. Kalet, “The multitone channel,” IEEE Tra
ns. Commun., vol. 37,pp. 119-124, Feb. 1989. [３] 「CDMA移動体通信システム」Ramjee Prasad著、安
達文幸訳、科学技術出版社、１９９７ [４] 「ディジタル移動通信」山内雪路著、東京電気大
学出版局、１９９３ [５] K. Fazel and G. P. Fettweis, Multi-carrier sp
read-spectrum, KluwerAcademic Publishers, 1997. [６] 「高速フーリエ変換のアルゴリズム」H. J. Nussb
aumer著、佐川雅彦、本間仁志共訳、科学技術出版社 [７] H. Murakami, “Sampling rate conversion syste
ms using a new generalized form of the discrete Fo
urier transform, “ IEEE Trans. Signal Processing,
vol. 43, pp. 2095-2102, Sept. 1995. [８] J. G. Proakis, Digital Communications, 3rd ed
ition, McGrawHill, NY,1996 （訳）ディジタルコミュニケーション（改訂３版）坂庭
好一他訳（科学技術出版社、１９９７）
ム」村上秀男 [２] I. Kalet, “The multitone channel,” IEEE Tra
ns. Commun., vol. 37,pp. 119-124, Feb. 1989. [３] 「CDMA移動体通信システム」Ramjee Prasad著、安
達文幸訳、科学技術出版社、１９９７ [４] 「ディジタル移動通信」山内雪路著、東京電気大
学出版局、１９９３ [５] K. Fazel and G. P. Fettweis, Multi-carrier sp
read-spectrum, KluwerAcademic Publishers, 1997. [６] 「高速フーリエ変換のアルゴリズム」H. J. Nussb
aumer著、佐川雅彦、本間仁志共訳、科学技術出版社 [７] H. Murakami, “Sampling rate conversion syste
ms using a new generalized form of the discrete Fo
urier transform, “ IEEE Trans. Signal Processing,
vol. 43, pp. 2095-2102, Sept. 1995. [８] J. G. Proakis, Digital Communications, 3rd ed
ition, McGrawHill, NY,1996 （訳）ディジタルコミュニケーション（改訂３版）坂庭
好一他訳（科学技術出版社、１９９７）
【発明の効果】（１）本発明によると、MC-CDMAよりも
安価に移動局用送信装置又は受信装置を実現できる。本
発明では、サンプル値一つについてユーザ信号をベース
バンド送信信号に変換するのに必要な演算はM-1回の掛
け算なのに対し、MC-CDMAでは、符号の掛け算を無視し
ても、長さKのIDFTの計算量が必要である。このIDFTの
計算には、FFTを用いたとしても、約(K/2)log２K回の掛
け算とK log２K回の加算が必要である。また、MC-CDMA
では、直交ベクトルの数はベクトル空間の次元で制限さ
れているので、ユーザの数Mは搬送波の数K以下でなけれ
ばならない、すなわちM≦Kでなければならない。この条
件のもとでは、本発明がMC-CDMAよりも格段に演算量が
少なく、安価に実現できる。
安価に移動局用送信装置又は受信装置を実現できる。本
発明では、サンプル値一つについてユーザ信号をベース
バンド送信信号に変換するのに必要な演算はM-1回の掛
け算なのに対し、MC-CDMAでは、符号の掛け算を無視し
ても、長さKのIDFTの計算量が必要である。このIDFTの
計算には、FFTを用いたとしても、約(K/2)log２K回の掛
け算とK log２K回の加算が必要である。また、MC-CDMA
では、直交ベクトルの数はベクトル空間の次元で制限さ
れているので、ユーザの数Mは搬送波の数K以下でなけれ
ばならない、すなわちM≦Kでなければならない。この条
件のもとでは、本発明がMC-CDMAよりも格段に演算量が
少なく、安価に実現できる。
【００３６】（２）本発明によると、比較的容易に伝送
効率を上げる事ができる。一度信号を送信すると、干渉
をさけるために、次の信号を送信する前に一定の時間間
隔をあけなければならない。この時間間隔は伝送路フィ
ルタのインパルス応答の長さによって定まる。したがっ
て、一度に伝送するサンプル数を増やせば増やすほど伝
送効率が上がる。本発明ではKをふやすことで一度に送
信する信号の長さをふやすことができる。Kを増やして
もサンプル値一つについての演算量は変わらない。一
方、MC-CDMAでは一度に送信できる信号長はIDFTの長さ
で決まる。IDFTの長さを増やすことは演算量を増大する
ことを意味するので、一度に送信するサンプル値を増や
すことは容易でない。
効率を上げる事ができる。一度信号を送信すると、干渉
をさけるために、次の信号を送信する前に一定の時間間
隔をあけなければならない。この時間間隔は伝送路フィ
ルタのインパルス応答の長さによって定まる。したがっ
て、一度に伝送するサンプル数を増やせば増やすほど伝
送効率が上がる。本発明ではKをふやすことで一度に送
信する信号の長さをふやすことができる。Kを増やして
もサンプル値一つについての演算量は変わらない。一
方、MC-CDMAでは一度に送信できる信号長はIDFTの長さ
で決まる。IDFTの長さを増やすことは演算量を増大する
ことを意味するので、一度に送信するサンプル値を増や
すことは容易でない。
【００３７】（３）本発明によると、受信されたユーザ
信号に含まれる加算雑音は殆どの種類に伝送路雑音に対
してガウス雑音となり、サブチャネル通信の設計や解析
に有利である。式（１４）から分かるように、受信側ユ
ーザ信号のサンプル値に含まれる加算雑音はw(k+nK), n
=0, 1, …, M-1,の線形和で与えられる。Kの値が十分大
きいと、w(k+nK), n=0, 1, …, M-1,は確率的に互いに
独立となるので、ユーザ信号に含まれる加算雑音は殆ど
の種類に伝送路雑音に対してガウス雑音に近づく。一
方、MC-CDMAでは連続するサンプルのDFTを取っているの
で、受信側ユーザ信号のサンプル値に含まれる加算雑音
はガウス雑音に近付かない。
信号に含まれる加算雑音は殆どの種類に伝送路雑音に対
してガウス雑音となり、サブチャネル通信の設計や解析
に有利である。式（１４）から分かるように、受信側ユ
ーザ信号のサンプル値に含まれる加算雑音はw(k+nK), n
=0, 1, …, M-1,の線形和で与えられる。Kの値が十分大
きいと、w(k+nK), n=0, 1, …, M-1,は確率的に互いに
独立となるので、ユーザ信号に含まれる加算雑音は殆ど
の種類に伝送路雑音に対してガウス雑音に近づく。一
方、MC-CDMAでは連続するサンプルのDFTを取っているの
で、受信側ユーザ信号のサンプル値に含まれる加算雑音
はガウス雑音に近付かない。
【００３８】
【図１】上り方向の移動局から基地局と下り方向の基地
局から移動局の移動通信の形態で(a)上り、(b)下りを表
す図。
局から移動局の移動通信の形態で(a)上り、(b)下りを表
す図。
【図２】上りの通信形態での(a)ユーザmの送信機(b)基
地局の受信機の構成図。
地局の受信機の構成図。
【図３】下りの通信形態での(a) 基地側での送信機(b)
ユーザmの受信機の構成図。
ユーザmの受信機の構成図。
【図４】上りのベースバンド通信モデル、(a)伝送路が
線形フィルタと加算的雑音の場合の通信モデル、(b)等
価なサブチャネル通信モデルを表す図。
線形フィルタと加算的雑音の場合の通信モデル、(b)等
価なサブチャネル通信モデルを表す図。
【図５】下りのベースバンド通信モデル、(a)伝送路が
線形フィルタと加算的雑音の場合の通信モデル、(b)等
価なサブチャネル通信モデルを表す図。
線形フィルタと加算的雑音の場合の通信モデル、(b)等
価なサブチャネル通信モデルを表す図。
【図６】実施の形態で用いられたようにPm(z)=1-e
j2πm/Mz-K, m=0, 1, …, M-1,としたときの、ユーザ用
の送信機と受信機での処理、(a)上りでのユーザmに於い
て、ユーザ信号Xm(z)からベースバンド送信信号Um(z)を
求める処理、(b) 下りでのユーザmに於いて、ベースバ
ンド受信信号Y(z)からユーザ信号Ym(z)を求める処理を
表す図。
j2πm/Mz-K, m=0, 1, …, M-1,としたときの、ユーザ用
の送信機と受信機での処理、(a)上りでのユーザmに於い
て、ユーザ信号Xm(z)からベースバンド送信信号Um(z)を
求める処理、(b) 下りでのユーザmに於いて、ベースバ
ンド受信信号Y(z)からユーザ信号Ym(z)を求める処理を
表す図。
【図７】実施の形態で用いられたようにPm(z)=1-e
j2πm/Mz-K, m=0, 1, …, M-1,とし、K=4でM=3とした場
合のQm(z) の振幅特性を表す図。
j2πm/Mz-K, m=0, 1, …, M-1,とし、K=4でM=3とした場
合のQm(z) の振幅特性を表す図。
【図８】実施の形態で用いられたようにPm(z)=1-e
j2πm/Mz-K, m=0, 1, …, M-1,とし、K=4でM=3とした場
合のユーザ信号情報の周波数と時間領域分布状況を表す
図。
j2πm/Mz-K, m=0, 1, …, M-1,とし、K=4でM=3とした場
合のユーザ信号情報の周波数と時間領域分布状況を表す
図。
【図９】ユーザ信号の各サンプル値が{ε1/2, -ε1/2}
のいずれかの値を取るものとし、加算雑音はアナログ自
己相関関数として(N0/2)e-|τ|/Dで与えられるガウス雑
音とする。M=32としたときの平均ビット誤り率(BER)、
(a)D/T=1の場合、(b)D/T=5の場合を表す図。
のいずれかの値を取るものとし、加算雑音はアナログ自
己相関関数として(N0/2)e-|τ|/Dで与えられるガウス雑
音とする。M=32としたときの平均ビット誤り率(BER)、
(a)D/T=1の場合、(b)D/T=5の場合を表す図。
【図１０】ユーザ信号のサンプル値は{ε1/2, -ε1/2}
を取るものとして、伝送路のインパルス応答のアナログ
自己相関関数はR(τ)=e-|τ|/Dで、加算雑音は平均がゼ
ロの白色ガウス雑音であるとする。M=32としたときの平
均ビット誤り率、(a)D/T=1の場合、(b)はD/T=5の場合を
表す図。
を取るものとして、伝送路のインパルス応答のアナログ
自己相関関数はR(τ)=e-|τ|/Dで、加算雑音は平均がゼ
ロの白色ガウス雑音であるとする。M=32としたときの平
均ビット誤り率、(a)D/T=1の場合、(b)はD/T=5の場合を
表す図。
１０ ユーザ送信機 ２０、６０ 伝送路 ３０ 基地局受信機 ５０ 基地局送信機 ７０ ユーザ受信機
Claims (6)
- 【請求項１】M個の各ユーザが送信すべきユーザ信号X
m(z), m=0, 1, …, M-1,について、M個の互いに素な多
項式、Pm(z), m=0, 1, …, M-1,と、それらの多項式に
対し Qi(z)≡1mod(Pm(z)), i=m, Qi(z)≡0mod(Pm(z)), i≠m なる関係を満足する多項式Qm(z), m=0, 1, …, M-1,を
定めて、 剰余多項式 Um(z)≡Qm(z)Xm(z)mod(P(z)) を計算する手段と、 信号Um(z)を周波数帯域の制限されたアナログ信号に変
換するフィルタ手段と、 変換されたアナログ信号を変調して送信する手段とを備
えた送信装置。 - 【請求項２】請求項１に記載の送信装置から、ユーザ信
号Xm(z), m=0, 1, …, M-1,が変換された送信信号を受
信し、ベースバンド信号Y(z)を得る復調手段と、 得られたベースバンド信号Y(z)から、 Ym(z)≡Y(z)mod(Pm(z)) によってユーザ信号Xm(z)を再生する手段とを備えた受
信装置。 - 【請求項３】請求項１に記載の送信装置と、 請求項２に記載の受信装置とを備えた送受信装置。
- 【請求項４】M個の各ユーザが送信すべきユーザ信号X
m(z), m=0, 1, …, M-1,について、Qm(z), m=0, 1, …,
M-1, を、 【数１】 として、剰余多項式、Um(z)≡Qm(z)Xm(z)mod(P(z))を計
算する手段と、 計算された信号Um(z)から、周波数帯域の制限されたア
ナログ信号に変換するフィルタ手段と、 変換されたアナログ信号を変調して送信する手段とを備
えた送信装置。 - 【請求項５】請求項４に記載の送信装置から、ユーザ信
号Xm(z), m=0, 1, …, M-1,が変換された送信信号を受
信し、ベースバンド信号Y(z)を得る復調手段と、 得られたベースバンド信号Y(z)から、 Ym(z)≡Y(z)mod(1-ej2πm/Mz-K)) によってユーザ信号を再生する手段とを備えた受信装
置。 - 【請求項６】請求項４に記載の送信装置と、 請求項５に記載の受信装置とを備えた送受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000081367A JP3655525B2 (ja) | 2000-03-23 | 2000-03-23 | 送信装置、受信装置及び送受信装置、伝送方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000081367A JP3655525B2 (ja) | 2000-03-23 | 2000-03-23 | 送信装置、受信装置及び送受信装置、伝送方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001268052A true JP2001268052A (ja) | 2001-09-28 |
| JP3655525B2 JP3655525B2 (ja) | 2005-06-02 |
Family
ID=18598314
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000081367A Expired - Fee Related JP3655525B2 (ja) | 2000-03-23 | 2000-03-23 | 送信装置、受信装置及び送受信装置、伝送方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3655525B2 (ja) |
-
2000
- 2000-03-23 JP JP2000081367A patent/JP3655525B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3655525B2 (ja) | 2005-06-02 |
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