JP2001244894A - 光伝送方法及び光伝送装置 - Google Patents
光伝送方法及び光伝送装置Info
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- JP2001244894A JP2001244894A JP2000052579A JP2000052579A JP2001244894A JP 2001244894 A JP2001244894 A JP 2001244894A JP 2000052579 A JP2000052579 A JP 2000052579A JP 2000052579 A JP2000052579 A JP 2000052579A JP 2001244894 A JP2001244894 A JP 2001244894A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 パーシャルレスポンス符号を用いた光伝送装
置において、波長トレランスを拡大するとともに、分散
補償を簡素化しファイバ内入力パワー制限を緩和する。 【解決手段】 縦モードの光信号をパーシャルレスポン
ス信号に基づいて変調して出力する光伝送方法であっ
て、システムクロック源からのクロック信号を入力とし
て単一モード光信号を変調し、周波数間隔がｎ×Ｂ（ｎ
は自然数、Ｂは伝送速度）である２つの縦モードのパル
ス光信号を生成し、前記システムクロック源と同期した
デジタル信号源からの２値ＮＲＺ信号を符号変換してパ
ーシャルレスポンス信号を生成し、前記パーシャルレス
ポンス信号に基づいて前記２つの縦モードのパルス光信
号を変調した２値ＲＺ変調信号を出力する。
置において、波長トレランスを拡大するとともに、分散
補償を簡素化しファイバ内入力パワー制限を緩和する。 【解決手段】 縦モードの光信号をパーシャルレスポン
ス信号に基づいて変調して出力する光伝送方法であっ
て、システムクロック源からのクロック信号を入力とし
て単一モード光信号を変調し、周波数間隔がｎ×Ｂ（ｎ
は自然数、Ｂは伝送速度）である２つの縦モードのパル
ス光信号を生成し、前記システムクロック源と同期した
デジタル信号源からの２値ＮＲＺ信号を符号変換してパ
ーシャルレスポンス信号を生成し、前記パーシャルレス
ポンス信号に基づいて前記２つの縦モードのパルス光信
号を変調した２値ＲＺ変調信号を出力する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、１波長または波長
多重を行う光伝送方法及び光伝送装置に関し、特に、パ
ーシャルレスポンス符号を用いて光信号を変調する光伝
送装置に適用して有効な技術に関するものである。
多重を行う光伝送方法及び光伝送装置に関し、特に、パ
ーシャルレスポンス符号を用いて光信号を変調する光伝
送装置に適用して有効な技術に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、光ファイバ通信システムにおい
て、光ファイバの波長分散による波形歪に対するトレラ
ンスを向上し、かつ光ファイバ伝送路における光非線型
効果による波形歪を低減するための様々な変調符号が提
案されている。
て、光ファイバの波長分散による波形歪に対するトレラ
ンスを向上し、かつ光ファイバ伝送路における光非線型
効果による波形歪を低減するための様々な変調符号が提
案されている。
【０００３】例えば、波長分散トレランスを向上する技
術としては、文献１（K.Yonenaga et al. "Dispersion-
tolerant optical transmission system using duobina
ry transmitter and binary receiver", J.Lightwave T
echnol. LT-15,(8),pp.1530-1537,(1997)）には、変調
信号として３値のパーシャルレスポンス符号の１つであ
るデュオバイナリ信号を用いて、プッシュプル（push-p
ull）タイプのマッハツェンダ(ＭＺ)強度変調器(以下、
ＭＺ強度変調器と称する)によって変調する光デュオバ
イナリ変調手段が開示されている。
術としては、文献１（K.Yonenaga et al. "Dispersion-
tolerant optical transmission system using duobina
ry transmitter and binary receiver", J.Lightwave T
echnol. LT-15,(8),pp.1530-1537,(1997)）には、変調
信号として３値のパーシャルレスポンス符号の１つであ
るデュオバイナリ信号を用いて、プッシュプル（push-p
ull）タイプのマッハツェンダ(ＭＺ)強度変調器(以下、
ＭＺ強度変調器と称する)によって変調する光デュオバ
イナリ変調手段が開示されている。
【０００４】従来の光デュオバイナリ変調手段を用いた
光伝送装置の送信部は、図２２に示すように、システム
クロック源２に同期した２値ＮＲＺ（non return to ze
ro）デジタル信号源５からの２値ＮＲＺ信号を入力とし
て電気デュオバイナリ符号を出力するデュオバイナリ符
号化手段６を有している。図２３（ａ）に示すような、
前記２値ＮＲＺデジタル信号源５で生成された２値ＮＲ
Ｚ信号Ｐ３は、電気パーシャルレスポンス符号化手段６
の論理反転回路６２で図２３（ｂ）に示すような反転Ｎ
ＲＺ信号Ｐ４に論理反転された後、排他的論理和回路
（ＥＸ−ＯＲ）６３と１ビット遅延回路（即ち、伝送速
度Ｂのデータの１タイムスロット遅延器）６４で構成さ
れるプリコーダ６１により符号変換された後、差動変換
器６５により、図２３（ｃ）に示すような２値ＮＲＺプ
リコーダ出力信号Ｐ５ａと、図２３（ｄ）に示すような
１ビット遅延されたプリコーダ出力信号Ｐ５ｂが差動出
力される。前記２値ＮＲＺプリコーダ出力信号Ｐ５ａ及
び１ビット遅延されたプリコーダ出力信号Ｐ５ｂは増幅
回路６６で増幅された後、３ｄＢ帯域がＢ／４である低
域通過フィルタ（ＬＰＦ）６７に入力され、図２３
（ｅ）に示すような３値の相補的なデュオバイナリ信号
Ｐ６を得る。前記低域通過フィルタ（ＬＰＦ）６７の論
理的な等価回路は、１ビット遅延回路６７Ａと加算器６
７Ｂで構成されるプリコーダと等価である。
光伝送装置の送信部は、図２２に示すように、システム
クロック源２に同期した２値ＮＲＺ（non return to ze
ro）デジタル信号源５からの２値ＮＲＺ信号を入力とし
て電気デュオバイナリ符号を出力するデュオバイナリ符
号化手段６を有している。図２３（ａ）に示すような、
前記２値ＮＲＺデジタル信号源５で生成された２値ＮＲ
Ｚ信号Ｐ３は、電気パーシャルレスポンス符号化手段６
の論理反転回路６２で図２３（ｂ）に示すような反転Ｎ
ＲＺ信号Ｐ４に論理反転された後、排他的論理和回路
（ＥＸ−ＯＲ）６３と１ビット遅延回路（即ち、伝送速
度Ｂのデータの１タイムスロット遅延器）６４で構成さ
れるプリコーダ６１により符号変換された後、差動変換
器６５により、図２３（ｃ）に示すような２値ＮＲＺプ
リコーダ出力信号Ｐ５ａと、図２３（ｄ）に示すような
１ビット遅延されたプリコーダ出力信号Ｐ５ｂが差動出
力される。前記２値ＮＲＺプリコーダ出力信号Ｐ５ａ及
び１ビット遅延されたプリコーダ出力信号Ｐ５ｂは増幅
回路６６で増幅された後、３ｄＢ帯域がＢ／４である低
域通過フィルタ（ＬＰＦ）６７に入力され、図２３
（ｅ）に示すような３値の相補的なデュオバイナリ信号
Ｐ６を得る。前記低域通過フィルタ（ＬＰＦ）６７の論
理的な等価回路は、１ビット遅延回路６７Ａと加算器６
７Ｂで構成されるプリコーダと等価である。
【０００５】光変調手段７では、プッシュプル（push-p
ull）構成のＭＺ強度変調器７１により、図２４（ｆ）
に示すような連続発振(ＣＷ)レーザ光源４２から出力さ
れる単一モード光信号Ｐ１が、３値の相補的なデュオバ
イナリ信号Ｐ６に従い変調され図２４（ｈ）に示すよう
な光デュオバイナリ信号Ｐ７に変換される。
ull）構成のＭＺ強度変調器７１により、図２４（ｆ）
に示すような連続発振(ＣＷ)レーザ光源４２から出力さ
れる単一モード光信号Ｐ１が、３値の相補的なデュオバ
イナリ信号Ｐ６に従い変調され図２４（ｈ）に示すよう
な光デュオバイナリ信号Ｐ７に変換される。
【０００６】前記文献１では、図２２に示すような構成
にすることにより、従来のＮＲＺ信号に比較して、波長
分散トレランスを２倍に拡大できることが示されてい
る。
にすることにより、従来のＮＲＺ信号に比較して、波長
分散トレランスを２倍に拡大できることが示されてい
る。
【０００７】また、文献２（A.Matsuura et al. "High-
speed transmission system basedon optical modified
duobinary signals". Electron. Lett. Vol.35,No.9,p
p.1-2,1999）には、変調信号として３値のパーシャルレ
スポンス符号の１つである変形デュオバイナリ信号を用
いた場合の光パーシャルレスポンス変調手段が開示さ
れ、同様に、従来のＮＲＺ符号に比較して、波長分散ト
レランスを２倍に拡大している。
speed transmission system basedon optical modified
duobinary signals". Electron. Lett. Vol.35,No.9,p
p.1-2,1999）には、変調信号として３値のパーシャルレ
スポンス符号の１つである変形デュオバイナリ信号を用
いた場合の光パーシャルレスポンス変調手段が開示さ
れ、同様に、従来のＮＲＺ符号に比較して、波長分散ト
レランスを２倍に拡大している。
【０００８】また一方で、非線型効果による波形歪の影
響を低減するために、パルス幅が一定のＲＺ（return t
o zero）信号を用いる方法が有効である。文献３（K.Sa
to et al. "Frequency Range Extension of actively m
ode-locked lasers integrated with electroabsorptio
n modulators using chirped grating"J.of selectedto
pics in quantum electronics vol.3,No.2,1997,pp.250
-255）にはモードロックレーザを用いる技術、文献４
（M.Suzuki,et al. New application of sinusoidal dr
iven InGaAsP electroabsorption modulator to in-lin
e optical gatewith ASE noise resuction effect, J.L
ightwave Technol.,1992,vol.10,pp.1912-1928）には吸
収型半導体変調器を用いる技術、文献５には半導体レー
ザの利得スイッチを用いる技術（K.Iwatsuki et al. Ge
neration of transform limited gain-switched DFB-LD
pulses<6ps with linear fiber compression and spec
tral window, Electronics Letters vol.27,pp1981-198
2,1991）が開示されている。前記文献３乃至文献５に
は、ＲＺパルス列のデータ変換符号としては、いずれも
開示されていない。
響を低減するために、パルス幅が一定のＲＺ（return t
o zero）信号を用いる方法が有効である。文献３（K.Sa
to et al. "Frequency Range Extension of actively m
ode-locked lasers integrated with electroabsorptio
n modulators using chirped grating"J.of selectedto
pics in quantum electronics vol.3,No.2,1997,pp.250
-255）にはモードロックレーザを用いる技術、文献４
（M.Suzuki,et al. New application of sinusoidal dr
iven InGaAsP electroabsorption modulator to in-lin
e optical gatewith ASE noise resuction effect, J.L
ightwave Technol.,1992,vol.10,pp.1912-1928）には吸
収型半導体変調器を用いる技術、文献５には半導体レー
ザの利得スイッチを用いる技術（K.Iwatsuki et al. Ge
neration of transform limited gain-switched DFB-LD
pulses<6ps with linear fiber compression and spec
tral window, Electronics Letters vol.27,pp1981-198
2,1991）が開示されている。前記文献３乃至文献５に
は、ＲＺパルス列のデータ変換符号としては、いずれも
開示されていない。
【０００９】一方、２モードビートによるパルス列の発
生手段として、文献６（D.Wake etal. "Optical genera
tion of millimeter-wave signals for fiber-radio sy
stems using a dual-mode DFB semiconductor laser",I
EEE Trna. Microwave Theory Tech.,vol.43,pp.2270-22
76,1995）には２つの単一縦モードレーザを同期させて
２モードビートパルス信号を発生させる技術、文献７
（佐藤憲史ら、６０ＧＨｚモード同期半導体レーザの２
モード動作、１９９９年電子情報通信学会エレクトロニ
クスソサイエティ大会 Ｃ−４−８）には半導体モード
同期レーザを用いて２モードビートパルス信号を発生さ
せる技術、文献８（Y.Miyamoto et al. "320Gbit/s (8x
40Gbit/s)WDM transmission over 367km with 120km re
pearter spacing using carrier-suppressed reterntoz
ero format", Electron. Lett., Vol.35, No.23,pp.204
1-2042,1999）にはＬＮ変調器を用いて２モードビート
パルス信号を発生させる技術が開示されている。前記文
献６、文献７には、変調信号としてベースバンド信号を
用いることについては示されていない。また、前記文献
８にはビート周波数Ｂと同期したＮＲＺ信号を用いるこ
とが示されている。
生手段として、文献６（D.Wake etal. "Optical genera
tion of millimeter-wave signals for fiber-radio sy
stems using a dual-mode DFB semiconductor laser",I
EEE Trna. Microwave Theory Tech.,vol.43,pp.2270-22
76,1995）には２つの単一縦モードレーザを同期させて
２モードビートパルス信号を発生させる技術、文献７
（佐藤憲史ら、６０ＧＨｚモード同期半導体レーザの２
モード動作、１９９９年電子情報通信学会エレクトロニ
クスソサイエティ大会 Ｃ−４−８）には半導体モード
同期レーザを用いて２モードビートパルス信号を発生さ
せる技術、文献８（Y.Miyamoto et al. "320Gbit/s (8x
40Gbit/s)WDM transmission over 367km with 120km re
pearter spacing using carrier-suppressed reterntoz
ero format", Electron. Lett., Vol.35, No.23,pp.204
1-2042,1999）にはＬＮ変調器を用いて２モードビート
パルス信号を発生させる技術が開示されている。前記文
献６、文献７には、変調信号としてベースバンド信号を
用いることについては示されていない。また、前記文献
８にはビート周波数Ｂと同期したＮＲＺ信号を用いるこ
とが示されている。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前記従
来の技術では、光デュオバイナリ信号あるいは光変形デ
ュオバイナリ信号のような２値光パーシャルレスポンス
変調信号を利用した場合、入力される２値ＮＲＺ信号の
パターンに依存して、光変調信号における同符号連続が
起こり、光変調信号のパルス幅が一定にならない。この
ため、光ファイバにおける光入力パワーが高くなると、
自己位相変調効果と波長分散による相互作用により、波
形歪が顕著になり、高いファイバ内入力の場合の波長分
散に対するトレランス特性が劣化するという問題があっ
た。
来の技術では、光デュオバイナリ信号あるいは光変形デ
ュオバイナリ信号のような２値光パーシャルレスポンス
変調信号を利用した場合、入力される２値ＮＲＺ信号の
パターンに依存して、光変調信号における同符号連続が
起こり、光変調信号のパルス幅が一定にならない。この
ため、光ファイバにおける光入力パワーが高くなると、
自己位相変調効果と波長分散による相互作用により、波
形歪が顕著になり、高いファイバ内入力の場合の波長分
散に対するトレランス特性が劣化するという問題があっ
た。
【００１１】また、光ファイバ伝送路の波長分散等化を
行う場合、一般に受信機内部または光増幅中継器内部で
伝送路と逆の分散を持つ分散媒体を配置し、総分散Ｄが
零（０）になるように分散補償するのが簡単である。こ
れは、光ファイバ伝送路の分散を測定する上でも測定し
やすい条件である。しかし、従来の２値光パーシャルレ
スポンス変調信号では、最適な総分散値Ｄが、一般に異
常分散（Ｄ＞０）領域にシフトする。このため、分散補
償量を単純にＤ＝０として分散補償をすると、分散補償
の最適値がずれているため、受信装置において波長分散
による大きな符合間干渉が生じ受信感度が劣化してしま
うという問題があった。
行う場合、一般に受信機内部または光増幅中継器内部で
伝送路と逆の分散を持つ分散媒体を配置し、総分散Ｄが
零（０）になるように分散補償するのが簡単である。こ
れは、光ファイバ伝送路の分散を測定する上でも測定し
やすい条件である。しかし、従来の２値光パーシャルレ
スポンス変調信号では、最適な総分散値Ｄが、一般に異
常分散（Ｄ＞０）領域にシフトする。このため、分散補
償量を単純にＤ＝０として分散補償をすると、分散補償
の最適値がずれているため、受信装置において波長分散
による大きな符合間干渉が生じ受信感度が劣化してしま
うという問題があった。
【００１２】また、従来の２値光パーシャルレスポンス
変調信号では、変調波形の初期符号間干渉が従来のＮＲ
Ｚ信号に比べて大きいため、ＮＲＺ信号と同じ２値受信
回路において受信感度が劣化しやすいという問題があっ
た。
変調信号では、変調波形の初期符号間干渉が従来のＮＲ
Ｚ信号に比べて大きいため、ＮＲＺ信号と同じ２値受信
回路において受信感度が劣化しやすいという問題があっ
た。
【００１３】逆に、光非線型効果による波形劣化の改善
や、初期変調波形の符号間干渉を抑圧する目的でパルス
幅を一定の従来の光パルス列をパーシャルレスポンス符
号で変調すると、パーシャルレスポンス信号による波長
分散トレランスが著しく損なわれるという問題があっ
た。
や、初期変調波形の符号間干渉を抑圧する目的でパルス
幅を一定の従来の光パルス列をパーシャルレスポンス符
号で変調すると、パーシャルレスポンス信号による波長
分散トレランスが著しく損なわれるという問題があっ
た。
【００１４】また一方で、従来のＲＺ変調方式（文献
４、５、６）では、図２５（ｄ）に示すように、すべて
のパルスの光位相が同相であるため、従来の光パルス列
信号のフーリエ変換は、図２５（ｅ）に示すように、キ
ャリアｆ0を中心にキャリア成分の両側の伝送速度Ｂだ
け離れたところにクロック成分のモードが生じる。この
３つのモードが、通常のＮＲＺ符号で変調された場合、
各モードが帯域幅２ＢのＮＲＺ信号で変調され全帯域幅
は図２６（ｈ）に示したように４Ｂとなってしまう。
４、５、６）では、図２５（ｄ）に示すように、すべて
のパルスの光位相が同相であるため、従来の光パルス列
信号のフーリエ変換は、図２５（ｅ）に示すように、キ
ャリアｆ0を中心にキャリア成分の両側の伝送速度Ｂだ
け離れたところにクロック成分のモードが生じる。この
３つのモードが、通常のＮＲＺ符号で変調された場合、
各モードが帯域幅２ＢのＮＲＺ信号で変調され全帯域幅
は図２６（ｈ）に示したように４Ｂとなってしまう。
【００１５】すなわち、パルス列の光変調スペクトルの
占有帯域が３Ｂから４Ｂ（Ｂは伝送速度）以上と広いた
め、波長分散及び分散スロープの影響を受けやすく、伝
送速度を高速化した場合伝送距離が制限されやすい。ま
た、波長多重システムを考えた場合、光変調スペクトル
の占有帯域が広いと、当該波長多重システムに用いられ
る光増幅器のもつ一定の光増幅帯域に多重できる波長チ
ャンネル数が少なくなり、周波数利用効率が低下する。
このため波長多重システムの総伝送容量が少なくなると
いう問題があった。
占有帯域が３Ｂから４Ｂ（Ｂは伝送速度）以上と広いた
め、波長分散及び分散スロープの影響を受けやすく、伝
送速度を高速化した場合伝送距離が制限されやすい。ま
た、波長多重システムを考えた場合、光変調スペクトル
の占有帯域が広いと、当該波長多重システムに用いられ
る光増幅器のもつ一定の光増幅帯域に多重できる波長チ
ャンネル数が少なくなり、周波数利用効率が低下する。
このため波長多重システムの総伝送容量が少なくなると
いう問題があった。
【００１６】また、前記文献７の２モードビートパルス
信号を発生技術は、２つの縦モードの光周波数同期を実
現することが難しく安定性に欠けるという問題があっ
た。前記文献８においても２モードビートパルス信号が
開示されているが、変調データ信号はいずれも従来のＮ
ＲＺ符号が開示されているのみであり、いずれも光スペ
クトル中に伝送速度Ｂと等しい間隔で輝線スペクトルが
生じる。この結果、光ファイバ内の入力が誘導ブリルア
ン散乱のしきい値（シリカの単一モードファイバで１．
５μｍ波長で数ｍＷ）を超えると入力側に逆方向散乱さ
れ、光ファイバ伝送路に送信装置から入力できるファイ
バ内入力パワーに著しい制限を受ける。この問題を解決
するには、従来、光搬送信号の線幅を拡大する付加回路
などが必要であった。
信号を発生技術は、２つの縦モードの光周波数同期を実
現することが難しく安定性に欠けるという問題があっ
た。前記文献８においても２モードビートパルス信号が
開示されているが、変調データ信号はいずれも従来のＮ
ＲＺ符号が開示されているのみであり、いずれも光スペ
クトル中に伝送速度Ｂと等しい間隔で輝線スペクトルが
生じる。この結果、光ファイバ内の入力が誘導ブリルア
ン散乱のしきい値（シリカの単一モードファイバで１．
５μｍ波長で数ｍＷ）を超えると入力側に逆方向散乱さ
れ、光ファイバ伝送路に送信装置から入力できるファイ
バ内入力パワーに著しい制限を受ける。この問題を解決
するには、従来、光搬送信号の線幅を拡大する付加回路
などが必要であった。
【００１７】本発明の目的は、パーシャルレスポンス符
号を用いた光伝送装置において、波長トレランスを拡大
するとともに、分散補償を簡素化しファイバ内入力パワ
ー制限の緩和が可能な技術を提供することにある。
号を用いた光伝送装置において、波長トレランスを拡大
するとともに、分散補償を簡素化しファイバ内入力パワ
ー制限の緩和が可能な技術を提供することにある。
【００１８】本発明の前記ならびにその他の目的と新規
な特徴は、本明細書の記述及び添付図面によって明らか
になるであろう。
な特徴は、本明細書の記述及び添付図面によって明らか
になるであろう。
【００１９】
【課題を解決するための手段】本願において開示される
発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、
以下のとおりである。
発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、
以下のとおりである。
【００２０】（１）縦モードの光信号をパーシャルレス
ポンス信号に基づいて変調して出力する光伝送方法であ
って、システムクロック源からのクロック信号を入力と
して単一モード光信号を変調し、周波数間隔がｎ×Ｂ
（ｎは自然数、Ｂは伝送速度）である２つの縦モードの
パルス光信号を生成し、前記システムクロック源と同期
したデジタル信号源からの２値ＮＲＺ信号を符号変換し
てパーシャルレスポンス信号を生成し、前記パーシャル
レスポンス信号に基づいて前記２つの縦モードのパルス
光信号を変調した２値ＲＺ変調信号を出力する。
ポンス信号に基づいて変調して出力する光伝送方法であ
って、システムクロック源からのクロック信号を入力と
して単一モード光信号を変調し、周波数間隔がｎ×Ｂ
（ｎは自然数、Ｂは伝送速度）である２つの縦モードの
パルス光信号を生成し、前記システムクロック源と同期
したデジタル信号源からの２値ＮＲＺ信号を符号変換し
てパーシャルレスポンス信号を生成し、前記パーシャル
レスポンス信号に基づいて前記２つの縦モードのパルス
光信号を変調した２値ＲＺ変調信号を出力する。
【００２１】（２）縦モードの光信号をパーシャルレス
ポンス信号に基づいて変調して出力する光伝送方法であ
って、システムクロック源からのクロック信号を入力と
して単一モード光信号を変調し、周波数間隔がｎ×Ｂ
（ｎは自然数、Ｂは伝送速度）である２つの縦モードの
パルス光信号を生成し、前記システムクロック源と同期
したデジタル信号源からの２値ＮＲＺ信号を符号変換し
てパーシャルレスポンス信号を生成し、前記パーシャル
レスポンス信号に基づいて前記２つの縦モードのパルス
光信号を変調した２値ＲＺ変調信号を生成し、この生成
された２値ＲＺ変調信号の高調波成分を除去した後に出
力する。
ポンス信号に基づいて変調して出力する光伝送方法であ
って、システムクロック源からのクロック信号を入力と
して単一モード光信号を変調し、周波数間隔がｎ×Ｂ
（ｎは自然数、Ｂは伝送速度）である２つの縦モードの
パルス光信号を生成し、前記システムクロック源と同期
したデジタル信号源からの２値ＮＲＺ信号を符号変換し
てパーシャルレスポンス信号を生成し、前記パーシャル
レスポンス信号に基づいて前記２つの縦モードのパルス
光信号を変調した２値ＲＺ変調信号を生成し、この生成
された２値ＲＺ変調信号の高調波成分を除去した後に出
力する。
【００２２】（３）前記（１）または（２）の光伝送方
法において、前記パーシャルレスポンス信号として、デ
ュオバイナリ信号を用いる。
法において、前記パーシャルレスポンス信号として、デ
ュオバイナリ信号を用いる。
【００２３】（４）前記（１）または（２）の光伝送方
法において、前記パーシャルレスポンス信号として、変
形デュオバイナリ信号を用いる。
法において、前記パーシャルレスポンス信号として、変
形デュオバイナリ信号を用いる。
【００２４】（５）クロック信号を発生するシステムク
ロック源と、前記クロック信号と同期して２値ＮＲＺデ
ジタル信号を発生させる２値ＮＲＺデジタル信号源と、
前記２値ＮＲＺデジタル信号を入力として電気パーシャ
ルレスポンス信号を生成する電気パーシャルレスポンス
符号化手段と、前記電気パーシャルレスポンス信号に基
づいて光信号を変調する光変調手段を有する光送信部
と、前記光送信部から送信される光信号を受信する光受
信部からなる光伝送装置において、前記光送信部は、光
周波数間隔ｎ×Ｂ（ｎは自然数、Ｂは伝送速度）だけ離
れた２つの縦モードのパルス光信号を発生させる２モー
ドビート光パルス発生手段と、伝送速度Ｂの２値ＮＲＺ
入力信号に同期したクロック信号から前記２モードビー
ト光パルス発生手段を駆動する信号を発生させるパルス
光源駆動手段とを具備する。
ロック源と、前記クロック信号と同期して２値ＮＲＺデ
ジタル信号を発生させる２値ＮＲＺデジタル信号源と、
前記２値ＮＲＺデジタル信号を入力として電気パーシャ
ルレスポンス信号を生成する電気パーシャルレスポンス
符号化手段と、前記電気パーシャルレスポンス信号に基
づいて光信号を変調する光変調手段を有する光送信部
と、前記光送信部から送信される光信号を受信する光受
信部からなる光伝送装置において、前記光送信部は、光
周波数間隔ｎ×Ｂ（ｎは自然数、Ｂは伝送速度）だけ離
れた２つの縦モードのパルス光信号を発生させる２モー
ドビート光パルス発生手段と、伝送速度Ｂの２値ＮＲＺ
入力信号に同期したクロック信号から前記２モードビー
ト光パルス発生手段を駆動する信号を発生させるパルス
光源駆動手段とを具備する。
【００２５】（６）前記（５）の光伝送装置において、
前記２モードビート光パルス発生手段として、ＭＺ強度
変調器を用いる。
前記２モードビート光パルス発生手段として、ＭＺ強度
変調器を用いる。
【００２６】（７）前記（５）の光伝送装置において、
前記２モードビート光パルス発生手段として、２モード
発振モードロックレーザを用いる。
前記２モードビート光パルス発生手段として、２モード
発振モードロックレーザを用いる。
【００２７】（８）前記（５）の光伝送装置において、
前記２モードビート光パルス発生手段は、前記２つの縦
モードの光パルス信号の高調波成分を除去する光フィル
タを有する。
前記２モードビート光パルス発生手段は、前記２つの縦
モードの光パルス信号の高調波成分を除去する光フィル
タを有する。
【００２８】（９）前記（８）の光伝送装置において、
光フィルタ手段として波長多重用アレイ格子フィルタを
用いて、当該生成信号を多数波長多重する。
光フィルタ手段として波長多重用アレイ格子フィルタを
用いて、当該生成信号を多数波長多重する。
【００２９】（１０）前記（８）又は(９)の光伝送装置
において、前記２モードビート光パルス発生手段とし
て、さらにプッシュプル（push-pull）を用い、振幅が
前記プッシュプルＭＺ強度変調器の半波長電圧に等しい
ｎＢ／２の周波数クロック信号で駆動する。
において、前記２モードビート光パルス発生手段とし
て、さらにプッシュプル（push-pull）を用い、振幅が
前記プッシュプルＭＺ強度変調器の半波長電圧に等しい
ｎＢ／２の周波数クロック信号で駆動する。
【００３０】（１１）のクロック信号を発生するシステ
ムクロック源と、前記クロック信号と同期して２値ＮＲ
Ｚデジタル信号を発生させる２値ＮＲＺデジタル信号源
と、前記２値ＮＲＺデジタル信号を入力として電気パー
シャルレスポンス信号を生成する電気パーシャルレスポ
ンス符号化手段と、前記電気パーシャルレスポンス信号
に基づいて光信号を変調する光変調手段を有する光送信
部と、前記光送信部から送信される光信号を受信する光
受信部からなる光伝送装置において、前記光送信部は、
光周波数間隔ｎ×Ｂ（ｎは自然数、Ｂは伝送速度）だけ
離れた２つの縦モードのパルス光信号を発生させる２モ
ードビート光パルス発生手段と、伝送速度Ｂの２値ＮＲ
Ｚ入力信号に同期したクロック信号から前記２モードビ
ート光パルス発生手段を駆動する信号を発生させるパル
ス光源駆動手段と、前記光変調手段により変調された光
信号の高調波成分を除去する光フィルタ手段を具備す
る。
ムクロック源と、前記クロック信号と同期して２値ＮＲ
Ｚデジタル信号を発生させる２値ＮＲＺデジタル信号源
と、前記２値ＮＲＺデジタル信号を入力として電気パー
シャルレスポンス信号を生成する電気パーシャルレスポ
ンス符号化手段と、前記電気パーシャルレスポンス信号
に基づいて光信号を変調する光変調手段を有する光送信
部と、前記光送信部から送信される光信号を受信する光
受信部からなる光伝送装置において、前記光送信部は、
光周波数間隔ｎ×Ｂ（ｎは自然数、Ｂは伝送速度）だけ
離れた２つの縦モードのパルス光信号を発生させる２モ
ードビート光パルス発生手段と、伝送速度Ｂの２値ＮＲ
Ｚ入力信号に同期したクロック信号から前記２モードビ
ート光パルス発生手段を駆動する信号を発生させるパル
ス光源駆動手段と、前記光変調手段により変調された光
信号の高調波成分を除去する光フィルタ手段を具備す
る。
【００３１】以下、本発明について、図面を参照して実
施の形態（実施例）とともに詳細に説明する。
施の形態（実施例）とともに詳細に説明する。
【００３２】なお、実施例を説明するための全図におい
て、同一機能を有するものは、同一符号をつけ、その繰
り返しの説明は省略する。
て、同一機能を有するものは、同一符号をつけ、その繰
り返しの説明は省略する。
【００３３】
【発明の実施の形態】図１は本発明の光伝送装置の概略
構成を示すブロック図であり、１は光送信部、２はシス
テムクロック源、３はパルス光源駆動手段、４は２モー
ドビートパルス発生手段、５は２値ＮＲＺデジタル信号
源、６は電気パーシャルレスポンス符号化手段、７は光
変調手段、８は光フィルタ手段、９は光受信部である。
構成を示すブロック図であり、１は光送信部、２はシス
テムクロック源、３はパルス光源駆動手段、４は２モー
ドビートパルス発生手段、５は２値ＮＲＺデジタル信号
源、６は電気パーシャルレスポンス符号化手段、７は光
変調手段、８は光フィルタ手段、９は光受信部である。
【００３４】本発明の光伝送装置は、図１に示すよう
に、電気パーシャルレスポンス符号を用いて変調した光
信号を送信する光送信部１と、前記光送信部１から送信
される光信号を受信する光受信部９により構成される。
に、電気パーシャルレスポンス符号を用いて変調した光
信号を送信する光送信部１と、前記光送信部１から送信
される光信号を受信する光受信部９により構成される。
【００３５】前記光送信部１のパルス光源駆動手段３
は、２値ＮＲＺデジタル信号源５のシステムクロック源
２と同期したクロック信号を入力として、２モードビー
トパルス発生手段４を駆動する駆動クロック信号を生成
して出力する。前記２モードビートパルス発生手段４で
は、前記駆動クロック信号を入力として伝送速度Ｂだけ
離れた２つの縦モード光信号を発生し、前記２値ＮＲＺ
デジタル信号源５で発生する２値ＮＲＺ信号に同期した
繰り返し周波数ｎ×Ｂ（ｎは自然数、Bは伝送速度）の
２モードビートパルス光信号を出力する。
は、２値ＮＲＺデジタル信号源５のシステムクロック源
２と同期したクロック信号を入力として、２モードビー
トパルス発生手段４を駆動する駆動クロック信号を生成
して出力する。前記２モードビートパルス発生手段４で
は、前記駆動クロック信号を入力として伝送速度Ｂだけ
離れた２つの縦モード光信号を発生し、前記２値ＮＲＺ
デジタル信号源５で発生する２値ＮＲＺ信号に同期した
繰り返し周波数ｎ×Ｂ（ｎは自然数、Bは伝送速度）の
２モードビートパルス光信号を出力する。
【００３６】電気パーシャルレスポンス符号化手段６で
は、前記２値ＮＲＺデジタル信号源５で生成された２値
ＮＲＺ信号を電気パーシャルレスポンス信号に変換す
る。光変調手段７では、前記２モードビートパルス発生
手段４から入力された２モードビートパルス光信号を、
前記電気パーシャルレスポンス信号に従って変調して２
値光変調信号を生成する。
は、前記２値ＮＲＺデジタル信号源５で生成された２値
ＮＲＺ信号を電気パーシャルレスポンス信号に変換す
る。光変調手段７では、前記２モードビートパルス発生
手段４から入力された２モードビートパルス光信号を、
前記電気パーシャルレスポンス信号に従って変調して２
値光変調信号を生成する。
【００３７】光フィルタ手段８では、前記２モードビー
ト光パルス列信号の光変調スペクトルに高調波が生じた
場合に、高調波成分のみを除去する。前記光フィルタ手
段８は波長多重機能を合わせて具備してもよい。
ト光パルス列信号の光変調スペクトルに高調波が生じた
場合に、高調波成分のみを除去する。前記光フィルタ手
段８は波長多重機能を合わせて具備してもよい。
【００３８】以下、図１に示した光送信部１の構成及び
動作について具体的に説明する。
動作について具体的に説明する。
【００３９】（実施例１）図２は、本発明による実施例
１の光伝送装置における光送信部の概略構成を示すブロ
ック図であり、２はシステムクロック源、３はパルス光
源駆動手段、３１は２分の１（１／２）分周回路、３２
は駆動回路、４は２モードビートパルス発生手段、４１
はマッハツェンダ(ＭＺ)強度変調器、４２は連続発振
(ＣＷ)レーザ光源、５は２値ＮＲＺデジタル信号源、６
は電気パーシャルレスポンス符号化手段、６１はプリコ
ーダ、６２は論理反転回路、６３は排他的論理和回路
（ＥＸ−ＯＲ）、６４は１ビット遅延回路、６５は差動
変換器、６６は増幅回路、６７は低域通過フィルタ（Ｌ
ＰＦ）、６７Ａは１ビット遅延回路、６７Ｂは加算器、
７は光変調手段、７１はマッハツェンダ(ＭＺ)強度変調
器、８は光フィルタ手段、８１は光増幅器、８２は光バ
ンドパスフィルタである。また、Ｐ１は単一モード光信
号、Ｐ２は２モードビートパルス光信号、Ｐ３は２値Ｎ
ＲＺ信号、Ｐ４は反転ＮＲＺ信号、Ｐ５は２値ＮＲＺプ
リコーダ差動出力信号、Ｐ６は電気デュオバイナリ信
号、Ｐ７及びＰ８は２値ＲＺ変調信号（光デュオバイナ
リ信号）である。
１の光伝送装置における光送信部の概略構成を示すブロ
ック図であり、２はシステムクロック源、３はパルス光
源駆動手段、３１は２分の１（１／２）分周回路、３２
は駆動回路、４は２モードビートパルス発生手段、４１
はマッハツェンダ(ＭＺ)強度変調器、４２は連続発振
(ＣＷ)レーザ光源、５は２値ＮＲＺデジタル信号源、６
は電気パーシャルレスポンス符号化手段、６１はプリコ
ーダ、６２は論理反転回路、６３は排他的論理和回路
（ＥＸ−ＯＲ）、６４は１ビット遅延回路、６５は差動
変換器、６６は増幅回路、６７は低域通過フィルタ（Ｌ
ＰＦ）、６７Ａは１ビット遅延回路、６７Ｂは加算器、
７は光変調手段、７１はマッハツェンダ(ＭＺ)強度変調
器、８は光フィルタ手段、８１は光増幅器、８２は光バ
ンドパスフィルタである。また、Ｐ１は単一モード光信
号、Ｐ２は２モードビートパルス光信号、Ｐ３は２値Ｎ
ＲＺ信号、Ｐ４は反転ＮＲＺ信号、Ｐ５は２値ＮＲＺプ
リコーダ差動出力信号、Ｐ６は電気デュオバイナリ信
号、Ｐ７及びＰ８は２値ＲＺ変調信号（光デュオバイナ
リ信号）である。
【００４０】図３乃至図６は本実施例１の光伝送装置の
光送信部の動作を説明するための図である。
光送信部の動作を説明するための図である。
【００４１】以下、図３乃至図６に沿って、図２に示し
た本実施例１の光送信部の動作を説明する。本実施例１
の光送信部では、前記電気パーシャルレスポンス符号と
してデュオバイナリ符号を用い、２モードビートパルス
発生手段４としＭＺ強度変調器４１を用い、２つの縦モ
ードの周波数間隔を伝送速度Ｂと等しいとする。
た本実施例１の光送信部の動作を説明する。本実施例１
の光送信部では、前記電気パーシャルレスポンス符号と
してデュオバイナリ符号を用い、２モードビートパルス
発生手段４としＭＺ強度変調器４１を用い、２つの縦モ
ードの周波数間隔を伝送速度Ｂと等しいとする。
【００４２】まず、システムクロック源２で発生する周
波数Ｂ（Ｂは伝送速度と等しい）のクロック信号は、パ
ルス光源駆動手段３の１／２分周回路３１に入力され、
前記１／２分周回路３１により周波数ｆ／２の１／２分
周信号が生成される。前記１／２分周信号は、駆動回路
３２においてＭＺ強度変調器の半波長電圧Ｖｐ程度まで
増幅された後、２モードビートパルス発生手段４に差動
出力される。
波数Ｂ（Ｂは伝送速度と等しい）のクロック信号は、パ
ルス光源駆動手段３の１／２分周回路３１に入力され、
前記１／２分周回路３１により周波数ｆ／２の１／２分
周信号が生成される。前記１／２分周信号は、駆動回路
３２においてＭＺ強度変調器の半波長電圧Ｖｐ程度まで
増幅された後、２モードビートパルス発生手段４に差動
出力される。
【００４３】前記２モードビートパルス発生手段４で
は、連続発振(ＣＷ)レーザ光源４２で発生する、図３
（ａ）及び図３（ｂ）に示したような光搬送波周波数ｆ
0の単一モード光信号Ｐ１を、透過特性が０になるよう
に直流バイアスされたプッシュプル（push-pull）構成
のＭＺ強度変調器４１により、前記パルス光源駆動手段
３から差動出力された前記１／２分周信号に従って変調
し、図３（ｃ）、図３（ｄ）、及び図３（ｅ）に示した
ような周波数間隔がＢだけ離れた２モードビートパルス
光信号Ｐ２が発生する。
は、連続発振(ＣＷ)レーザ光源４２で発生する、図３
（ａ）及び図３（ｂ）に示したような光搬送波周波数ｆ
0の単一モード光信号Ｐ１を、透過特性が０になるよう
に直流バイアスされたプッシュプル（push-pull）構成
のＭＺ強度変調器４１により、前記パルス光源駆動手段
３から差動出力された前記１／２分周信号に従って変調
し、図３（ｃ）、図３（ｄ）、及び図３（ｅ）に示した
ような周波数間隔がＢだけ離れた２モードビートパルス
光信号Ｐ２が発生する。
【００４４】ここで、図３（ｃ）は前記２モードビート
パルス光信号Ｐ２の時間波形、図３（ｄ）は図３（ｃ）
の直接検波波形、図３（ｅ）は光スペクトルである。前
記２モードビートパルス光信号Ｐ２は、図３（ｃ）に示
すように、１ビットごとに光位相がπ反転する繰り返し
周波数Ｂの光パルス列となっている。この信号をフーリ
エ変換すると、図３（ｅ）に示すように周波数差が伝送
速度Ｂと等しい２つの縦モードａ、ｂが光周波数ｆ0−
Ｂ／２、及び光周波数ｆ0＋Ｂ／２に生じる。
パルス光信号Ｐ２の時間波形、図３（ｄ）は図３（ｃ）
の直接検波波形、図３（ｅ）は光スペクトルである。前
記２モードビートパルス光信号Ｐ２は、図３（ｃ）に示
すように、１ビットごとに光位相がπ反転する繰り返し
周波数Ｂの光パルス列となっている。この信号をフーリ
エ変換すると、図３（ｅ）に示すように周波数差が伝送
速度Ｂと等しい２つの縦モードａ、ｂが光周波数ｆ0−
Ｂ／２、及び光周波数ｆ0＋Ｂ／２に生じる。
【００４５】一方、電気パーシャルレスポンス符号化手
段６は、前記システムクロック源２に同期した２値ＮＲ
Ｚデジタル信号源５からの２値ＮＲＺ信号を入力として
電気デュオバイナリ符号を出力するデュオバイナリ符号
化回路を構成している。前記２値ＮＲＺデジタル信号源
５から入力される、図４（ｆ）に示すような２値ＮＲＺ
信号Ｐ３は、論理反転回路６２で図４（ｇ）に示す反転
ＮＲＺ信号Ｐ４のように論理反転した後、排他的論理和
回路（ＥＸ−ＯＲ）６３と１ビット遅延回路（即ち、伝
送速度Ｂのデータの１タイムスロット遅延器）６４で構
成されるプリコーダ６１より２値ＮＲＺプリコーダ出力
信号に符号変換される。前記プリコーダ６１により符号
変換された後、差動変換器６５により、図４（ｈ）に示
す２値ＮＲＺプリコーダ出力信号Ｐ５ａと図４（ｉ）に
示す１ビット遅延させたプリコーダ出力信号Ｐ５ｂで差
動出力される。前記差動変換器６５から出力された２値
ＮＲＺプリコーダ差動出力信号Ｐ５は増幅回路６６で増
幅された後、３ｄＢ帯域がＢ／４である低域通過フィル
タ（ＬＰＦ）６７に入力され、図４（ｊ）に示すような
３値の相補的な電気デュオバイナリ信号Ｐ６を得る。低
域通過フィルタ（ＬＰＦ）６７の論理的な等価回路は、
１ビット遅延回路６７Ａと加算器６７Ｂで構成されるプ
リコーダと等価であり、前記２値ＮＲＺプリコーダ出力
信号Ｐ５ａとそれを１ビット遅延させた２値ＮＲＺプリ
コーダ出力信号Ｐ５ｂが加算されたものと等価であるこ
とが分かる。
段６は、前記システムクロック源２に同期した２値ＮＲ
Ｚデジタル信号源５からの２値ＮＲＺ信号を入力として
電気デュオバイナリ符号を出力するデュオバイナリ符号
化回路を構成している。前記２値ＮＲＺデジタル信号源
５から入力される、図４（ｆ）に示すような２値ＮＲＺ
信号Ｐ３は、論理反転回路６２で図４（ｇ）に示す反転
ＮＲＺ信号Ｐ４のように論理反転した後、排他的論理和
回路（ＥＸ−ＯＲ）６３と１ビット遅延回路（即ち、伝
送速度Ｂのデータの１タイムスロット遅延器）６４で構
成されるプリコーダ６１より２値ＮＲＺプリコーダ出力
信号に符号変換される。前記プリコーダ６１により符号
変換された後、差動変換器６５により、図４（ｈ）に示
す２値ＮＲＺプリコーダ出力信号Ｐ５ａと図４（ｉ）に
示す１ビット遅延させたプリコーダ出力信号Ｐ５ｂで差
動出力される。前記差動変換器６５から出力された２値
ＮＲＺプリコーダ差動出力信号Ｐ５は増幅回路６６で増
幅された後、３ｄＢ帯域がＢ／４である低域通過フィル
タ（ＬＰＦ）６７に入力され、図４（ｊ）に示すような
３値の相補的な電気デュオバイナリ信号Ｐ６を得る。低
域通過フィルタ（ＬＰＦ）６７の論理的な等価回路は、
１ビット遅延回路６７Ａと加算器６７Ｂで構成されるプ
リコーダと等価であり、前記２値ＮＲＺプリコーダ出力
信号Ｐ５ａとそれを１ビット遅延させた２値ＮＲＺプリ
コーダ出力信号Ｐ５ｂが加算されたものと等価であるこ
とが分かる。
【００４６】光変調手段７では、プッシュプル（push-p
ull）構成のＭＺ強度変調器７１により、前記２モード
ビートパルス光信号Ｐ２が前記３値の相補的な電気デュ
オバイナリ信号Ｐ６に従って変調され、図５（ｋ）に示
す２値ＲＺ変調信号Ｐ７に変換される。
ull）構成のＭＺ強度変調器７１により、前記２モード
ビートパルス光信号Ｐ２が前記３値の相補的な電気デュ
オバイナリ信号Ｐ６に従って変調され、図５（ｋ）に示
す２値ＲＺ変調信号Ｐ７に変換される。
【００４７】前記２モードビートパルス発生手段４で生
じる２つの縦モードは、前記光変調手段７において各々
デュオバイナリ変調されるため、図３（ｅ）の光周波数
ｆ0−Ｂ／２及び光周波数ｆ0＋Ｂ／２の輝線スペクトル
は消え、図５（ｍ）に示すように帯域幅Ｂの２つのデュ
オバイナリ信号スペクトルが光周波数ｆ0−Ｂ／２、及
びｆ0＋Ｂ／２を中心に生じ、全信号帯域としては２Ｂ
となる。この信号を再び時間領域でみると、２つの光デ
ュオバイナリ信号がお互いに干渉しあい、図５（ｋ）に
示すようなＲＺ波形になる。
じる２つの縦モードは、前記光変調手段７において各々
デュオバイナリ変調されるため、図３（ｅ）の光周波数
ｆ0−Ｂ／２及び光周波数ｆ0＋Ｂ／２の輝線スペクトル
は消え、図５（ｍ）に示すように帯域幅Ｂの２つのデュ
オバイナリ信号スペクトルが光周波数ｆ0−Ｂ／２、及
びｆ0＋Ｂ／２を中心に生じ、全信号帯域としては２Ｂ
となる。この信号を再び時間領域でみると、２つの光デ
ュオバイナリ信号がお互いに干渉しあい、図５（ｋ）に
示すようなＲＺ波形になる。
【００４８】図２５及び図２６に示したような従来の光
パルス信号は、本実施例１とは異なり、全てのパルスの
光位相が同相になっている。そのため、従来の光パルス
列信号のフーリエ変換では、図２５（ｅ）のようにキャ
リアｆ0を中心にキャリア成分の両側の伝送速度Ｂだけ
離れたところにクロック成分のモードが生じる。この３
つのモードが、通常のＮＲＺ符号で変調された場合、各
モードが帯域幅２ＢのＮＲＺ信号で変調され、結果とし
て全帯域幅は４Ｂとなっていた。
パルス信号は、本実施例１とは異なり、全てのパルスの
光位相が同相になっている。そのため、従来の光パルス
列信号のフーリエ変換では、図２５（ｅ）のようにキャ
リアｆ0を中心にキャリア成分の両側の伝送速度Ｂだけ
離れたところにクロック成分のモードが生じる。この３
つのモードが、通常のＮＲＺ符号で変調された場合、各
モードが帯域幅２ＢのＮＲＺ信号で変調され、結果とし
て全帯域幅は４Ｂとなっていた。
【００４９】すなわち、本実施例１の光送信部で生成さ
れるＲＺ信号光変調スペクトルの占有帯域は、従来のＲ
Ｚ符号に比較して信号帯域を１／２にすることができ
る。
れるＲＺ信号光変調スペクトルの占有帯域は、従来のＲ
Ｚ符号に比較して信号帯域を１／２にすることができ
る。
【００５０】また、図５（ｋ）から分かるように、前記
２値ＲＺ変調信号Ｐ７の時間波形は１タイムスロットご
とに電界強度（光強度）が０になるＲＺ信号となってい
る。本実施例１では、図３（ｅ）に示した２つの縦モー
ドａ、ｂの各々が光デュオバイナリ変調されるため、光
周波数ｆ0−Ｂ／２及び、ｆ0＋Ｂ／２の輝線スペクトル
は消え、光変調スペクトルにはスペクトル密度の高い輝
線スペクトルがない。これにより、等しい平均光ファイ
バ内入力パワーにおいて、従来の光デュオバイナリ符号
に比べて１／２のスペクトル密度であるため誘導ブリル
アン散乱の影響を３ｄＢに緩和できる。
２値ＲＺ変調信号Ｐ７の時間波形は１タイムスロットご
とに電界強度（光強度）が０になるＲＺ信号となってい
る。本実施例１では、図３（ｅ）に示した２つの縦モー
ドａ、ｂの各々が光デュオバイナリ変調されるため、光
周波数ｆ0−Ｂ／２及び、ｆ0＋Ｂ／２の輝線スペクトル
は消え、光変調スペクトルにはスペクトル密度の高い輝
線スペクトルがない。これにより、等しい平均光ファイ
バ内入力パワーにおいて、従来の光デュオバイナリ符号
に比べて１／２のスペクトル密度であるため誘導ブリル
アン散乱の影響を３ｄＢに緩和できる。
【００５１】なお、ＭＺ強度変調器を用いる場合、前記
ＭＺ強度変調器７１の出力パワーをとるために、変調度
を１００％程度にして個々の駆動振幅を半波長電圧に等
しくすると、ＭＺ強度変調器の応答特性の非線形性によ
り、図６（ｂ）及び図６（ｃ）に示すように２モードビ
ートパルス光信号Ｐ２に高調波が生じる場合がある。そ
の場合には、図６（ｄ）のように光周波数ｆ0を中心と
した透過特性をもつ光バンドパスフィルタ８２を用い、
図６（ｅ）のように高調波成分を除去する。このとき前
記光変調手段７の出力に光増幅器８１を配置し増幅した
後、前記光変調手段７の出力ポート、または前記２モー
ドビートパルス発生手段４の出力ポートと前記光変調手
段７の入力ポートの間のどちらか一方、もしくはその両
方に、前記光バンドパスフィルタ８２を挿入してもよ
い。
ＭＺ強度変調器７１の出力パワーをとるために、変調度
を１００％程度にして個々の駆動振幅を半波長電圧に等
しくすると、ＭＺ強度変調器の応答特性の非線形性によ
り、図６（ｂ）及び図６（ｃ）に示すように２モードビ
ートパルス光信号Ｐ２に高調波が生じる場合がある。そ
の場合には、図６（ｄ）のように光周波数ｆ0を中心と
した透過特性をもつ光バンドパスフィルタ８２を用い、
図６（ｅ）のように高調波成分を除去する。このとき前
記光変調手段７の出力に光増幅器８１を配置し増幅した
後、前記光変調手段７の出力ポート、または前記２モー
ドビートパルス発生手段４の出力ポートと前記光変調手
段７の入力ポートの間のどちらか一方、もしくはその両
方に、前記光バンドパスフィルタ８２を挿入してもよ
い。
【００５２】図７及び図８は、本実施例１の光伝送装置
の作用効果を説明するための図で、光変調信号のアイ開
口劣化１ｄＢを許容する波長分散トレランスのファイバ
入力パワー依存性を、計算機シミュレーションした結果
を従来の光デュオバイナリ符号に比較して示したもので
ある。シミュレーションに使用した伝送ファイバは図７
に示すように、１．５５μｍ零分散の分散シフトファイ
バ（ＤＳＦ）１００ｋｍを光直接増幅中継した２００ｋ
ｍのファイバ伝送路を用い、各区間で分散補償ファイバ
ＤＣＦで分散補償を行う条件とした。各中継器１０のパ
ワーＰ0は同時に変化させた。また、伝送速度は４０Ｇ
ｂｉｔ／ｓとし、線路損失は０．２ｄＢ／ｋｍ、分散値
は＋２ｐｓ／ｎｍ／ｋｍとしている。
の作用効果を説明するための図で、光変調信号のアイ開
口劣化１ｄＢを許容する波長分散トレランスのファイバ
入力パワー依存性を、計算機シミュレーションした結果
を従来の光デュオバイナリ符号に比較して示したもので
ある。シミュレーションに使用した伝送ファイバは図７
に示すように、１．５５μｍ零分散の分散シフトファイ
バ（ＤＳＦ）１００ｋｍを光直接増幅中継した２００ｋ
ｍのファイバ伝送路を用い、各区間で分散補償ファイバ
ＤＣＦで分散補償を行う条件とした。各中継器１０のパ
ワーＰ0は同時に変化させた。また、伝送速度は４０Ｇ
ｂｉｔ／ｓとし、線路損失は０．２ｄＢ／ｋｍ、分散値
は＋２ｐｓ／ｎｍ／ｋｍとしている。
【００５３】図８は、横軸に光伝送路（ＤＳＦ）と分散
補償ファイバ（ＤＣＦ）の総分散量をＤＣＦを変化させ
て変えた場合の波長分散トレランスの中継器パワー出力
依存性を示し、図８（ａ）は本実施例１の２値ＲＺ変調
信号Ｐ７の場合、図８（ｂ）は従来のＮＲＺ信号の場
合、図８（ｃ）は従来のＲＺ信号の場合、図８（ｄ）は
従来の光デュオバイナリ信号の場合を示している。図８
から分かるように、ファイバ入力パワーＰ0が０ｄＢｍ
程度の光非線型効果が無視できる条件において、図８
（ａ）の２値ＲＺ変調信号の波長分散トレランスは１２
５ｐｓ／ｎｍであり、図８（ｂ）の従来のＮＲＺ符号
（１３５ｐｓ／ｎｍ）と同等、図８（ｃ）の従来ＲＺ符
号（５５ｐｓ／ｎｍ）に比較して約２倍、図８（ｄ）の
従来の光デュオバイナリ符号（４６０ｐｓ／ｎｍ）の１
／４程度の波長分散トレランスを実現できる。
補償ファイバ（ＤＣＦ）の総分散量をＤＣＦを変化させ
て変えた場合の波長分散トレランスの中継器パワー出力
依存性を示し、図８（ａ）は本実施例１の２値ＲＺ変調
信号Ｐ７の場合、図８（ｂ）は従来のＮＲＺ信号の場
合、図８（ｃ）は従来のＲＺ信号の場合、図８（ｄ）は
従来の光デュオバイナリ信号の場合を示している。図８
から分かるように、ファイバ入力パワーＰ0が０ｄＢｍ
程度の光非線型効果が無視できる条件において、図８
（ａ）の２値ＲＺ変調信号の波長分散トレランスは１２
５ｐｓ／ｎｍであり、図８（ｂ）の従来のＮＲＺ符号
（１３５ｐｓ／ｎｍ）と同等、図８（ｃ）の従来ＲＺ符
号（５５ｐｓ／ｎｍ）に比較して約２倍、図８（ｄ）の
従来の光デュオバイナリ符号（４６０ｐｓ／ｎｍ）の１
／４程度の波長分散トレランスを実現できる。
【００５４】また、光ファイバ中での光非線型効果が顕
在化する中継器１０のファイバ内入力のパワーＰ0が８
ｄＢｍ以上の領域では、図８に示すようにデュオバイナ
リ符号の広い分散トレランスは急激に劣化し、異常分散
領域に最適な分散補償値がシフトする。分散補償の行い
やすい零分散領域でペナルティ１ｄＢを許容するファイ
バ入力パワーＰｄ（図中に○で表示）は図８（ｂ）の従
来のＮＲＺ符号では６．２ｄＢｍ、図８（ｃ）の従来の
ＲＺ符号では８．２ｄＢｍ、図８（ｄ）の従来の光デュ
オバイナリ信号では５．８ｄＢｍと厳しく制限される。
これに対して、図８（ａ）の本実施例１の２値ＲＺ変調
信号Ｐ７は、＋１２ｄＢｍ以上となりファイバ入力パワ
ーＰｄのトレランスが拡大されている。
在化する中継器１０のファイバ内入力のパワーＰ0が８
ｄＢｍ以上の領域では、図８に示すようにデュオバイナ
リ符号の広い分散トレランスは急激に劣化し、異常分散
領域に最適な分散補償値がシフトする。分散補償の行い
やすい零分散領域でペナルティ１ｄＢを許容するファイ
バ入力パワーＰｄ（図中に○で表示）は図８（ｂ）の従
来のＮＲＺ符号では６．２ｄＢｍ、図８（ｃ）の従来の
ＲＺ符号では８．２ｄＢｍ、図８（ｄ）の従来の光デュ
オバイナリ信号では５．８ｄＢｍと厳しく制限される。
これに対して、図８（ａ）の本実施例１の２値ＲＺ変調
信号Ｐ７は、＋１２ｄＢｍ以上となりファイバ入力パワ
ーＰｄのトレランスが拡大されている。
【００５５】また、本実施例１の２値ＲＺ変調符号は、
図８（ａ）に示すように、中継器１０のパワーＰ0が８
ｄＢｍ程度までは、分散トレランスは大きく変化せず、
最適分散補償値がＤ＞０の異常分散領域にシフトを起こ
さないため、分散補償の設計が容易になる。
図８（ａ）に示すように、中継器１０のパワーＰ0が８
ｄＢｍ程度までは、分散トレランスは大きく変化せず、
最適分散補償値がＤ＞０の異常分散領域にシフトを起こ
さないため、分散補償の設計が容易になる。
【００５６】例えば、８ｄＢｍまでの高出力中継器パワ
ーを出力するシステムの分散補償設計を行う場合を考え
る。従来の符号では、最適な総分散量をＤ≠０の条件で
分散補償量を設計する必要があり、この時、最適なＤが
個々の伝送路の損失条件や分散値によって変化する。こ
の値を従来の分散測定器で計測して決定することは難し
い。
ーを出力するシステムの分散補償設計を行う場合を考え
る。従来の符号では、最適な総分散量をＤ≠０の条件で
分散補償量を設計する必要があり、この時、最適なＤが
個々の伝送路の損失条件や分散値によって変化する。こ
の値を従来の分散測定器で計測して決定することは難し
い。
【００５７】一方、本実施例１の２値ＲＺ変調信号Ｐ７
を用いれば、分散補償量を中継器パワー０ｄＢｍ以下の
光非線形効果が起きない領域で、総分散量Ｄ＝０になる
ように設計すればよい。すなわち、従来の分散測定器で
伝送路（この場合はＤＳＦ）の分散量を測定し、ＤＣＦ
を含めた総分散量がＤ＝０になるようにＤＣＦの分散量
を決定すればよい。この結果、ペナルティ１ｄＢを許容
するファイバ入力パワーＰｄは＋８ｄＢｍ以上まで拡大
され、同時に１００ｐｓ／ｎｍ以上の広い分散トレラン
スが得られ、システム全体のＳＮ比をおとさない高い中
継器パワーでの光中継伝送システムを容易な分散補償設
計で実現できる。
を用いれば、分散補償量を中継器パワー０ｄＢｍ以下の
光非線形効果が起きない領域で、総分散量Ｄ＝０になる
ように設計すればよい。すなわち、従来の分散測定器で
伝送路（この場合はＤＳＦ）の分散量を測定し、ＤＣＦ
を含めた総分散量がＤ＝０になるようにＤＣＦの分散量
を決定すればよい。この結果、ペナルティ１ｄＢを許容
するファイバ入力パワーＰｄは＋８ｄＢｍ以上まで拡大
され、同時に１００ｐｓ／ｎｍ以上の広い分散トレラン
スが得られ、システム全体のＳＮ比をおとさない高い中
継器パワーでの光中継伝送システムを容易な分散補償設
計で実現できる。
【００５８】以上説明したように、本実施例１によれ
ば、単一モード光信号を、周波数間隔Ｂの２モードビー
トパルス光信号に変調した後、電気デュオバイナリ信号
で変調することにより、波長分散トレランスが広く、か
つ分散補償設計が容易で、ファイバ内入力パワーの制限
を緩和させた光伝送装置にすることができる。
ば、単一モード光信号を、周波数間隔Ｂの２モードビー
トパルス光信号に変調した後、電気デュオバイナリ信号
で変調することにより、波長分散トレランスが広く、か
つ分散補償設計が容易で、ファイバ内入力パワーの制限
を緩和させた光伝送装置にすることができる。
【００５９】（実施例２）図９は、本発明による実施例
２の光伝送装置における光送信部の概略構成を示すブロ
ック図であり、３３は駆動回路、４３はモード同期レー
ザである。本実施例２の光送信部において前記実施例１
と異なる点は、２モードビートパルス発生手段４として
モード同期レーザ４３を用いている点である。
２の光伝送装置における光送信部の概略構成を示すブロ
ック図であり、３３は駆動回路、４３はモード同期レー
ザである。本実施例２の光送信部において前記実施例１
と異なる点は、２モードビートパルス発生手段４として
モード同期レーザ４３を用いている点である。
【００６０】本実施例２におけるパルス光源駆動手段３
では、周波数Ｂ（Ｂは伝送速度と等しい）のシステムク
ロック源２からのクロック信号を入力として、駆動回路
３３においてモード同期レーザの同期電圧Ｖｓまで周波
数Ｂのクロック信号を増幅する。
では、周波数Ｂ（Ｂは伝送速度と等しい）のシステムク
ロック源２からのクロック信号を入力として、駆動回路
３３においてモード同期レーザの同期電圧Ｖｓまで周波
数Ｂのクロック信号を増幅する。
【００６１】また、２モードビートパルス発生手段４で
は、モード同期レーザ４３を前記クロック信号の周波数
Ｂでモード同期変調し、周波数間隔がＢだけ離れた２モ
ードビートパルス光信号Ｐ２を発生する。
は、モード同期レーザ４３を前記クロック信号の周波数
Ｂでモード同期変調し、周波数間隔がＢだけ離れた２モ
ードビートパルス光信号Ｐ２を発生する。
【００６２】一方、電気パーシャルレスポンス符号化手
段６は、前記システムクロック源２に同期した２値ＮＲ
Ｚデジタル信号源５からの２値ＮＲＺ信号Ｐ３が入力と
して電気デュオバイナリ符号を出力するデュオバイナリ
符号化回路を構成されており、前記実施例１と同様の手
順で３値の相補的な電気デュオバイナリ符号Ｐ６を生成
するため、その詳細な説明は省略する。
段６は、前記システムクロック源２に同期した２値ＮＲ
Ｚデジタル信号源５からの２値ＮＲＺ信号Ｐ３が入力と
して電気デュオバイナリ符号を出力するデュオバイナリ
符号化回路を構成されており、前記実施例１と同様の手
順で３値の相補的な電気デュオバイナリ符号Ｐ６を生成
するため、その詳細な説明は省略する。
【００６３】光変調手段７では、プッシュプル（push-p
ull）構成のＭＺ強度変調器７１により、前記モード同
期レーザ４３から出力された２モードビートパルス光信
号Ｐ２が前記３値の相補的な電気デュオバイナリ信号Ｐ
６に従って変調され、２値ＲＺ変調信号Ｐ７に変換され
る。
ull）構成のＭＺ強度変調器７１により、前記モード同
期レーザ４３から出力された２モードビートパルス光信
号Ｐ２が前記３値の相補的な電気デュオバイナリ信号Ｐ
６に従って変調され、２値ＲＺ変調信号Ｐ７に変換され
る。
【００６４】本実施例２においても、前記実施例１と同
様に前記２モードビートパルス光信号Ｐ２に高調波成分
が発生する場合がある。その場合には、図６（ｄ）のよ
うに光周波数ｆ0を中心とした透過特性をもつ光バンド
パスフィルタ８２を用い、図６（ｅ）のように高周波成
分を除去する。このとき前記光変調手段７の出力に光増
幅器８１を配置し増幅した後、前記光変調手段７の出力
ポート、または前記２モードビートパルス発生手段４の
出力ポートと前記光変調手段７の入力ポートの間のどち
らか一方、もしくはその両方に前記光バンドパスフィル
タを挿入してもよい。
様に前記２モードビートパルス光信号Ｐ２に高調波成分
が発生する場合がある。その場合には、図６（ｄ）のよ
うに光周波数ｆ0を中心とした透過特性をもつ光バンド
パスフィルタ８２を用い、図６（ｅ）のように高周波成
分を除去する。このとき前記光変調手段７の出力に光増
幅器８１を配置し増幅した後、前記光変調手段７の出力
ポート、または前記２モードビートパルス発生手段４の
出力ポートと前記光変調手段７の入力ポートの間のどち
らか一方、もしくはその両方に前記光バンドパスフィル
タを挿入してもよい。
【００６５】以上説明したように、本実施例２によれ
ば、モード同期レーザにより、周波数間隔Ｂの２モード
ビートパルス光信号に変調した後、デュオバイナリ信号
で変調することにより、波長分散トレランスが広く、か
つ分散補償設計が容易で、ファイバ内入力パワーの制限
を緩和させた光伝送装置にすることができる。
ば、モード同期レーザにより、周波数間隔Ｂの２モード
ビートパルス光信号に変調した後、デュオバイナリ信号
で変調することにより、波長分散トレランスが広く、か
つ分散補償設計が容易で、ファイバ内入力パワーの制限
を緩和させた光伝送装置にすることができる。
【００６６】また、本実施例２のように前記２モードビ
ートパルス発生手段４にモード同期レーザ４３を用いる
ことにより、前記実施例１に比べてＭＺ強度変調器を１
つ減らすことが可能となり、ＭＺ強度変調器の挿入損失
を低減し、送信信号の光ＳＮ比を向上することが可能で
ある。
ートパルス発生手段４にモード同期レーザ４３を用いる
ことにより、前記実施例１に比べてＭＺ強度変調器を１
つ減らすことが可能となり、ＭＺ強度変調器の挿入損失
を低減し、送信信号の光ＳＮ比を向上することが可能で
ある。
【００６７】（実施例３）図１０は、本発明による実施
例３の光伝送装置における光送信部の概略構成を示す図
である。
例３の光伝送装置における光送信部の概略構成を示す図
である。
【００６８】本実施例３の光送信部において前記実施例
１と異なる点は、前記２モードビートパルス発生手段４
にモード同期レーザ４３を用い、光パルスの繰り返し周
波数Ｂの１／ｍ（ｍは自然数）の周波数分周信号を用い
て光パルス繰り返し周波数Ｂのモード同期を行うサブハ
ーモニックモード同期する点である。
１と異なる点は、前記２モードビートパルス発生手段４
にモード同期レーザ４３を用い、光パルスの繰り返し周
波数Ｂの１／ｍ（ｍは自然数）の周波数分周信号を用い
て光パルス繰り返し周波数Ｂのモード同期を行うサブハ
ーモニックモード同期する点である。
【００６９】図７のパルス光源駆動手段３では、周波数
Ｂ（Ｂは伝送速度と等しい）のシステムクロック源２か
らのクロック信号を入力として、まず１／２分周回路３
１において周波数ｆ／２の１／２分周信号に変換する。
前記１／２分周信号は、駆動回路３３においてモード同
期レーザの同期電圧Ｖｓまで増幅される。
Ｂ（Ｂは伝送速度と等しい）のシステムクロック源２か
らのクロック信号を入力として、まず１／２分周回路３
１において周波数ｆ／２の１／２分周信号に変換する。
前記１／２分周信号は、駆動回路３３においてモード同
期レーザの同期電圧Ｖｓまで増幅される。
【００７０】電気パーシャルレスポンス符号化手段６
は、前記システムクロック源２に同期した２値ＮＲＺデ
ジタル信号源５からの２値ＮＲＺ信号を入力として電気
デュオバイナリ符号を出力するデュオバイナリ符号化回
路を構成している。
は、前記システムクロック源２に同期した２値ＮＲＺデ
ジタル信号源５からの２値ＮＲＺ信号を入力として電気
デュオバイナリ符号を出力するデュオバイナリ符号化回
路を構成している。
【００７１】本実施例３においても、前記実施例１と同
様の手順で３値の相補的な電気デュオバイナリ信号Ｐ６
を生成するため、その詳細な説明は省略する。
様の手順で３値の相補的な電気デュオバイナリ信号Ｐ６
を生成するため、その詳細な説明は省略する。
【００７２】光変調手段７では、プッシュプル（push-p
ull）構成のＭＺ強度変調器７１により、前記２モード
ビートパルス光信号Ｐ２が前記３値の相補的な電気デュ
オバイナリ信号Ｐ６に従って変調され、２値ＲＺ変調信
号Ｐ７に変換される。
ull）構成のＭＺ強度変調器７１により、前記２モード
ビートパルス光信号Ｐ２が前記３値の相補的な電気デュ
オバイナリ信号Ｐ６に従って変調され、２値ＲＺ変調信
号Ｐ７に変換される。
【００７３】本実施例３においても、前記実施例１と同
様に前記２モードビートパルス光信号Ｐ２に高調波成分
が発生する場合がある。その場合には、光周波数ｆ0を
中心とした透過特性をもつ光バンドパスフィルタ８２を
用いて高周波成分を除去する。このとき前記光変調手段
７の出力に光増幅器８１を配置し増幅した後、前記光変
調手段７の出力ポート、または前記２モードビートパル
ス発生手段４の出力ポートと前記光変調手段７の入力ポ
ートの間のどちらか一方、もしくはその両方に前記光バ
ンドパスフィルタを挿入してもよい。
様に前記２モードビートパルス光信号Ｐ２に高調波成分
が発生する場合がある。その場合には、光周波数ｆ0を
中心とした透過特性をもつ光バンドパスフィルタ８２を
用いて高周波成分を除去する。このとき前記光変調手段
７の出力に光増幅器８１を配置し増幅した後、前記光変
調手段７の出力ポート、または前記２モードビートパル
ス発生手段４の出力ポートと前記光変調手段７の入力ポ
ートの間のどちらか一方、もしくはその両方に前記光バ
ンドパスフィルタを挿入してもよい。
【００７４】以上説明したように、本実施例３によれ
ば、モード同期レーザにより、周波数間隔Ｂの２モード
ビートパルス光信号に変調した後、電気デュオバイナリ
信号で変調することにより、波長分散トレランスが広
く、かつ分散補償設計が容易で、ファイバ内入力パワー
の制限を緩和させた光伝送装置にすることができる。
ば、モード同期レーザにより、周波数間隔Ｂの２モード
ビートパルス光信号に変調した後、電気デュオバイナリ
信号で変調することにより、波長分散トレランスが広
く、かつ分散補償設計が容易で、ファイバ内入力パワー
の制限を緩和させた光伝送装置にすることができる。
【００７５】また、本実施例３のように、１／２分周回
路３１により生成した周波数分周信号を用いて繰り返し
周波数Ｂのモード同期を行うことで、モード同期レーザ
の駆動周波数を下げることができ前記２モードビートパ
ルス発生手段４の駆動回路の実現が容易になる。
路３１により生成した周波数分周信号を用いて繰り返し
周波数Ｂのモード同期を行うことで、モード同期レーザ
の駆動周波数を下げることができ前記２モードビートパ
ルス発生手段４の駆動回路の実現が容易になる。
【００７６】（実施例４）図１１は、本発明による実施
例４の光伝送装置における光送信部の概略構成を示す図
であり、６８は乗算器である。
例４の光伝送装置における光送信部の概略構成を示す図
であり、６８は乗算器である。
【００７７】本実施例４の光送信部は、図１に示した２
モードビートパルス発生手段４と光変調手段７を１つの
ＭＺ強度変調器で同時に実現し、各部分における導波路
損失などの過剰挿入損失を低減できることが特徴であ
る。
モードビートパルス発生手段４と光変調手段７を１つの
ＭＺ強度変調器で同時に実現し、各部分における導波路
損失などの過剰挿入損失を低減できることが特徴であ
る。
【００７８】図１２乃至図１４は、本実施例４の光送信
部の動作を説明するための図である。
部の動作を説明するための図である。
【００７９】以下、図１１乃至図１４に沿って、本実施
例４の光送信部の動作を説明する。
例４の光送信部の動作を説明する。
【００８０】パルス光源駆動手段３では、周波数Ｂ（Ｂ
は伝送速度と等しい）のシステムクロック源２からのク
ロック信号を入力として、まず１／２分周回路３１にお
いて周波数ｆ／２の１／２分周信号が生成される。前記
１／２分周信号は、駆動回路３２において増幅された
後、図１２（ａ）に示すような１／２分周信号Ｐ９とし
て差動出力される。
は伝送速度と等しい）のシステムクロック源２からのク
ロック信号を入力として、まず１／２分周回路３１にお
いて周波数ｆ／２の１／２分周信号が生成される。前記
１／２分周信号は、駆動回路３２において増幅された
後、図１２（ａ）に示すような１／２分周信号Ｐ９とし
て差動出力される。
【００８１】一方、電気パーシャルレスポンス符号化手
段６は、前記システムクロック源２に同期した２値ＮＲ
Ｚデジタル信号源５からの２値ＮＲＺ信号Ｐ３を入力と
して電気デュオバイナリ符号を出力するデュオバイナリ
符号化回路を構成している。まず、図１２（ｂ）に示す
ような２値ＮＲＺ信号Ｐ３は、論理反転回路６２で図１
２（ｃ）に示す反転ＮＲＺ信号Ｐ４に論理反転された
後、排他的論理和回路（ＥＸ−ＯＲ）６３と１ビット遅
延回路（即ち、伝送速度Ｂのデータの１タイムスロット
遅延器）６４で構成されるプリコーダ６１により２値Ｎ
ＲＺプリコーダ出力信号符号変換される。前記プリコー
ダ６１により符号変換された後、差動変換器６５によ
り、図１２（ｄ）に示す２値ＮＲＺプリコーダ出力信号
Ｐ５ａと図１２（ｅ）に示す１ビット遅延された２値Ｎ
ＲＺプリコーダ出力信号Ｐ５ｂで差動出力される。前記
差動変換器６５から差動出力された２値ＮＲＺプリコー
ド差動出力信号Ｐ５は増幅回路６６で増幅された後、３
ｄＢ帯域がＢ／４である低域通過フィルタ（ＬＰＦ）６
７に入力され、図１３（ｆ）に示すような３値の相補的
な電気デュオバイナリ信号Ｐ６を得る。全器低域通過フ
ィルタ（ＬＰＦ）６７の論理的な等価回路は、１ビット
遅延回路６７Ａと加算器６７Ｂで構成されるプリコーダ
と等価である。前記電気デュオバイナリ信号Ｐ６は、乗
算器６８において、前記パルス光源駆動手段３からの１
／２分周信号Ｐ９とミキシングされ、図１３（ｈ）に示
すような３値デュオバイナリＲＺ電気信号Ｐ１０に変換
される。
段６は、前記システムクロック源２に同期した２値ＮＲ
Ｚデジタル信号源５からの２値ＮＲＺ信号Ｐ３を入力と
して電気デュオバイナリ符号を出力するデュオバイナリ
符号化回路を構成している。まず、図１２（ｂ）に示す
ような２値ＮＲＺ信号Ｐ３は、論理反転回路６２で図１
２（ｃ）に示す反転ＮＲＺ信号Ｐ４に論理反転された
後、排他的論理和回路（ＥＸ−ＯＲ）６３と１ビット遅
延回路（即ち、伝送速度Ｂのデータの１タイムスロット
遅延器）６４で構成されるプリコーダ６１により２値Ｎ
ＲＺプリコーダ出力信号符号変換される。前記プリコー
ダ６１により符号変換された後、差動変換器６５によ
り、図１２（ｄ）に示す２値ＮＲＺプリコーダ出力信号
Ｐ５ａと図１２（ｅ）に示す１ビット遅延された２値Ｎ
ＲＺプリコーダ出力信号Ｐ５ｂで差動出力される。前記
差動変換器６５から差動出力された２値ＮＲＺプリコー
ド差動出力信号Ｐ５は増幅回路６６で増幅された後、３
ｄＢ帯域がＢ／４である低域通過フィルタ（ＬＰＦ）６
７に入力され、図１３（ｆ）に示すような３値の相補的
な電気デュオバイナリ信号Ｐ６を得る。全器低域通過フ
ィルタ（ＬＰＦ）６７の論理的な等価回路は、１ビット
遅延回路６７Ａと加算器６７Ｂで構成されるプリコーダ
と等価である。前記電気デュオバイナリ信号Ｐ６は、乗
算器６８において、前記パルス光源駆動手段３からの１
／２分周信号Ｐ９とミキシングされ、図１３（ｈ）に示
すような３値デュオバイナリＲＺ電気信号Ｐ１０に変換
される。
【００８２】図１３（ｈ）は、３値デュオバイナリＲＺ
電気信号Ｐ１０の出力波形である。前記３値デュオバイ
ナリＲＺ電気信号Ｐ１０は前記パルス光源駆動手段３か
らの１／２分周信号Ｐ９の波形と前記電気デュオバイナ
リ信号Ｐ６の波形が乗算された波形になっていることが
分かる。図１３（ｉ）は前記３値デュオバイナリＲＺ電
気信号Ｐ１０のベースバンドスペクトルである。前記１
／２分周信号Ｐ９がベースバンドにおける周波数のＢ／
２のサブキャリアとなり、これを電気デュオバイナリ信
号Ｐ６で変調したベースバンド信号スペクトルになって
いる。
電気信号Ｐ１０の出力波形である。前記３値デュオバイ
ナリＲＺ電気信号Ｐ１０は前記パルス光源駆動手段３か
らの１／２分周信号Ｐ９の波形と前記電気デュオバイナ
リ信号Ｐ６の波形が乗算された波形になっていることが
分かる。図１３（ｉ）は前記３値デュオバイナリＲＺ電
気信号Ｐ１０のベースバンドスペクトルである。前記１
／２分周信号Ｐ９がベースバンドにおける周波数のＢ／
２のサブキャリアとなり、これを電気デュオバイナリ信
号Ｐ６で変調したベースバンド信号スペクトルになって
いる。
【００８３】前記３値デュオバイナリＲＺ電気信号Ｐ１
０は、透過特性が０になるように直流バイアスされたプ
ッシュプル（push-pull）構成のＭＺ強度変調器７１に
差動出力として入力され、図１４（ｊ）に示すような連
続発信(ＣＷ)レーザ光源４２からの光搬送周波数がｆ0
の単一モード光信号Ｐ１が、図１４（ｌ）に示す２値Ｒ
Ｚ変調信号Ｐ１１に変換される。
０は、透過特性が０になるように直流バイアスされたプ
ッシュプル（push-pull）構成のＭＺ強度変調器７１に
差動出力として入力され、図１４（ｊ）に示すような連
続発信(ＣＷ)レーザ光源４２からの光搬送周波数がｆ0
の単一モード光信号Ｐ１が、図１４（ｌ）に示す２値Ｒ
Ｚ変調信号Ｐ１１に変換される。
【００８４】図１４（ｌ）は２値ＲＺ変調信号Ｐ１１の
信号波形、図１４（ｍ）は図１４（ｌ）の直接検波波
形、図１４（ｎ）は２値ＲＺ変調信号Ｐ１１のスペクト
ルである。図１４（ｌ）から分かるように、時間波形は
１タイムスロットごとに電界強度（光強度）が０になる
ＲＺ信号となっている。また、図１４（ｎ）に示したキ
ャリア輝線スペクトルが前記３値デュオバイナリＲＺ電
気信号Ｐ１０で変調されるため、輝線スペクトルは消
え、光変調スペクトルにはスペクトル密度の高い輝線ス
ペクトルがない。これにより、等しい平均光ファイバ内
入力パワーにおいて、従来の光デュオバイナリ符号に比
べ、１／２のスペクトル密度であるため誘導ブリルアン
散乱の影響を３ｄＢに緩和できる。
信号波形、図１４（ｍ）は図１４（ｌ）の直接検波波
形、図１４（ｎ）は２値ＲＺ変調信号Ｐ１１のスペクト
ルである。図１４（ｌ）から分かるように、時間波形は
１タイムスロットごとに電界強度（光強度）が０になる
ＲＺ信号となっている。また、図１４（ｎ）に示したキ
ャリア輝線スペクトルが前記３値デュオバイナリＲＺ電
気信号Ｐ１０で変調されるため、輝線スペクトルは消
え、光変調スペクトルにはスペクトル密度の高い輝線ス
ペクトルがない。これにより、等しい平均光ファイバ内
入力パワーにおいて、従来の光デュオバイナリ符号に比
べ、１／２のスペクトル密度であるため誘導ブリルアン
散乱の影響を３ｄＢに緩和できる。
【００８５】本実施例４においても、前記実施例１と同
様に高調波成分が発生する場合がある。その場合には、
光周波数ｆ0を中心とした透過特性をもつ光バンドパス
フィルタ８２を用いて高調波成分を除去する。このとき
前記光変調手段７の出力に光増幅器８１を配置し増幅し
た後、前記光変調手段７の出力ポートに前記光バンドパ
スフィルタを挿入してもよい。
様に高調波成分が発生する場合がある。その場合には、
光周波数ｆ0を中心とした透過特性をもつ光バンドパス
フィルタ８２を用いて高調波成分を除去する。このとき
前記光変調手段７の出力に光増幅器８１を配置し増幅し
た後、前記光変調手段７の出力ポートに前記光バンドパ
スフィルタを挿入してもよい。
【００８６】以上説明したように、本実施例４によれ
ば、単一モード光信号Ｐ１を、周波数間隔Ｂのクロック
信号から生成した１／２分周信号Ｐ９と電気デュオバイ
ナリ信号Ｐ６をミキシングした３値デュオバイナリ電気
信号Ｐ１０に従って変調することにより、波長分散トレ
ランスが広く、かつ分散補償設計が容易で、ファイバ内
入力パワーの制限を緩和させた光伝送装置にすることが
できる。
ば、単一モード光信号Ｐ１を、周波数間隔Ｂのクロック
信号から生成した１／２分周信号Ｐ９と電気デュオバイ
ナリ信号Ｐ６をミキシングした３値デュオバイナリ電気
信号Ｐ１０に従って変調することにより、波長分散トレ
ランスが広く、かつ分散補償設計が容易で、ファイバ内
入力パワーの制限を緩和させた光伝送装置にすることが
できる。
【００８７】（実施例５）図１５は、本発明による実施
例５の光伝送装置における光送信部の概略構成を示すブ
ロック図であり、１１は波長多重フィルタ、１１Ａ，１
１Ｂ，１１Ｃ，１１ｎは入力ポート、１２は出力ポート
である。
例５の光伝送装置における光送信部の概略構成を示すブ
ロック図であり、１１は波長多重フィルタ、１１Ａ，１
１Ｂ，１１Ｃ，１１ｎは入力ポート、１２は出力ポート
である。
【００８８】本実施例５の光送信部では、前記２モード
ビートパルス発生手段４で生じる不要な高調波成分を除
去する光バンドパスフィルタとして波長多重フィルタ１
１を用い、除去された高調波成分が他波長ポートのクロ
ストークにならないことを特徴とする。前記波長多重フ
ィルタ１１としては、例えば、アレイ格子フィルタを用
いてもよい。また、前記２モードビートパルス発生手段
４としては、前記実施例１で説明したＭＺ強度変調器４
１を用いる手段であってもよいし、前記実施例２乃至３
で説明したモード同期レーザ４３を用いる手段であって
もよい。また、パーシャルレスポンス符号としてデュオ
バイナリ信号を用いてもよいし、変形デュオバイナリ信
号を用いてもよい。
ビートパルス発生手段４で生じる不要な高調波成分を除
去する光バンドパスフィルタとして波長多重フィルタ１
１を用い、除去された高調波成分が他波長ポートのクロ
ストークにならないことを特徴とする。前記波長多重フ
ィルタ１１としては、例えば、アレイ格子フィルタを用
いてもよい。また、前記２モードビートパルス発生手段
４としては、前記実施例１で説明したＭＺ強度変調器４
１を用いる手段であってもよいし、前記実施例２乃至３
で説明したモード同期レーザ４３を用いる手段であって
もよい。また、パーシャルレスポンス符号としてデュオ
バイナリ信号を用いてもよいし、変形デュオバイナリ信
号を用いてもよい。
【００８９】図１６は本実施例５の光送信部の動作を説
明する図である。
明する図である。
【００９０】本実施例５の光伝送装置では、第１光送信
部１Ａから第ｎ光送信部１ｎまで複数（ｎ）個あり、図
１６（ａ）に示すように第１光送信部１Ａから第ｎ光送
信部１ｎまでの各光搬送周波数がｆ0からｆnに設定され
ている。前記実施例１乃至４で説明した手順に沿って各
光送信部で生成された２値ＲＺ変調信号が、入力ポート
数ｎの波長多重フィルタ１１に接続される。前記波長多
重フィルタ１１の、各入力ポートから出力ポート１２へ
の透過特性は、透過パスバンド中心が図１６（ｂ）に示
すように、各光搬送周波数がｆ0からｆnに一致し、かつ
光バンドパスフィルタの遮断特性が高調波信号成分のみ
除去できるように構成できる。前記波長多重フィルタ１
１として、例えば、アレイ格子フィルタを用いた場合、
多重信号帯域Ｂ０に比べ、アレイ格子フィルタのフリー
スペクトラルレンジ（ＦＳＲ）を、多重するべき波長多
重信号の全光信号帯域より十分広くとれば、除去された
高調波信号成分が他の波長チャネルのクロストークにな
らないように構成でき、かつ波長多重ができる。
部１Ａから第ｎ光送信部１ｎまで複数（ｎ）個あり、図
１６（ａ）に示すように第１光送信部１Ａから第ｎ光送
信部１ｎまでの各光搬送周波数がｆ0からｆnに設定され
ている。前記実施例１乃至４で説明した手順に沿って各
光送信部で生成された２値ＲＺ変調信号が、入力ポート
数ｎの波長多重フィルタ１１に接続される。前記波長多
重フィルタ１１の、各入力ポートから出力ポート１２へ
の透過特性は、透過パスバンド中心が図１６（ｂ）に示
すように、各光搬送周波数がｆ0からｆnに一致し、かつ
光バンドパスフィルタの遮断特性が高調波信号成分のみ
除去できるように構成できる。前記波長多重フィルタ１
１として、例えば、アレイ格子フィルタを用いた場合、
多重信号帯域Ｂ０に比べ、アレイ格子フィルタのフリー
スペクトラルレンジ（ＦＳＲ）を、多重するべき波長多
重信号の全光信号帯域より十分広くとれば、除去された
高調波信号成分が他の波長チャネルのクロストークにな
らないように構成でき、かつ波長多重ができる。
【００９１】（実施例６）図１７は、本発明による実施
例６の光伝送装置における光送信部の概略構成を示す図
であり、６９Ａは１対２（１：２）ビットインタリーブ
分離回路、６９Ｂは２対１（２：１）ビットインタリー
ブ多重回路である。
例６の光伝送装置における光送信部の概略構成を示す図
であり、６９Ａは１対２（１：２）ビットインタリーブ
分離回路、６９Ｂは２対１（２：１）ビットインタリー
ブ多重回路である。
【００９２】図１８乃至図２１は本実施例６の光送信部
の動作を説明するための図である。
の動作を説明するための図である。
【００９３】以下、図１７乃至図２１に沿って本実施例
６の光送信部の動作を説明する。本実施例６では、パー
シャルレスポンス符号として変形デュオバイナリ信号を
用い、前記２モードビートパルス発生手段４としてＭＺ
強度変調器４１を用い、２つの縦モードの周波数間隔を
伝送速度Ｂと等しいとする。
６の光送信部の動作を説明する。本実施例６では、パー
シャルレスポンス符号として変形デュオバイナリ信号を
用い、前記２モードビートパルス発生手段４としてＭＺ
強度変調器４１を用い、２つの縦モードの周波数間隔を
伝送速度Ｂと等しいとする。
【００９４】まず、パルス光源駆動手段３では、周波数
Ｂ（Ｂは伝送速度と等しい）のシステムクロック源２か
らのクロック信号を入力として、まず１／２分周回路３
１において周波数ｆ／２の１／２分周信号を生成する。
生成された前記１／２分周信号は、駆動回路３２におい
てＭＺ強度変調器の半波長電圧Ｖｐ程度まで増幅され差
動出力される。
Ｂ（Ｂは伝送速度と等しい）のシステムクロック源２か
らのクロック信号を入力として、まず１／２分周回路３
１において周波数ｆ／２の１／２分周信号を生成する。
生成された前記１／２分周信号は、駆動回路３２におい
てＭＺ強度変調器の半波長電圧Ｖｐ程度まで増幅され差
動出力される。
【００９５】次に、２モードビートパルス発生手段４で
は、図１８（ａ）に示すような連続発信(ＣＷ)レーザ光
源４２からの単一モード光信号Ｐ１が、透過特性が０に
なるように直流バイアスされたプッシュプル（push-pul
l）構成のＭＺ強度変調器４１により、前記パルス光源
駆動手段３から差動出力された１／２分周信号により変
調され、図１８（ｃ）、図１８（ｄ）、図１８（ｅ）に
示す周波数間隔がＢだけ離れた２モードビートパルス光
信号Ｐ２が発生する。
は、図１８（ａ）に示すような連続発信(ＣＷ)レーザ光
源４２からの単一モード光信号Ｐ１が、透過特性が０に
なるように直流バイアスされたプッシュプル（push-pul
l）構成のＭＺ強度変調器４１により、前記パルス光源
駆動手段３から差動出力された１／２分周信号により変
調され、図１８（ｃ）、図１８（ｄ）、図１８（ｅ）に
示す周波数間隔がＢだけ離れた２モードビートパルス光
信号Ｐ２が発生する。
【００９６】ここで、図１８（ｃ）は２モードビートパ
ルス光信号Ｐ２の出力波形、図１８（ｄ）は図１８
（ｃ）の直接検波波形、図１８（ｅ）は図１８（ｃ）光
スペクトルである。２つの縦モードａ、ｂがそれぞれ、
光周波数ｆ0−Ｂ／２及び、ｆ0＋Ｂ／２において生じ
る。従って２つの縦モードの周波数差は伝送速度Ｂに等
しいことが分かる。
ルス光信号Ｐ２の出力波形、図１８（ｄ）は図１８
（ｃ）の直接検波波形、図１８（ｅ）は図１８（ｃ）光
スペクトルである。２つの縦モードａ、ｂがそれぞれ、
光周波数ｆ0−Ｂ／２及び、ｆ0＋Ｂ／２において生じ
る。従って２つの縦モードの周波数差は伝送速度Ｂに等
しいことが分かる。
【００９７】一方、電気パーシャルレスポンス符号化手
段６は、前記システムクロック源２に同期した２値ＮＲ
Ｚデジタル信号源５からの２値ＮＲＺ信号Ｐ３を入力と
して電気変形デュオバイナリ符号を出力する変形デュオ
バイナリ符号回路を構成している。まず、図１９（ｆ）
に示す２値ＮＲＺ信号Ｐ３は１：２ビットインタリーブ
分離回路６９Ａに入力され、図１９（ｇ）、図１９
（ｈ）に示すようなデータ速度Ｂ／２の２つの２値ＮＲ
Ｚビットインタリーブ分離信号Ｐ１２ａ，Ｐ１２ｂに分
離される。前記１：２ビットインタリーブ分離回路６９
Ａで分離された前記２つの２値ＮＲＺビットインタリー
ブ分離信号Ｐ１２ａ，Ｐ１２ｂは、それぞれ、排他的論
理輪回路（ＥＸ−ＯＲ）６３Ａ，６３Ｂと１ビット遅延
回路（即ち、伝送速度Ｂ／２のデータの１タイムスロッ
ト遅延器）６４Ａ，６４Ｂで構成されるプリコーダ６１
により図１９（ｉ）及び図１９（ｊ）に示すような２値
ＮＲＺビットインタリーブプリコーダ出力信号Ｐ１３
ａ，Ｐ１３ｂに符号変換された後、２：１ビットインタ
リーブ多重回路６９Ｂに入力され、図１９（ｋ）に示す
ようなデータ速度Ｂの２値ＮＲＺ変形デュオバイナリプ
リコード出力信号Ｐ１４に多重される。前記２値ＮＲＺ
変形デュオバイナリプリコード出力信号Ｐ１４は、差動
変換器６５により差動出力される。前記差動変換器６５
により差動出力された２値ＮＲＺプリコード差動出力信
号は増幅回路６６で増幅された後、３ｄＢ帯域がＢ／４
で、中心周波数Ｂ／４のバンド通過フィルタ（ＢＰＦ）
６７’に入力され、図１９（ｌ）に示すような３値の相
補的な電気変形デュオバイナリ信号Ｐ１５を得る。前記
バンド通過フィルタ６７’の論理的な等価回路は、２ビ
ット遅延回路（伝送速度Ｂの２タイムスロット遅延器）
６７Ｃと論理反転回路６７Ｄと加算器６７Ｂで構成され
るプリコーダと等価である。
段６は、前記システムクロック源２に同期した２値ＮＲ
Ｚデジタル信号源５からの２値ＮＲＺ信号Ｐ３を入力と
して電気変形デュオバイナリ符号を出力する変形デュオ
バイナリ符号回路を構成している。まず、図１９（ｆ）
に示す２値ＮＲＺ信号Ｐ３は１：２ビットインタリーブ
分離回路６９Ａに入力され、図１９（ｇ）、図１９
（ｈ）に示すようなデータ速度Ｂ／２の２つの２値ＮＲ
Ｚビットインタリーブ分離信号Ｐ１２ａ，Ｐ１２ｂに分
離される。前記１：２ビットインタリーブ分離回路６９
Ａで分離された前記２つの２値ＮＲＺビットインタリー
ブ分離信号Ｐ１２ａ，Ｐ１２ｂは、それぞれ、排他的論
理輪回路（ＥＸ−ＯＲ）６３Ａ，６３Ｂと１ビット遅延
回路（即ち、伝送速度Ｂ／２のデータの１タイムスロッ
ト遅延器）６４Ａ，６４Ｂで構成されるプリコーダ６１
により図１９（ｉ）及び図１９（ｊ）に示すような２値
ＮＲＺビットインタリーブプリコーダ出力信号Ｐ１３
ａ，Ｐ１３ｂに符号変換された後、２：１ビットインタ
リーブ多重回路６９Ｂに入力され、図１９（ｋ）に示す
ようなデータ速度Ｂの２値ＮＲＺ変形デュオバイナリプ
リコード出力信号Ｐ１４に多重される。前記２値ＮＲＺ
変形デュオバイナリプリコード出力信号Ｐ１４は、差動
変換器６５により差動出力される。前記差動変換器６５
により差動出力された２値ＮＲＺプリコード差動出力信
号は増幅回路６６で増幅された後、３ｄＢ帯域がＢ／４
で、中心周波数Ｂ／４のバンド通過フィルタ（ＢＰＦ）
６７’に入力され、図１９（ｌ）に示すような３値の相
補的な電気変形デュオバイナリ信号Ｐ１５を得る。前記
バンド通過フィルタ６７’の論理的な等価回路は、２ビ
ット遅延回路（伝送速度Ｂの２タイムスロット遅延器）
６７Ｃと論理反転回路６７Ｄと加算器６７Ｂで構成され
るプリコーダと等価である。
【００９８】光変調手段７では、プッシュプル（push-p
ull）構成のＭＺ強度変調器７１により、前記２モード
ビートパルス光信号Ｐ２が前記３値の相補的な電気変形
デュオバイナリ信号Ｐ１５に従い変調され、図２０
（ｍ）に示すような２値ＲＺ変調信号Ｐ１６に変換され
る。
ull）構成のＭＺ強度変調器７１により、前記２モード
ビートパルス光信号Ｐ２が前記３値の相補的な電気変形
デュオバイナリ信号Ｐ１５に従い変調され、図２０
（ｍ）に示すような２値ＲＺ変調信号Ｐ１６に変換され
る。
【００９９】ここで、図２０（ｍ）は前記２値ＲＺ変調
信号Ｐ１６の信号波形、図２０（ｎ）は図２０（ｍ）の
直接検波波形、図２０（ｏ）は図２０（ｍ）の光変調ス
ペクトルである。図２０（ｍ）から分かるように、時間
波形は１タイムスロットごとに電界強度（光強度）が０
になるＲＺ信号となっている。また、図２０（ｏ）の２
つの縦モードａ、ｂの各々が変形光デュオバイナリ変調
されるため、光周波数ｆ0−Ｂ／２及び、ｆ0＋Ｂ／２の
輝線スペクトルは消え、光変調スペクトルにはスペクト
ル密度の高い輝線スペクトルがない。これにより、従来
の光デュオバイナリ符号に比べ、１／４のスペクトル密
度であるため誘導ブリルアン散乱の影響を６ｄＢに緩和
できる。
信号Ｐ１６の信号波形、図２０（ｎ）は図２０（ｍ）の
直接検波波形、図２０（ｏ）は図２０（ｍ）の光変調ス
ペクトルである。図２０（ｍ）から分かるように、時間
波形は１タイムスロットごとに電界強度（光強度）が０
になるＲＺ信号となっている。また、図２０（ｏ）の２
つの縦モードａ、ｂの各々が変形光デュオバイナリ変調
されるため、光周波数ｆ0−Ｂ／２及び、ｆ0＋Ｂ／２の
輝線スペクトルは消え、光変調スペクトルにはスペクト
ル密度の高い輝線スペクトルがない。これにより、従来
の光デュオバイナリ符号に比べ、１／４のスペクトル密
度であるため誘導ブリルアン散乱の影響を６ｄＢに緩和
できる。
【０１００】本実施例６においても、前記実施例１と同
様に高調波成分が発生する場合がある。その場合には、
光周波数ｆ0を中心とした透過特性をもつ光バンドパス
フィルタ８２を用いて高調波成分を除去する。このとき
前記光変調手段７の出力に光増幅器８１を配置し増幅し
た後、前記光変調手段７の出力ポート、または前記２モ
ードビートパルス発生手段４の出力ポートと前記光変調
手段７の入力ポートの間のどちらか一方、もしくはその
両方に、前記光バンドパスフィルタを挿入してもよい。
様に高調波成分が発生する場合がある。その場合には、
光周波数ｆ0を中心とした透過特性をもつ光バンドパス
フィルタ８２を用いて高調波成分を除去する。このとき
前記光変調手段７の出力に光増幅器８１を配置し増幅し
た後、前記光変調手段７の出力ポート、または前記２モ
ードビートパルス発生手段４の出力ポートと前記光変調
手段７の入力ポートの間のどちらか一方、もしくはその
両方に、前記光バンドパスフィルタを挿入してもよい。
【０１０１】以上説明したように、本実施例６によれ
ば、単一モード光信号を、周波数間隔Ｂの２モードビー
トパルス光信号に変調した後、変形デュオバイナリ信号
で変調することにより、波長分散トレランスが広く、か
つ分散補償設計が容易で、ファイバ内入力パワーの制限
を緩和させた光伝送装置にすることができる。
ば、単一モード光信号を、周波数間隔Ｂの２モードビー
トパルス光信号に変調した後、変形デュオバイナリ信号
で変調することにより、波長分散トレランスが広く、か
つ分散補償設計が容易で、ファイバ内入力パワーの制限
を緩和させた光伝送装置にすることができる。
【０１０２】また、本実施例６のように、変形デュオバ
イナリ信号で変調することにより、前記実施例１から４
に比べ、誘導ブリルアン散乱の影響を更に緩和すること
ができる。
イナリ信号で変調することにより、前記実施例１から４
に比べ、誘導ブリルアン散乱の影響を更に緩和すること
ができる。
【０１０３】以上、本発明を、前記実施例に基づき具体
的に説明したが、本発明は、前記実施例に限定されるも
のではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変
更可能であることはもちろんである。
的に説明したが、本発明は、前記実施例に限定されるも
のではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変
更可能であることはもちろんである。
【０１０４】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
変調される光搬送波として、従来の１つの縦モードＣＷ
光信号の代わりに、周波数間隔ｎ×Ｂ（ｎは自然数、Ｂ
は伝送速度）だけ離れた２つの縦モードの光信号（２モ
ードビートパルス光信号）を用いることにより、光変調
波形の初期符号干渉を通常の光パーシャルレスポンス信
号より改善し高感度化できる。
変調される光搬送波として、従来の１つの縦モードＣＷ
光信号の代わりに、周波数間隔ｎ×Ｂ（ｎは自然数、Ｂ
は伝送速度）だけ離れた２つの縦モードの光信号（２モ
ードビートパルス光信号）を用いることにより、光変調
波形の初期符号干渉を通常の光パーシャルレスポンス信
号より改善し高感度化できる。
【０１０５】また、ファイバ内光入力パワーが高い場合
の波長分散トレランス特性を顕著に劣化させることな
く、光伝送できる手段を提供し、光ファイバ伝送路の波
長分散等化の設計を容易にできる。
の波長分散トレランス特性を顕著に劣化させることな
く、光伝送できる手段を提供し、光ファイバ伝送路の波
長分散等化の設計を容易にできる。
【０１０６】また、光ファイバ伝送路における誘導ブリ
ルアン散乱に起因した光ファイバ内入力パワー制限を、
従来の光デュオバイナリ符号に比較して緩和できる。
ルアン散乱に起因した光ファイバ内入力パワー制限を、
従来の光デュオバイナリ符号に比較して緩和できる。
【図１】本発明による光伝送装置の概略構成を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図２】本発明による実施例１の光伝送装置における光
送信部の概略構成を示す図である。
送信部の概略構成を示す図である。
【図３】本実施例１の光送信部の動作を説明するための
図である。
図である。
【図４】本実施例１の光送信部の動作を説明するための
図である。
図である。
【図５】本実施例１の光送信部の動作を説明するための
図である。
図である。
【図６】本実施例１の光送信部の動作を説明するための
図である。
図である。
【図７】本実施例１の光送信部の作用効果を説明するた
めの図である。
めの図である。
【図８】本実施例１の光送信部の作用効果を説明するた
めの図である。
めの図である。
【図９】本発明による実施例２の光伝送装置における光
送信部の概略構成を示す図である。
送信部の概略構成を示す図である。
【図１０】本発明による実施例３の光伝送装置における
光送信部の概略構成を示す図である。
光送信部の概略構成を示す図である。
【図１１】本発明による実施例４の光伝送装置における
光送信部の概略構成を示す図である。
光送信部の概略構成を示す図である。
【図１２】本実施例４の光送信部の動作を説明するため
の図である。
の図である。
【図１３】本実施例４の光送信部の動作を説明するため
の図である。
の図である。
【図１４】本実施例４の光送信部の動作を説明するため
の図である。
の図である。
【図１５】本発明による実施例５の光伝送装置における
光送信部の概略構成を示す図である。
光送信部の概略構成を示す図である。
【図１６】本実施例５の光送信部の動作を説明するため
の図である。
の図である。
【図１７】本発明による実施例６の光伝送装置における
光送信部の概略構成を示す図である。
光送信部の概略構成を示す図である。
【図１８】本実施例６の光送信部の動作を説明するため
の図である。
の図である。
【図１９】本実施例６の光送信部の動作を説明するため
の図である。
の図である。
【図２０】本実施例６の光送信部の動作を説明するため
の図である。
の図である。
【図２１】本実施例６の光送信部の動作を説明するため
の図である。
の図である。
【図２２】従来の光伝送装置における光送信部の概略構
成を示す図である。
成を示す図である。
【図２３】従来の光送信部の動作を説明するための図で
ある。
ある。
【図２４】従来の光送信部の動作を説明するための図で
ある。
ある。
【図２５】従来の光送信部の動作を説明するための図で
ある。
ある。
【図２６】従来の光送信部の動作を説明するための図で
ある。
ある。
１…光送信部、２…システムクロック源、３…パルス光
源駆動手段、３１…２分の１（１／２）分周回路、３
２，３３…駆動回路、４…２モードビートパルス発生手
段、４１…マッハツェンダ(ＭＺ)強度変調器、４２…連
続発振(ＣＷ)レーザ光源、４３…モード同期レーザ、５
…２値ＮＲＺデジタル信号源、６…電気パーシャルレス
ポンス符号化手段、６１…プリコーダ、６２…論理反転
回路、６３，６３Ａ，６３Ｂ…排他的論理和回路（ＥＸ
−ＯＲ）、６４，６４Ａ，６４Ｂ…１ビット遅延回路、
６５…差動変換器、６６…増幅回路、６７…低域透過フ
ィルタ（ＬＰＦ）、６７’…バンド透過フィルタ（ＢＰ
Ｆ）、６７Ａ…１ビット遅延回路、６７Ｂ…加算器、６
７Ｃ…２ビット遅延回路、６７Ｄ…論理反転回路、６８
…乗算器、６９Ａ…１対２（１：２）ビットインタリー
ブ分離回路、６９Ｂ…２対１（２：１）ビットインタリ
ーブ多重回路、７…光変調手段、７１…マッハツェンダ
(ＭＺ)強度変調器、８…光フィルタ手段、８１…光増幅
器、８２…光バンドパスフィルタ、９…光受信部、１０
…中継器、１１…波長多重フィルタ、１２…出力ポー
ト、Ｐ１…単一モード光信号、Ｐ２…２モードビートパ
ルス光信号、Ｐ３…２値ＮＲＺ信号、Ｐ４…反転ＮＲＺ
信号、Ｐ５…２値ＮＲＺプリコーダ差動出力信号、Ｐ５
ａ…２値ＮＲＺプリコーダ出力信号、Ｐ５ｂ…１ビット
遅延された２値ＮＲＺプリコーダ出力信号、Ｐ６…電気
デュオバイナリ信号、Ｐ７，Ｐ８…２値ＲＺ変調信号
（光デュオバイナリ信号）、Ｐ９…１／２分周信号、Ｐ
１０…３値デュオバイナリＲＺ電気信号、Ｐ１１…２値
ＲＺ変調信号（光デュオバイナリ信号）、Ｐ１２ａ，Ｐ
１２ｂ…２値ＮＲＺビットインタリーブ分離信号、Ｐ１
３ａ，Ｐ１３ｂ…２値ＮＲＺビットインタリーブプリコ
ーダ出力信号、Ｐ１４…２値ＮＲＺ変形デュオバイナリ
プリコード出力信号、Ｐ１５…電気変形デュオバイナリ
信号、Ｐ１６，Ｐ１７…２値ＲＺ変調信号（光変形デュ
オバイナリ信号）。
源駆動手段、３１…２分の１（１／２）分周回路、３
２，３３…駆動回路、４…２モードビートパルス発生手
段、４１…マッハツェンダ(ＭＺ)強度変調器、４２…連
続発振(ＣＷ)レーザ光源、４３…モード同期レーザ、５
…２値ＮＲＺデジタル信号源、６…電気パーシャルレス
ポンス符号化手段、６１…プリコーダ、６２…論理反転
回路、６３，６３Ａ，６３Ｂ…排他的論理和回路（ＥＸ
−ＯＲ）、６４，６４Ａ，６４Ｂ…１ビット遅延回路、
６５…差動変換器、６６…増幅回路、６７…低域透過フ
ィルタ（ＬＰＦ）、６７’…バンド透過フィルタ（ＢＰ
Ｆ）、６７Ａ…１ビット遅延回路、６７Ｂ…加算器、６
７Ｃ…２ビット遅延回路、６７Ｄ…論理反転回路、６８
…乗算器、６９Ａ…１対２（１：２）ビットインタリー
ブ分離回路、６９Ｂ…２対１（２：１）ビットインタリ
ーブ多重回路、７…光変調手段、７１…マッハツェンダ
(ＭＺ)強度変調器、８…光フィルタ手段、８１…光増幅
器、８２…光バンドパスフィルタ、９…光受信部、１０
…中継器、１１…波長多重フィルタ、１２…出力ポー
ト、Ｐ１…単一モード光信号、Ｐ２…２モードビートパ
ルス光信号、Ｐ３…２値ＮＲＺ信号、Ｐ４…反転ＮＲＺ
信号、Ｐ５…２値ＮＲＺプリコーダ差動出力信号、Ｐ５
ａ…２値ＮＲＺプリコーダ出力信号、Ｐ５ｂ…１ビット
遅延された２値ＮＲＺプリコーダ出力信号、Ｐ６…電気
デュオバイナリ信号、Ｐ７，Ｐ８…２値ＲＺ変調信号
（光デュオバイナリ信号）、Ｐ９…１／２分周信号、Ｐ
１０…３値デュオバイナリＲＺ電気信号、Ｐ１１…２値
ＲＺ変調信号（光デュオバイナリ信号）、Ｐ１２ａ，Ｐ
１２ｂ…２値ＮＲＺビットインタリーブ分離信号、Ｐ１
３ａ，Ｐ１３ｂ…２値ＮＲＺビットインタリーブプリコ
ーダ出力信号、Ｐ１４…２値ＮＲＺ変形デュオバイナリ
プリコード出力信号、Ｐ１５…電気変形デュオバイナリ
信号、Ｐ１６，Ｐ１７…２値ＲＺ変調信号（光変形デュ
オバイナリ信号）。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０４Ｂ 10/02 Ｈ０４Ｂ 9/00 Ｍ 10/18 Ｈ０４Ｌ 25/02 ３０３ 25/49 25/497 (72)発明者 米永 一茂 東京都千代田区大手町二丁目３番１号 日 本電信電話株式会社内 (72)発明者 佐藤 憲史 東京都千代田区大手町二丁目３番１号 日 本電信電話株式会社内 (72)発明者 鳥羽 弘 東京都千代田区大手町二丁目３番１号 日 本電信電話株式会社内 (72)発明者 松浦 暁彦 東京都千代田区大手町二丁目３番１号 日 本電信電話株式会社内 Ｆターム(参考） 5K002 AA01 AA02 BA02 BA13 CA01 CA14 CA16 DA06 FA01 5K029 AA03 CC04 GG05 JJ01
Claims (11)
- 【請求項１】 縦モードの光信号をパーシャルレスポン
ス信号に基づいて変調して出力する光伝送方法であっ
て、システムクロック源からのクロック信号を入力とし
て単一モード光信号を変調し、周波数間隔がｎ×Ｂ（ｎ
は自然数、Ｂは伝送速度）である２つの縦モードのパル
ス光信号を生成し、前記システムクロック源と同期した
デジタル信号源からの２値ＮＲＺ信号を符号変換してパ
ーシャルレスポンス信号を生成し、前記パーシャルレス
ポンス信号に基づいて前記２つの縦モードのパルス光信
号を変調した２値ＲＺ変調信号を出力することを特徴と
する光伝送方法。 - 【請求項２】 縦モードの光信号をパーシャルレスポン
ス信号に基づいて変調して出力する光伝送方法であっ
て、システムクロック源からのクロック信号を入力とし
て単一モード光信号を変調し、周波数間隔がｎ×Ｂ（ｎ
は自然数、Ｂは伝送速度）である２つの縦モードのパル
ス光信号を生成し、前記システムクロック源と同期した
デジタル信号源からの２値ＮＲＺ信号を符号変換してパ
ーシャルレスポンス信号を生成し、前記パーシャルレス
ポンス信号に基づいて前記２つの縦モードのパルス光信
号を変調した２値ＲＺ変調信号を生成し、この生成され
た２値ＲＺ変調信号の高調波成分を除去した後に出力す
ることを特徴とする光伝送方法。 - 【請求項３】 前記請求項１または２に記載の光伝送方
法において、前記パーシャルレスポンス信号として、デ
ュオバイナリ信号を用いることを特徴とする光伝送方
法。 - 【請求項４】 前記請求項１または２に記載の光伝送方
法において、前記パーシャルレスポンス信号として、変
形デュオバイナリ信号を用いることを特徴とする光伝送
方法。 - 【請求項５】 クロック信号を発生するシステムクロッ
ク源と、前記クロック信号と同期して２値ＮＲＺデジタ
ル信号を発生させる２値ＮＲＺデジタル信号源と、前記
２値ＮＲＺデジタル信号を入力として電気パーシャルレ
スポンス信号を生成する電気パーシャルレスポンス符号
化手段と、前記電気パーシャルレスポンス信号に基づい
て光信号を変調する光変調手段を有する光送信部と、前
記光送信部から送信される光信号を受信する光受信部か
らなる光伝送装置において、前記光送信部は、光周波数
間隔ｎ×Ｂ（ｎは自然数、Ｂは伝送速度）だけ離れた２
つの縦モードのパルス光信号を発生させる２モードビー
ト光パルス発生手段と、伝送速度Ｂの２値ＮＲＺ入力信
号に同期したクロック信号から前記２モードビート光パ
ルス発生手段を駆動する信号を発生させるパルス光源駆
動手段とを具備することを特徴とする光伝送装置。 - 【請求項６】 前記請求項５に記載の光伝送装置におい
て、前記２モードビート光パルス発生手段として、マッ
ハツェンダ（ＭＺ）強度変調器を用いることを特徴とす
る光伝送装置。 - 【請求項７】 前記請求項５に記載の光伝送装置におい
て、前記２モードビート光パルス発生手段として、２モ
ード発振モードロックレーザを用いることを特徴とする
光伝送装置。 - 【請求項８】 前記請求項５に記載の光伝送装置におい
て、前記２モードビート光パルス発生手段は、前記２つ
の縦モードの光パルス信号の高調波成分を除去する光フ
ィルタを有することを特徴とする光伝送装置。 - 【請求項９】 前記請求項８に記載の光伝送装置におい
て、光フィルタ手段として波長多重用アレイ格子フィル
タを用いて、当該生成信号を多数波長多重することを特
徴とする光伝送装置。 - 【請求項１０】 前記請求項８又は９に記載の光伝送装
置において、前記２モードビート光パルス発生手段とし
て、さらにプッシュプル（push-pull）を用い、振幅が
前記プッシュプルＭＺ強度変調器の半波長電圧に等しい
ｎ×Ｂ／２の周波数クロック信号で駆動することを特徴
とする光伝送装置。 - 【請求項１１】 クロック信号を発生するシステムクロ
ック源と、前記クロック信号と同期して２値ＮＲＺデジ
タル信号を発生させる２値ＮＲＺデジタル信号源と、前
記２値ＮＲＺデジタル信号を入力として電気パーシャル
レスポンス信号を生成する電気パーシャルレスポンス符
号化手段と、前記電気パーシャルレスポンス信号に基づ
いて光信号を変調する光変調手段を有する光送信部と、
前記光送信部から送信される光信号を受信する光受信部
からなる光伝送装置において、前記光送信部は、光周波
数間隔ｎ×Ｂ（ｎは自然数、Ｂは伝送速度）だけ離れた
２つの縦モードのパルス光信号を発生させる２モードビ
ート光パルス発生手段と、伝送速度Ｂの２値ＮＲＺ入力
信号に同期したクロック信号から前記２モードビート光
パルス発生手段を駆動する信号を発生させるパルス光源
駆動手段と、前記光変調手段により変調された光信号の
高調波成分を除去する光フィルタ手段を具備することを
特徴とする光伝送装置。
Priority Applications (4)
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|---|---|---|---|
| JP2000052579A JP3510995B2 (ja) | 2000-02-28 | 2000-02-28 | 光伝送方法及び光伝送装置 |
| EP01400499A EP1128580B1 (en) | 2000-02-28 | 2001-02-27 | Optical transmission method, optical transmitter and optical receiver |
| DE60142814T DE60142814D1 (de) | 2000-02-28 | 2001-02-27 | Optisches Übertragungsverfahren, optischer Sender und optischer Empfänger |
| US09/793,954 US6865348B2 (en) | 2000-02-28 | 2001-02-28 | Optical transmission method, optical transmitter, optical receiver, and optical transmission system |
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|---|---|---|---|
| JP2000052579A JP3510995B2 (ja) | 2000-02-28 | 2000-02-28 | 光伝送方法及び光伝送装置 |
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|---|---|
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| JP2009168921A (ja) * | 2008-01-11 | 2009-07-30 | Oki Electric Ind Co Ltd | キャリア抑圧光パルス列生成装置及びキャリア抑圧光パルス列生成方法 |
-
2000
- 2000-02-28 JP JP2000052579A patent/JP3510995B2/ja not_active Expired - Fee Related
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