JP2001024778A - 到来する通信信号が音声信号であるか又は周期信号であるかを検出するための方法、エコーキャンセラのフィルタ係数の適応を制御する方法及び通信システムにおけるエコーをキャンセルするために使用されるエコーキャンセラ - Google Patents

到来する通信信号が音声信号であるか又は周期信号であるかを検出するための方法、エコーキャンセラのフィルタ係数の適応を制御する方法及び通信システムにおけるエコーをキャンセルするために使用されるエコーキャンセラ

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JP2001024778A
JP2001024778A JP2000140405A JP2000140405A JP2001024778A JP 2001024778 A JP2001024778 A JP 2001024778A JP 2000140405 A JP2000140405 A JP 2000140405A JP 2000140405 A JP2000140405 A JP 2000140405A JP 2001024778 A JP2001024778 A JP 2001024778A
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クリントヴォルト アンドレ
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ホーグル エリック
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    • H04M9/082—Two-way loud-speaking telephone systems with means for conditioning the signal, e.g. for suppressing echoes for one or both directions of traffic using echo cancellers

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Abstract

(57)【要約】 【課題】 周期信号の存在を迅速に検出し、フィルタ係
数の高速な収束のために最適化されたエコーキャンセラ
及び方法を提供することである。 【解決手段】 上記課題は、方法において、構成可能な
最大振幅制限値を設定し、計数間隔が前記低い方の振幅
制限値と最大振幅制限値との間に含まれる値の範囲によ
って決定されるように構成可能な低い方の振幅制限値を
設定し、到来する通信信号をサンプルするための構成可
能な評価時間を設定し、評価時間の間に到来する通信信
号をサンプルし、計数間隔内の値を有するサンプルの個
数の計数値を検出し、到来する通信信号が音声信号であ
るか又は周期信号であるかを検出することによって解決
される。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、到来する通信信号
が音声信号であるか又は周期信号であるかを検出するた
めの方法、エコーキャンセラのフィルタ係数の適応を制
御する方法及び通信システムにおけるエコーをキャンセ
ルするために使用されるエコーキャンセラであって、通
信信号を送信及び受信するための入力側及び出力側を有
する、エコーキャンセラに関する。言い換えれば、本発
明は、一般的にテレコミュニケーション分野に関し、と
りわけ電話システムにおけるエコーキャンセレーション
に関する。
【０００２】
【従来の技術】エコーキャンセラは通常は、通信ライン
における信号の反射のために発生しうる音響的及び電気
的エコーを除去するために電話システムにおいて使用さ
れる。電気的エコーのいくつかのケースはハイブリッド
回路分離（hybrid circuit splits）又は加入者ループ
における不完全なターミネーションに起因する。ハイブ
リッド回路は４ワイヤラインを２ワイヤラインに構内交
換機（ＰＢＸ）においてコンバートする装置である。音
響エコーはシステムで使用されるマイクロフォンの貧弱
なアイソレーションのためにスピーカフォンシステムに
おいて発生しうる。これらの電気的及び音響的エコーは
システムを介する伝送の品質を乱し、これによって通信
システムのユーザ間の会話の品質に影響を与える。
【０００３】高い品質及びきれいなデータ伝送を保障す
るために、ＩＴＵ-Ｔ（International Telecommunicati
ons Union, Telecommunications Standardization Sect
or）はそのＧ.１３１推奨においてエコーキャンセラの
使用を示唆している。エコーキャンセラの使用は５０ミ
リ秒より大きい全往復伝送時間を有するデータリンクに
対してはきわめて望ましい。大抵の場合、ユーザは５０
ミリ秒より小さい往復時間の場合にはエコーを聞き取れ
ない。
【０００４】エコーキャンセラは通常多くの様々なタイ
プの電話システムにおいて使用される。例えば、これら
エコーキャンセラは非同期転送モードネットワーク（Ａ
ＴＭ）、同期デジタルハイアラーキ（ＳＤＨ）ネットワ
ーク、Plesiochronous デジタルハイアラーキ（ＰＤ
Ｈ）ネットワーク、インターネットプロトコル（ＩＰ）
ネットワーク又は移動サービス交換センタ（ＭＳＣ）に
おいて使用される。
【０００５】多くのエコーキャンセラはユーザの最も近
くのハイブリッドによって導入されるエコーの推定を計
算するためにアダプティブリニアフィルタを使用する。
これらのアダプティブリニアフィルタは音声信号が検出
されている間に解に収束するためにコンスタントに係数
を適応させ、通信ラインからエコーを除去する。高速か
つ信頼できるフィルタ係数の収束はエコーキャンセラの
性能全体にとって決定的である。今日エコーキャンセラ
において使用されるアダプティブリニアフィルタが、主
に周期的特性を有する信号シーケンスを処理することは
難しい。しばしば、周期的な信号特性は、不適正なフィ
ルタ適応のためにエコーキャンセリングの品質を悪化さ
せるほど遅れて検出される。フィルタ係数が解に収束す
る代わりに、これらフィルタ係数は発散し、結果的に貧
弱なエコーキャンセリング又は信号の過補償をもたらし
さえする。この発散及び過補償は今日のアダプティブエ
コーキャンセラシステムがあまりにも早期にフィルタ係
数の適応を開始し、あまりにも遅くフィルタ係数の適応
を停止することによって悪化する。
【０００６】エコーキャンセラにおいて使用されるアダ
プティブフィルタは大抵の場合主に正弦波信号特性を検
出するために固定時間フレームレジスタを使用する。フ
ィルタ係数の適応はこの固定時間フレームの間に得られ
る信号評価の瞬時の結果にだけ依存してイネーブル又は
ディスエーブルされる。大抵の場合、フーリエ変換は信
号において行われ、スペクトルは周期信号を検出するた
めに評価される。
【０００７】図１は従来のアダプティブエコーキャンセ
ラが音声信号又は周期信号を検出する様子を示す。図１
は周期信号及び音声信号の線図１２０を図示している。
音声信号１０２は２つの正弦波周期信号１００の間にセ
ンタリングされている。スライディング評価窓、Ｘレジ
スタ８０は線図１２０に示されている信号の一部分をと
らえる。このＸレジスタ８０はこのレジスタのサイズに
基づいて周期信号と音声信号の組合せの有限の個数のサ
ンプルをホールドする。このＸレジスタ８０は時間がイ
ンクリメントするにつれて新しいサンプル値によって充
填される。一度このＸレジスタ８０が充填されると、最
初にＸレジスタ８０にロードされたサンプルは放棄され
る。
【０００８】線図１２０の下にはＸレジスタ８０の内容
に基づいていつエコーキャンセラが音声信号の存在を検
出するのかを示すタイミングダイアグラムがある。時点
ｔ＿１において音声信号が検出される。しかし、この時
点ｔ＿１にＸレジスタ８０は音声信号１００の部分とと
もに周期信号１２０の部分を含むことが見て取れる。こ
れは一般的に望ましくない。なぜなら、これはキャンセ
ラを発散させる原因となるからである。時点ｔ＿１から
時点ｔ＿２まで音声信号がもはや検出されない場合に、
従来技術アプローチのエコーキャンセラはフィルタ係数
を適応させることが許される。しかし、フィルタ係数が
収束する代わりに、これらのフィルタ係数は正解から発
散しうる。なぜなら、Ｘレジスタは周期信号のサンプル
を含んでいるからである。
【０００９】上記の例によって示されているように、従
来のエコーキャンセラの問題は、主な周期信号値の重要
なサブセットがまだサンプリング窓に存在するのにあま
りにも早期にフィルタ係数の適応を開始してしまい、さ
らに主な周期信号特性の検出にあまりにも長時間がかか
るために正弦波信号が悪いエコーキャンセラ性能をもた
らすという事実によるフィルタ係数の発散又は貧弱な収
束を含む。柔軟な調整なしには、音声特性及び/又はエ
コーパスの特性にエコーキャンセリングアルゴリズムを
適応させること又はフィルタ係数の収束のスピードとフ
ィルタ保護との間でトレードオフすることは難しい。最
後に、フーリエ変換の使用は膨大な計算を必要とする。
【００１０】要約すれば、フィルタ係数の迅速な収束を
可能にするために音声信号と周期信号との高速かつ柔軟
な検出を提供するアダプティブフィルタシステムが必要
である。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】本発明の課題は、周期
信号の存在を迅速に検出し、フィルタ係数の高速な収束
のために最適化されたエコーキャンセラ及び方法を提供
することである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】上記課題は、方法におい
て、（ａ）構成可能な最大振幅制限値を設定し、（ｂ）
計数間隔が前記低い方の振幅制限値と最大振幅制限値と
の間に含まれる値の範囲によって定められるように構成
可能な低い方の振幅制限値を設定し、（ｃ）到来する通
信信号をサンプルするための構成可能な評価時間を設定
し、（ｄ）評価時間の間に到来する通信信号をサンプル
し、（ｅ）計数間隔内の値を有するサンプルの個数の計
数値を決定し、（ｆ）到来する通信信号が音声信号であ
るか又は周期信号であるかを検出することによって解決
され、上記課題は、エコーキャンセラのフィルタ係数の
適応を制御する方法において、音声信号及び周期信号を
含む大きさを有する入力信号を受信し、瞬時に音声信号
が受信されているか又は周期信号が受信されているかを
検出するために入力信号を分析し、フィルタ係数を適応
させる前に入力信号が音声信号として検出された後で所
定の時間だけ待機することによってエコーキャンセラの
フィルタ係数の適応を制御することによって解決され、
上記課題は、エコーキャンセラにおいて、（ａ）受信さ
れる通信信号をフィルタリングするアダプティブフィル
タを有し、（ｂ）受信される通信信号において周期信号
及び音声信号が存在することを検出する音声検出器を有
し、（ｃ）アダプティブフィルタに対する一連の係数を
計算するプロセッサを有し、プロセッサは音声検出器が
音声信号の存在を検出した後で所定の時間が経過した後
で係数の計算をスタートし、音声検出器が周期信号の存
在を検出した後で係数の計算を停止することによって解
決される。
【００１３】
【発明の実施の形態】本発明は、固定時間フレームレジ
スタにおいて瞬時に捉えられる信号の振幅値のヒストグ
ラムを作成することによって音声と周期的な又は非音声
信号とを区別する。サンプル値の確かな構成可能なパー
センテージが低い方の振幅制限値と最大振幅制限値とに
よって作成される間隔内にあるならば、音声検出ユニッ
トはこれを非音声信号として識別する。他方で、サンプ
ル値の構成可能なパーセンテージがこの間隔内にないな
らば、音声検出ユニットは音声信号を検出する。音声信
号が検出される場合、アダプティブリニアフィルタがフ
ィルタ係数を適応させることを開始することが許される
まで、付加的なヒステリシス時間が経過することが許さ
れる。
【００１４】本発明の１つの実施形態では、ヒストグラ
ムは所定の構成可能な評価時間の間に受信される信号か
ら作成される。この評価時間は、ヒストグラムが周期信
号に迅速に反応することができるように短く選択されて
いるが、しかし、もしヒストグラムに基づいて短い周期
信号が検出されるならば発生するフィルタ係数の適応を
頻繁に停止することを回避することができるように大き
く選択される。さらに、評価時間は有利には音声信号の
ローエンドカットオフ周波数の逆数よりも大きい。一度
評価時間が選択されると、ヒステリシス時間は、周期信
号がレジスタからドロップしたことを保障するように選
択される。
【００１５】振幅制限値は到来する通信信号に基づく時
間に亘って適応することが許される。振幅制限値のこの
適応によって音声信号又は周期信号は従来の方法よりも
迅速に検出され、この結果、フィルタ係数のより良好な
収束が得られる。さらに、ハイエンドカットオフ制限値
及びローエンドカットオフ制限値は到来する通信信号か
らノイズを除去するように定められうる。これらのカッ
トオフ制限値より上又は下にある信号のサンプル値はヒ
ストグラムにおいて考慮されない。
【００１６】アダプティブフィルタのフィルタ係数は、
固定時間フレームレジスタが音声信号によって充填され
る場合にのみ適応されるべきである。それゆえ、ヒステ
リシス時間は、固定時間フレームレジスタに周期信号が
存在しないように長く選択されるが、しかし、フィルタ
係数をあまりにも長く固定することを回避できるように
短く選択される。
【００１７】本発明はエコーキャンセリングにとって重
要なだけでなく、いかなる種類の音声処理装置にとって
も重要である。例えば、いくつかの装置は他のデータを
伝送するためにテレコミュニケーションにおける音声ブ
レイクを利用する。多重の同時的データ伝送に唯一のチ
ャネルを共有する場合、これらのブレイクの間にヒステ
リシス時間を適用することは衝突を低減又は回避するこ
とに役立つだろう。
【００１８】
【実施例】本発明の実施例を図面に基づいて次に詳しく
説明する。
【００１９】図２及び以下の議論は本発明がインプリメ
ントされる適切な環境を記述する。本発明はＰＢＸの一
般的なコンテテキストにおいて記述されるが、当業者は
本発明が他の異なる環境、例えば、ワイヤレスコミュニ
ケーションシステム、ボイス・オーバ・ＩＰ( voice ov
er IP )システム、同期デジタルハイアラーキ（ＳＤ
Ｈ）ネットワーク、Plesiochronous デジタルハイアラ
ーキ（ＰＤＨ）ネットワーク、非同期転送モードネット
ワーク（ＡＴＭ）においてもインプリメントできること
を認識するはずである。
【００２０】図２はニアエンド話者（near end talke
r）からファーエンド話者（far end talker）に接続す
る電話システムを示す。図面の左端に示されている電話
はニアエンド話者２０である。図面の右端に示されてい
る第２の電話はファーエンド話者２２である。両方のニ
アエンド話者２０及びファーエンド話者２２は類似の２
ワイヤライン２４に接続されている。各２ワイヤライン
２４は類似のハイブリッドに接続されている。ハイブリ
ッド２８ａはニアエンド話者２０のそばに配置され、ハ
イブリッド２８ｂはファーエンド話者２２のそばに配置
されている。各々のハイブリッド２８ａ及び２８ｂは４
ワイヤライン２６を２ワイヤライン２４に変換し、なら
びに２ワイヤライン２４を４ワイヤライン２６に変換し
ている。ハイブリッド２８ａ及び２８ｂは４ワイヤライ
ン２６の２ワイヤライン２４への変換に起因するハイブ
リッド分離のために、通信ラインにおいて電気的エコー
を発生させうる。各々のハイブリッド２８ａ及び２８ｂ
はエコーキャンセラ３０ａ及び３０ｂに接続されてお
り、これらのエコーキャンセラ３０ａ及び３０ｂは電話
信号におけるエコーを除去するためにアダプティブフィ
ルタを含んでいる。
【００２１】ファーエンド話者２２が電話機に話しかけ
ると、音声信号が発生され、この音声信号はこのファー
エンド話者２２の最も近くに配置されたハイブリッド２
８ｂに２ワイヤライン２４を介して伝送される。このハ
イブリッド２８ｂから、音声信号はこのファーエンド話
者２２の最も近くに配置されたエコーキャンセラ３０ｂ
に伝送される。このエコーキャンセラ３０ｂから音声信
号はニアエンド話者２０の最も近くに配置されたエコー
キャンセラ３０ａに伝送され、ハイブリッド２８ａに伝
送され、ここでニアエンド話者２０によって受信される
前に４ワイヤライン２６は２ワイヤライン２４に変換さ
れる。ファーエンド話者２２からニアエンド話者２０へ
の音声信号の全往復遅延が５０ミリ秒よりも大きけれ
ば、ラインにおけるエコーが聞き取れ、ユーザへの伝送
品質を乱すことになる。それゆえ、エコーキャンセラ３
０ａはハイブリッド２８ａから反射されるファーエンド
話者の音声の部分をフィルタ除去するように作動する。
同様に、エコーキャンセラ３０ｂもハイブリッド２８ｂ
から反射されるニアエンド話者の音声の部分をフィルタ
除去するように作動する。
【００２２】図３は、エコーキャンセラ３０の機能的ブ
ロック線図である。このエコーキャンセラは２つの入力
側及びこのエコーキャンセラ３０の反対の側に配置され
た２つの出力側を有する。このエコーキャンセラ３０は
左側にセンドインパス（sendin path）40及びレシーブ
アウトパス（receive out path）46を有し、右側にセン
ドアウトパス４２及びレシーブインパス４４を有する。
センドインパス４０及びセンドアウトパス４２はレシー
ブアウトパス４６及びレシーブインパス４４の上に配置
されている。
【００２３】音声信号がエコーキャンセラ３０のレシー
ブインパス４４を介して伝送されると、スピーチコント
ロールユニット４８が活性化される。一度このスピーチ
コントロールユニット４８が活性化されると、このスピ
ーチコントロールユニット４８はアダプティブフィルタ
５０を活性化する。このアダプティブフィルタ５０は電
子的にスピーチコントロールユニット４８に接続されて
おり、同様にエコーキャンセラ３０のレシーブインパス
４４に電子的に接続されている。ダブルトーク条件（つ
まり、ニアエンドとファーエンドの両方が同時に会話し
ている）が検出される場合には、又は十分なエコーロス
上昇を有する非音声信号がスピーチコントロールユニッ
ト４８によって識別される場合には、アダプティブフィ
ルタ５０のフィルタ係数が固定される。特定の環境下で
は、アダプティブフィルタ５０のフィルタ係数のリセッ
トが必要となるだろう。例えば、間違った信号が音声信
号として検出された場合、これによってフィルタ係数は
使用できなくなりうる。このリセット信号もスピーチコ
ントロールユニット４８によって供給される。アダプテ
ィブフィルタ５０はフィルタリングアルゴリズムアダプ
ティブフィルタ係数のパラメータを構成するためにマイ
クロプロセッサインターフェース５２に接続されてい
る。
【００２４】エコーキャンセラ３０はレシーブインパス
４４における音声信号をサンプリングし、さらにサンプ
リングされデジタル的にフィルタリングされた信号をセ
ンドアウトパス４２における信号から減算することによ
ってエコー信号を除去するように作動する。減算される
信号の量はアダプティブフィルタ５０によって制御され
る。
【００２５】上記のように、もし係数適応アルゴリズム
に周期信号データが与えられたら、アダプティブフィル
タの係数はこれら係数の最適値から発散しうる。それゆ
え、本発明は周期信号から音声信号を迅速に区別するよ
うに作動し、この結果、周期信号が伝送されるか又はさ
もなければラインに存在する場合には係数適応が停止さ
れる。
【００２６】エコーキャンセラに印加される信号が音声
信号か又は非音声信号又は周期信号であるかどうかを検
出するために、信号振幅値のヒストグラムが作成され
る。図４は典型的な音声信号の時間と振幅絶対値との間
の関係を示す線図１４０を示す。変数ｔ＿ｍａｘ６０は
後述する信号の振幅のヒストグラムにおける上限値とし
て後で使用される信号の最大振幅制限値を決定すること
において使用される時間量を表す。本発明の１つの実施
形態では、ｔ＿ｍａｘは大抵の場合６４ミリ秒の周期に
設定されている。この６４ミリ秒は通常その時間に存在
する信号における何らかの異常性を決定するのに十分な
持続時間であると考えられた。しかし、ｔ＿ｍａｘがこ
の期間に設定されることは必要不可欠ではない。ｔ＿ｍ
ａｘに対する短い期間は２０から３０ミリ秒であり、他
方でｔ＿ｍａｘに対する長い期間はほぼ１２０ミリ秒で
あると観察された。瞬時の信号に基づいてこの数値が変
化することは当業者には理解いただけるだろう。
【００２７】評価時間ｔ＿ｅｖａｌ６２は振幅分布計数
時間を決定するために使用される。本発明の１つの実施
形態では、ｔ＿ｅｖａｌは６４ミリ秒である。６４ミリ
秒の間に、毎秒８０００サンプルのレートでサンプルさ
れる音声信号のほぼ５００サンプルがアキュムレートさ
れうる。評価時間ｔ＿ｅｖａｌは上記のｔ＿ｍａｘ６０
とは無関係に選択できる。短いｔ＿ｅｖａｌ６２は２０
ミリ秒又は１６０サンプルであることが分かった。他方
で、長いｔ＿ｅｖａｌ６２は１２０ミリ秒又は９６０サ
ンプルであることが分かった。
【００２８】相応する振幅分布関数又はヒストグラム１
４２も示されている。最大振幅変数Ａ＿ｍａｘ６４は音
声信号の振幅の上限値を定める。カチッというような極
端に高い信号又はノイズがヒストグラムに存在しないよ
うに別個の上限値を設定してもよい。最大振幅Ａ＿ｍａ
ｘ６４は信号及び選択された評価時間ｔ＿ｅｖａｌ６２
に依存して時間的に変化する。低い方の振幅制限値Ａ＿
ｌｏｗ６６も設定される。計数間隔６８はこの低い振幅
制限値Ａ＿ｌｏｗ６６及び最大振幅制限値Ａ＿ｍａｘ６
４の範囲によって定義される。
【００２９】ヒストグラム１４２は所定の評価時間ｔ＿
ｅｖａｌ６２の間に受信される信号から作成される。こ
の評価時間ｔ＿ｅｖａｌ６２は、ヒストグラム１４２が
周期信号に迅速に反応できるように短く、しかしヒスト
グラムに基づいて短い周期信号が検出された場合に発生
するフィルタ係数の適応の頻繁な停止を回避するだけ長
く選択される。ヒストグラム評価時間ｔ＿ｅｖａｌ６２
を比較的短く選択することによって、フィルタ係数の適
応は、周期信号が音声検出部に供給された後で非常に素
早く停止される。従って、ｔ＿ｅｖａｌ６２は音声信号
のローエンドカットオフ周波数の逆数よりも大きくなく
てはならない。一度ｔ＿ｅｖａｌ６２が選択されヒスト
グラム１４２が作成されると、計数間隔６８内部の振幅
が計数される。周期信号は所与の期間において比較的多
くの高い振幅値が存在することによって検出される。そ
れゆえ、もしこれらのサンプル値の確かな構成可能なパ
ーセンテージがこの計数間隔６８内部にあるならば、こ
の場合、周期信号又は非音声信号がこのシステムによっ
て検出される。さもなければ、信号は音声信号として識
別される。本発明の１つの実施形態では、もし評価時間
ｔ＿ｅｖａｌ６２の間に５００個のサンプルが取られ、
３００個がこの計数間隔６８内部にある場合、信号は周
期信号として検出され、さもなければ信号は音声信号と
して検出される。ヒストグラム１４２から見て取れるよ
うに、サンプル値の大部分がこの計数間隔６８の外側に
あると、これは評価時間ｔ＿ｅｖａｌ６２の間にサンプ
ルされる信号は音声信号であることを示す。
【００３０】図５は時間と周期信号の振幅絶対値との関
係を示す線図１５２を示す。図５の線図１５２は図４の
線図１４２に類似しており、周期信号の検出を示す。上
述のように、信号の最大振幅を決定するための時間ｔ＿
ｍａｘ６０が選択される。図５から分かるように、この
例において選択されたｔ＿ｍａｘは図４において選択さ
れたｔ＿ｍａｘよりも短い。上記のように評価時間ｔ＿
ｅｖａｌ６２も示されている。周期信号はその最大振幅
に近い振幅を多く有し、他方で音声信号は小さい振幅の
累積によって特徴づけられる。
【００３１】線図１５２に示されている信号の相応の振
幅分布関数又はヒストグラム１５２も図５に示されてい
る。図４のヒストグラム１４２とヒストグラム１５２と
の比較から見て取れるように、周期信号は典型的な音声
信号よりも多くのサンプルを計数間隔６８内部に含む。
計数間隔におけるサンプルの個数が構成可能なパーセン
テージよりも多い場合、周期信号が検出され、エコーキ
ャンセラのアダプティブフィルタ係数は周期信号が存在
している間は変更されるべきではないことを示してい
る。
【００３２】図６は時間と二重トーン多重周波数（ＤＴ
ＭＦ）トーンの絶対値との関係を示す線図を示す。この
周期信号はユーザがプッシュボタン式電話機のキーを押
す際に典型的なものである。ヒストグラム１６２は線図
１６０に示された信号の相応の振幅分布関数である。こ
のヒストグラム１６２は異なる振幅の正弦波信号のヒス
トグラムの重畳である。図５のヒストグラム１５２と図
６のヒストグラム１６２とを比較することによって、Ｄ
ＴＭＦ信号は周期的ではあるが、大きい振幅サンプルよ
りも小さい振幅サンプルを比較的多く有することが明ら
かである。それゆえ、ＤＴＭＦトーンが周期信号として
検出されることを保障するように注意深く計数間隔６８
を選択すべきである。本発明の１つの実施形態では、低
い方の振幅制限値Ａ＿ｌｏｗ６６は最大振幅制限値Ａ＿
ｍａｘ６４より６５％だけ下であり、言い換えればＡ＿
ｌｏｗ６６はＡ＿ｍａｘ６４の３５％である。もしＡ＿
ｌｏｗ６６があまりにも高く設定されると、ＤＴＭＦ信
号は周期信号として検出されないだろう。もしＡ＿ｌｏ
ｗ６６があまりにも低く設定されると、この信号は周期
信号として検出されるだろうが、図３に示されたスピー
チコントロールユニット４８は誤って周期信号ではない
他の信号を周期信号として検出するだろう。
【００３３】図７はさらに計数間隔６８の境界を音声検
出のためにどのようにして設定するかを説明する。第１
の境界例１７０は第２の境界例１７２の左側に示されて
いる。上記のように、もしサンプル値の確かな構成可能
なパーセンテージが計数間隔６８の内部にあるならば、
この信号は周期的と検出される。この信号が周期的と検
出されている限りは、エコーキャンセラのフィルタ係数
は適応されない。カチッというようなノイズ又は他の種
類の妨害効果から発生する極端に高い値が抑制されるよ
うに上限値（図示せず）が設定されている。この制限値
より上にある信号の値は最大振幅Ａ＿ｍａｘ６４を決定
するために無視され、計数間隔６８の内部において計数
されない。上記のように、低い方の振幅制限値Ａ＿ｌｏ
ｗ６６は最大振幅制限値Ａ＿ｍａｘ６４のパーセンテー
ジに設定することによって決定される。言い換えれば、
Ａ＿ｌｏｗ６６は最大振幅制限値Ａ＿ｍａｘ６４のパー
センテージ、つまりα倍に等しい。本発明の１つの実施
形態では、αは典型的にはＡ＿ｍａｘ６４の３５％又は
０.３５である。最大振幅制限値Ａ＿ｍａｘ６４のこの
パーセンテージ、αは、本発明の有利な実施形態では定
数である。当業者には理解できるだろうが、αは所与の
時間に受信される信号のタイプに基づいて変化しうる変
数である。低い音声レベルにおいて、低い方の振幅制限
値Ａ＿ｌｏｗ６６は背景ノイズからほとんど区別できな
い振幅領域にありうる。背景ノイズは典型的な音声又は
非音声ヒストグラムを損なうことがありうるので、この
状況は回避すべきである。確かな構成可能な低い方のノ
イズ制限値Ａ＿ｎｏｉｓｅ７０が設定され、このノイズ
制限値がこの間隔に対する絶対的な最小値を定める。
【００３４】第２の境界例１７２では、Ａ＿ｍａｘ６４
は水平な破線１７４によって示されているように境界例
１０に図示されたＡ＿ｍａｘ６４よりも小さい。前述の
ように、Ａ＿ｍａｘ６４は所与の時間及び選択された評
価時間ｔ＿ｅｖａｌ６２における信号に基づいて時間的
に変化しうる。この例では、最大振幅制限値Ａ＿ｍａｘ
６４が境界例１７０のそれよりも小さいので、低い方の
振幅制限値Ａ＿ｌｏｗ６６の値又は最大振幅制限値Ａ＿
ｍａｘ６４にαを乗算した値は、所定のノイズ制限値Ａ
＿ｎｏｉｓｅ７０よりも小さくなる。この所定のノイズ
制限値Ａ＿ｎｏｉｓｅ７０は設定されうる絶対的に最低
の最小振幅Ａ＿ｌｏｗ６６である。Ａ＿ｌｏｗ６６はＡ
＿ｎｏｉｓｅ７０よりも小さくなることをこの計算が示
す場合にはいつでも、Ａ＿ｌｏｗ６６はＡ＿ｎｏｉｓｅ
７０の値に等しくなるように設定される。これは背景ノ
イズが典型的な音声又は非音声ヒストグラムを損なわな
いことを保障するのに役立つ。
【００３５】図８は本発明の１つの実施形態が音声信号
又は周期信号を検出する時間を示す。周期信号及び音声
信号の線図１８０が示されている。線図１８０では、２
つの正弦波状周期信号１００の間に音声信号１２０がセ
ンタリングされている。上述のように、スライディング
評価窓、Ｘレジスタ８０が所与の時間に信号の一部分の
サンプルを捉える。図８と図１とを比較すれば、評価時
間の構成可能な性質及び上記のような調整可能な最大振
幅制限値及び低い方の振幅制限値のために、本発明は従
来技術のアプローチよりも早期に音声信号を検出するこ
とが見て取れる。本発明では、音声信号はｔ＿ｅｖａ
ｌ，Ａ＿ｌｏｗ及びＡ＿ｍａｘ変数の適切な設定に基づ
いて時間ｔ＿１’において検出される。しかし、ｔ＿
１’においてフィルタは係数を適応させることは許され
ていない。代わりに、ヒステリシス時間ｔ＿ｈｙｓｔ
が、このヒステリシス時間が経過するまで係数の適応を
遅延させる。このヒステリシス時間によってＸレジスタ
８０は音声信号だけで充填されうる。本発明の１つの実
施形態はこのヒステリシス時間ｔ＿ｈｙｓｔが構成可能
であるように設ける。このヒステリシス時間ｔ＿ｈｙｓ
ｔは、適応が開始する時にＸレジスタ８０に周期信号が
存在しないように注意深く選択されなければならない。
もしｔ＿ｈｙｓｔ８８が正しく選択されれば、その場合
Ｘレジスタには音声信号だけだ存在するだろう。この構
成は、安定で単調だが、スローな収束を保証する。主な
周期信号が供給される場合だけでなく遅延パスにこの主
な周期信号が存在する場合にもフィルタ適応は効率的に
ディスエーブルされなければならない。Ｘレジスタ８０
に格納される大量の周期信号はキャンセラ係数が発散し
ないように制限されなければならない。本発明の１つの
実施形態では、ｔ＿１’+ｔ＿ｈｙｓｔ８８に到達する
まで、フィルタ係数の固定は時間ｔ＿１’から有効であ
り続ける。一度この時間に到達したら、Ｘレジスタ８０
は音声信号だけを含んでいなければならない。従って、
フィルタ係数の発散は回避される。もしヒステリシス時
間ｔ＿ｈｙｓｔ８８が不適正に設定されると、フィルタ
係数はあまりにも長く固定されてしまう。フィルタ係数
の過度な固定は結果的に係数の低い収束をもたらす。こ
のヒステリシス時間も過補償が発生しないことを保障す
る。
【００３６】図８に示された例では、非音声信号は時間
ｔ＿３において検出されている。図８と図１とを比較す
ることによって、時間ｔ＿３が図１に示された時間ｔ＿
２より前であることが見て取れる。また時間ｔ＿３にお
いては、Ｘレジスタ８０は、従来技術のアプローチで時
間ｔ＿２においてＸレジスタ８０が含んでいるよりも少
ない周期信号を含んでいる。この効果はプログラム可能
な計数時間及び計数間隔を介して達成される。
【００３７】図９は本発明の１つの実施形態におけるプ
ロセスを示すフローチャートである。ステップ１９０で
スタートし、信号は最初にエコーキャンセラ３０の（図
３に示されている）レシーブインパス４４から受信され
る。最大振幅ｔ＿ｍａｘ６２及び評価時間ｔ＿ｅｖａｌ
６２（上述され図４に示されている）を決定する時間に
基づいて、最大振幅制限値Ａ＿ｍａｘ６４及び最小振幅
制限値Ａ＿ｌｏｗ６６が前述のようにステップ１９４に
おいて設定される。次いで、評価時間ｔ＿ｅｖａｌ６２
長さである信号のヒストグラムがステップ１９６におい
て作成される。前述のように、計数間隔６８内部の値の
計数値に基づいて、音声信号が検出されたかどうかにつ
いてステップ１９８において決定される。もし音声信号
が検出されなかったら、ステップ２００によって示され
ているようにフィルタ係数は適応されず、信号はエコー
キャンセラ３０から終了ステップ２０６によって示され
ているレシーブアウトパス４６（図３）に送信される。
音声信号が検出されなかったならば係数の固定に加え
て、ステップ１９０からスタートするこのプロセスはこ
の信号が受信されなくなるまで繰り返される。音声信号
が検出された場合、このプロセスはステップ２０２に移
動し、ここでアダプティブフィルタのフィルタ係数の適
応が許可されるまで（図８に示されているように）期間
ｔ＿ｈｙｓｔだけ待機する。一度ｔ＿ｈｙｓｔ時間が経
過すれば、フィルタ係数はステップ２０４において適応
されうる。信号がレシーブインパス４４ブロックから受
信される限りは、このプロセスはステップ１９０からス
タートして繰り返される。
【００３８】図１０はワイヤレスシステムで使用される
本発明を示す。ワイヤレスシステムにおけるエコーキャ
ンセラの使用は、長い遅延時間が導入されるために望ま
しい。例えば、図１０に示されたシステムでは９０ミリ
秒の遅延時間が移動電話機からトランシーバ基地局１９
０までに存在する。それゆえ、少なくとも１８０ミリ秒
は移動電話機１９２にリターン信号が到達しない。移動
電話機１９２からのワイヤレス通信を受信するトランシ
ーバ基地局１９０は移動交換センタ１９４に接続されて
おり、この移動交換センタ１９４はエコーキャンセラユ
ニット３０を有する。移動交換センタ１９４は図２に示
されているシステムに類似の個別電話機１９６に接続さ
れている。
【００３９】図１１はボイス・オーバＩＰアプリケーシ
ョンのエコーキャンセラの使用を示す。このエコーキャ
ンセラはボイス・オーバＩＰ回路における音響的エコー
及び電気的エコーを低減するのに幅広く使用されうる。
ワイヤレスシステムの場合のように、ボイス・オーバＩ
Ｐ回路はこれらのボイス・オーバＩＰ回路に割り当てら
れる非常に大きな遅延時間を持つ傾向がある。典型的な
システムは２００から４００ミリ秒の往復遅延を有す
る。
【００４０】図１２はサーキット・エミュレーション・
サービスにおけるエコーキャンセラを示す。インターネ
ットワーキングユニット２１２は異なるネットワークを
接続する。インターネットワーキングユニットは（図３
に図示されたような）エコーキャンセラを含み、様々な
ネットワーク間の遅延時間によって作られるエコーを除
去する。同期デジタルハイアラーキネットワーク又はPl
esiochronousデジタルハイアラーキネットワーク２１０
はインターネットワーキングユニット２１２に接続さ
れ、このインターネットワーキングユニット２１２は非
同期転送モードネットワーク２１４に接続されている。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来のアダプティブエコーキャンセラが音声信
号の存在を検出する様子を示す概略図である。
【図２】ハイブリッドを通過しエコーキャンセラを統合
する典型的な二話者電話システムの簡略化された概略的
なブロック線図である。
【図３】本発明をインプリメントするエコーキャンセラ
の機能的ブロック線図である。
【図４】時間と典型的な音声信号の振幅絶対値とを示す
線図及び相応するヒストグラムである。
【図５】時間と周期信号の絶対値とを示す線図及び相応
するヒストグラムである。
【図６】時間とＤＴＭＦトーンの絶対値とを示す線図及
び相応するヒストグラムである。
【図７】本発明の有利な実施例による音声検出のために
使用される可変境界システムの概略図である。
【図８】本発明の有利な実施例による音声信号の検出を
示す概略図である。
【図９】本発明の有利な実施例による音声信号検出及び
フィルタ係数適応のプロセスを示すフローチャートであ
る。
【図１０】ワイヤレスシステムにおける本発明のエコー
キャンセラを示すブロック線図である。
【図１１】ボイス・オーバ・ＩＰアプリケーションにお
ける本発明のエコーキャンセラを示すブロック線図であ
る。
【図１２】ＡＴＭネットワークにおける本発明のエコー
キャンセラを示すブロック線図である。
【符号の説明】
２０ ニアエンド話者 ２２ ファーエンド話者 ２４ ２ワイヤライン ２６ ４ワイヤライン ２８ ハイブリッド ２９ 電話システム ３０ エコーキャンセラ ４０ センドインパス ４２ センドアウトパス ４４ レシーブインパス ４６ レシーブアウトパス ４８ スピーチコントロール ５０ アダプティブエコー推定ユニット ５２ マイクロプロセッサインターフェース ６２ 評価時間 ６８ 計数間隔 ８０ Ｘレジスタ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０４Ｒ 3/02 Ｇ１０Ｌ 9/00 Ｄ (71)出願人 399035836 1730 Ｎｏｒｔｈ Ｆｉｒｓｔ Ｓｔｒｅ ｅｔ、Ｓａｎ Ｊｏｓｅ、ＣＡ、ＵＳＡ (72)発明者 アンドレ クリントヴォルト アメリカ合衆国 カリフォルニア サン ホセ リンウッド テラス 2032 (72)発明者 エリック ホーグル アメリカ合衆国 カリフォルニア サンタ クララ ペッパーツリー レーン ナン バー1823 900 (72)発明者 ウルリヒ フィードラー アメリカ合衆国 カリフォルニア サンタ クララ サラトガ アヴェニュー ナン バー34 エイチ 444 (54)【発明の名称】 到来する通信信号が音声信号であるか又は周期信号であるかを検出するための方法、エコーキャ ンセラのフィルタ係数の適応を制御する方法及び通信システムにおけるエコーをキャンセルする ために使用されるエコーキャンセラ

Claims (20)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 到来する通信信号が音声信号であるか又
    は周期信号であるかを検出するための方法において、該
    方法は以下のステップを有する、すなわち、（ａ）構成
    可能な最大振幅制限値を設定し、（ｂ）計数間隔が低い
    方の振幅制限値と前記最大振幅制限値との間に含まれる
    値の範囲によって定められるように構成可能な低い方の
    振幅制限値を設定し、（ｃ）到来する通信信号をサンプ
    ルするための構成可能な評価時間を設定し、（ｄ）前記
    評価時間の間に前記到来する通信信号をサンプルし、
    （ｅ）前記計数間隔内の値を有するサンプルの個数の計
    数値を決定し、（ｆ）前記到来する通信信号が音声信号
    であるか又は周期信号であるかを検出することに到達す
    るステップを有する、到来する通信信号が音声信号であ
    るか又は周期信号であるかを検出するための方法。
  2. 【請求項２】 構成可能な最大振幅制限値を設定するこ
    とは、構成可能な最大振幅決定時間を設定すること；該
    最大振幅決定時間の間に到来する通信信号をサンプリン
    グすること；及び前記最大振幅決定時間の間にサンプル
    された前記到来する通信信号に基づいて構成可能な最大
    振幅制限値を設定することを含む、請求項１記載の方
    法。
  3. 【請求項３】 所定の制限値より上にある到来する信号
    のサンプルを除去する構成可能な上限値を設定すること
    を有する、請求項１記載の方法。
  4. 【請求項４】 構成可能な評価時間を設定することは、
    到来する通信信号のローエンドカットオフ周波数を決定
    すること及び前記到来する通信信号の前記ローエンドカ
    ットオフ周波数の逆数よりも大きい前記評価時間を設定
    することを含む、請求項１記載の方法。
  5. 【請求項５】 構成可能な低い方の振幅制限値を設定す
    ることは、構成可能な定数によって構成可能な最大振幅
    制限値を乗算することを含む、請求項１記載の方法。
  6. 【請求項６】 到来する通信信号における背景ノイズレ
    ベルよりも大きい構成可能なノイズ制限値を設定するこ
    とを含む、請求項１記載の方法。
  7. 【請求項７】 構成可能な低い方の振幅制限値を設定す
    ることは、 構成可能な定数により構成可能な最大振幅制限値を乗算
    することによって低い方の振幅制限値を計算すること；
    及びもし該低い方の振幅制限値が構成可能なノイズ制限
    値より小さいならば、該構成可能なノイズ制限値に等し
    い前記低い方の振幅制限値を設定することを含む、請求
    項６記載の方法。
  8. 【請求項８】 到来する通信信号が音声信号であるか又
    は周期信号であるかを決定することは、 計数値が評価時間の間のサンプルの全ての個数の所定の
    パーセンテージより大きいかどうかを決定し、 もし前記計数値が前記所定のパーセンテージよりも大き
    いならば、前記到来する通信信号を周期信号として検出
    し、さもなければ前記到来する通信信号を音声信号とし
    て検出することを含む、請求項１記載の方法。
  9. 【請求項９】 到来する通信信号が音声信号であるか又
    は周期信号であるかを決定することは、 前記到来する通信信号サンプルに対する振幅のヒストグ
    ラムを作成し、 サンプル値の所定のパーセンテージが計数間隔内にある
    かどうかを決定するために前記ヒストグラムを分析し、 サンプル値の所定のパーセンテージが前記計数間隔内に
    あるならば周期信号を検出し、サンプルの全個数の所定
    のパーセンテージが前記計数間隔内にないならば音声信
    号を検出することを含む、請求項１記載の方法。
  10. 【請求項１０】 サンプル値の所定のパーセンテージを
    設定することは、サンプルの全個数の少なくとも６０パ
    ーセントに前記所定のパーセンテージを設定することを
    含む、請求項９記載の方法。
  11. 【請求項１１】 エコーキャンセラのフィルタ係数の適
    応を制御する方法において、 音声信号及び周期信号を含む大きさを有する入力信号を
    受信し、 瞬時に音声信号が受信されているか又は周期信号が受信
    されているかを検出するために前記入力信号を分析し、 フィルタ係数を適応させる前に前記入力信号が音声信号
    として検出された後で所定の時間だけ待機することによ
    って前記エコーキャンセラのフィルタ係数の適応を制御
    する、エコーキャンセラのフィルタ係数の適応を制御す
    る方法。
  12. 【請求項１２】 瞬時に音声信号が受信されているか又
    は周期信号が受信されているかを検出するために入力信
    号を分析することは、（ａ）構成可能な最大振幅制限値
    を設定し、（ｂ）計数間隔が低い方の振幅制限値と前記
    最大振幅制限値との間に含まれる値の範囲によって定め
    られるように構成可能な低い方の振幅制限値を設定し、
    （ｃ）前記入力信号をサンプルするための構成可能な評
    価時間を設定し、（ｄ）前記評価時間の間に前記入力信
    号をサンプルし、前記計数間隔内の値を有する前記入力
    信号のサンプルの個数の計数値を決定し、（ｅ）前記計
    数間隔内の値を有する前記入力信号のサンプルの個数に
    基づいて前記入力信号が音声信号であるか又は周期信号
    であるかを検出することに到達することを有する、請求
    項１１記載の方法。
  13. 【請求項１３】 構成可能な最大振幅制限値を設定する
    ことは、構成可能な最大振幅決定時間を設定すること；
    該最大振幅決定時間の間に到来する通信信号をサンプリ
    ングすること；及び前記最大振幅決定時間の間にサンプ
    ルされた前記到来する通信信号に基づいて構成可能な最
    大振幅制限値を設定することを含む、請求項１２記載の
    方法。
  14. 【請求項１４】 所定の制限値より上にある到来する信
    号のサンプルを除去する構成可能な上限値を設定するこ
    とを有する、請求項１２記載の方法。
  15. 【請求項１５】 入力信号が音声信号であるか又は周期
    信号であるかを決定することは、 計数値が評価時間の間のサンプルの全ての個数の所定の
    パーセンテージより大きいかどうかを決定し、 もし前記計数値が前記所定のパーセンテージよりも大き
    いならば、前記入力信号を周期信号として検出し、さも
    なければ前記入力信号を音声信号として検出することを
    含む、請求項１２記載の方法。
  16. 【請求項１６】 シフトレジスタに含まれる入力信号の
    サンプルの個数に基づいてフィルタ係数は適応され、 音声信号の検出の後で前記シフトレジスタが周期信号の
    サンプルを実質的に含まなくなるまで待機することによ
    って前記フィルタ係数の適応が遅延される、請求項１１
    記載の方法。
  17. 【請求項１７】 前記入力信号の大きさをサンプリング
    すること、 サンプリングされた前記大きさの絶対値のヒストグラム
    を作成すること、 さらに、該ヒストグラムを分析して音声信号か又は周期
    信号を検出することによって入力信号は分析される、請
    求項１１記載の方法。
  18. 【請求項１８】 最大振幅制限値を設定すること、 前記最大振幅制限値より小さい値を有する低い方の振幅
    制限値を設定すること、 さらに、前記最大振幅制限値及び前記低い方の振幅制限
    値によって定められる範囲内の絶対値を有するサンプリ
    ングされた入力信号の個数が閾値を超過するかどうかを
    決定し、もしそうであれば周期信号を検出することによ
    ってヒストグラムが分析される、請求項１７記載の方
    法。
  19. 【請求項１９】 周期信号が受信されるやいなやフィル
    タ係数の適応を停止することを含む、請求項１１記載の
    方法。
  20. 【請求項２０】 通信システムにおけるエコーをキャン
    セルするために使用されるエコーキャンセラであって、
    通信信号を送信及び受信するための入力側及び出力側を
    有する、エコーキャンセラにおいて、 該エコーキャンセラは次のものを有する、すなわち、
    （ａ）受信される通信信号をフィルタリングするアダプ
    ティブフィルタ（５０）を有し、（ｂ）前記受信される
    通信信号に周期信号及び音声信号が存在することを検出
    する音声検出器（４８）を有し、（ｃ）前記アダプティ
    ブフィルタに対する一連の係数を計算するプロセッサ
    （５２）を有し、該プロセッサは前記音声検出器が音声
    信号の存在を検出した後で所定の時間が経過した後で前
    記係数の計算をスタートし、前記音声検出器が周期信号
    の存在を検出した後で前記係数の計算を停止する、通信
    システムにおけるエコーをキャンセルするために使用さ
    れるエコーキャンセラ。
JP2000140405A 1999-05-12 2000-05-12 到来する通信信号が音声信号であるか又は周期信号であるかを検出するための方法、エコーキャンセラのフィルタ係数の適応を制御する方法及び通信システムにおけるエコーをキャンセルするために使用されるエコーキャンセラ Pending JP2001024778A (ja)

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