JP2001211665A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 簡単な構成で、運転できる速度範囲が広く、
また交流電源からの力率の高い運転を可能とする。 【解決手段】 電動機３５、チョークコイル３９を有す
る直流電源４０、ダイオード４１、コンデンサ４２を設
け、駆動回路４３は、第１のハーフブリッジインバータ
回路の２個のスイッチング素子４５、４６を同時にオン
とする同時導通期間を有することにより、同時導通期間
にチョークコイルにエネルギーが蓄えられ、昇圧チョッ
パとして動作し、高速での力行、また交流電源５５から
の高力率運転が可能となる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、回転運動などを行
い、家庭、工場、事務所などにおいて使用されるインバ
ータ装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来の技術におけるこの種のインバータ
装置の回路図を図７に示す。

【０００３】図７においては、電動機１は、コイル２、
３、４を三相として、可動自在に設けられた永久磁石
５、６を有している。

【０００４】直流電源７は、１００Ｖ６０Ｈｚの交流電
源８、チョークコイル９、整流回路１０から成り立って
おり、整流回路１０は、４本のダイオード１１、１２、
１３、１４をブリッジ接続した全波整流のものを使用し
ている。

【０００５】スイッチング素子１５は、ＩＧＢＴを使用
しており、整流回路１０のプラス出力端子とマイナス出
力端子間を短絡、開放する様接続がなされており、さら
にダイオード１６を通して、３相６石のインバータ回路
１７が接続され、インバータ回路１７の入力端子間には
電解式のコンデンサ１８が接続されている。

【０００６】インバータ回路１７は、３相に対応し、３
つのハーフブリッジインバータ回路１９、２０、２１が
設けられており、それぞれのハーフブリッジインバータ
回路は、いずれも２個のスイッチング素子を直列に接続
して構成している。

【０００７】すなわち、ハーフブリッジインバータ回路
１９は、スイッチング素子２２、２３の直列回路により
構成し、ハーフブリッジインバータ回路２０は、スイッ
チング素子２４、２５の直列回路により構成し、ハーフ
ブリッジインバータ回路２１は、スイッチング素子２
６、２７の直列回路により構成している。

【０００８】なお、スイッチング素子２３、２３、２
４、２５、２６、２７は、いずれもＩＧＢＴおよび、こ
れと逆並列に接続したダイオードにより構成しているも
のとなっている。

【０００９】それらのダイオードは、すべてスイッチン
グ素子２３、２３、２４、２５、２６、２７の切り換え
直後に逆方向の電流を通過させるものとなっている。

【００１０】電動機１のコイル２、３、４は、スター結
線と呼ばれる接続となっており、各コイルの一端子は、
入力端子２８、２９、３０となり、それぞれハーフブリ
ッジインバータ回路１９、２０、２１の出力、すなわち
直列に接続されたスイッチング素子同士の接続点に接続
されている。

【００１１】駆動回路３１は、スイッチング素子１５、
２２、２３、２４、２５、２６、２７の各ゲート端子に
接続されており、それぞれのスイッチング素子のオンオ
フを制御するものとなっている。

【００１２】また、電動機１内に設けたホールＩＣ３
２、３３、３４は、永久磁石５、６の回転により、対抗
する磁極がＮ極かＳ極かを検知して、それによってハイ
とローの論理信号を駆動回路３１に出力するものであ
る。

【００１３】以上の構成において、動作の説明を行う。

【００１４】図８は、図７に示した従来の技術のインバ
ータ装置の各部の動作波形を示し、（ア）は交流電源８
の電圧Ｖａｃ、（イ）は駆動回路３１からスイッチング
素子１５がオンオフ制御される波形、（ウ）は交流電源
１から装置に流れる電流Ｉａｃの波形を示している。

【００１５】スイッチング素子１５は、チョークコイル
９、ダイオード１６、コンデンサ１８と共にいわゆる昇
圧チョッパ回路を構成しており、スイッチング素子１５
がオンの期間には、チョークコイル９を通して、スイッ
チング素子１５のコレクタ電流が流れることにより、チ
ョークコイル９内に磁気的なエネルギーが蓄えられ、次
にスイッチング素子１５がオフされると、チョークコイ
ル９に蓄えられていた磁気エネルギーがダイオード１６
を通してコンデンサ１８に供給され、昇圧された電圧が
コンデンサ１８の両端から負荷であるインバータ回路１
７に供給されるものとなる。

【００１６】スイッチング素子１５は、駆動回路３１か
ら１５キロヘルツの周波数で、オンオフ制御され、かつ
そのオン時間の比率（導通比）は、交流電源８の電圧Ｖ
ａｃの瞬時値に応じ、ゼロ付近の瞬時電圧が低い期間は
導通比が大、また高電圧の期間は導通比が小となってい
る。

【００１７】以上の動作により、コンデンサ１８の電圧
値、すなわちインバータ回路１７の入力電圧の値を有る
程度加減することができるものとなり、これによって電
動機の速度を高速から低速までスムーズに制御すること
ができるものとなる。

【００１８】すなわち、永久磁石５、６を使用した電動
機の場合、各コイルに発生する誘導起電力は、速度に比
例したものとなり、高速で力行させるには、電動機１に
供給する電圧を高めてやる必要があるが、この時にはス
イッチング素子１５の導通比を大きくすることにより、
インバータ回路１７に供給される電圧が高くなり、高速
時にも電動機に電流が供給できるものである。

【００１９】また、図８に示したように交流電源１の半
サイクル内での導通比を変化させることにより、交流電
源８からの供給電流Ｉａｃの高調波成分を抑え、高力率
を実現することも可能となるものである。

【００２０】なお、Ｉａｃの波形を検出し、それが正弦
波に近くなるようにスイッチング素子１５の導通比を制
御する方法もあったが、その場合にも結果的には導通比
は、（イ）の様に交流電源８の半サイクル内で変化する
ものとなるものである。

【００２１】インバータ回路１７の動作については動作
波形図は示していないが、一般によく知られている１２
０度通電と呼ばれるものであり、ホールＩＣ３２、３
３、３４から信号が駆動回路３１に入力されると、スイ
ッチング素子２２、２３、２４、２５、２６、２７が駆
動回路３１からの信号により、順序よくオンオフし、コ
イル２、３、４に電流が供給され、その結果永久磁石
５、６にフレミングの左手の法則による力（トルク）が
作用し、電動機として動作するものとなるものである。

【００２２】

【発明が解決しようとする課題】以上のような従来の技
術においては、インバータ回路１７とは別に昇圧チョッ
パとして動作させるためのスイッチング素子１５を設
け、駆動回路３１がスイッチング素子１５のオンオフ制
御を行うという構成を用いていることから、部品点数が
多く、またコストが高くなるという課題を有していた。

【００２３】本発明は、このような課題を解決するため
のものであって、特に昇圧チョッパ専用のスイッチング
素子を設けることなく、同等の効果を得ることにより、
部品点数が少なく低コストのインバータ装置を実現する
ものである。

【００２４】

【課題を解決するための手段】この課題を解決するため
に本発明は、二個以上の入力端子を有する電動機と、チ
ョークコイルを有する直流電源と、ダイオードと、コン
デンサと、駆動回路と、２個のスイッチング素子を直列
接続して構成したハーフブリッジインバータ回路を複数
個有し、第１のハーフブリッジインバータ回路は、両端
を前記直流電源に接続し、第２のハーフブリッジインバ
ータ回路は、両端に前記コンデンサを接続し、かつ前記
直流電源の出力に前記ダイオードを通して接続し、各ハ
ーフブリッジインバータ回路のスイッチング素子同士の
接続点には、それぞれ前記電動機の入力端子を接続し、
前記第１のハーフブリッジインバータ回路の２個のスイ
ッチング素子は、前記駆動回路によって同時にオンとな
る同時導通期間を有する構成とすることにより、簡単な
構成でインバータ装置を実現し、昇圧チョッパ動作を行
わせることで、広い速度範囲に対応し、また装置の入力
の力率も高めることができるものである。

【００２５】

【発明の実施形態】本発明の請求項１に記載の発明は、
二個以上の入力端子を有する電動機と、チョークコイル
を有する直流電源と、ダイオードと、コンデンサと、駆
動回路と、２個のスイッチング素子を直列接続して構成
したハーフブリッジインバータ回路を複数個有し、第１
のハーフブリッジインバータ回路は、両端を前記直流電
源に接続し、第２のハーフブリッジインバータ回路は、
両端に前記コンデンサを接続し、かつ前記直流電源の出
力に前記ダイオードを通して接続し、各ハーフブリッジ
インバータ回路のスイッチング素子同士の接続点には、
それぞれ前記電動機の入力端子を接続し、前記第１のハ
ーフブリッジインバータ回路の２個のスイッチング素子
は、前記駆動回路によって同時にオンとなる同時導通期
間を有する構成とすることにより、前記同時導通期間中
に前記チョークコイルに磁気的エネルギーを蓄えて、そ
の後の前記ダイオードを通して前記コンデンサに電流を
供給するという昇圧チョッパの動作を行わせることがで
き、部品点数が少なく低コストでありながら、電動機に
供給する電圧を加減でき、よって広い速度範囲に対応し
た動作が可能なインバータ装置を提供するものである。

【００２６】また請求項２に記載の発明は、請求項１記
載のインバータ装置の第２のハーフブリッジインバータ
回路を、高電位側と低電位側にそれぞれダイオードを接
続した上で、直流電源に接続した構成とすることによ
り、やはりスイッチング素子の数としては、追加せずに
同時導通期間を設けられる期間をさらに広くすることが
でき、よってさらに電動機にの供給する電圧の可変範囲
を広くして広範囲の速度に対応した動作が可能となる、
優れたインバータ装置が実現できるものとなる。

【００２７】また請求項３に記載の発明は、請求項１あ
るいは２いずれか１項記載のインバータ装置の電動機を
永久磁石を有し、ダイオードは同時導通期間に前記永久
磁石によって発生する誘導起電力を逆阻止状態とする構
成とすることにより、励磁に電流を必要とせず、かつ前
記永久磁石が運動することによって発生する誘導起電力
がオンしているスイッチング素子に流れてブレーキを生
ずるといった悪影響が発生する様なことを防止しし、高
効率のインバータ装置を実現するものである。

【００２８】また請求項４に記載の発明は、請求項１〜
３いずれか１項記載のインバータ装置の直流電源を、交
流電源と整流回路で構成し、チョークコイルを前記整流
回路の入力側または出力側に有し、同時導通期間を前記
交流電源の零点付近の位相に設けた構成とすることによ
り、簡単かつ低コストの回路構成でありながら、前記交
流電源から供給される電流波形のひずみを効果的に減少
させ、前記交流電源から高力率で電力の供給を受けるこ
とのできるインバータ装置を実現するものである。

【００２９】また請求項５に記載の発明は、請求項１〜
４いずれか１項記載のインバータ装置の第１のハーフブ
リッジインバータ回路と第２のハーフブリッジインバー
タ回路を、いずれも２個のスイッチング素子の少なくと
も一方の導通比を制御することにより、電動機の入力電
圧を制御するとともに、前記導通比は第１のハーフブリ
ッジインバータ回路と第２のハーフブリッジインバータ
回路で異なる値とすることにより、前記第１のハーフブ
リッジインバータ回路と前記第２のハーフブリッジイン
バータ回路に入力される電圧の差を相殺し、電動機への
供給電圧の差を抑えることにより、騒音や振動を防止し
ながら広い速度範囲での運転、あるいは入力の高力率化
が実現できるインバータ装置を実現できるものである。

【００３０】また請求項６に記載の発明は、請求項１〜
５いずれか１項記載のインバータ装置の電動機を、三個
の入力端子と三相の巻線を有し、前記三相の巻線の内の
少なくとも１個は他の相の巻線と巻き数が異なる構成と
することにより、３つのハーフブリッジインバータ回路
に入力される電圧の差があっても、三相の巻線の間のイ
ンピーダンスの差を生じさせることによって、結果とし
て前記電動機の三相それぞれに供給される電力の差を抑
え、騒音や振動を防止しながら広い速度範囲での運転、
あるいは入力の高力率化が実現できるインバータ装置を
実現できるものである。

【００３１】

【実施例】次に、本発明の具体例を説明する。 （実施例１）図１は本発明の請求項１、請求項３、請求
項４を使用した実施例１におけるインバータ装置の回路
図である。

【００３２】図１においては、電動機３５は、３個の入
力端子３６、３７、３８を有し、チョークコイル３９を
有する直流電源４０、ダイオード４１、電解式のコンデ
ンサ４２、駆動回路４３を設けている。

【００３３】本実施例においては、合計３個のハーフブ
リッジインバータ回路を有している。

【００３４】第１のハーフブリッジインバータ回路４４
は、２個のスイッチング素子４５、４６を直列接続して
構成し、その両端は直流電源４０に接続されている。

【００３５】第２のハーフブリッジインバータ回路４
７、４８についても、２つをそれぞれスイッチング素子
４９、５０および５１、５２を２個ずつの直列接続を行
って構成しており、かつ両端は２つ第２のハーフブリッ
ジインバータ回路４７、４８については共通に接続した
上で、コンデンサ４２が接続されているものとなってい
る。

【００３６】かつ、第２のハーフブリッジインバータ回
路４７、４８の共通に接続されたプラス側の端子につい
ては、直流電源４０のプラス側の出力から、ダイオード
４１をアノード端子からカソード端子に向けて通した上
で接続が行われていて、一方のマイナス側に関しては直
接直流電源４０のマイナス端子に直接に接続がなされて
いるものとなっている。

【００３７】３個のハーフブリッジインバータ回路４
４、４７、４８のスイッチング素子同士の接続点は出力
端子として、それぞれ電動機３５の入力端子３６、３
７、３８を接続している。

【００３８】本実施例においては、詳細に後述を行う
が、第１のハーフブリッジインバータ回路４４を構成す
る２個のスイッチング素子４５、４６は、駆動回路４３
によって同時にオンとなる同時導通期間を有しているも
のとなっている。

【００３９】本実施例においては、特に請求項３の構成
を用いており、電動機３５は、永久磁石５３、５４を有
し、永久磁石５３については外側をＮ極に、また永久磁
石５４については外側をＳ極としている。

【００４０】そして、ダイオード４１は前記同時導通期
間には永久磁石５３、５４が回転運動することによって
巻線５７、５８、５９に発生する誘導起電力を逆阻止状
態とするものとなっている。

【００４１】さらに本実施例は、特に請求項４の構成も
用いており、直流電源４０を１００ボルト６０ヘルツの
交流電源５５と整流回路５６で構成し、チョークコイル
３９については整流回路５６の入力側に設けている。

【００４２】そして、駆動回路４３は、交流電源５５の
位相を感知し、前記同時導通期間が交流電源５５の零点
付近、すなわち瞬時電圧値をゼロ付近の位相には存在す
るように制御しているものとなっている。

【００４３】なお、本実施例では電動機３５内の巻線５
７、５８、５９は三相とし、同一の巻数のもので構成し
ている。

【００４４】また、電動機３５内には、ホールＩＣ６
０、６１、６２も設けており、いずれも駆動回路４３に
接続していて、対抗する永久磁石５３、５４がＮ極であ
るかＳ極であるかを磁気的に検知してハイ、ローの信号
を出力するものとなっている。

【００４５】整流回路５６は、４本のダイオード６３、
６４、６５、６６をブリッジに接続した全波整流の構成
としている。

【００４６】また、本実施例においては、スイッチング
素子４５、４６、４９、５０、５１、５２はいずれも絶
縁ゲート形バイポーラトランジスタＩＧＢＴと逆並列接
続されたダイオードによって構成しているものを使用し
ている。

【００４７】以上の構成において、実施例１の動作を説
明する。

【００４８】図２は、実施例１の動作波形図を示したも
のであり、（ア）は交流電源５５の電圧Ｖａｃ、（イ）
は交流電源５５からの入力電流Ｉａｃ、（ウ）はスイッ
チング素子４５のオンオフ波形、（エ）はスイッチング
素子４６のオンオフ波形、（オ）はスイッチング素子４
９のオンオフ波形、（カ）はスイッチング素子５０のオ
ンオフ波形、（キ）はスイッチング素子５１のオンオフ
波形、（ク）はスイッチング素子５２のオンオフ波形で
ある。

【００４９】（ウ）〜（ク）は駆動回路４３がホールＩ
Ｃ６０、６１、６２からの信号を受けることにより、各
スイッチング素子を順次オンさせるものであるが、特に
本実施例においては（エ）に示しているスイッチング素
子４６のオン期間の内、ｔ１〜ｔ２、ｔ３〜ｔ４、ｔ１
１〜ｔ１２については、当該期間内に（ウ）に示してい
るスイッチング素子４５についても、駆動回路４３から
のゲート駆動信号によってオン状態とする期間が設けら
れており、よって第１のハーフブリッジインバータ回路
４４を構成するスイッチング素子４５、４６が同時にオ
ンとなる同時導通期間を設けたものとなっている。

【００５０】なお、本実施例においては、ｔ５〜ｔ６、
ｔ７〜ｔ８、ｔ９〜ｔ１０については、（ウ）に示して
いるように、スイッチング素子４５はオフとなってお
り、（エ）に示したスイッチング４６のオンがなされて
いるものの、スイッチング素子４５、４６の２個が同時
にオンである、すなわち同時導通期間とはしていない
が、これは（ア）に示しているように交流電源５５の零
点から時間が経て、出力電圧Ｖａｃの瞬時値が高くなっ
ている状態において、同時導通期間を設けていないもの
であり、請求項４に対応した構成となっている。

【００５１】加えて、本実施例ではｔ３〜ｔ４において
は、（ウ）に示されているように、ｔ３〜ｔ４の期間、
すなわちスイッチング素子４６のオン期間に比して、ス
イッチング素子４５についてはオンしている期間を小と
し、よって同時導通期間ｔ３〜ｔ４期間よりも短くする
制御が駆動回路４３からの出力信号によってなされてい
るが、これはｔ３〜ｔ４のタイミングが交流電源５５の
零点（零ボルト時刻）からやや経過して、Ｖａｃの瞬時
値が高くなってきていることに対応するものであり、
（イ）にみられるような入力電流Ｉａｃの波形を、なる
べく正弦波に近づけるという効果を上げるために行って
いるものである。

【００５２】このように、第１のハーフブリッジインバ
ータ回路４４を構成している２個のスイッチング素子４
５、４６が同時にオンとされる同時導通期間において
は、交流電源５５の出力電圧は、ほぼすべてがチョーク
コイル３９の両端間に印加されるものとなり、磁気エネ
ルギーとしてチョークコイル３９内にエネルギーが蓄え
られて、同時導通期間が終了した時点で、同エネルギー
はダイオード４１を経てコンデンサ４２および第二のハ
ーフブリッジインバータ回路４７、４８に供給されるも
のとなり、すなわちいわゆる昇圧チョッパとして動作す
るものとなる。

【００５３】したがって同時導通期間の長さをスイッチ
ング素子４５をオンさせる時間を加減することによって
変化させて、昇圧率を制御することもできる。

【００５４】第２のハーフブリッジインバータ回路４
７、４８については、昇圧後の電圧がコンデンサ４２か
ら供給されるので、例えば高速での力行条件などでも電
動機３５への電流が十分に供給可能となり、対応するこ
とができるものとなる。

【００５５】なお、本実施例においては、電動機３５が
永久磁石５３、５４を備えていることから回転によって
巻線５８、５９に発生する誘導起電力は、スイッチング
素子４９、５１内の逆導通ダイオードを通って、コンデ
ンサ４２までは達するが、ダイオード４１が同時導通期
間に逆阻止状態となり、これによって誘導起電力の短絡
を防ぐことができており、それによるブレーキトルクが
生ずることもなく、同時導通期間の存在による電動機３
５の駆動への悪影響は全くないものとしている。

【００５６】ただし、本実施例においては、昇圧チョッ
パの出力電圧が常に利用できるのは、第２のハーフブリ
ッジインバータ回路４７、４８であり、第１のハーフブ
リッジインバータ回路に関しては、ダイオード４１を導
通させた状態の時には昇圧出力が利用できるが、ダイオ
ード４１が逆阻止状態とした期間は、昇圧前の低電圧、
すなわち交流電源５５の瞬時値電圧をそのまま供給され
て動作が行われるものとなり、従来の技術と比較する
と、高速時の出力トルクの点では若干制限されるものと
なる。

【００５７】しかし、高速時に必要なトルクが比較的小
さい応用例においては、十分な効果を得られるものとな
り、スイッチング素子の数が従来の技術より１個少なく
ても実現させることができるというコストダウン効果、
および形状と重量が低減できるという効果は大なるもの
となる。

【００５８】また、本実施例では１個のダイオード４１
を直流電源４０のプラス側に接続していることから、ス
イッチング素子４６、５０、５２についてはエミッタ電
位が共通となり、パワー用として一般的に使用されるＮ
チャンネルのＩＧＢＴを使用した場合に駆動回路４３が
簡単に構成できるという効果も得られるものとなってい
るが、特にこのような構成に限定されるものでなく、例
えば１個のダイオードを直流電源４０のマイナス出力と
第２のハーフブリッジインバータ回路４７、４８のマイ
ナス側端子を共通接続した部位との間にて接続している
もの、もしくは図１のダイオード４１に加えて１個のダ
イオードをマイナス側端子に設けて計２個のダイオード
としたものであってもよい。

【００５９】また本実施例では、３相の電動機３５を使
用しているが、２相のものや、より多くの相を有してい
てもよく、第１のハーフブリッジインバータ回路と第２
のハーフブリッジインバータ回路の数についても、本実
施例においては前者１個と後者２個としたが、特にこれ
に限定されものではなく、前者１個と後者３個、前者２
個と後者１個などさまざまな組み合わせについて特性検
討を行えば、設計の範囲で自由に構成することができる
ものとなる。 （実施例２）図３は、本発明の請求項２と請求項３を使
用した実施例２におけるインバータ装置の回路図を示し
ている。

【００６０】図３においては、単相の電動機６７は、２
個の入力端子６８、６９を有し、チョークコイル７０と
電池７１の直列接続で構成した直流電源７２を備えてい
る。

【００６１】実施例２においては、２個のハーフブリッ
ジインバータ回路を有している。

【００６２】第１のハーフブリッジインバータ回路７３
は、２個のスイッチング素子７４、７５を直列接続して
構成し、その両端は直流電源７２に接続されている。

【００６３】第２のハーフブリッジインバータ回路７６
は、２個のスイッチング素子７７、７８を直列接続して
構成し、そのプラス側の端子は直流電源７２のプラス側
の出力端子からダイオード７９を通して接続されてお
り、マイナス側の端子はダイオード８０を通して直流電
源７２のマイナス側の出力端子へと接続されているもの
となっている。

【００６４】電解形のコンデンサ８１は、第２のハーフ
ブリッジインバータ回路７６の両端に接続されている。

【００６５】スイッチング素子７４、７５、７７、７８
は、いずれもゲート端子が駆動回路８２に接続されてお
り、オンオフを制御され、特に第１のハーフブリッジイ
ンバータ回路７３を構成しているスイッチング素子７４
と７５については、その双方が同時に導通状態となる同
時導通期間が生じるように駆動回路８２を働かせてい
る。

【００６６】電動機６７内には、永久磁石８３、８４が
回転自在に設けられ、ホールＩＣ８５は、対抗する永久
磁石８３、８４がＮ極かＳ極かを検知して、ハイ、ロー
の論理信号を駆動回路８２に出力するものとなってい
る。

【００６７】そして、ダイオード７９、８０は前記同時
導通期間に永久磁石８３、８４によって発生する誘導起
電力に対し、それを逆阻止状態とする作用を行わせてい
る。

【００６８】以上の構成において、動作の説明を行う。

【００６９】図４は、実施例２のインバータ装置の動作
波形図を示している。

【００７０】図４において、（ア）はホールＩＣ８５の
出力信号Ｓ１、（イ）はスイッチング素子７４のオンオ
フ波形、（ウ）はスイッチング素子７５のオンオフ波
形、（エ）はスイッチング素子７７のオンオフ波形、
（オ）はスイッチング素子７８のオンオフ波形を示して
いる。

【００７１】ｔ１においてＳ１がハイとなると、駆動回
路８２は即（イ）と（オ）に示されるようにスイッチン
グ素子７４、７８をオフし、その後Ｔｄ時間後に（ウ）
と（エ）に示されるようにスイッチング素子７５、７７
がオンされるものとなる。

【００７２】ここでＴｄ時間は、いわゆるデッドタイム
であり、上下に接続された２個のスイッチング素子が同
時導通することを防ぐ目的があり、特に第２のハーフブ
リッジインバータ回路７６については、もしも同時導通
が起こるとコンデンサ８１から大電流がスイッチング素
子７７、７８に流れて破壊に至ることもあり、このよう
なことを防ぐために各スイッチング素子のターンオフ遅
れ時間よりも長い時間に相当するＴｄが設けられている
ものである。

【００７３】時刻ｔ２においては、電動機６７の回転に
より、Ｓ１がローに変化しているが、駆動回路８２はこ
こで、スイッチング素子７７、７８を即オフとし、Ｔｄ
時間後にスイッチング素子７４、７８をオンさせるもの
としており、ここでもＴｄはデッドタイムとして機能し
ている。

【００７４】以降ｔ３〜ｔ４、ｔ５〜ｔ６、ｔ７〜ｔ８
については、ｔ１〜ｔ２の期間と同等に、またｔ４〜ｔ
５、ｔ６〜ｔ７については、ｔ２〜ｔ３の期間と同等に
駆動回路８２からの信号が各スイッチング素子に加えら
れ、動作がなされ、これによって電動機６７の入力端子
６８、６９に交流電流が供給されて回転駆動動作がなさ
れるものとなる。

【００７５】ここで、本実施例においては、（ア）に見
られるようにｔ１〜ｔ２の期間にはスイッチング素子７
４は、３０％の通電比率（デューティ）にてオンオフ動
作を行っており、また（イ）に見られるようにｔ２〜ｔ
３の期間にはスイッチング素子７５が、３０％の通電比
率でオンオフ動作されるため、これらの期間は第１のハ
ーフブリッジインバータ回路７３の両端が短絡された同
時導通期間となる。この同時導通期間には、電池７１の
電圧がほぼすべてチョークコイル７０の両端子間に印加
された形となって、チョークコイル７０に磁気的にエネ
ルギーが蓄えられるものとなる。

【００７６】なお、この状態にあるとき、本実施例では
ダイオード７９、８０が逆阻止状態となり、電動機６７
内の永久磁石８３、８４が回転することによって入力端
子６８、６９間に発生する発生する誘導起電力を、同時
導通によって短絡することは防ぐことができるものとな
っており、したがってそれによって引き起こされるブレ
ーキトルクなどが生ずることもない。

【００７７】同時導通期間が終了すると、チョークコイ
ル７０に蓄えられた磁気的エネルギーは、ダイオード７
９、８０を経て、コンデンサ８１および第２のハーフブ
リッジインバータ回路７６に供給されるものとなるの
で、昇圧チョッパとして動作することができるものとな
る。

【００７８】本実施例では、昇圧された出力電圧はコン
デンサ８１に蓄えられるが、同時導通期間にチョークコ
イル７０に蓄えられた磁気的エネルギーが大きい状態で
は、同時導通期間以外の期間にダイオード７９、８０が
共にオン状態となり、結果としてコンデンサ８１に蓄え
られた昇圧チョッパの出力電圧を有効に利用することが
できるものとなる。

【００７９】なお、請求項１においては、特に２個のダ
イオード７９、８０を使用することは限定されるもので
はないことから、コンデンサ８１の電圧をより有効に利
用する目的で、設計に応じて例えばダイオード７９のみ
にするか、ダイオード８０のみにするというようにして
も良い。 （実施例３）請求項５を用いた実施例３におけるインバ
ータ装置については、回路図の面では実施例１と図１と
全くの同等である。

【００８０】図５は、実施例３のインバータ装置を２０
００ｒｐｍで運転している状態における各部の動作波形
図であり、（ア）はホールＩＣ６０の出力電圧Ｓ１の波
形、（イ）はホールＩＣ６１の出力電圧Ｓ２の波形、
（ウ）はホールＩＣ６２の出力電圧Ｓ３の波形、（エ）
はスイッチング素子４５のオンオフ波形、（オ）はスイ
ッチング素子４６のオンオフ波形、（カ）はスイッチン
グ素子４９のオンオフ波形、（キ）はスイッチング素子
５０のオンオフ波形、（ク）はスイッチング素子５１の
オンオフ波形、（ケ）はスイッチング素子５２のオンオ
フ波形を示しているものである。

【００８１】図５においては、２極着磁構成で２０００
ｒｐｍであることから、電気角６０度は５ｍｓに相当
し、各ホールＩＣの出力信号（ア）〜（ウ）は、いずれ
もハイの期間とローの期間が共に電気角１８０度であ
り、時間は１５ｍｓの波形となる。

【００８２】（エ）〜（ケ）に見られるように、各スイ
ッチング素子はホールＩＣ６０、６１、６２の信号Ｓ
１、Ｓ２、Ｓ３に応じて駆動回路４３からオンオフがな
されるものであるが、同時導通期間であるｔ４〜ｔ６に
ついては、（エ）にみられるようにスイッチング素子４
５は４３％のデューティ（通電比率）でＰＷＭ制御され
ている。

【００８３】また特に本実施例においては、ｔ１〜ｔ３
およびｔ７〜ｔ９の期間においては、駆動回路４３から
のスイッチング素子４５のデューティは６８％の通電比
率でオンオフ制御がなされており、一方ｔ３〜ｔ５にお
いてのスイッチング素子４９の通電比率と、ｔ５〜ｔ７
においてのスイッチング素子５１の通電比率は、いずれ
も２６％という値となっている。

【００８４】これは、第２のハーフブリッジインバータ
回路４７、４８に供給される電圧が、昇圧された出力で
あって、第１のハーフブリッジインバータ回路４４に供
給される電圧よりも高いものであることから、その電圧
の差を通電比率でカバーすることにより、ほぼ同等の電
圧が３相の各巻線に供給されるものとしている。

【００８５】しかし、高速回転での力行のためには、昇
圧された出力電圧をそのまま使用することが必要となる
ため、例えば４０００ｒｐｍといったような高速での動
作では、本実施例においても、（カ）と（ク）のオン期
間のデューティがほぼ１００％とした条件で、運転を行
わせるもので、その場合には、３相のアンバランスが発
生するものとなるが、特に高速での必要トルクが比較的
小であるという応用例には十分な性能を確保できるもの
となり、結果として広範囲の速度条件での駆動に対応し
たインバータ装置が、スイッチング素子の数を増やすこ
となく、比較的簡単な回路構成で実現できるという効果
をあげることができるものとなる。

【００８６】なお、本実施例では各ハーフブリッジイン
バータ回路の上側のスイッチング素子４５、４９、５１
について、駆動回路４３はＰＷＭ（パルス幅制御）で通
電比率を加減して、等価的な電動機３５に印加される電
圧を制御していることにより、例えばブートストラップ
と呼ばれるような方法で、上側のスイッチング素子の駆
動を行う構成を駆動回路４３内に設けて低コストとする
ことも可能であるが、特に上側のスイッチング素子のみ
でのＰＷＭが行われなければならないというものではな
く、逆に下側のスイッチング素子４６、５０、５２を駆
動回路４３によってＰＷＭ制御したり、もしくは上下の
スイッチング素子を電気角６０度毎に切り換えてＰＷＭ
制御してもよく、その場合に各スイッチング素子の導通
期間の前半の６０度をＰＷＭ制御として後半の６０度は
定常的なオン状態が維持されるものとして動作させる
と、電気角６０度毎に行われるスイッチング素子の切換
時において、電動機３５に供給する電流の時間的変化率
（ｄｉ／ｄｔ）が小となる傾向があることから、装置か
ら発せられる騒音は効果的に低減させることができるも
のとなる。 （実施例４）図６は、請求項６を用いた実施例４におけ
るインバータ装置の電動機８６の構成を示している。

【００８７】図６においては、（ア）で示されているよ
うに、固定子８７と回転子８８により構成し、固定し８
７は鉄心９０のティース（歯）と呼ばれる部分に設けた
ティース巻線８９ａ、８９ｂ、８９ｃ、８９ｄ、８９
ｅ、８９ｆ、８９ｇ、８９ｈ、８９ｉ、８９ｊ、８９
ｋ、８９ｌが設けられ、一方回転子８８においては、鉄
心９２の表面に張り付けられた永久磁石９１ａ、９１
ｂ、９１ｃ、９１ｄ、９１ｅ、９１ｆ、９１ｇ、９１ｈ
を、９１ａ、９１ｃ、９１ｅ、９１ｇについては外側に
Ｎ極が着磁し、９１ｂ、９１ｄ、９１ｆ、９１ｈでは逆
極性、すなわち外側がＳ極が表れた状態に着磁を行って
おり、軸９３を中心に回転自在となるように、例えばベ
アリング等の軸受けにて支持したものとなっている。

【００８８】ここで、（イ）で示されているように、テ
ィース巻線８９ａ、８９ｂ、８９ｃ、８９ｄ、８９ｅ、
８９ｆ、８９ｇ、８９ｈ、８９ｉ、８９ｊ、８９ｋ、８
９ｌは、４個ずつの直列回路により、巻線９４、９５、
９６を構成して、３個の巻線９４、９５、９６のそれぞ
れ一方の端子はＮ点で示しているように、１つにまとめ
られた中性点とされ、他の端子はいずれも入力端子９
７、９８、９９が設けられ、三相の構成をとっている。

【００８９】本実施例では電動機８６以外の部分につい
ては、図１で示している実施例１に同等のものであっ
て、図１の入力端子３６、３７、３８それぞれに対し
て、入力端子９７、９８、９９が、代わりとして接続し
ているものである。

【００９０】（イ）において、各ティース巻線の片方に
は黒丸が付されているが、これは各ティース巻線の極性
を示しているものであり、各ティース巻線は、黒丸が付
されている側の端子から電流が供給された場合において
は、内側にＮ極が発生するものである。

【００９１】特に本実施例においては、巻線９４を構成
しているティース巻線８９ａ、８９ｄ、８９ｇ、８９ｊ
については、直径０．６ミリメートルのエナメル線を３
００ターン巻きとし、その他のティース巻線について
は、すべて直径０．５ミリメートルのエナメル線を４２
０ターン巻いて構成している。

【００９２】これにより、昇圧出力が供給される第２の
ハーフブリッジインバータ回路４７、４８から、それぞ
れ供給される巻線９５、９６に関しては、ターン数が巻
線９４に比して大であることから、１ターン当たりの電
圧値の差が抑えられ、従って各ティース部分の磁束の絶
対値の差が抑えられたものとなり、騒音が抑えられると
いう効果が有る。

【００９３】しかし、高速回転での力行のためには、昇
圧された出力電圧をそのまま使用することが必要となる
ため、例えば４０００ｒｐｍといったような高速での動
作では、本実施例においても、ティース間の磁束に関し
て３相のアンバランスが発生するものとなるが、特に高
速での必要トルクが比較的小であるという応用例には十
分な性能を確保できるものとなり、結果として広範囲の
速度条件での駆動に対応したインバータ装置が、スイッ
チング素子の数を増やすことなく、比較的簡単な回路構
成で実現できるという効果をあげることができるものと
なる。

【００９４】さらに高速域までの力行が必要な場合にお
いては、巻線９５、９６を構成している各ティース巻線
を、巻線９４を構成する巻線８９ａ、８９ｄ、８９ｇ、
８９ｊよりも、逆に他のティース巻線よりも巻数小とし
て、速度に対する巻線９５、９６の誘導起電力の発生を
より抑えた形とし、もっと高速域での電流の供給を可能
としてもよい。

【００９５】

【発明の効果】以上のように請求項１は、特に二個以上
の入力端子を有する電動機と、チョークコイルを有する
直流電源と、ダイオードと、コンデンサと、駆動回路
と、２個のスイッチング素子を直列接続して構成したハ
ーフブリッジインバータ回路を複数個有し、第１のハー
フブリッジインバータ回路は、両端を前記直流電源に接
続し、第２のハーフブリッジインバータ回路は、両端に
前記コンデンサを接続し、かつ前記直流電源の出力に前
記ダイオードを通して接続し、各ハーフブリッジインバ
ータ回路のスイッチング素子同士の接続点には、それぞ
れ前記電動機の入力端子を接続し、前記第１のハーフブ
リッジインバータ回路の２個のスイッチング素子は、前
記駆動回路によって同時にオンとなる同時導通期間を有
する構成とすることにより、部品点数が少なく低コスト
でありながら、電動機に供給する電圧を加減でき、よっ
て広い速度範囲に対応した動作が可能なインバータ装置
を提供するものである。

【００９６】また請求項２に記載の発明は、特に請求項
１記載のインバータ装置の第２のハーフブリッジインバ
ータ回路を、高電位側と低電位側にそれぞれダイオード
を接続した上で、直流電源に接続した構成とすることに
より、やはりスイッチング素子の数としては、追加せず
に同時導通期間を設けられる期間をさらに広くすること
ができ、よってさらに電動機にの供給する電圧の可変範
囲を広くして広範囲の速度に対応した動作が可能とな
る、優れたインバータ装置が実現できるものとなる。

【００９７】また請求項３に記載の発明は、特に請求項
１あるいは２いずれか１項記載のインバータ装置の電動
機を永久磁石を有し、ダイオードは同時導通期間に前記
永久磁石によって発生する誘導起電力を逆阻止状態とす
る構成とすることにより、高効率のインバータ装置を実
現するものである。

【００９８】また請求項４に記載の発明は、請求項１〜
３いずれか１項記載のインバータ装置の直流電源を、交
流電源と整流回路で構成し、チョークコイルを前記整流
回路の入力側または出力側に有し、同時導通期間を前記
交流電源の零点付近の位相に設けた構成とすることによ
り、簡単かつ低コストの回路構成でありながら、前記交
流電源から高力率で電力の供給を受けることのできるイ
ンバータ装置を実現するものである。

【００９９】また請求項５に記載の発明は、請求項１〜
４いずれか１項記載のインバータ装置の第１のハーフブ
リッジインバータ回路と第２のハーフブリッジインバー
タ回路を、いずれも２個のスイッチング素子の少なくと
も一方の導通比を制御することにより、電動機の入力電
圧を制御するとともに、前記導通比は第１のハーフブリ
ッジインバータ回路と第２のハーフブリッジインバータ
回路で異なる値とすることにより、騒音や振動を防止し
ながら広い速度範囲での運転、あるいは入力の高力率化
が実現できるインバータ装置を実現できるものである。

【０１００】また請求項６に記載の発明は、請求項１〜
５いずれか１項記載のインバータ装置の電動機を、三個
の入力端子と三相の巻線を有し、前記三相の巻線の内の
少なくとも１個は他の相の巻線と巻き数が異なる構成と
することにより、騒音や振動を防止しながら広い速度範
囲での運転、あるいは入力の高力率化が実現できるイン
バータ装置を実現できるものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例１におけるインバータ装置を示
す回路図

【図２】同、インバータ装置の動作波形図

【図３】実施例２におけるインバータ装置を示す回路図

【図４】同、インバータ装置の動作波形図

【図５】実施例３におけるインバータ装置の動作波形図

【図６】実施例４における電動機の構造図

【図７】従来の技術におけるインバータ装置の回路図

【図８】同、インバータ装置の動作波形図

【符号の説明】

３６、３７、３８、６８、６９ 入力端子 ３５、６７ 電動機 ３９、７０ チョークコイル ４０、７２ 直流電源 ４１、７９、８０ ダイオード ４２、８１ コンデンサ ４３、８２ 駆動回路 ４５、４６、４９、５０、５１、５２、７４、７５、７
７、７８ スイッチング素子 ４４、７３ 第１のハーフブリッジインバータ回路 ４７、４８、７６第２のハーフブリッジインバータ回路 ５３、５４、８３、８４、９１ａ、９１ｂ、９１ｃ、９
１ｄ、９１ｅ、９１ｆ、９１ｇ、９１ｈ 永久磁石 ５５ 交流電源 ５６ 整流回路 ５７、５８、５９ 巻線

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 小林 保道 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 Ｆターム(参考） 5H007 AA02 BB06 CA01 CB12 CC12

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 二個以上の入力端子を有する電動機と、
   チョークコイルを有する直流電源と、ダイオードと、コ
   ンデンサと、駆動回路と、２個のスイッチング素子を直
   列接続して構成したハーフブリッジインバータ回路を複
   数個有し、第１のハーフブリッジインバータ回路は、両
   端を前記直流電源に接続し、第２のハーフブリッジイン
   バータ回路は、両端に前記コンデンサを接続し、かつ前
   記直流電源の出力に前記ダイオードを通して接続し、各
   ハーフブリッジインバータ回路のスイッチング素子同士
   の接続点には、それぞれ前記電動機の入力端子を接続
   し、前記第１のハーフブリッジインバータ回路の２個の
   スイッチング素子は、前記駆動回路によって同時にオン
   となる同時導通期間を有するインバータ装置。
2. 【請求項２】 第２のハーフブリッジインバータ回路
   は、高電位側と低電位側にそれぞれダイオードを接続し
   た上で、直流電源に接続した請求項１に記載のインバー
   タ装置。
3. 【請求項３】 電動機は永久磁石を有し、ダイオードは
   同時導通期間に前記永久磁石によって発生する誘導起電
   力を逆阻止状態とする請求項１または２に記載のインバ
   ータ装置。
4. 【請求項４】 直流電源は、交流電源と整流回路で構成
   し、チョークコイルは前記整流回路の入力側または出力
   側に有し、同時導通期間を前記交流電源の零点付近の位
   相に設けた請求項１〜３のいずれか１項に記載のインバ
   ータ装置。
5. 【請求項５】 第１のハーフブリッジインバータ回路と
   第２のハーフブリッジインバータ回路は、いずれも２個
   のスイッチング素子の少なくとも一方の導通比を制御す
   ることにより、電動機の入力電圧を制御するとともに、
   前記導通比は第１のハーフブリッジインバータ回路と第
   ２のハーフブリッジインバータ回路で異なる値とした請
   求項１〜４のいずれか１項に記載のインバータ装置。
6. 【請求項６】 電動機は三個の入力端子と三相の巻線を
   有し、前記三相の巻線の内の少なくとも１個は他の相の
   巻線と巻き数が異なる請求項１〜５のいずれか１項に記
   載のインバータ装置。