JP2000514640A - 能動フィルタ用制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 高電圧直流の送電設備のコンバータ（ＳＲ１）の直流回路（Ｌ１、Ｌ２）に接続している能動フィルタ（２）。制御装置（５）は、制御信号により、前記能動フィルタに対して制御命令（ＳＣＦ）を発生し、前記能動フィルタは、それにより、前記直流接続の電流（Ｉｄ）の選択したトーン周波数の少なく一つのともトーンを低減するためのフィルタ電圧（ＵＦ）およびフィルタ電流（ＩＦ）の一方を発生し、直流接続に加える。前記制御装置は、前記直流接続の電流の供給された電流測定値（ＩＭ）により、コントローラ信号を形成する制御用ユニットと、識別ユニットを備える。前記識別ユニットは、前記電流測定値および制御装置が発生した励起信号により、第一の補償パラメータを発生し、制御命令に加える。前記制御装置は、制御用信号およびそれと、選択したトーン周波数における、制御信号から電流測定値への伝達関数に対する位相シフトの和が、予め選択した数値と少なくともほぼ等しくなるように形成された補償パラメータにより制御信号を形成する。

Description

【発明の詳細な説明】 能動フィルタ用制御装置 技術分野 本発明は、高電圧直流の送電設備のコンバータの直流回路に接続している能動 フィルタ用制御装置に関する。 背景技術 高電圧直流による送電設備の一般的な説明については、１９８８年にロンドン で出版された、Ｊ．アリラーガ著の「高電圧直流電流送電」を参照する。 上記設備に関連する能動フィルタの使用、設計および接続のいくつかの例につ いては、１９９５年のＡＢＢレビュー、６〜７号、１７〜２１ページ掲載の、Ｗ ．ザング、Ｇ．アスプルンド、Ａ．エバーグ、Ｕ．ジョンソン、Ｏ．ルーフ著の 「高電圧直流システム用能動直流フィルタ」；ＩＡＳ７６年鑑、５２９〜５３５ ページ掲載の、Ｌ．ギュグイ、Ｅ．Ｃ．ストリクラ著「能動交流電力フィルタ」 ；ＩＥＥＥ出版 ８９ ＷＭ １２３−１ ＰＷＲＤ（ＩＥＥＥ／ＰＥＳ１９８ ９年冬季会合、ニューヨーク １９８９年）；チュークサム・ウォン、ネド・モ ハン、セリュイン Ｅ．ライト、およびカール Ｎ．モーテンセン著の「高電圧 直流コンバータ・ターミナル用の交流側および直流側能動フィルタの実行可能性 調査」に記載がある。 米国特許第５，２９６，７６４号は、能動フィルタによる電力ネットワークか らの出線上の外乱を軽減する方法を開示している。その制御命令は、制御用装置 からの制御信号により形成される。前記制御信号は、電力ネットワークで感知さ れた必要な数値からの電流または電圧の偏差に従って形成され、外乱が低減して いるという記号と一緒に制御命令に送られる。前記方法の場合、前記制御信号は 、制御用装置から、電力ネットワークの外乱源に対する周期性に対応するある種 の周期性で反復される一連の信号値として形成される。フィードバック回路は、 一つのフィルタを備え、前記フィルタは、少なくともその用途の問題の周波数範 囲内において、制御用装置の制御信号からの伝達関数を必要な数値からの感知し た 電流または電圧の偏差に線形化することができる。前記伝達関数の非最少位相特 性に対する補償が、その中に含まれる。外乱源の周期性を使用することによって 、負のフィードバックを行う制御回路は、高い安定性と抑制により、例えば、長 いラインが電力ネットワークに接続しているような前記用途に対して実行するこ とができる。しかし、前記伝達関数を補償するフィルタのパラメータを設定する のには、面倒な手数が必要であり、問題の周波数範囲内の電力ネットワークの動 的特性のよりよい近似が求められる場合は、前記手数はそれにつれて増大する。 さらに、電力ネットワークで切り替え動作を行うと、その結果、伝達関数が変化 し、外乱源の周波数が通常完全に安定していないという事実がそれに加わる。 ある定期刊行物に掲載されたＣ．チュータスの論文、「Ａｎｗｅｎｄｕｎｇ ａｋｔｉｖｅｒ Ｓａｕｇｋｒｅｉｓｅ ｉｎ ｅｋｅｋｔｒｉｓｃｈｅｎ Ｅ ｎｅｒｇｉｅｖｅｒｓｏｒｇｕｎｇｓｎｅｔｚｅｎ、ｅｔｚＡｒｃｈｉｖ １９ ８７、Ｈ４、９３〜１００ページ」には、ネットワークの共振およびある有限高 調波電流を抑制するために、交流ネットワークに接続するための三相能動フィル タについての記載がある。ある周波数ω_fのフィルタ電流を制御するための制御 用ユニットは、感知したフィルタ電流とそれに対する基準値との間の制御偏差を 形成するための補償回路を備える。ΔＩ＊ｓｉｎ（ω_fｔ＋ψ）の形の交流信号 である前記制御偏差は、ｓｉｎ（ω_fｔ）の形の信号、およびｃｏｓ（ω_fｔ）の 形の信号を掛けることにより、また前記掛け算により得られた各信号の電流の平 均値を掛けることにより、それぞれ、二つの成分、すなわち、ΔＩ_sin＝ΔＩ＊ ｃｏｓψおよびΔＩ_cos＝ΔＩ＊ｓｉｎψに変換される。それ故、周波数ゼロで ある前記二つの成分は、共に制御偏差の振幅および位相位置についての情報を含 む。これら各成分は、比例積分特性を持つ各コントローラに送られる。前記各コ ントローラからの出力信号には、それぞれ、ｓｉｎ（ω_fｔ）の形の一つの信号 、およびｃｏｓ（ω_fｔ）の形の一つの信号が掛けられ、能動フィルタ用の周波 数ｆの制御信号を形成するために加算される。この制御信号は、上記論文中、制 御用ユニットに「マトリックス」と表示されたブロックに送られる。説明による と、このブロックの目的は、前記コントローラを減結合し、制御距離に適応させ ることである。このことは、恐らく、制御信号からの伝達関数を感知したフィル タ電 流に適応させることを意味する。 この「マトリックス」については、定期刊行物に掲載されたＣ．チュータスの 論文「Ｒｅｇｅｌｕｎｇ ｖｏｎ Ｂｌｉｎｄｌｅｉｓｔｕｎｇｓ−ｋｏｍｐｅ ｎｓａｔｏｒｅｎ ｍｉｔ ａｋｔｉｖｅｎ Ｆｉｌｔｅｒｎ、Ａｕｔｏｍａｔ ｉｓｉｅｒｕｎｇｓｔｅｃｈｎｉｋ １９８６、Ｈ８、３０２−３１０ページに さらに詳細に記載されている。上記論文を見れば、この「マトリックス」内のパ ラメータが、交流ネットワークおよびフィルタに関する成分データについての外 部からの既知のデータに基づいて計算されることは明らかであろう。それ故、前 記伝達関数への適応の精度は、前記計算が行われるデータについてどのくらいよ く知っているかによって違ってくるし、またすでに説明したように、電力ネット ワークで切り替えが行われると、その結果、その伝達関数が変化し、それに加え て外乱源の周波数は通常完全には安定していない。 発明の概要 本発明の目的は、冒頭のところで説明した種類の制御装置を達成することであ る。この制御装置を使用することにより、前記制御装置が発生した制御命令から の伝達関数を前記直流回路の制御装置に供給された測定値に適応させるために、 その制御パラメータの設定を簡単にし、改善することができる。 本発明の制御装置の特徴は、添付の請求の範囲を見れば明らかであろう。 下記の説明および請求の範囲を読めば、本発明を優れた改良点を理解すること ができるだろう。 図面の簡単な説明 添付の図面を参照しながら、本発明のいくつかの実施形態により、本発明をさ らに詳細に説明する。 図１は、周知の実施形態の制御用ユニットのブロック図である。 図２は、本発明の能動フィルタを含む高電圧直流を送電するための設備の略図 である。 図３は、図２の設備の等価図である。 図４は、図２の設備のいくつかの数値の間の関連を示すブロック図である。 図５は、図２の設備の能動フィルタ用の制御装置の一実施形態のブロック図で ある。 図６Ａ−図６Ｂは、ある高調波を低減するための本発明の制御ユニットの一実 施形態の説明用のブロック図である。 図７は、図６Ａの制御ユニットの制御用ユニットの一実施形態のブロック図で ある。 図８は、図７の制御用ユニット用の計算信号および補償信号の発生のブロック 図である。 図９は、図６Ｂの制御ユニットの設定ユニットの一実施形態のブロック図であ る。 図１０は、図９の設定ユニットの励起信号の構成を示すブロック図である。 図１１は、図２の設備の能動フィルタ用の制御装置の他の実施形態のブロック 図である。 図１２は、図２の設備の電流測定装置の一実施形態である。 図１３−図１７は、本発明の制御装置用の制御ユニットの他のいくつかの実施 形態の説明用のブロック図である。 好適な実施形態の説明 とりわけ、下記のコンセプトおよび名称を下記の説明で使用する。 システム周波数ω（交流電圧ネットワーク用の）：ω＝２πｆ、この場合、ｆ は通常５０または６０ヘルツ。 ９番目のトーンＩｄｎ：本発明の制御ユニットまたは識別装置に供給される、 トーン周波数ｎωの干渉信号。例えば、高電圧直流送電用の設備の直流接続の電 流Ｉｄのトーン周波数ｎωの交流成分Ｉｄｎ＝Ａｎ＊ｓｉｎ（ｎω_f＋α_n）。本 発明の制御装置は、励起周波数ω_eの励起信号を発生し、制御命令に加え、それ により、前記制御ユニットまたは前記識別装置へ送られた測定値も、励起周波数 ω_eの成分を含む。 序数ｎ（トーン用）：ゼロでない実数、好適には、整数ｎ＝ｎ１、ｎ２、．．． 、ｎｍであることが好ましい。特に、コンバータを内蔵する高電圧直流送電用の 設備においては、その運転モードのため、序数番号ｑ＝ｋｐの交流電圧ネットワ ークのシステム周波数ωに対する高調波が直流電圧側に発生する。この場合、ｐ は コンバータのパルス数であり、ｋは正の整数であり、前記序数は、コンバータの パルス数の整数倍に選択することができる。 前記装置は、図面にブロック図で示した計算部材を備える。各ブロックへの入 力および出力は、いくつかの信号または計算値からなる場合があることを理解さ れたい。それ故、信号値および計算値という用語は、下記説明では同じ意味で使 用される。 当業者にとっては分かりきったことの説明で記述が冗長にならないように、一 般的に、以下に説明する制御装置へ送られ、その内部で処理される前記数量に対 応する測定値および信号／計算値に関する前記設備で発生する電流および電圧に 対しては、同じ名称を使用する。 このブロック図は、他の図示のブロックで使用される、いくつかの計算値を形 成するためのいくつかのブロックを示す。これらブロックを接続している接続ラ インは、図面を簡単にするために、場合により省略してあるが、各計算値は、そ れが計算されるブロックからのものであることを理解されたい。 さらに、図面に示したブロックは、ユニット、部材、フィルタ等と呼ばれるが 、特にそれら機能が、例えば、マイクロプロセッサでソフトウェアとして実行さ れる場合には、これらは、必要な機能を達成するための手段であることを理解さ れたい。 図１は、ｅｔｚＡｒｃｈｉｖ １９８７のＣ．チュータス（Ｔｕｔｔａｓ）を 参照しながらすでに説明した設計の制御用ユニットのブロック図である。比較部 材１００は、フィルタ電流ｉ_fの基準値ｉ_fRと、前記フィルタ電流の感知された 数値との間の違いを形成する。前記基準値は、Ｉ＊ｓｉｎ（ω_fｔ＋ψ）であり 、ΔＩ＊ｓｉｎ（ω_fｔ＋ψ）で表される前記違いは、掛け算器１０１に送られ 、そこで信号ｓｉｎ（ω_fｔ）が掛けられ、掛け算器１０２に送られ、そこで信 号ｃｏｓ（ω_fｔ）が掛けられる。前記掛け算器１０１からの出力信号Ｓ１０１ は、出力信号Ｓ１０３として、供給信号の移動平均値を形成する平均値形成部材 １０３に送られる。出力信号Ｓ１０３は、出力信号Ｓ１０５を形成する比例積分 特性を持つコントローラ１０５に送られる。この出力信号は、信号ｓｉｎ（ω_f ｔ）が掛けられる出力信号Ｓ１０７を形成する掛け算器１０７へ送られる。 掛け算器１０２からの出力信号Ｓ１０２は、平均値形成部材１０４、コントロ ーラ１０６および掛け算器１０８で、アナログ的に処理される。掛け算は出力信 号Ｓ１０８を形成するために、信号ｃｏｓ（ω_fｔ）を掛けることにより行われ る。 既知の数学的関係を使用することにより、出力信号Ｓ１０１は、ΔＩ＊ｃｏｓ ψに比例する周波数ゼロの成分と、基準値ｉ_fRの周波数の二倍に等しい周波数２ ω_fの成分とを含んでいることが分かる。アナログ的な方法により、出力信号Ｓ １０２は、ΔＩ＊ｓｉｎψに比例する周波数ゼロの成分と、基準値ｉ_fRの周波数 の二倍に等しい周波数２ω_fの成分とを含んでいることが分かる。二倍の周波数 の成分は、それぞれ、前記平均値形成部材１０３および１０４で除去され、その ため、コントローラ１０５および１０６には、周波数ゼロの二つの信号が送られ るが、この信号は両方とも、基準値ｉ_fRおよびフィルタ電流ｉ_fとの間の違いに 対して、振幅ΔＩおよび位相位置ψに関する情報を含む。 出力信号Ｓ１０７およびＳ１０８は、総和部材１０９に送られ、これらの信号 の和は、ブロック１１０に送られ、ここで能動フィルタに送られる制御信号ＳＣ ｆが形成される。ブロック１１０は、制御用ユニットを制御信号から感知された フィルタ電流への伝達関数に適応させるための伝達関数を持つ。 図２は、システム周波数がω＝２πｆの（概略示す）二つの三相交流電圧ネッ トワークＮ１およびＮ２の問で、高電圧直流を送電するための単極設備である。 ここで、ｆは、通常５０または６０ヘルツである。一方のコンバータＳＲ１の交 流電圧ターミナルは、トランスＴ１を通してネットワークＮ１に接続している。 また、一方のコンバータＳＲ２の交流電圧ターミナルは、トランスＴ２を通して ネットワークＮ２に接続している。直流接続部Ｌ１およびＬ２は、コンバータＳ Ｒ１の直流電圧ターミナルをコンバータＳＲ２の対応する直流電圧ターミナルに 接続している。例えば、導体Ｌ１としては、架空線またはケーブルを使用するこ とができ、導体Ｌ２としては、アースを使用することができ、そのため、コンバ ータの直流電圧ターミナルの一方は、個々の電極ライン（図示せず）を通して、 アース・ターミナルに接続される。図中、直流接続のインピーダンスは、それぞ れＺＬ１およびＺＬ２で示す。さらに、無効電力発生用およびコンバータが発生 した高調波濾過用の分岐フィルタＦＩＬＴＩおよびＦＩＬＴ２は、各交流電圧ネ ットワークに接続している。周知の方法で、コンバータを、１２パルス接続を形 成するための二つの直列接続の６パルス・ブリッジとして設計することができる 。二次側のトランスは、Ｙ接続およびＤ接続の巻線を備える。各コンバータは、 それぞれ、それ自身周知のタイプの制御装置回路ＣＥＩおよびＣＥ２を含み、こ れら制御装置は、供給された制御命令（図示せず）および設備で感知された数量 により、それぞれ、コンバータが内蔵している弁を制御するための制御パルスＣ Ｐ１およびＣＰ２を発生する。 コンバータＳＲ１においては、ターミナルＳＭＲ１およびＳＭＲ２を含む平滑 リアクタＳＭＲが、導体Ｌ１に接続している。コンバータＳＲ１から見た場合、 平滑リアクタの向こうに位置している導体Ｌ１上の接続点Ｊ１と、導体Ｌ２上の 接続点Ｊ２との間には、受動インピーダンス・ユニット１および能動フィルタ２ を備える直列接続が接続している。受動インピーダンス・ユニットは、例えば、 同調フィルタの形をしていてもよいし、コンデンサの形をしている切り替え素子 であってもよい。それ自身周知のタイプの能動フィルタは、供給された制御命令 ＳＣＦにより、接続点Ｊ１およびＪ２の間の直列回路のフィルタ電圧ＵＨを発生 する。能動フィルタが発生した電圧ＵＦは、直列回路に電流ＩＦを発生し、この 電流は、接続点Ｊ１において、コンバータを流れる電流ＩＳＲに加えられる。 コンバータＳＲ１は、その直流電圧ターミナル間に電圧Ｕｄ１を発生するが、 この電圧は、コンバータの動作モードのために、下記説明においては交流電圧Ｕ １と呼ぶ直流電圧上に重畳している高調波を含む。理論上の理想的な場合には、 序数ｑ＝ｋｐの交流電圧ネットワークのシステム周波数ωの高調波だけがコンバ ータの直流電圧側に発生する。この場合、ｐはコンバータのパルス数であり、ｋ は正の整数である。すなわち、１２パルス接続のコンバータの場合には、１２番 目、２４番目、３６番目等の交流電圧、高調波トーンが、トーン周波数６００ヘ ルツ、１２００ヘルツ、１８００ヘルツ等に対応する、５０ヘルツ用の交流電圧 ネットワークの直流電圧側に発生する。しかし、コンバータの位相および整流が 非対称なので、他の序数の高調波も発生する。それ故、導体Ｌ１を流れる電流Ｉ ｄは、直流成分Ｉｄ０の他に、交流成分Ｉｄｈ（ｔ）を含む。前記交流成分は、 多数の高調波トーンＩｄｋの合計である。 但し、ＡＫは各トーンの振幅、ｋは正の整数、ωは交流電圧ネットワークＮ１ の角システム周波数、ｔは時間、α_kは前記交流電圧ネットワークＮ１の選択し た位相の電圧に対するゼロ通過に対するトーンの位相位置である。 平滑リアクタは、完全にではないが、ある程度、電流の前記高調波を抑制する 。導体Ｌ１のところに配置された電流測定装置４は、コンバータＳＲ１から見た 場合、接続点Ｊ１の向こうにあり、出力信号として、電流Ｉｄの交流成分Ｉｄｈ （ｔ）に対応する、電流測定値ＩＭを形成するために、それ自身周知の方法で配 置されている。すなわち、 前記電流測定値は、能動フィルタ２用の制御装置５に送られ、以下に詳細に説 明する方法で、この供給された信号により、制御命令ＳＣＦを発生する。 図３は、図２の設備の等価図である。この図においては、コンバータＳＲ１お よびＳＲ２の代わりに、それぞれ、等価電圧発生装置ＳＲ１ＧおよびＳＲ２Ｇが 使用されていて、これら等価電圧発生装置は、この図においては、それぞれ、Ｕ １およびＵ２で示す前記電圧高調波を発生する。平滑リアクタの代わりには、対 応するインピーダンス素子Ｚ１が使用され、受動インピーダンス・ユニット１の 代わりにはインピーダンス素子Ｚ２が使用され、直流接続のインピーダンスＺＬ １およびＺＬ２の代わりに、インピーダンス素子Ｚ３が使用されている。電圧発 生装置ＳＲ２Ｇと並列に、コンバータＳＲ１のところに示すインピーダンス素子 Ｚ１およびＺ２に対応するインピーダンス素子Ｚ４が設けられている。 図４は、図３の等価図に対応するブロック図である。この図においては、それ ぞれのブロックに対して、ブロックの伝達関数は、ラプラス演算子「ｓ］を持つ 周波数面に表示されている。 Ｇ（ｓ）は、コンバータＳＲ１が発生した交流電圧Ｕ１から、直流接続の電流 の交流成分Ｉｄｈへの伝達関数であり、Ｈ（ｓ）は、能動フィルタが発生した電 圧ＵＦから、同じ交流成分への伝達関数である。能動フィルタに供給された制御 命令ＳＣＦと、電圧ＵＦとの間には、ＵＦ＝ＫＦ＊ＳＣＦのような一定の比が存 在すると見なされる。交流成分Ｉｄｈから、制御命令ＳＣＦへの伝達関数はＲ（ ｓ）と呼ばれ、対応するブロックの入力のところの負の記号は、電流側部値に対 応する電流Ｉｄのトーンが、電圧ＵＦにより低減するような極性の電圧Ｕｆを入 手するための電流測定装置からの電流測定値ＩＭの負のフィードバックを示す。 コンバータＳＲ２からの影響を省略することができるものと仮定して、すなわち 、図３の表示、Ｕ２＝０のように仮定して、ブロック図を簡単にしてある。さら に、直流接続からの反射による影響を省略できるものと仮定して、すなわち、図 ２に示すように、インピーダンスＺ４に無限の数値を与えた。図３から、下記の 式が得られる。 式（２）から、制御ユニットの伝達関数が、選択したトーン周波数ｎωおいて 、最大値を示す場合に、制御ユニットに制御用ユニットを含めることにより、選 択したトーンに対する交流成分Ｉｄｈが制限されることが分かる。それ故、能動 フィルタへの制御命令は、接続点Ｊ１での電流ＩＦが、トーン周波数のその成分 とは反対の電流ＩＳＲに加えられるように、制御用ユニットからの以下の説明に おいて制御信号と呼ぶ出力信号により形成される。制御ユニットに、追加の制御 用ユニットを内蔵させることにより、その伝達関数は、他のトーンに対して最大 値を示し、交流成分Ｉｄｈは、選択した各トーンに対して最少になる。 図５は、本発明の制御装置５の一実施形態のブロック図である。この制御装置 は、少なくとも一つ、通常多数の、それぞれが、直流の交流成分の間で、トーン 周波数ｎωのトーンＩｄｎを低減するための、図にＣＵｎ１、ＣＵｎ２、．．． 、ＣＵｎｍで示す、制御ユニットＣＵｎを備える。前記各制御ユニットは、類似 の構成を持つが、それについては後でより詳細に説明する。制御ユニットＣＵｎ １は、序数ｎ＝ｎ１のトーンを抑制することができ、制御ユニットＣＵｎ２は、 序数ｎ＝ｎ２のトーンを抑制することができ、制御ユニットＣＵｎｍは、序数ｎ ＝ ｎｍのトーンを抑制することができる。各制御ユニットには、電流Ｉｄの交流成 分Ｉｄｈ（ｔ）に対応する電流測定値ＩＭが供給され、図中に、それぞれ、ＳＦ ｎ１、ＳＦｎ２、．．．、ＳＦｎｍで示す影響力のある信号ＳＦｎを発生する。 前記制御ユニットＣＵｎ１は、電流側部値ＩＭと一緒に供給される制御用ユニ ット６を備え、制御信号ＳＣｎ１を発生する。本発明の場合には、制御用ユニッ トは、そのほかに、識別装置７を備える。後でさらに詳細に説明する前記識別装 置は、励起信号ＳＥｎ１を発生する信号発生部材ＳＧＵ３、識別装置７１および 二つの信号発生部材ＳＧＵ１およびＳＧＵ２を備える。さらに、制御ユニットは 、制御信号ＳＣｎ１および励起信号ＳＥｎ１の和より、影響力のある信号ＳＦｎ １を形成する総和部材８を備える。 本発明のこの実施形態の場合には、前記識別ユニットには、電流測定値ＩＭの 形をした第一の識別信号、および影響力を持つ信号ＳＦｎ１の形をした第二の識 別信号が送られ、以下に説明する方法により、前記識別信号により、少なくとも 一つの第一の補償パラメータを形成し、この補償パラメータを制御用ユニットに 送る。 類似の方法で、制御ユニットＣＵｎ２、．．．、ＣＵｎｍは、制御信号ＳＣｎ ２、．．．、ＳＣｎｍ（図示せず）を形成する。これら制御信号は、制御ユニッ トＣＵｎ１用の図示の総和部材８に対応する総和部材に送られる。制御ユニット ＣＵｎ２からの影響力を持つ信号ＳＦｎ２、．．．ＳＦｎｍは、それぞれ、制御 装置に内蔵されている総和部材ＣＥＳに送られ、この場合、この総和部材の出力 信号は、制御命令ＳＣＦを形成する。それ故、この場合、前記制御命令は、ｎ＝ ｎ１、ｎ２、．．．、ｎｍのトーンに対する多数の並列接続制御ユニットからの 制御信号の合計により形成され、それにより、多数のトーンＩｄｎに対する振幅 を同時に小さくすることができる。 本発明のこの実施形態の場合には、各制御ユニットは、制御ユニットＣＵｎ１ のところで説明したものと、類似のタイプの一台の識別装置を備え、この励起信 号も制御命令に追加される。制御装置が、一つの単一のトーンを抑制するために 、一つの制御ユニットだけを備えるように設計されている場合には、総和部材Ｃ ＥＳは、もちろん、省略することができ、その場合は、制御命令ＳＣＦは、影響 力 のある信号ＳＦｎからなる。 図６Ａは、制御用ユニット６の一実施形態と、識別装置に内蔵されている信号 発生部材ＳＧＵ１、ＳＧＵ２およびＳＧＵ３、および総和部材８を示す。制御装 置の図示の部分は、主として、序数ｎのトーンに対する複素数量での信号処理に より説明する。 前記制御用ユニットは、第一周波数変換部材ＦＴＤ１、制御部材ＣＤ、および 第二周波数変換部材ＦＴＤ２を備える。信号発生部材ＳＧＵ１は、供給されたｎ およびωの数値により、計算信号ＳＥＸＰ＝ｅ^{-jn ωt}を発生する。信号発生部材 ＳＧＵ２は、供給されたｎおよびωの数値および、少なくとも一つの第一補償パ ラメータβ_nにより、また本発明の将来の発展の際には、以下に詳細に説明する 第二の補償パラメータの数値により、補償信号ＳＣＭｎ＝ＫＧｎ＊ｅ^{j(n ωt+βn )} を発生する。 周知の数学的関係を使用して、下記式が得られる。 および 電流値ＩＭは、下記式により表すことができる。 電流測定値ＩＭおよび計算信号ＳＥＸＰｎ＝ｅ^{-jn ωt}は、下記式で表される出 力信号Ｓ１０’を形成する、第一の周波数変換部材に含まれる掛け算部材ＭＤ１ に送られる。 式（６）の形から、出力信号Ｓ１０’が、一方では、両方ともｋ＝ｎに対応す る周波数ゼロの成分、および周波数２ｎωの成分を含み、他方では、ｋ≠ｎに対 応する周波数（ｋ−ｎ）ωおよび（ｋ＋ｎ）ωの成分を含むことが分かる。 出力信号Ｓ１０’は、フィルタ部材ＬＰ１に送られる。前記フィルタ部材は、 出力信号Ｓ１２として、第一のフィルタ信号を形成する。前記フィルタ部材ＬＰ １は、低域濾過特性の伝達関数を持つ。前記伝達関数は、供給された信号からの フィルタ部材が、本質的に周波数２ｎωの成分を除去し、ｋ≠ｎの場合には、周 波数（ｋ−ｎ）ωおよび（ｋ＋ｎ）ωの成分を除去するように選択されているも のと見なされる。 それ故、以降の信号処理の場合には、周波数ゼロの前記項だけが考慮され、そ れ故、フィルタ部材ＬＰ１からの出力信号Ｓ１２’、第一のフィルタ信号は、下 記式で表すことができる。 式（７）を見れば分かるように、第一の周波数変換部材の信号Ｓ１２’により 、トーン周波数ｎωから周波数ゼロへの周波数面の電流測定値ＩＭのｎ番目のト ーンＩｄｎに対する変換が行われる。さらに、係数O．５とは別に、このトーン の振幅Ａｎおよび位相角α_nの複素数による二つの極成分への分割が行われる。 振幅Ａｎおよび位相角α_nの両方は、時間の関数として変化することができるが 、正式には、下記計算においては定数と見なされる。 信号Ｓ１２’は、制御部材ＣＤに送られ、その伝達関数は下記式の項を含む。 すなわち、制御部材は、比例／積分特性を持つ。 制御部材は、出力信号として、コントローラ信号Ｓ１４’を形成し、この信号 は補償信号ＳＣＭｎ＝ＫＧｎ＊ｅ^{j(n ωt+βn)}と一緒に、第二の周波数変換部材 の掛け算部材ＭＤ２に送られる。それ故、この式に場合には、複雑素数量である 部材ＭＤ２の出力信号Ｓ１６’は、実数値形成部材ＲＰＤに送られる。前記実数 値形成部材は、それ自身周知のある方法で、出力信号として、供給された複素数 信号の実数成分を含むが、その虚数成分は含まない制御信号ＳＣｎ’を転送する 。それ故、出力信号ＳＣｎ’の場合には、下記式が適用される。 但し、指定ＨＣ（０）は、周波数がゼロ（制御部材の入力信号の時間に関する 影響に対応する）の場合の、制御部材の伝達関数ＨＣ（ｓ）の振幅増幅および位 相シフトを表示する一つの方法であると理解されたい。 式（９）を簡単にすると、下記式が得られる。 図５のところですでに説明したように、本発明のこの実施形態の場合には、制 御信号は総和部材８に送られ、それにより、制御命令ＳＣＦが、影響力を持つ信 号ＳＦｎと呼ばれる、この部材の出力信号により形成される。 説明を簡単にするために、識別装置が、少なくとも第一の補償パラメータを形 成する場合を、同様に第二の補償パラメータを形成する本発明の改良に関連して 以下に説明する。識別装置が第一の補償パラメータだけを形成する場合には、第 二の補償パラメータの数値は、下記のように、定数値ＫＧｎ＝−１にセットされ る。 本発明およびその改良によれば、補償信号ＳＣＭｎ＝ＫＧｎ＊ｅ^{j(n ωt+βn)} の第一および第二の補償パラメータ、β_nおよびＫＧｎには、それぞれ、以下に 説明する方法で、前記識別ユニット７１で形成した数値が与えられる。 原則として、制御ユニットが発生した、制御信号ＳＣｎ’から選択したトーン 周波数に対する直流接続の電流の交流成分Ｉｄｈへの伝達関数ＨＩ（ｓ）は、振 幅増幅ＨＩＡｎおよび位相シフトＨＩＰＨｎとして決定され、この場合、以下の 数値が、前記補償パラメータに適用される。 式（１０）を見ればわかるように、制御ユニットからの制御信号ＳＣｎ’は、 このようにして、制御部材の特性により形成され、トーン周波数ｎωで、伝達関 数ＨＩ（ｓ）の振幅増幅および位相シフトに対して補償される。 前記タイプの補償により、制御部材の比例増幅Ｋｐおよび積分間隔定数Ｔｉを 設定することができ、それにより、システムの安定性に悪影響を与えないで、選 択された一つのトーンまたは複数のトーンを低減する性能が向上する。特に、前 記利点は、式（１２）が満足するように、第一の補償パラメータβ_nの数値を決 定することにより達成することができる。本発明の改良により、式（１１）が満 足するように、第二の補償パラメータの数値が決定され、特に、それぞれがある トーン用のものである、複数のコントローラが図５のところですでに説明したよ うに、並列に接続している場合には、すべてのコントローラに、このようにして 、比例および積分機能に関して同じ特性が与えられるという利点が得られる。 図６Ｂは、本発明の識別ユニット７１の一実施形態である。前記識別ユニット は、この図においては、序数ｎのトーンに対して、複素数量で信号処理を行う基 本的な形をしている。 前記識別ユニットは、本発明のこの実施形態においては、第三の周波数変換部 材ＦＴＤ３および第一の帯域フィルタ部材ＢＰＤ１を備える第一の識別部材と、 第四の周波数変換部材ＦＴＤ４および第二の帯域フィルタ部材ＢＰＤ２を備える 第二の識別部材と、第三の識別部材ＩＤＤとを備える。 本発明のこの実施形態の場合には、第三および第四の周波数変換部材は、それ ぞれ、掛け算部材ＭＤ３、ＭＤ４、および低域特性の伝達関数を持つフィルタ部 ＰＩ、ＬＰＵをそれぞれ備える。 図６Ａに示すように、識別装置は、本発明のこの実施形態においては、励起周 波数ω_eの励起信号を発生し、下記式で表される信号発生部材ＳＧＵ３を備える 。 前記励起信号は、総和部材８に送られ、前記総和部材は、出力信号として、制 御信号ＳＣｎ’および励起信号ＳＥｎにより、影響力を持つ信号を形成する。こ のことは、励起信号が制御命令に加えられることを意味する。 設備に送られた励起信号ＳＥｎにより、この場合、電流測定装置４からの電流 測定値は、また特に励起周波数ω_eの成分Ｉｅ＝Ａｅ＊ｓｉｎ（ω_eｔ＋γｅ）を 含み、交流電圧ネットワークＮ１の選択した位相の電圧のゼロ交差に対して、位 相位置γｅを持つ。 本発明のこの実施形態の場合には、第一の識別信号、すなわち、電流測定値Ｉ Ｍ、および計算信号ＳＥＸＰｎ＝ｅ^{-jn ωt}は、掛け算部材ＭＤ３に送られ、その 出力信号はＳ１８’と呼ばれる。より詳細に説明すると、この出力信号Ｓ１８’ は、式（６）からの類推により、複素数の形をしていて下記式で表すことができ る項を含む。 式（１４）の形から、項Ｉ’は、一方では、励起周波数ω_eと選択したトーン 周波数ｎωとの間の差周波数（ω_e−ｎω）の成分を含み、他方では、前記周波 数の和周波数（ω_e＋ｎω）の成分を含む。 掛け算部材ＭＤ３からの出力信号Ｓ１８’は、フィルタ部材ＬＰ１に送られ、 その伝達関数は、フィルタ部材が、それに供給された信号から、差周波数（ω_e −ｎω）より高い周波数の成分を本質的に除去するように有利に選択される。 第三の周波数変換部材からの出力信号でもある、フィルタ部材ＬＰ１からの出 力信号Ｓ２０’は、それに供給された信号の伝達関数を持つ、第一の帯域フィル タ部材ＢＰＤ１に送られるが、その際、差周波数（ω_e−ｎω）の成分は通過す るが、他の周波数成分は抑制される。第一の帯域フィルタ部材は、出力信号ｘ１ ’として、連続信号処理のため下記式に示す形を持つものと思われる第二のフィ ルタ信号を形成する。 式（１０）による制御信号ＳＣｎ’の場合、影響力のある信号ＳＦｎ’は、こ の場合、下記式で表される。 但し、ＡＳＣｎ’＝（Ａ_n／２）＊ＨＣ（０）＊ＫＧｎ 本発明のこの実施形態の場合、第二の識別信号、すなわち、制御信号ＳＦｎ’ および計算信号ＳＥＸＰｎ＝ｅ^{-jn ωt}は、掛け算部材ＭＤ４に送られ、その出力 信号はＳ２２’と呼ばれる。より詳細に説明すると、この出力信号Ｓ２２’は、 式（１４）のところで示した方法と類似の方法で、一方では、励起周波数ω_eと 選択したトーン周波数ｎωとの間の差周波数（ω_e−ｎω）の成分を含み、他方 では、前記周波数の和周波数（ω_e＋ｎω）の成分を含む。掛け算部材ＭＤ４か らの出力信号Ｓ２２’は、フィルタ部材ＬＰＵに送られ、このフィルタ部材は、 フィルタ部材ＬＰ１と同じタイプのものである。 第四の周波数変換部材からの出力信号でもある、フィルタ部材ＬＰＵからの出 力信号Ｓ２４’は、第一の帯域フィルタ部材ＢＰＤ１と同じタイプの第二の帯域 フィルタ部材ＢＰＤ２に送られる。 第二の帯域フィルタ部材は、出力信号ｘ２’として、連続信号処理用に下記式 を持つものと見なされる第三のフィルタ信号を形成する。 総和部材８からの影響力のある信号ＳＦｎ’は、振幅増幅または相互位相変化 を行わない制御ユニット６からの制御信号ＳＣｎ’と、識別装置７からの励起信 号ＳＥｎ’の和として形成される。このことから、少なくともほぼ、その後、特 にそのトーン周波数が選択した励起周波数に近いトーンに対して、直流接続の電 流の交流成分Ｉｄｈ（ｔ）の制御信号ＳＣｎ’から制御ユニット６へ供給された 、電流測定値ＩＭからの伝達関数ＨＩ（ｓ）は、励起信号ＳＥｎから測定値に送 られ、同じ交流成分の識別装置７に送られた伝達関数である。 このこと、および式（１６）および（１８）から、比、ｘ１’／ｘ２’は、励 起周波数における伝達関数ＨＩ（ｓ）の計算値になるということになる。すなわ ち、下記式のようになる。 但し、ＨＩ（ｊω_e）は、励起周波数ω_eにおける伝達関数ＨＩ（ｓ）の振幅増 幅および位相シフト（時間に関する影響に対応する）を表す一つの方法として理 解されたい。 第二および第三のフィルタ信号ｘ１’およびｘ２’は、それぞれ、本発明のこ の実施形態の場合には、それ自身周知のある種の方法により、出力信号として、 角度γｅ＝ＨＩＰＨｎの計算値、および比（Ａｅ／Ｅｎ）＝ＨＩＡｎの計算値Ｓ ３２’を形成し、作り出す計算部材ＣＵＤを備える第三の識別部材ＩＤＤに送ら れる。前記計算値Ｓ３１’およびＳ３２’は、それぞれ、個々に低域フィルタ７ ４１、７４２に供給され、その切り替え周波数は、好適には、差周波数（ω_e− ｎω）とほぼ同じ振幅になるように選択することが好ましい。前記低域フィルタ ７４１からの出力信号は、掛け算部材７４４に送られ、係数１が掛けられ、低域 フィルタ７４２からの出力信号Ｓ３４’は、商形成部材７４３に送られ、その出 力信号はその入力信号の数値を倒置したものになる。前記商形成部材からの出力 信号は、掛け算部材７４５に送られ、係数１が掛けられる。 それ故、掛け算部材７４４からの出力信号は、第一の補償パラメータのβ_n＝ −γｅからなり、掛け算部材７４５からの出力信号は、第二の補償パラメータの 数値、ＫＧｎ＝−Ｅｎ／Ａｅ＝−１／ＨＩＡｎからなる。これら補償パラメータ は、前記信号発生部材ＳＧＵ２に送られる。 励起周波数ω_eは、好適には、トーンｎωからの選択した距離のところにくる ように選択することが好ましい。 図５の制御装置の実施形態の場合には、各制御ユニットＣＵｎは、制御用ユニ ット６、一台の識別装置７、および前記タイプの信号発生部材ＳＧＵ１、ＳＧＵ ２およびＳＧＵ３を備える。制御ユニットＣＵｎ１の前記信号発生部材ＳＧＵ１ は、ｎ＝ｎ１である、計算信号ＳＥＸＰｎ＝ｅ^{-jn ωt}を形成し、制御ユニットＣ Ｕｎ２の信号発生部材ＳＧＵ１は、ｎ＝ｎ２である、計算信号ＳＥＸＰｎ＝ｅ^{-j n ωt} を形成する。以下同じ。対応する方法において、各信号発生部材ＳＧＵ２は 、ｎ＝ｎ１、ｎ＝ｎ２．．．．に対して、補償信号を発生する。 図７は、図６Ａを参照しながらすでに説明した、本発明の制御用ユニットの一 実施形態のブロック図である。第一の周波数変換部材は、掛け算部材６１、６２ および低域フィルタ６５、６６を備える。制御用部材ＣＤは、コントローラ６７ 、６８を備え、第二の周波数変換部材は、掛け算部材６３、６４および総和部材 ６９備える。 前記制御用ユニットには、電流測定装置４から電流測定値ＩＭ、計算信号ＳＣ ＯＳｎ、ＳＳＩＮｎおよび補償信号ＳＣＭｎｒおよびＳＣＭｎｉが送られ、また 制御用ユニットは、これら信号により、出力信号として制御信号ＳＣｎを形成す る。 計算信号ＳＣＯＳｎおよびＳＳＩＮｎおよび補償信号ＳＣＭｎｒおよびＳＣＭ ｎｉは、下記式により表される。 掛け算部材６１には、信号ＩＭおよびＳＣＯＳｎが送られ、またこの掛け算部 材は出力信号Ｓ１０を形成する。掛け算部材６２には、信号ＩＭおよびＳＳＩＮ ｎが送られ、またこの掛け算部材は出力信号Ｓ１１を形成する。式（１’）によ る測定値ＩＭを使用し、また周知の三角法の関係を使用して、下記式が得られる 。 式中の周波数ゼロの項、ＡＫ／２＊ｓｉｎ（α_k）はｋ＝ｎに対応する。 類似の方法で、下記式が得られる。 式中の周波数ゼロの項、（−ＡＫ／２）＊ｃｏｓ（α_k）は、ｋ＝ｎに対応す る。 信号Ｓ１０およびＳ１１は、それぞれ、低域フィルタ６５、６６に送られる。 前記各フィルタは、図６Ａのところで説明したフィルタ部材ＬＰ１と同じタイプ の伝達関数を持つ。 それ故、継続して信号処理を行うために、周波数ゼロの項だけが、低域フィル タ６５および６６で考慮され、それ故、低域フィルタ６５からコントローラ６７ へ送られる出力信号Ｓ１２は、下記式で表すことができる。 それ故、コントローラ６８に送られる、低域フィルタ６６からの出力信号Ｓ１ ３は、大ざっぱに下記式で表すことができる。 前記第一のフィルタ信号は、この場合、二つの成分、すなわち、出力信号Ｓ１ ２およびＳ１３を含む。 式（２６）および（２７）を見れば分かるように、電流測定値ＩＭのｎ番目の トーンに対する第一の周波数変換部材での信号Ｓ１２および信号Ｓ１３の形成に より、周波数面において、トーン周波数から周波数ゼロへの変換が行われた。さ らに、係数０．５とは別に、このトーンの振幅Ａｎが、直交する二つの成分に分 割された。 コントローラ６７、６８は、それぞれ、下記式の項、すなわち、比例／積分特 性を含む伝達関数ＨＣ（ｓ）を持つ。 それ故、コントローラ６７からの出力信号Ｓ１４は、下記式で表すことができ る。 また、コントローラ６８からの出力信号Ｓ１５は、下記式で表すことができる 。 式中、ＨＣ（０）は、式（９）と同じ方法で理解されたい。 この場合、前記コントローラ信号は、二つの成分、すなわち、信号Ｓ１４およ びＳ１５を含む。 掛け算部材６３には、信号Ｓ１４とＳＣＭｎｒ＝ＫＧｎ＊ｃｏｓ（ｎωｔ＋β_n ）が送られ、またこの掛け算部材は出力信号Ｓ１６を形成する。掛け算部材６ ４には、信号Ｓ１５とＳＣＭｎｉ＝ＫＧｎ＊ｓｉｎ（ｎωｔ＋β_n）が送られ、 またこの掛け算部材は出力信号Ｓ１７を形成する。 総和部材６９に送られる信号Ｓ１６およびＳ１７は、下記式により表すことが できる。 総和部材は、出力信号として、周知の三角法の関係により、下記式で表すこと ができる制御信号ＳＣｎ＝Ｓ１６＋Ｓ１７を形成する。 本発明およびその改良により、図５のところで説明した方法と、原則的には同 じ方法により、式（２２）および（２３）による、補償信号ＳＣＭｎｒおよびＳ ＣＭｎｉの補償パラメータＫＧｎおよびβ_nは、下記の方法で形成された数値で 表される。式（３３）は、この方法による出力信号ＳＣｎが、トーン周波数ｎω において、前記伝達関数ＨＩ（ｓ）の振幅増幅および位相シフトに対する補償を 持つ、コントローラの特性により形成されることを示す。 図９は、図６Ｂのところで説明したものと、原則的に同じタイプの制御ユニッ トＣＵｎに内蔵されている、本発明の識別ユニット７１の一実施形態のブロック 図である。第三の周波数変換部材は、掛け算部材７１１、７１２および低域フィ ルタ７１３、７１４を備える。第四の周波数変換部材は、掛け算部材７２１、７ ２２および低域フィルタ７２３、７２４を備える。第一の帯域フィルタ部材ＢＰ Ｄ１は、低域フィルタ７１５、７１６および差形成部材７１７、７１８を備える 。第二の帯域フィルタ部材ＢＰＤ２は、低域フィルタ７２５、７２６および差形 成部材７２７、７２８を備える。第三の識別部材ＩＤＤは、図６Ｂのところで説 明したものに対応する部材を備える。しかし、この実施形態の場合には、計算部 材ＣＵＤは、以下に詳細に説明する計算を行うことができる。前記計算ユニット には、電流測定装置４からの電流測定値ＩＭ、制御ユニットからの影響力のある 信号ＳＦｎおよび計算信号ＳＣＯＳｎおよびＳＳＩＮｎが送られ、また前記計算 ユニットは、供給された信号により、第一の補償パラメータの数値を形成し、本 発明の改良により、同様に第二の補償パラメータを形成する。 図５および図６Ｂのところで説明した方法と類似の方法で、本発明のこの実施 形態の場合には、制御信号ＳＣｎにより、また式（１３）の形の励起信号ＳＥｎ により、影響力のある信号ＳＦｎ’が形成され、それ故、電流測定値ＩＭが、前 記と同じ方法で、特に励起周波数ω_eの成分、Ｉｅ＝Ａｅ＊ｓｉｎ（ω_eｔ＋γｅ ）を含み、交流電圧ネットワークＮ１の選択した位相の電圧に対するゼロ交差に 対する位相位置γｅを持つ。 掛け算部材７１１には、信号ＩＭおよびＳＣＯＳｎが送られ、またこの掛け算 部材は、出力信号Ｓ１８を形成する。掛け算部材７１２には、信号ＩＭおよびＳ ＳＩＮｎが送られ、またこの掛け算部材は、出力信号Ｓ１９を形成する。 式（１４）からの類推により、、出力信号Ｓ１８は、特に下記式の項を含む。 また、出力信号S１９は、下記式の項を含む。 信号Ｓ１８およびＳ１９は、それぞれ、低域フィルタ７１３および７１４に送 られる。これらの信号は、供給された信号から、前記信号が差周波数（ω_e−ｎ ω）より高い周波数の成分を本質的に除去するように、有利に選択されたある伝 達関数である。 低域フィルタ７１３からの出力信号Ｓ２０は、低域フィルタ７１５に送られ、 出力信号７１４は、帯域フィルタ７１６に送られる。 帯域フィルタ７１５、７１６は、供給された信号から、差周波数（ω_e−ｎω ）の成分は本質的に通過させるが、他の周波数成分を抑制する特性を持ち、その 出力信号は、それぞれ、各差形成部材７１７、７１８に供給される。前記差形成 部材は、出力信号ｘ１、ｘ２として、それぞれ、時間ｔ１および時間ｔ２＝ｔ１ −２π／ωの入力信号の差を形成する。その効果は、信号ｘ１およびｘ２におい て、特にｎωのすべての周波数の除去である。 連続信号処理の場合には、信号ｘ１およびｘ２は、それぞれ、下記式（３６） および（３７）の形をしているものと見なされる。 信号ｘ１およびｘ２は、前記第二のフィルタ信号の第一および第二の成分を形 成し、前記成分は、両方とも、それぞれ、励起周波数に対する電流測定値の振幅 および位相位置Ａｅおよびγｅに関する情報を含む。 低域フィルタ７２３、７２４および帯域フィルタ７２５、７２６は、それぞれ 、第三の周波数変換部材および第一の帯域フィルタ部材の対応するフィルタと同 じタイプのものであり、制御ユニットＣＵｎからの影響力のある信号ＳＦｎ’は 、掛け算部材７２１、７２２、低域フィルタ７２３、７２４、帯域フィルタ７２ ５、７２６および差形成部材７２７、７２８で、前記方法と類似の方法で処理さ れる。それ故、最後に説明した部材からの出力信号ｘ３およびｘ４は、それぞれ 、下記式により表すことができる。 信号ｘ３およびｘ４は、前記第三のフィルタ信号の第一および第二の成分を形 成し、前記成分は、両方とも、励起信号の振幅Ｅｎに関する情報を含む。 信号ｘ１、ｘ２、ｘ３およびｘ４は、計算部材ＣＵＤに送られ、前記計算部材 は、それ自身周知の方法で、出力信号として、ｚ３部分ｚ６を形成することがで きる。 図９の場合には、記号（Ｘ１）、（ｘ２）、（ｘ３）および（ｘ４）は、計算 部材ＣＵＤが、逆正接関数の原理値に加算できるようになっていることを示す。 前記数値は、定義により、信号ｘ１、ｘ２、ｘ３およびｘ４の符号を正確に考慮 しながら、−９０度と＋９０度の間に位置している。この場合、適当な角度は１ ８０度である。 周知の三角法の式を使用しながら、式（３６）−（３９）を式（４０）−（４ １）に挿入すると、下記式が得られる。 図６Ａおよび図６Ｂのところで説明したのと同じ理由で、制御信号ＳＣｎから 、直流成分の電流の交流成分Ｉｄｈ（ｔ）の制御用ユニット６に供給された電流 測定値ＣＩＭへの伝達関数ＨＩ（ｓ）が、同様にまた少なくともほぼ励起信号Ｓ Ｅｎから、識別ユニット７１に供給された同じ交流成分の測定値に送られる伝達 関数であることが分かる。 このことおよび識別（４２）および（４３）から、計算値ｚ６＝Ａｅ／Ｅｎが 、励起周波数ω_eにおける、伝達関数ＨＩ（ｓ）の振幅増幅ＨＩＡｎの計算値と なり、計算値ｚ３＝γｎが、同様に、励起周波数ω_eにおける、この伝達関数の 位相シフトＨＩＰｎの計算値となる。 計算値ｚ３およびｚ６は、それぞれ、低域フィルタ７４１、７４２に送られ、 その切り替え周波数は、好適には、差周波数（ω_e−ｎω）の振幅とほぼ同じ振 幅となるように選択することが好ましい。低域フィルタ７４２からの出力信号Ｓ ３３’およびＳ３４’は、図６Ｂのところで説明した方法と同じ方法により処理 され、補償パラメータ値β_nおよびＫＧｎは、図７のところで説明した方法と同 じ方法により制御用ユニットに送られる。 制御命令は、制御用ユニットが形成する制御信号ＳＣｎにより形成され、前記 制御用ユニットは、トーン周波数ｎωの直流接続の電流成分により形成される。 式（３４）による制御信号は、補償パラメータ値ＫＧｎがＫＧｎ＝−ＨＩＡｎに セットされているので、トーンＩｄｎに対して反対の符号を持ち、受動インピー ダンス・ユニットおよび能動フィルタの直列接続の能動フィルタが発生する電圧 ＵＦ（図１）は、電流ＩＦを発生し、前記電流は、切り替え時Ｊ１に、その交流 のＩｄｎ＝ｓｉｎ（ω_fｔ＋α_n）が、少なくともその振幅が小さくなり、原則と して、コントローラの積分関数により完全に除去されるような方法で、電流Ｉｄ に加えられる。 図１１は、制御装置が、序数ｎ＝ｎ１、ｎ２、．．．、ｎｍであり、補償パラ メータβ_nおよびＫＧｎの制御用ユニット値が、すべての制御用ユニットに共通 な識別装置７’により決定される、多数の並列接続制御用ユニット６ｎ１、６ｎ ２、．．．、６ｎｍを備える場合に有利な、能動フィルタ用の制御装置５の他の 実施形態のブロック図である。 前記識別装置７’は、識別ユニット７１および前記タイプの信号発生部材ＳＧ Ｕ２およびＳＧＵ３の他に、二つの選択部材７４６および７４７を備える。前記 選択部材７４６には、選択した序数ｎ１、ｎ２、．．．、ｎｍが送られ、また前 記選択部材は、それ自身周知のある方法で、それに供給されたトーン選択命令に より、それに対して識別ユニット７１、信号発生部材ＳＧＵ２および選択部材７ ４７に対して識別が行われる、そのトーンに対する（「ｎ」がついている数字の ）序数が送られる。識別ユニット７１には、また電流測定値ＩＭおよび励起信号 ＳＥｎが送られ、またこの識別ユニットは、前記方法で選択したトーンに対して 、補償パラメータβ_nおよびＫＧｎの数値を発生する。前記各数値は、選択部材 ７４７に送られ、前記選択部材は、また序数ｎにより、それ自身周知のある方法 で、トーン選択命令により、各制御用ユニットに、図面を同じようにスッキリ させるために、複素数の補償信号ＳＣＭｎ１、．．．、ＳＣＭｎｍだけが表示さ れている図面の問題の制御用ユニットに適用することができる、各補償パラメー タの数値を供給する。 励起信号ＳＥｎ＝Ｅｎ＊ｓｉｎ（ω_eｔ）は、この場合、総和部材ＣＥＳ’に 送られ、この総和部材には、また各制御用ユニットから制御信号ＳＣｎが送られ 、またこの総和部材は、これら供給された信号により制御命令ＳＣＦを形成する 。識別が制御ユニットが発生した、影響力のある信号ＳＦｎ’から直列接続の電 流の交流成分Ｉｄｈ（ｔ）への伝達関数に基づいて行われる、図５のところで説 明した装置とは反対に、この場合は、図１１に示すように、識別は、前記識別ユ ニットが発生した、励起信号ＳＥｎから前記交流成分への伝達関数に基づいて行 われる。すでに説明したように、この場合もまた、各信号は、何等の振幅増幅ま たは相互位相変更を行わないで、総和部材で合計されるので、この場合もまた、 補償パラメータβ_nおよびＫＧｎの識別値は、それぞれ、制御用ユニットが形成 した制御信号ＳＣｎから、前記交流成分の制御用ユニットに送られた測定値への 伝達関数ＨＩ（ｓ）に対して有効である。 図８は、制御装置に内蔵されている、信号発生部材ＳＧＵ１およびＳＧＵ２の 略図である。信号発生部材ＳＧＵ１は、序数ｎ、システム周波数の数値ω、およ び同期信号ＳＹＮＣが送られてくる計算部材９１を備え、前記供給された数値に より、出力信号として、計算信号ＳＣＯＳｎ＝ｃｏｓ（ｎωｔ）およびＳＳＩＮ ｎ＝−ｓｉｎ（ｎωｔ）を発生する。信号ＳＹＮＣは、それ自身周知のある方法 で、交流電圧ネットワークＮ１の選択した位相の電圧に対するゼロ交差に対して 、計算信号ＳＣＯＳｎおよびＳＳＩＮｎの位相位置を同期するための交流電圧ネ ットワークＮ１の電圧を感知することにより形成される。 信号発生部材ＳＧＵ２は、影響を受けることができる遅延時間Ｔｄの遅延部材 ９２１、商形成部材９２２、および計算部材９２３を備える。識別ユニットによ り形成される第一の補償信号β_nの数値、序数ｎおよびシステム周波数ωは、前 記商形成部材に送られ、この商形成部材は、出力として、下記商を形成する。 Td=βn/nω （44） 前記数値は、同期システムと一緒に遅延部材に送られる。前記遅延部材は、出力 信号として、同期信号ＳＹＮＣに対して時間Ｔｄだけ遅延している、遅延同期信 号ＳＹＮＣを形成する。計算信号９２３には、序数ｎ、システム周波数の数値ω 、第二の補償パラメータＫＧｎの識別ユニットが形成した数値、および遅延同期 信号ＳＹＮＣＤが供給され、またこの計算信号は、供給された数値により、出力 信号として補償信号ＳＣＭｎｒ＝ＫＧｎ＊ｃｏｓ（ｎωｔ＋β_n）および ＳＣＭｎｉ＝−ＫＧｎ＊ｓｉｎ（ｎωｔ＋β_n）を形成する。 図１０は、制御装置５に内蔵されていて、それ自身励起信号ＳＥｎを形成する 計算部材９３を備える、信号発生部材ＳＧＵ３の略図である。計算部材は、序数 ｎ、システム周波数の数値ω、式（１９）に従って有利に選択したトーンｎωか らの励起周波数ω_eの周波数距離の数値Δω、励起信号の選択した振幅の数値、 および同期信号ＳＹＮＣの供給を受け、これらの供給された数値により、出力信 号として、励起信号ＳＥｎ＝Ｅｎ＊ｓｉｎ（ω_eｔ）を発生する。 制御装置を適用することができる本発明の他の有利な実施形態の場合には、部 品は標本化した信号により動作し、また例えば、前記部材およびコントローラは 、プロセス・コンピュータで実行するためのソフトウェアとして設計され、前記 装置の種々の部品は、異なる標本化周波数で動作することができる。それ故、第 一、第二、第三および第四の周波数変換部材は、第一のサンプリング周波数ＳＦ Ｉで動作することができ、制御用部材ＣＤ、帯域フィルタ部材ＢＰＤ１、ＢＰＤ ２および第三の識別部材ＩＤＤは、第一のサンプリング周波数より低い、第二の サンプリング周波数で動作することができ、その場合、第一、第二および第三の 周波数変換部材は、トーン周波数ｎωから供給された信号を周波数ゼロに本質的 に変換する。図６Ａ、図６Ｂ、図７、図９および図１２の前記信号は、両方に矢 印がついているＳＦ１またはＳＦ２である。 図１２は、この場合に有利な電流測定装置４の一実施形態である。導体Ｌ１（ 図２）のところに配置された電流感知部材４１は、電流測定装置に配置されてい る低域フィルタ４２に、電流Ｉｄの交流成分Ｉｄｈ（ｔ）の側部値を供給する。 前記低域フィルタからの出力信号は、出力信号ＩＭを形成しているアナログ／デ ジタル変換部材４３に送られる。前記アナログ／デジタル変換部材は、前記信号 ＳＹＮＣにより同期した、サンプリング周波数ＳＦ１の制御装置の他の標本化動 作部材と同期して動作する。低域フィルタ４２は、フィルタが、サンプリング周 波数ＳＦ１の半分より高い周波数内容の信号を、本質的に濾過するように伝達関 数が有利に与えられる。 通常、それぞれ、トーン周波数ｎω＝７５０Ｈｚのトーン用の制御用ユニット および識別ユニットにおいては、第一のサンプリング周波数をほぼＳＦ１＝１３ ｋＨｚに、第二のサンプリング周波数をほぼＳＦ２＝２００Ｈｚに選択すること ができる。これら部材に対してもっと低いサンプリング周波数を使用することに よって、必要計算容量をかなり低減することができる。このことは、プロセス・ コンピュータの性能がもっと低くても構わないこと、および／またはプロセス・ コンピュータの数がもっと少なくてすむことを意味する。 この実施形態の場合には、周波数変換部材ＦＴＤ１、ＦＴＤ２およびＦＴＤ４ に内蔵されている各低域フィルタを、二つの相互にカスケード接続された低域フ ィルタとして設計するほうがもっと有利であることが分かっている。各掛け算部 材から出力信号の供給を受けている、これらカスケード接続フィルタの最初のフ ィルタは、サンプリング周波数ＳＦ１で動作することができ、前記フィルタが、 前記サンプリング周波数の半分より高い周波数内容の信号を本質的に除去するよ うに伝達関数が与えられる。カスケード接続の第一のフィルタから出力信号の供 給を受け、その出力信号が各信号Ｓ１２、Ｓ１３、Ｓ２０、Ｓ２１、Ｓ２４およ びＳ２５からなる前記フィルタの第二のフィルタは、より低いサンプリング周波 数で動作することができ、各フィルタ６５、６６、７１３、７２３および７２４ のところですでに説明したタイプの伝達関数が与えられる。 前記識別ユニットは、少なくともある種の用途において、間欠的に使用するこ とができる。すなわち、識別命令ＩＤＯＮにより、制御用ユニットに一時的に接 続することができ、それにより、信号発生部材ＳＧＵ２は、最後に計算した補償 パラメータ値により、計算信号ＳＣＭｎを発生することができる。 図１３は、その内部において、各ブロックが、図６Ａおよび図６Ｂの対応する ブロックと同じ構成を持つ制御ユニットの一実施形態のブロック図である。さら に、この図は、識別命令ＩＤＯＮにより、励起信号ＳＥｎを総和部材８および第 四の周波数変換部材ＦＴＤ４に接続し、電流測定値ＩＭを第三の周波数変換部材 ＦＴＤ３に、それぞれ、接続する接続部材ＣＯＮ１を示す。図面を簡単にするた めに、信号発生部材ＳＧＵ１およびＳＧＵ２は示してない。 本発明は、図示の実施形態に制限されるものではなく、本発明のコンセプトの 範囲内で複数の修正を行うことができる。以下に説明する図１４−図１７におい て、また上記の図１３において、参照番号は、図６Ａ、図６Ｂおよび図８のとこ ろで説明したのと同じタイプの部材および信号を表す。 図１４は、本発明の制御ユニットの他の実施形態である。図１３の実施形態と の違いは、この図の場合には、総和部材８の代わりに、第二の周波数変換部材Ｆ ＴＤ２の前に配置されている総和部材８’が使用されていることと、その出力信 号がこの周波数変換部材に供給されることである。総和部材８’は、励起信号Ｓ Ｅｎ’を総和部材８’に接続した時、制御用ユニットの出力信号Ｓ１４’と、前 記励起信号との合計を計算する。それ故、この場合、影響力のある信号ＳＦｎ’ は、制御信号ＳＣｎ’と、励起信号が総和部材８’に送られた時の励起周波数ω_e の成分との両方を含む。 この実施形態の場合には、信号発生部材ＳＧＵ３は、下記式で表される複素数 の出力信号を発生する。 影響力のある信号に含まれる励起周波数ω_eの成分は、式（４６）の出力信号 に、第二の周波数変換部材ＦＴＤ２の補償信号ＳＣＭｎ＝ＫＧｎ＊ｅ^{j(n ωt+βn )} を掛けることにより形成される。 信号発生部材ＳＧＵ３からの出力信号は、第三の識別部材ＩＤＤに直接送られ る。それ故、この実施形態の場合、前記第二の識別信号および第三のフィルタ信 号は、式（４５）の出力信号からなる。計算は、この場合、第三の識別部材ＩＤ Ｄが、第二の周波数変換部材ＦＴＤ２の増幅係数ＫＧｎ／２および位相シフトβ_n を補償するためのフィルタ補償部材ＣＩＤＤを備える必要があることを示して いる。さらに、このフィルタ補償部材は、第三の周波数変換部材に含まれる、第 一の帯域フィルタ部材ＢＰＤ１および低域フィルタ部材ＬＰＩが、差周波数（ω_e −ｎω）のところで示す振幅増幅ＡＢＰＤＩおよび位相シフトＰＨＢＰＤ１を 補償することができるので有利である。 図１５は他の実施形態である。図１４の実施形態との違いは、この図の実施形 態の場合には、第三の周波数変換部材ＦＴＤ３の代わりに、図６Ｂのところで説 明した低域フィルタＬＰＩが使用されていること、およびこの低域フィルタに供 給される信号が、制御用ユニットに供給される電流測定値ＩＭからなっていない で、第一の周波数変換部材ＦＴＤ１に内蔵されている、掛け算部材ＭＤ１からの 出力信号Ｓ１０’からなることである。それ故、この実施形態の場合には、前記 第一の識別部材Ｓ１０’は、掛け算部材ＭＤ１を備える。上記式（１４）のとこ ろの説明から分かると思うが、識別中の出力信号Ｓ１０’は、制御ユニットの機 能に関連する成分（Ａｎ／２ｊ）・ｅ^j(an)および（Ａｅ／２ｊ）・ｅ^{j[( ωe-n ω)t+γe]} を含む。このことは、この実施形態の場合には、第三の周波数変換部 材に内蔵されている掛け算部材ＭＤ３を省略することができることを意味する。 図１６の実施形態の場合には、図１５の実施形態とは反対に、周波数変換部材 ＦＴＤ１からの出力信号Ｓ１２’は、第一の帯域フィルタ部材ＢＰＤ１に直接送 られる。この場合、識別中、出力信号Ｓ１２’は、図１５の実施形態の信号Ｓ１ ０’と同じ成分を含む。図１６の実施形態の場合には、第三の識別部材は、図１ ４の実施形態ところで説明した、第二の周波数変換部材ＦＴＤ２の増幅係数ＫＧ ｎ／２および位相シフトβ_nを補償するためのフィルタ補償部材ＣＩＤＤ’を備 えていなければならない。さらに、前記フィルタ補償部材ＣＩＤＤ’、第一の周 波数変換部材に内蔵されている第一の帯域フィルタ部材ＢＰＤ１、および低域フ ィルタ部材ＬＰ１が、差周波数（ω_e−ｎω）のところで示す、振幅増幅ＡＢＰ Ｄ１’および位相シフトＰＨＢＰＤ１’を補償するために有利に適応させること ができる。 図１７は、本発明のさらに他の実施形態である。この実施形態と、図１３の実 施形態との間の違いは、制御装置が、第二の周波数変換部材ＦＴＤ２から、制御 信号ＳＣｎ’の供給を受ける保持手段（ＨＯＬＤｎ）を備えることである。供給 された制御信号保持命令ＳＳＴＡＴｎにより、この保持手段は、選択したトーン 周波数に対する励起信号が発生した場合に、その振幅およびその位相角に対して 一定の数値に、選択したトーン周波数に対する制御信号を維持する。 図１３−図１７の実施形態は、もちろん、複素数の指数の形の計算信号によっ てではなく、計算信号ＳＣＯＳｎおよびＳＳＩＮｎ、ＳＣＭｎｒおよびＳＣＭｎ ｉによる掛け算を使用して、信号処理を行うように個々に設計される。このこと は、図１３（および図６Ａおよび図６Ｂ）の実施形態のところで説明した方法に 類似の方法で行うことができ、図６Ａ、図６Ｂおよび図８のところで説明したよ うに設計することができる。これらの計算はここでは行わない。何故なら、図１ ３−図１７の実施形態の計算のように、当業者であれば上記説明により上記計算 を行うことができるからである。 ある励起周波数ω_eで行った前記識別は、異なる数値の周波数でも同様に反復 して行うことができる。その場合、補償パラメータの数値β_nおよびＫＧｎは、 伝達関数ＨＩ（ｓ）の振幅増幅ＨＩＡｎおよび位相シフトＨＩＰＨｎのこのよう にして得られた計算値を、内挿または外挿することにより形成することができる 。 前記式１１および１２の場合には、これと、選択したトーン周波数における、 制御信号から電流測定値への伝達関数に対する位相シフトの合計が、少なくとも ほぼゼロに等しくなるように、またこれと、選択したトーン周波数における、前 記伝達関数に対する振幅増幅との積が、少なくともマイナス１にほぼ等しくなる ように、前記識別ユニットが第一の補償パラメータを形成するものと仮定される 。もちろん、本発明の範囲内で、代わりに、これと、選択したトーン周波数にお ける、前記伝達関数に対する位相シフトの合計が、少なくとも予め定めた数値（ Δβ_n）に等しくなるように、前記識別ユニットが、第一の補償パラメータを形 成し、また前記識別ユニットが、これと、選択したトーン周波数における、前記 伝達関数に対する振幅増幅との積が、少なくとも予め定めた負の数（ΔＫＧｎ） とほぼ等しくなるように第二の補償パラメータを形成するものと仮定することも できる。このことは、当業者にとっては周知のある方法により識別部材を修正し て行うことができる。 例えば、能動フィルタを、本特許明細書の冒頭の部分の上記文献に記載されて いるある方法で、フィルタ電圧ではなく、フィルタ電流を発生し、直流回路にそ れを供給することができるようにすることも本発明の範囲内に含まれる。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １． 高電圧直流の送電用設備のその交流側でシステム周波数（ω）の電力ネ ットワーク（Ｎ１）に接続しているコンバータで、直流回路（Ｌ１、Ｌ２）に接 続している能動フィルタ（２）用の制御装置（５）であって、 前記能動フィルタが、制御装置が発生した制御命令（ＳＣＦ）により、直流接 続の電流（Ｉｄ）の選択したトーン周波数（ｎω）の少なくとも一つのトーン（ Ａｎ＊ｓｉｎ［ｎωｔ−α_n］）を低減するために、フィルタ電圧（ＵＦ）およ びフィルタ電流（ＩＦ）の一方を発生し、直流接続に供給し、制御装置が、選択 したトーン周波数の制御信号（ＳＣｎ’、ＳＣｎ）により制御命令を形成し、 前記制御装置が、直流接続の電流の電流測定値（ＩＭ）の供給を受ける制御用 ユニット（６）を備え、前記数値が、前記選択したトーン周波数の少なくともト ーンを含み、それにより、選択されたトーン周波数を周波数ゼロに周波数変換す ることにより、このフィルタ信号で、第一のフィルタ信号（Ｓ１２’、Ｓ１２お よびＳ１３）を形成し、比例／積分特性を持つ制御用部材（ＣＤ）での信号処理 によりコントローラ信号（Ｓ１４’、Ｓ１４およびＳ１５）を形成し、コントロ ーラ信号および第一の補償パラメータ（β_n）により制御信号を形成していて、 前記制御装置が、さらに、励起周波数（ω_e）の励起信号（ＳＥｎ）を発生し、 制御命令に加える励起発生手段（ＳＧＵ３、ＦＴＤ２、８、８’）と、第一の補 償パラメータを形成し、前記制御用ユニットに供給する識別ユニット（７）とを 備え、 前記識別ユニットに、電流測定値に依存する第一の識別信号（ＣＩＭ、Ｓ１０ ’、Ｓ１０、Ｓ１１、Ｓ１２、Ｓ１３）と、前記励起発生手段のところで感知さ れ、その振幅および周波数が励起信号に関連する第二の識別信号（ＳＥｎ、ＳＥ ｎ’、ＳＦｎ、ＳＦｎ’）が供給され、前記識別信号により、これと、前記制御 信号から選択したトーン周波数における電流測定値への伝達関数に対する位相シ フトとの和が、予め選択した数値（Δβ_n）に少なくともほぼ等しくなるよう第 一の補償パラメータを形成することを特徴とする制御装置。 ２． 請求項１記載の制御装置において、制御用ユニットが、電流測定値の供 給を受ける第一の周波数変換部材（ＦＴＤ１）を備え、それにより、第一フィル タ信号を形成していて、前記第一の周波数変換部材が、フィルタ部材が、供給さ れた信号から、システム周波数の整数倍（ｋω）および、選択したトーン周波数 （ｎω）の整数倍の和（（ｋ＋ｍ）ω）または差（（ｋ−ｎ）ω）であるゼロと は異なる周波数成分を本質的に除去し、第一のフィルタ信号がフィルタ部材から の出力信号により形成されるように選択された、低域ろ化特性の伝達関数を持つ 少なくとも一つのフィルタ部材（ＬＰＩ、６５、６６）を備えることを特徴とす る制御装置。 ３． 前記請求項の何れか１項記載の制御装置において、制御用ユニットが、 同様に第二の補償パラメータ（ＫＧｎ）により、制御信号を形成し、識別ユニッ トが、第一および第二の識別信号により、これと、選択したトーン周波数におけ る制御信号から電流測定値への伝達関数に対する振幅増幅との積が、予め選択し た負の数（ΔＫＧｎ）に少なくともほぼ等しく、および第二の補償パラメータを 制御ユニットに供給するように形成することを特徴とする制御装置。 ４． 前記請求項の何れか１項記載の制御装置において、前記識別ユニットが 、第一の識別信号が供給され、それにより、両方とも、励起周波数に対する電流 測定値の振幅および位相位置（それぞれ、Ａｅ、γｅ）についての情報を含む第 一および第二の成分（それぞれ、Ａｅ、ｅ^jγｅおよびＡｅ／２ ｓｉｎ（γｅ ）、Ａｅ／２ ｃｏｓ（γｅ））を含む励起周波数と、選択したトーン周波数と の間の差周波数（ω_e−ｎω）に等しい周波数の第二のフィルタ信号（それぞれ 、ｘ１’およびｘ１、ｘ２）を形成する第一の識別部材（ＦＴＤ３、ＭＤ３、Ｌ ＰＩ、ＢＰＤ１）と、 第二の識別信号が供給され、それにより、励起信号の振幅（Ｅｎ）に関する情 報を含む、差周波数の第三のフィルタ信号（それぞれ、ｘ２’およびｘ３、ｘ４ ）を形成する第二の識別部材（ＦＴＤ４、ＢＰＤ２）と、 第二および第三のフィルタ信号が供給され、それにより、少なくとも第一の補 償パラメータを形成する第三の識別部材（ＩＤＤ）とを備えることを特徴とする 制御装置。 ５． 前記請求項の何れか１項記載の制御装置おいて、前記第二の識別信号が 、 励起周波数と等しい周波数であることを特徴とする制御装置。 ６． 請求項１−請求項４の何れか１項記載の制御装置において、第二の識別 信号が、励起周波数と選択したトーン周波数との間の差周波数（ω_e−ｎω）に 等しいことを特徴とする制御装置。 ７． 請求項１−請求項３の何れか１項記載の制御装置において、前記第二の 識別信号が、励起周波数と選択したトーン周波数との間の差周波数（ω_e−ｎω ）に等しい周波数を持ち、 前記識別ユニットが、第一の識別信号が供給され、それにより、両方とも、前 記励起周波数に対する電流測定値の振幅および位相位置（それぞれ、Ａｅ、γｅ ）についての情報を含む、第一および第二の成分（それぞれ、Ａｅ、ｅ^jγｅお よびＡｅ／２ ｓｉｎ（γｅ）、Ａｅ／２ ｃｏｓ（γｅ））を含む、差周波数 に等しい周波数の第二のフィルタ信号（それぞれ、ｘｌ’およびｘ１、ｘ２）を 形成する第一の識別部材（ＦＴＤ１、ＭＤ１、ＬＰＩ、ＦＴＤ３、ＢＰＤ１）と 、 第二のフィルタ信号および第二識別信号が供給され、それにより、少なくとも 第一の補償パラメータを形成する第三の識別部材（ＩＤＤ）とを備えることを特 徴とする制御装置。 ８． 請求項６−請求項７の何れか１項記載の制御装置において、制御用ユニ ットが、制御用信号の供給を受け、それにより、および少なくとも第一の補償パ ラメータにより選択したトーン周波数変換部材の制御信号を形成する第二の周波 数変換部材（ＦＴＤ２）を備えていて、前記励起発生手段（ＳＧＵ３）が、差周 波数に等しい周波数の入力信号（ＳＥｎ’）を発生し、第二の周波数変換部材に 供給することと、差周波数から励起周波数への周波数変換により、第二の周波数 変換部材が、前記入力信号により励起信号を発生することとを特徴とする制御装 置。 ９． 請求項５、請求項６、請求項８が請求項４に依存している場合に、請求 項４、請求項５、請求項６、請求項８記載の制御装置において、第一の識別信号 が、第一のフィルタ信号により形成されることを特徴とする制御装置。 １０． 前記請求項の何れか１項記載の制御装置において、第一および第二の 制御ユニット（それぞれ、ＣＵｎ１、ＣＵｎ２）を備え、それぞれが、選択した 第一および第二のトーン周波数（それぞれ、ｎ１ωおよびｎ２ω）に関連し、前 記各制御ユニットが、 各制御ユニットに関連するトーン周波数に対する制御信号を形成する制御用ユ ニットと、 各制御ユニットに関連する励起周波数（ω_e）の励起信号（ＳＥｎ）を発生し 、制御命令に加える励起発生手段（ＳＧＵ３、ＦＴＤ２、８）と、 各制御ユニットに対して、制御信号と励起信号との和により影響力のある信号 （それぞれ、ＳＦｎ１およびＳＦｎ２）を形成する第一の総部材（８）と、 第一および第二の識別信号により、各制御ユニットに関連するトーン周波数に 対して少なくとも第一の補償パラメータを発生する識別ユニットと、 影響力のある信号の和により、制御命令を形成する第二の総和部材（ＣＥＳ） とを備えることを特徴とする制御装置。 １１． 請求項１−請求項９の何れか１項記載の制御装置において、 それぞれが、第一および第二の序数（それぞれ、ｎ１、ｎ２）に対応する選択 した第一および第二のトーン周波数（それぞれ、ｎ１ω、ｎ２ω）に関連する第 一および第二の制御用ユニット（それぞれ、６ｎ１、６ｎ２）と、 識別装置（７’）とを備え、該識別装置が、 供給された序数により、励起周波数（ω_e）の励起信号（ＳＥｎ）を発生し、 制御命令に加える励起発生手段（ＳＧＵ３、ＦＴＤ２、８）と、 第一および第二の識別信号のより、また供給された序数により、少なくとも第 一の補償パラメータを発生する識別ユニット（７）と、 第一および第二の序数の供給を受け、供給されたトーン選択命令（ＳＳＥＬ） により、前記序数の中の一つを識別ユニットおよび前記励起発生手段に転送する 第一の選択部材（７４６）と、 前記転送された序数と、識別ユニットが発生した少なくとも第一の補償パラメ ータの供給を受け、トーン選択命令により、前記転送された序数に対応するトー ン周波数に関連する制御用ユニットに前記補償パラメータを転送する第二の選択 部材（７４７）と、 制御信号および励起信号の和により、制御命令を形成する第三の総和部材（Ｃ ＥＳ’）とを備えることを特徴とする制御装置。 １２． 請求項４−請求項１１の何れか１項記載の制御装置において、供給さ れた識別命令（ＩＤＯＮ）により、それぞれ、第一の識別信号および第二の識別 信号を識別ユニットに結合する結合部材（ＣＯＮ１）を備えることを特徴とする 制御装置。 １３． 前記請求項の何れか１項記載の制御装置において、供給された制御信 号保持命令（ＳＳＴＡＴｎ）により選択したトーン周波数に対して励起信号が発 生した時に、前記制御信号の振幅御位相角に対して一定の数値に選択したトーン 周波数に対する制御信号を維持する保持手段（ＨＯＬＤｎ）を備えることを特徴 とする制御装置。 １４． 前記請求項の何れか１項記載の制御装置において、前記制御用ユニッ トが、サンプル形式の各信号を感知し、形成し、前記制御用ユニットが、第一の フィルタ信号と、第一のサンプリング周波数（ＳＦ１）の制御信号と、第一のサ ンプリング周波数より低い第二のサンプリング周波数（ＳＦ２）の制御用信号と を形成することを特徴とする制御装置。 １５． 請求項４−請求項６の何れか１項記載の制御装置において、前記識別 ユニットが、サンプル形式の各信号を感知し、形成し、前記第一の識別部材が、 第三の周波数変換部材と第一の帯域フィルタ部材とを備え、 前記第二の識別部材が、第四の周波数変換部材と第二の帯域フィルタ部材とを 備え、 前記第三および第四の周波数変換部材が、第一のサンプリング周波数（ＳＦ１ ）で動作し、前記第三の識別部材および少なくとも前記第一および第二の帯域フ ィルタ部材の中の一方が、前記第一のサンプリング周波数より低い第二のサンプ リング周波数（ＳＦ２）で動作することを特徴とする制御装置。 １６． 請求項１４−請求項１５の何れか１項記載の制御装置において、前記 第一のサンプリング周波数が、前記第二のサンプリング周波数より少なくとも５ ０倍高いことを特徴とする制御装置。 １７． 前記請求項の何れか１項記載制御装置において、前記識別ユニットが 、 これと選択したトーン周波数において、制御信号から電流測定値への伝達関数に 対する位相シフトの和が、少なくともゼロにほぼ等しくなるように第一補償パラ メータを形成することを特徴とする制御装置。 １８． 前記請求項の何れか１項記載制御装置において、前記識別ユニットが 、これと選択したトーン周波数において、制御信号から電流測定値への伝達関数 に対する振幅増幅との和が、少なくともマイナス１にほぼ等しくなるように第二 補償パラメータを形成することを特徴とする制御装置。 １９． 前記請求項の何れか１項記載の制御装置を備える高電圧直流送電設備 であって、選択したトーン周波数（ｎω）の序数（ｎ）が、コンバータのパルス 数（Ｐ）の整数倍であることを特徴とする高電圧直流送電設備。