JP2001128079A - 周波数変換器および高周波同調器 - Google Patents
周波数変換器および高周波同調器Info
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/18—Modifications of frequency-changers for eliminating image frequencies
Abstract
(57)【要約】
【課題】 復変換式同調器における２つの局部発振器間
の干渉を防止するさいに発生する、問題を解決した単変
換式の周波数変換器および同調器を提供することが目的
ある。また、２つの周波数変換機を使用するさいに発生
するワット損問題を解決することも目的である。。 【解決手段】 画像除波ミクサー（４４）と局部発振器
（４８〜５１）とで構成した単変換式周波数変換器であ
る。局部発信器は可変周波数発振器（４８）と可変分周
器（４９）とで構成する。可変分周器（４９）は、周波
数が可変周波数発振器（４８）の周波数の約数である局
部発振器信号をミクサー（４４）に送信する。
の干渉を防止するさいに発生する、問題を解決した単変
換式の周波数変換器および同調器を提供することが目的
ある。また、２つの周波数変換機を使用するさいに発生
するワット損問題を解決することも目的である。。 【解決手段】 画像除波ミクサー（４４）と局部発振器
（４８〜５１）とで構成した単変換式周波数変換器であ
る。局部発信器は可変周波数発振器（４８）と可変分周
器（４９）とで構成する。可変分周器（４９）は、周波
数が可変周波数発振器（４８）の周波数の約数である局
部発振器信号をミクサー（４４）に送信する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は高周波同調器に使用
する単変換式周波数変調器に関する。さらに、本発明は
このような周波数変換器を有する高周波同調器にも関す
る。この同調器は多くの用途に使用可能であるが、特定
用途をあげれば、ビル陰共同受信システムからデジタル
情報で変調された高周波信号を受信するデジタルケーブ
ル同調器である。
する単変換式周波数変調器に関する。さらに、本発明は
このような周波数変換器を有する高周波同調器にも関す
る。この同調器は多くの用途に使用可能であるが、特定
用途をあげれば、ビル陰共同受信システムからデジタル
情報で変調された高周波信号を受信するデジタルケーブ
ル同調器である。
【０００２】
【従来の技術】高周波同調器における周波数変換器の基
本的な目的は、高周波信号を増幅することと、その周波
数を固定された中間周波数に変換し、ろ波および復調す
ることである。このような同調器は性能について以下の
条件を満足する必要がある。
本的な目的は、高周波信号を増幅することと、その周波
数を固定された中間周波数に変換し、ろ波および復調す
ることである。このような同調器は性能について以下の
条件を満足する必要がある。
【０００３】（１）信号へのノイズをできるだけ少なく
する。 （２）混変調の発生をできるだけ抑える（混変調は、望
ましくないチャネルの振幅変調であり、例えば２次や３
次の同調器非線形性ため、目的のチャネルに変調が生じ
る）。 （３）目的帯域内の相互変調をできるだけ低くする（相
互変調は、２つかそれ以上のチャネルがビートする結
果、目的のチャネルに存在することがあり、かつ同様な
非線形性によて引き起こされる歪んだトーンを発生する
現象である）。 （４）放送帯域内の周波数の再放射を低く抑える。 （５）デジタル用途では、“近距離”ノイズ劣化を例え
ば１０ｋＨｚ未満より低く抑える。 （６）デジタル用途では、受信チャネルに最小の差動群
遅延を与える。 （７）受信チャネル内の利得リプルを最小限に抑える。 （８）画像チャネル干渉を最小限に抑える。 （９）着信信号のダイナミックレンジを群として、かつ
チャネル間で広くする。 （１０）強い、望ましくないチャネルの存在下で目的の
弱いチャネルの選択性を良好にする。
する。 （２）混変調の発生をできるだけ抑える（混変調は、望
ましくないチャネルの振幅変調であり、例えば２次や３
次の同調器非線形性ため、目的のチャネルに変調が生じ
る）。 （３）目的帯域内の相互変調をできるだけ低くする（相
互変調は、２つかそれ以上のチャネルがビートする結
果、目的のチャネルに存在することがあり、かつ同様な
非線形性によて引き起こされる歪んだトーンを発生する
現象である）。 （４）放送帯域内の周波数の再放射を低く抑える。 （５）デジタル用途では、“近距離”ノイズ劣化を例え
ば１０ｋＨｚ未満より低く抑える。 （６）デジタル用途では、受信チャネルに最小の差動群
遅延を与える。 （７）受信チャネル内の利得リプルを最小限に抑える。 （８）画像チャネル干渉を最小限に抑える。 （９）着信信号のダイナミックレンジを群として、かつ
チャネル間で広くする。 （１０）強い、望ましくないチャネルの存在下で目的の
弱いチャネルの選択性を良好にする。
【０００４】添付図面のうち、図１は公知の単変換式同
調器を示す図である。この同調器は、ＩＦ出力を出力す
る中間周波数（ＩＦ）増幅器２に出力を接続する周波数
変換器１を有する。周波数変換器１は、周波数変換器の
要部を構成する位相同期ループ（ＰＬＬ）シンセサイザ
ー３によって制御する。このシンセサイザーは図１に別
ブロックとして図示してある。
調器を示す図である。この同調器は、ＩＦ出力を出力す
る中間周波数（ＩＦ）増幅器２に出力を接続する周波数
変換器１を有する。周波数変換器１は、周波数変換器の
要部を構成する位相同期ループ（ＰＬＬ）シンセサイザ
ー３によって制御する。このシンセサイザーは図１に別
ブロックとして図示してある。
【０００５】実際上の理由により、周波数変換器の場
合、例えば約１オクターブに制限される周波数範囲で使
用されている。すなわち、より広い周波数範囲をカバー
するためには、周波数範囲を全体をいくつかの（例えば
３つの）帯域に分割する必要がある。この場合、周波数
変換器１は、共通のシンセサイザー３と連係するいくつ
かの（図１の場合には３つの）実質的に同じチャネルと
して構成する。
合、例えば約１オクターブに制限される周波数範囲で使
用されている。すなわち、より広い周波数範囲をカバー
するためには、周波数範囲を全体をいくつかの（例えば
３つの）帯域に分割する必要がある。この場合、周波数
変換器１は、共通のシンセサイザー３と連係するいくつ
かの（図１の場合には３つの）実質的に同じチャネルと
して構成する。
【０００６】図１には、帯域１についてのチャネルを示
すが、他のチャネルについても実質的に同じである。こ
のチャネルは、入力を同調器のＲＦ入力に接続し、出力
を追跡局部発振器除波フィルター５、バッファーステー
ジ６および画像除波フィルター７を介してミクサー９お
よび局部発振器１０を有するミクサー発振器８に接続し
た帯域制限フィルター４を有する。ミクサー／発振器８
の出力については、別なバッファーステージ１１を介し
て増幅器２に接続する。
すが、他のチャネルについても実質的に同じである。こ
のチャネルは、入力を同調器のＲＦ入力に接続し、出力
を追跡局部発振器除波フィルター５、バッファーステー
ジ６および画像除波フィルター７を介してミクサー９お
よび局部発振器１０を有するミクサー発振器８に接続し
た帯域制限フィルター４を有する。ミクサー／発振器８
の出力については、別なバッファーステージ１１を介し
て増幅器２に接続する。
【０００７】フィルター５、７および局部発振器１０は
シンセサイザー３に接続する。このシンセサイザー３に
よって、シンセサイザー３を含む位相同期ループの要部
を構成する局部発振器１０の周波数を制御し、かつフィ
ルター５、７の追跡を制御して、局部発振器除波フィル
ター５により局部発振器１０の周波数を追跡するととも
に、画像除波フィルター７により局部発振器周波数に対
応する画像チャネルを追跡する。
シンセサイザー３に接続する。このシンセサイザー３に
よって、シンセサイザー３を含む位相同期ループの要部
を構成する局部発振器１０の周波数を制御し、かつフィ
ルター５、７の追跡を制御して、局部発振器除波フィル
ター５により局部発振器１０の周波数を追跡するととも
に、画像除波フィルター７により局部発振器周波数に対
応する画像チャネルを追跡する。
【０００８】図１に示した単変換式同調器の場合、フィ
ルター４、７が望ましくないチャネルのすべてをろ波す
るか減衰して、中間周波数にダウン変換する場合に、す
なわち中間周波数が受信チャネルの周波数未満になった
場合に、目的の単チャネルをミクサー９に接続する。混
変調および相互変調を最小限に抑えるためにフィルター
４、７によって、望ましくないチャネルを抑制する。ま
た、画像除波フィルター７によって画像チャネルを抑制
し、かつ局部発信器除波フィルター５によって局部発振
器信号のＲＦ入力への漏れを抑制する。
ルター４、７が望ましくないチャネルのすべてをろ波す
るか減衰して、中間周波数にダウン変換する場合に、す
なわち中間周波数が受信チャネルの周波数未満になった
場合に、目的の単チャネルをミクサー９に接続する。混
変調および相互変調を最小限に抑えるためにフィルター
４、７によって、望ましくないチャネルを抑制する。ま
た、画像除波フィルター７によって画像チャネルを抑制
し、かつ局部発信器除波フィルター５によって局部発振
器信号のＲＦ入力への漏れを抑制する。
【０００９】フィルター５、７として追跡フィルターを
使用する必要があるため、固定フィルターの選択特性を
確保することができない。この結果、同調器の混変調お
よび相互変調特性が劣化する。同様に、固定フィルター
に対して差動群遅延特性や利得リプル特性が悪化する。
使用する必要があるため、固定フィルターの選択特性を
確保することができない。この結果、同調器の混変調お
よび相互変調特性が劣化する。同様に、固定フィルター
に対して差動群遅延特性や利得リプル特性が悪化する。
【００１０】また、通常、局部発振器周波数は受信放送
帯域内にあるため、許容レベルへの再放射を抑制するた
めに、各種の対応や注意深い設計が必要である。さら
に、広い範囲にわたって同調を行なう必要がある各局部
発振器１０は、周波数ステップサイズが比較的小さくな
ければならないため、“近距離（ｃｌｏｓｅ−ｉｎ）”
位相ノイズ特性が比較的よくない。
帯域内にあるため、許容レベルへの再放射を抑制するた
めに、各種の対応や注意深い設計が必要である。さら
に、広い範囲にわたって同調を行なう必要がある各局部
発振器１０は、周波数ステップサイズが比較的小さくな
ければならないため、“近距離（ｃｌｏｓｅ−ｉｎ）”
位相ノイズ特性が比較的よくない。
【００１１】費用対効果の点からみてミクサー発振器８
とシンセサイザー３とを単一の集積回路として構成でき
るが、現状では、さらに高集積度化することは、費用対
効果の面からみて得策ではない。
とシンセサイザー３とを単一の集積回路として構成でき
るが、現状では、さらに高集積度化することは、費用対
効果の面からみて得策ではない。
【００１２】図２は、別な公知の、復変換式同調器を示
す図である。この同調器の場合、帯域制限フィルター２
０をＲＦ入力に接続する。自動利得制御（ＡＧＣ）信号
を受信して、利得を制御し、出力において信号レベルの
範囲を抑制する可変利得増幅器２１にろ波信号を送る。
す図である。この同調器の場合、帯域制限フィルター２
０をＲＦ入力に接続する。自動利得制御（ＡＧＣ）信号
を受信して、利得を制御し、出力において信号レベルの
範囲を抑制する可変利得増幅器２１にろ波信号を送る。
【００１３】ミクサー２３および“アップ（ｕｐ）”位
相同期ループシンセサイザー２５によって制御される局
部発振器２４を有する“アップ”ミクサー／発振器２２
として構成した第１周波数変換器に増幅器２１の出力を
送る。このアップミクサー／発振器２２によって、フィ
ルター２０によって受信帯域より高い固定中間周波数に
制限された信号帯域の全体を変換する。ミクサー２８お
よび“ダウン（ｄｏｗｎ）”位相同期ループシンセサイ
ザー３０によって制御される局部発振器２９を有するダ
ウンミクサー／発振器２７として構成した第２周波数変
換器に固定画像除波フィルター２６を介してミクサー／
発振器２２の出力を接続する。
相同期ループシンセサイザー２５によって制御される局
部発振器２４を有する“アップ”ミクサー／発振器２２
として構成した第１周波数変換器に増幅器２１の出力を
送る。このアップミクサー／発振器２２によって、フィ
ルター２０によって受信帯域より高い固定中間周波数に
制限された信号帯域の全体を変換する。ミクサー２８お
よび“ダウン（ｄｏｗｎ）”位相同期ループシンセサイ
ザー３０によって制御される局部発振器２９を有するダ
ウンミクサー／発振器２７として構成した第２周波数変
換器に固定画像除波フィルター２６を介してミクサー／
発振器２２の出力を接続する。
【００１４】ミクサー／発振器２７によって、例えば、
図１に示す単変換式同調器の場合と同じ中間周波数であ
る、より低い中間周波数に目的のチャネルを変換する。
ミクサー／発振器２７の出力を増幅器３１を介して接続
し、ＩＦ出力を出力する。
図１に示す単変換式同調器の場合と同じ中間周波数であ
る、より低い中間周波数に目的のチャネルを変換する。
ミクサー／発振器２７の出力を増幅器３１を介して接続
し、ＩＦ出力を出力する。
【００１５】受信した周波数帯域の全体をアップ変換す
るためには、第１変換器２２に高い信号処理能力を与え
て、混変調および相互変調を最小限に抑制する必要があ
る。アップコンバーターは同調範囲が広いため、潜在的
には、位相ノイズ特性がよくない。これを代償するため
には、“近距離”位相ノイズを制御する粗ステップサイ
ズの、低ノイズ位相同期ループを使用すればよい。一
方、ダウンコンバーター２８は同調範囲がきわめて狭い
ため、位相ノイズ特性がすぐれている。従って、小さな
微同調ステップを使用して、正確な同調調整を行なうこ
とができる。
るためには、第１変換器２２に高い信号処理能力を与え
て、混変調および相互変調を最小限に抑制する必要があ
る。アップコンバーターは同調範囲が広いため、潜在的
には、位相ノイズ特性がよくない。これを代償するため
には、“近距離”位相ノイズを制御する粗ステップサイ
ズの、低ノイズ位相同期ループを使用すればよい。一
方、ダウンコンバーター２８は同調範囲がきわめて狭い
ため、位相ノイズ特性がすぐれている。従って、小さな
微同調ステップを使用して、正確な同調調整を行なうこ
とができる。
【００１６】十分な混変調および相互変調を実現するた
めには、アップコンバーター２２の設計に注意が必要で
あるが、復変換式同調器の場合、強い、望ましくないチ
ャネルの存在下では、目的の弱いチャネルの選択特性が
さらに悪くなる。
めには、アップコンバーター２２の設計に注意が必要で
あるが、復変換式同調器の場合、強い、望ましくないチ
ャネルの存在下では、目的の弱いチャネルの選択特性が
さらに悪くなる。
【００１７】図２に示した復変換式同調器は、常時作動
し、かつクロス混合によって相互に干渉するか、必要と
する周波数以外の混合周波数が発生する恐れがある２つ
の発振器２４、１９で構成している。実際、コストの低
い通常のパッケージを使用する復変換式同調器の単集積
化の場合、局部発振器間に必要な分離レベルを実現する
ことはきわめて困難である。また、必要なダイナミック
レンジを実現するためには、所定のパッケージで許され
る最大のワット損で２つの周波数変換機を使用する必要
があるが、こうすると、電力に制限があるため、アップ
コンバーターとダウンコンバーターとを一つのパッケー
ジで組合せることが難しくなる。さらに、復変換式同調
器は２つのシンセサイザーだけでなく、アップコンバー
ターとダウンコンバートも使用する。この結果、回路面
積が大きくなり、費用対効果の点からみて集積化するの
が難しくなる。単パッケージを使用するさいの干渉およ
びワット損の問題が経済的に解決できたしても、依然と
して同じである。
し、かつクロス混合によって相互に干渉するか、必要と
する周波数以外の混合周波数が発生する恐れがある２つ
の発振器２４、１９で構成している。実際、コストの低
い通常のパッケージを使用する復変換式同調器の単集積
化の場合、局部発振器間に必要な分離レベルを実現する
ことはきわめて困難である。また、必要なダイナミック
レンジを実現するためには、所定のパッケージで許され
る最大のワット損で２つの周波数変換機を使用する必要
があるが、こうすると、電力に制限があるため、アップ
コンバーターとダウンコンバーターとを一つのパッケー
ジで組合せることが難しくなる。さらに、復変換式同調
器は２つのシンセサイザーだけでなく、アップコンバー
ターとダウンコンバートも使用する。この結果、回路面
積が大きくなり、費用対効果の点からみて集積化するの
が難しくなる。単パッケージを使用するさいの干渉およ
びワット損の問題が経済的に解決できたしても、依然と
して同じである。
【００１８】ＷＯ／９７０８８４３には、きわめて広い
高周波範囲にわたって信号を受信できる汎用モジュール
として構成された複雑な構成が開示されている。この構
成の一つの動作モードでは、切り換え可能な分周器を介
して、そして場合によっては分流接続を使用して、局部
発信器信号を受信するミクサーで単変換を行なう。
高周波範囲にわたって信号を受信できる汎用モジュール
として構成された複雑な構成が開示されている。この構
成の一つの動作モードでは、切り換え可能な分周器を介
して、そして場合によっては分流接続を使用して、局部
発信器信号を受信するミクサーで単変換を行なう。
【００１９】ＧＢ２１８８８０４には、ミクサーが発振
器信号をマルチプレクサーの出力から受信する周波数シ
ンセサイザーが記載されている。このマルチプレクサー
の入力については、ミクサーが局部発振器から直接、あ
るいは２で割った（ｄｉｖｉｄｅ−ｂｙ−ｔｗｏ）回路
を介して、あるいは４で割った（ｄｉｖｉｄｅ−ｂｙ−
ｆｏｕｒ）回路を介して発信器信号を受信するように接
続する。なお、２で割った回路の接続は縦続接続でる。
器信号をマルチプレクサーの出力から受信する周波数シ
ンセサイザーが記載されている。このマルチプレクサー
の入力については、ミクサーが局部発振器から直接、あ
るいは２で割った（ｄｉｖｉｄｅ−ｂｙ−ｔｗｏ）回路
を介して、あるいは４で割った（ｄｉｖｉｄｅ−ｂｙ−
ｆｏｕｒ）回路を介して発信器信号を受信するように接
続する。なお、２で割った回路の接続は縦続接続でる。
【００２０】ＧＢ１４２０２７１には、２０、１５、１
２および１０の分周比で分周する積分分周器を介して出
力をミクサーに送る水晶制御式局部発信器を有する周波
数変換機が開示されている。
２および１０の分周比で分周する積分分周器を介して出
力をミクサーに送る水晶制御式局部発信器を有する周波
数変換機が開示されている。
【００２１】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、復変
換式同調器における２つの局部発振器間の干渉を防止す
るさいに発生する問題を解決した単変換式の周波数変換
器および同調器を提供することである。また、２つの周
波数変換機を使用するさいに発生するワット損問題を解
決することも本発明の目的である。
換式同調器における２つの局部発振器間の干渉を防止す
るさいに発生する問題を解決した単変換式の周波数変換
器および同調器を提供することである。また、２つの周
波数変換機を使用するさいに発生するワット損問題を解
決することも本発明の目的である。
【００２２】
【課題を解決するための手段】本発明の第１態様によれ
ば、ミクサーと局部発振器とで構成され、この局部発振
器が可変周波数発振器と、この可変周波数発振器から可
変周波数信号を受信するとともに、周波数が、それぞれ
が１以上である複数の整数のうちの任意の一つの整数に
よって分周された可変周波数信号の周波数に等しい局部
発振器信号をミクサーに送る可変分周器とを有する単変
換式周波数変換器において、上記ミクサーが画像除波ミ
クサーであることを特徴とする単変換式周波数変換器が
提供される。
ば、ミクサーと局部発振器とで構成され、この局部発振
器が可変周波数発振器と、この可変周波数発振器から可
変周波数信号を受信するとともに、周波数が、それぞれ
が１以上である複数の整数のうちの任意の一つの整数に
よって分周された可変周波数信号の周波数に等しい局部
発振器信号をミクサーに送る可変分周器とを有する単変
換式周波数変換器において、上記ミクサーが画像除波ミ
クサーであることを特徴とする単変換式周波数変換器が
提供される。
【００２３】上記可変分周器は、複数の２で割ったステ
ージと、入力をこれら２で割ったステージの出力に接続
するマルチプレクサーとで構成することができる。ま
た、この可変周波数発振器は、１オクターブ以上の周波
数範囲にわたって同調できるように構成することも可能
である。
ージと、入力をこれら２で割ったステージの出力に接続
するマルチプレクサーとで構成することができる。ま
た、この可変周波数発振器は、１オクターブ以上の周波
数範囲にわたって同調できるように構成することも可能
である。
【００２４】上記可変周波数発振器は、周波数シンセサ
イザーの要部を含んで構成することができる。
イザーの要部を含んで構成することができる。
【００２５】上記ミクサーは、非周波数選択信号経路を
介して信号源に接続することができる。
介して信号源に接続することができる。
【００２６】また、上記ミクサーの入力は、自動利得制
御回路を介して信号入力に接続することができる。
御回路を介して信号入力に接続することができる。
【００２７】さらに、上記ミクサーの入力は、複数の入
力ステージを介して信号入力に接続することができる。
力ステージを介して信号入力に接続することができる。
【００２８】また、上記変換器は単一チップ集積回路と
して構成することができる。
して構成することができる。
【００２９】本発明の第２の態様によれば、上記第１の
態様の変換器を有する高周波同調器が提供される。
態様の変換器を有する高周波同調器が提供される。
【００３０】上記同調器は、デジタル同調器として構成
することができる。
することができる。
【００３１】上記同調器は、ケーブル同調器として構成
することができる。
することができる。
【００３２】上記同調器は、単一チップ集積回路として
構成することができる。
構成することができる。
【００３３】以上のように、本発明によれば、復変換式
同調器における２つの局部発振器間の干渉を防止するさ
いに発生する問題を解決した単変換式の周波数変換器お
よび同調器を提供することができる。また、２つの周波
数変換機を使用するさいに発生するワット損問題を解決
することも可能である。さらに、一つのシンセサイザー
のみですむため、回路全体を単一チップ集積回路として
構成でき、費用対効果がきわめて高い。
同調器における２つの局部発振器間の干渉を防止するさ
いに発生する問題を解決した単変換式の周波数変換器お
よび同調器を提供することができる。また、２つの周波
数変換機を使用するさいに発生するワット損問題を解決
することも可能である。さらに、一つのシンセサイザー
のみですむため、回路全体を単一チップ集積回路として
構成でき、費用対効果がきわめて高い。
【００３４】このような周波数変換機および同調器は、
従来の単変換式構成がもつ利点のすべてを備えている。
さらに、局部発振器周波数は受信信号帯域外であるた
め、入力からの再放射を防止するための局部発信器除波
フィルターが不要になる。加えて、局部発振器信号のミ
クサーの入力への漏れを十分に低いレベルに抑えること
ができるため、実質的な干渉が発生しない。
従来の単変換式構成がもつ利点のすべてを備えている。
さらに、局部発振器周波数は受信信号帯域外であるた
め、入力からの再放射を防止するための局部発信器除波
フィルターが不要になる。加えて、局部発振器信号のミ
クサーの入力への漏れを十分に低いレベルに抑えること
ができるため、実質的な干渉が発生しない。
【００３５】また、周波数変換器と入力との間に追跡フ
ィルターがないため、同調器特性の他の劣化源もなくな
る。特に、追跡フィルターが発生する差動群遅延および
利得リプルがなくなる。このように、単変換式構成の利
点に加えて、復変換式構成の利点の多くを実現すること
ができる。従って、例えば、単一チップデジタルケーブ
ル同調器として使用することができる同調器の単一チッ
プ集積化を経済的に実現することが可能になる。
ィルターがないため、同調器特性の他の劣化源もなくな
る。特に、追跡フィルターが発生する差動群遅延および
利得リプルがなくなる。このように、単変換式構成の利
点に加えて、復変換式構成の利点の多くを実現すること
ができる。従って、例えば、単一チップデジタルケーブ
ル同調器として使用することができる同調器の単一チッ
プ集積化を経済的に実現することが可能になる。
【００３６】局部発振器内部の帯域切り換えに相当する
ものを使用するため、周波数変換器を複数のチャネルに
分割する必要がない。また、周波数変換器それ自体だけ
でなく、共通のシンセサイザーとのインターフェースも
構成を簡単にすることができる。
ものを使用するため、周波数変換器を複数のチャネルに
分割する必要がない。また、周波数変換器それ自体だけ
でなく、共通のシンセサイザーとのインターフェースも
構成を簡単にすることができる。
【００３７】
【発明の実施の形態】以下、例示のみを目的として、本
発明を添付図面について説明する。図１は、公知の単変
換式同調器の要部を示すブロック回路図である。図２
は、公知の復変換式同調器を示すブロック回路図であ
る。図３は、本発明の一実施態様を示す周波数変換器お
よび同調器を示すブロック回路図である。図４は、図３
に示した周波数変換器の画像除波ミクサーのひとつの組
み込み方法を示すブロック回路図である。図５は、図３
の周波数変換器の基準発振器を示すブロック回路図であ
る。なお、図中同符号は同部分を示す。
発明を添付図面について説明する。図１は、公知の単変
換式同調器の要部を示すブロック回路図である。図２
は、公知の復変換式同調器を示すブロック回路図であ
る。図３は、本発明の一実施態様を示す周波数変換器お
よび同調器を示すブロック回路図である。図４は、図３
に示した周波数変換器の画像除波ミクサーのひとつの組
み込み方法を示すブロック回路図である。図５は、図３
の周波数変換器の基準発振器を示すブロック回路図であ
る。なお、図中同符号は同部分を示す。
【００３８】図３に、周波数変換器と高周波同調器要部
を示す。一例としてであるが、この同調器は、共通のア
ンテナ入力４０を有し、かつデプレクサー４１によって
同調器に接続されたビル陰共同受信ネットワークに使用
する形式のものである。この同調器は、入力をデプレク
サー４１に接続し、かつ出力を単変換式周波数変換器４
３に接続する自動利得制御増幅器４２で構成する。ま
た、周波数変換器４３は、ＡＧＣ増幅器４２からバッフ
ァーステージ４５を介して入力信号を受信し、かつ別な
バッファーステージ４６を介して標準中間周波数（Ｉ
Ｆ）信号またはニアゼロ（ｎｅａｒ ｚｅｒｏ）中間周
波数（ＮＺＩＦ）信号を出力４７に送信する画像除波式
のミクサー４４で構成する。
を示す。一例としてであるが、この同調器は、共通のア
ンテナ入力４０を有し、かつデプレクサー４１によって
同調器に接続されたビル陰共同受信ネットワークに使用
する形式のものである。この同調器は、入力をデプレク
サー４１に接続し、かつ出力を単変換式周波数変換器４
３に接続する自動利得制御増幅器４２で構成する。ま
た、周波数変換器４３は、ＡＧＣ増幅器４２からバッフ
ァーステージ４５を介して入力信号を受信し、かつ別な
バッファーステージ４６を介して標準中間周波数（Ｉ
Ｆ）信号またはニアゼロ（ｎｅａｒ ｚｅｒｏ）中間周
波数（ＮＺＩＦ）信号を出力４７に送信する画像除波式
のミクサー４４で構成する。
【００３９】さらに、周波数変換器４３はミクサー４４
に同相（Ｉ）かつ直角位相（Ｑ）の局部発振器信号を送
信する局部発振器を有する。この局部発信器は、出力を
帯域切り換え装置４９に接続した可変周波数発振器４８
で構成する。この発振器４８は、発信周波数を決定し、
かつ位相同期ループ式のシンセサイザー５１によって制
御されるタンク回路５０を有する。このシンセサイザー
５１は、上記装置４９による帯域切り換えを制御するも
のでもある。
に同相（Ｉ）かつ直角位相（Ｑ）の局部発振器信号を送
信する局部発振器を有する。この局部発信器は、出力を
帯域切り換え装置４９に接続した可変周波数発振器４８
で構成する。この発振器４８は、発信周波数を決定し、
かつ位相同期ループ式のシンセサイザー５１によって制
御されるタンク回路５０を有する。このシンセサイザー
５１は、上記装置４９による帯域切り換えを制御するも
のでもある。
【００４０】ミクサー４４としては任意の形式の画像除
波ミクサーが使用できる。すなわち、図４に示した形式
の画像除波ミクサーは単に例示を目的としたものであ
る。この画像除波ミクサーは、ＲＦ入力信号を受信し、
かつ同相（ＳＩＮ）かつ直角位相（ＣＯＳ）の信号を局
部発振器から受信する第１混合回路６１および第２混合
回路６２で構成する。この混合回路６１が目的の信号を
Ａ．ｓｉｎ（ｗｔ）として、画像信号をＢ．ｓｉｎ（−
ｗｔ）＝Ｂ．ｓｉｎ（ｗｔ）として送信する。また、混
合回路６２は目的信号をＡ．ｃｏｓ（ｗｔ）として、画
像信号をＢ．ｃｏｓ（−ｗｔ）＝Ｂ．ｃｏｓ（ｗｔ）と
して送信する。混合回路６２の一つからの望ましい信号
および画像信号を９０°位相シフト回路６３に送信し、
望ましい信号をＡ．ｓｉｎ（ｗｔ）に、そして画像信号
をＢ．ｓｉｎ（ｗｔ）に変換する。混合回路６１および
位相シフト回路６３の出力を加算回路６４に送信し、望
ましい信号を加算する一方で、画像信号を相殺する。
波ミクサーが使用できる。すなわち、図４に示した形式
の画像除波ミクサーは単に例示を目的としたものであ
る。この画像除波ミクサーは、ＲＦ入力信号を受信し、
かつ同相（ＳＩＮ）かつ直角位相（ＣＯＳ）の信号を局
部発振器から受信する第１混合回路６１および第２混合
回路６２で構成する。この混合回路６１が目的の信号を
Ａ．ｓｉｎ（ｗｔ）として、画像信号をＢ．ｓｉｎ（−
ｗｔ）＝Ｂ．ｓｉｎ（ｗｔ）として送信する。また、混
合回路６２は目的信号をＡ．ｃｏｓ（ｗｔ）として、画
像信号をＢ．ｃｏｓ（−ｗｔ）＝Ｂ．ｃｏｓ（ｗｔ）と
して送信する。混合回路６２の一つからの望ましい信号
および画像信号を９０°位相シフト回路６３に送信し、
望ましい信号をＡ．ｓｉｎ（ｗｔ）に、そして画像信号
をＢ．ｓｉｎ（ｗｔ）に変換する。混合回路６１および
位相シフト回路６３の出力を加算回路６４に送信し、望
ましい信号を加算する一方で、画像信号を相殺する。
【００４１】図５は、可変周波数発振器４８および帯域
切り換え装置４９の概略図である。装置４９は、出力を
マルチプレクサー７４に接続した、４つの縦続接続によ
る２で割った回路７０〜７３で構成する。マルチプレク
サー７４が、２で割った回路７０〜７３のどの出力をマ
ルチプレクサー７４に、従ってミクサー４４に接続した
かを選択するシンセサイザー５１からの帯域選択信号を
受信する。
切り換え装置４９の概略図である。装置４９は、出力を
マルチプレクサー７４に接続した、４つの縦続接続によ
る２で割った回路７０〜７３で構成する。マルチプレク
サー７４が、２で割った回路７０〜７３のどの出力をマ
ルチプレクサー７４に、従ってミクサー４４に接続した
かを選択するシンセサイザー５１からの帯域選択信号を
受信する。
【００４２】図５に示した周波数は、例えば、図３に概
略を示した形式のビル陰共同通信からチャネルを選択す
るために使用する周波数である。このように、発振器４
８が、１オクターブをわずかに超える範囲で、この場合
には０．９６〜２．０８ＧＨｚの範囲で同調可能な出力
信号を発信する。すなわち、マルチプレクサー７４は、
０．４８〜１．０４ＧＨｚ、０．２４〜０．５２ＧＨ
ｚ、１２０〜２６０ＭＨｚおよび６０〜１３０ＭＨｚの
周波数帯域から選択する。中間周波数、ＵＫの場合で
は、例えば３６ＭＨｚで使用した場合、同調範囲が２４
〜９２０ＭＨｚになり、放送範囲を十分以上にカバーで
きる。
略を示した形式のビル陰共同通信からチャネルを選択す
るために使用する周波数である。このように、発振器４
８が、１オクターブをわずかに超える範囲で、この場合
には０．９６〜２．０８ＧＨｚの範囲で同調可能な出力
信号を発信する。すなわち、マルチプレクサー７４は、
０．４８〜１．０４ＧＨｚ、０．２４〜０．５２ＧＨ
ｚ、１２０〜２６０ＭＨｚおよび６０〜１３０ＭＨｚの
周波数帯域から選択する。中間周波数、ＵＫの場合で
は、例えば３６ＭＨｚで使用した場合、同調範囲が２４
〜９２０ＭＨｚになり、放送範囲を十分以上にカバーで
きる。
【００４３】図３に示した回路全体は単一チップ集積回
路として構成することができる。出力４７は、ＩＦフィ
ルター／増幅器装置や直角位相振幅変調デコーダーなど
の他の装置に接続する。このような装置を同じ単一チッ
プ集積回路に組み込むと、単一チップデジタル前置イン
ターフェースモジュールを構成することができる。
路として構成することができる。出力４７は、ＩＦフィ
ルター／増幅器装置や直角位相振幅変調デコーダーなど
の他の装置に接続する。このような装置を同じ単一チッ
プ集積回路に組み込むと、単一チップデジタル前置イン
ターフェースモジュールを構成することができる。
【００４４】
【発明の効果】以上のように、本発明によれば、デジタ
ル同調器の全回路を通常パッケージで経済的に製造でき
る単一集積回路を提供することができる。回路量は、ワ
ット損と同様に、このようなパッケージに見合うもので
ある。コストの高い、あるいは複雑な分離技術が必要な
く、またデジタルケーブル同調器やその他の同調器の特
性基準を満足する単一チップ同調器を提供できる。
ル同調器の全回路を通常パッケージで経済的に製造でき
る単一集積回路を提供することができる。回路量は、ワ
ット損と同様に、このようなパッケージに見合うもので
ある。コストの高い、あるいは複雑な分離技術が必要な
く、またデジタルケーブル同調器やその他の同調器の特
性基準を満足する単一チップ同調器を提供できる。
【図１】公知の単変換式同調器の要部を示すブロック回
路図である。
路図である。
【図２】公知の復変換式同調器を示すブロック回路図で
ある。
ある。
【図３】本発明の一実施態様を示す周波数変換器および
同調器を示すブロック回路図である。
同調器を示すブロック回路図である。
【図４】図３に示した周波数変換器の画像除波ミクサー
のひとつの組み込み方法を示すブロック回路図である。
のひとつの組み込み方法を示すブロック回路図である。
【図５】図３の周波数変換器の基準発振器を示すブロッ
ク回路図である。
ク回路図である。
４０：信号源、信号入力 ４２：自動利得制御回路 ４４：ミクサー ４８〜５１：局部発振器 ４８、５０、５１：シンセサイザー ４９：可変分周器 ７０〜７３：２で割ったステージ ７４：マルチプレクサー
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成１２年１０月５日（２０００．１０．
５）
５）
【手続補正１】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】全図
【補正方法】変更
【補正内容】
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
Claims (12)
- 【請求項１】 ミクサー（４４）と局部発振器（４８〜
５１）とで構成され、この局部発振器（４８〜５１）が
可変周波数発振器（４８）と、この可変周波数発振器
（４８）から可変周波数信号を受信するとともに、周波
数が、それぞれが１以上である複数の整数のうちの任意
の一つの整数によって分周された可変周波数信号の周波
数に等しい局部発振器信号をミクサー（４４）に送る可
変分周器（４９）とを有する単変換式周波数変換器にお
いて、上記ミクサーが画像除波ミクサー（４４）である
ことを特徴とする単変換式周波数変換器。 - 【請求項２】 上記可変分周器（４９）は、複数の２で
割ったステージ（７０〜７３）と、入力をこれら２で割
ったステージ（７０〜７３）の出力に接続するマルチプ
レクサー（７４）とを有することを特徴とする請求項１
の変換器。 - 【請求項３】 上記可変周波数発振器（４８）を１オク
ターブ以上の周波数範囲にわたって同調できるようにし
たことを特徴とする請求項２の変換器。 - 【請求項４】 上記可変周波数発振器（４８）を周波数
シンセサイザー（４８、５０、５１）の要部を含んで構
成したことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項の
変換器。 - 【請求項５】 上記ミクサー（４４）を非周波数選択信
号経路を介して信号源（４０）に接続したことを特徴と
する請求項１〜４のいずれか１項の変換器 - 【請求項６】 上記ミクサー（４４）の入力を自動利得
制御回路（４２）を介して信号入力（４６）に接続した
ことを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項の変換
器。 - 【請求項７】 上記ミクサー（４４）の入力を複数の入
力ステージを介して信号入力（４０）に接続したことを
特徴とする請求項１〜６のいずれか１項の変換器。 - 【請求項８】 単一チップ集積回路として構成したこと
を特徴とする請求項１〜７のいずれか１項の変換器。 - 【請求項９】 請求項１〜８のいずれか１項の変換器
（４３）を有することを特徴とする高周波同調器。 - 【請求項１０】 デジタル同調器として構成したことを
特徴とする請求項９の同調器。 - 【請求項１１】 ケーブル同調器として構成したことを
特徴とする請求項９または１０の同調器。 - 【請求項１２】 単一チップ集積回路として構成したこ
とを特徴とする請求項９〜１１のいずれか１項の同調
器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| GB9921813.3 | 1999-09-16 | ||
| GBGB9921813.3A GB9921813D0 (en) | 1999-09-16 | 1999-09-16 | Frequency converter and radio frequency tuner |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001128079A true JP2001128079A (ja) | 2001-05-11 |
Family
ID=10860968
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000279588A Pending JP2001128079A (ja) | 1999-09-16 | 2000-09-14 | 周波数変換器および高周波同調器 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6901248B1 (ja) |
| EP (1) | EP1085652A3 (ja) |
| JP (1) | JP2001128079A (ja) |
| GB (1) | GB9921813D0 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8818317B2 (en) | 2010-06-29 | 2014-08-26 | Nec Corporation | Frequency converter and receiver that uses the frequency converter |
Families Citing this family (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CA2281236C (en) | 1999-09-01 | 2010-02-09 | Tajinder Manku | Direct conversion rf schemes using a virtually generated local oscillator |
| EP1215820A3 (en) * | 2000-12-05 | 2004-04-14 | Zarlink Semiconductor Limited | Radio frequency tuner |
| US6675003B1 (en) * | 2000-12-07 | 2004-01-06 | Sirf Technology, Inc. | L1/L2 GPS receiver |
| GB2398943B (en) * | 2003-02-28 | 2005-08-31 | Zarlink Semiconductor Ltd | Tuner |
| EP1756948A2 (en) * | 2004-06-08 | 2007-02-28 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Frequency tunable arrangement |
| US8331896B2 (en) | 2009-07-10 | 2012-12-11 | Theta S.A. | Method of operation of a passive high-frequency image reject mixer |
| US8275338B2 (en) * | 2009-07-10 | 2012-09-25 | Theta S.A. | Passive high frequency image reject mixer |
| WO2011036331A1 (en) * | 2009-09-22 | 2011-03-31 | Nokia Corporation | Adjustable circuit architecture |
| EP2388921B1 (en) * | 2010-05-21 | 2013-07-17 | Nxp B.V. | Integrated circuits with frequency generating circuits |
| JP6611441B2 (ja) * | 2014-02-28 | 2019-11-27 | 地方独立行政法人東京都立産業技術研究センター | 周波数変換ユニット、計測システム及び計測方法 |
Family Cites Families (17)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| JPS5113279A (ja) * | 1974-07-11 | 1976-02-02 | Suwa Seikosha Kk | |
| US3959737A (en) * | 1974-11-18 | 1976-05-25 | Engelmann Microwave Co. | Frequency synthesizer having fractional frequency divider in phase-locked loop |
| US4169385A (en) * | 1978-02-21 | 1979-10-02 | Picker Corporation | Frequency synthesizer apparatus and method in ultrasonic imaging |
| US4422052A (en) * | 1981-05-29 | 1983-12-20 | Rca Corporation | Delay circuit employing active bandpass filter |
| US4792987A (en) * | 1985-01-09 | 1988-12-20 | Starke Electronics, Inc. | Antenna coupling amplifier and converter system |
| US5060297A (en) * | 1988-04-04 | 1991-10-22 | Ma John Y | TVRO receiver system with tracking filter for rejection of image frequencies |
| US6014386A (en) * | 1989-10-30 | 2000-01-11 | Videocom, Inc. | System and method for high speed communication of video, voice and error-free data over in-wall wiring |
| US5192999A (en) * | 1991-04-25 | 1993-03-09 | Compuadd Corporation | Multipurpose computerized television |
| US5999802A (en) * | 1993-06-04 | 1999-12-07 | Rca Thomson Licensing Corporation | Direct conversion tuner |
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| GB2311194B (en) * | 1996-03-12 | 2000-05-31 | Nokia Mobile Phones Ltd | Transmitting and receiving radio signals |
| US5852772A (en) * | 1997-02-25 | 1998-12-22 | Ericsson Inc. | Receiver IF system with active filters |
| JPH10256932A (ja) * | 1997-03-10 | 1998-09-25 | Alps Electric Co Ltd | アナログ・ディジタル放送共用受信チューナ |
| US6163684A (en) * | 1997-08-01 | 2000-12-19 | Microtune, Inc. | Broadband frequency synthesizer |
| DE19819038C2 (de) * | 1998-04-28 | 2002-01-03 | Rohde & Schwarz | Frequenzumsetzeranordnung für Hochfrequenzempfänger oder Hochfrequenzgeneratoren |
| US6169569B1 (en) * | 1998-05-22 | 2001-01-02 | Temic Telefumken | Cable modem tuner |
-
1999
- 1999-09-16 GB GBGB9921813.3A patent/GB9921813D0/en not_active Ceased
-
2000
- 2000-09-08 EP EP00307801A patent/EP1085652A3/en not_active Withdrawn
- 2000-09-11 US US09/658,745 patent/US6901248B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2000-09-14 JP JP2000279588A patent/JP2001128079A/ja active Pending
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8818317B2 (en) | 2010-06-29 | 2014-08-26 | Nec Corporation | Frequency converter and receiver that uses the frequency converter |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
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| GB9921813D0 (en) | 1999-11-17 |
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| EP1085652A3 (en) | 2003-10-01 |
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