JP2000509811A - ドップラ有効範囲の距離を延伸させるレーダ/ソナーシステムの概念 - Google Patents

ドップラ有効範囲の距離を延伸させるレーダ/ソナーシステムの概念

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Abstract

(57)【要約】 レーダとソナーの双方の環境で距離象限不明とドップラ象限不明の発生を防止する方法と装置である。1連のN個のパルスを発生させ、そのおのおのが複数の連続するサブパルスを包含している。前記サブパルスはおのおのが、その特定のパルスの中の残余のサブパルスとは異なった周波数を示す。さらに、パルスおのおのの中で前記サブパルスが出現する順序は、前記1連の中の残余のパルスを基準として固有のものである。整合済みフィルタ受信機(10)およびドップラプロセッサ(30)を用いて自動相関および相互相関を実行して(R1−RN)、距離象限不明とドップラ象限不明を防止する。

Description

【発明の詳細な説明】 ドップラ有効範囲の距離を延伸させるレーダ/ソナーシステムの概念発明の分野 本発明は、送信された波形の時間と帯域幅の積に関連する成分によってレーダ またはソナーのシステムの距離およびドップラ象限不明を消滅させる波形/信号 処理概念に関する。目標までの距離の測定は、おのおののパルスが送信されてか ら前記目標からのエコーが到着するまでの遅延時間を測定することによって遂行 される。速度の測定は、パルスからパルスに至る間での位相の変化、すなわち前 記目標のドップラ偏移に基づいて計算される。象限不明が存在すると、これらの 測定値の一方または双方がレーダまたはソナーのパルス繰り返し周波数(PRF )によって異なってしまう。発明の背景 本発明はレーダとソナー双方による追跡システムに応用できるが、説明を容易 にするために、本発明はレーダシステムとの関連において説明する。 レーダシステムを設計するに際しての基本的な判断は、PRF概念とその逆概 念すなわちパルス繰り返し間隔(PRI)概念のどちらを選択するかである。こ の判断によって、距離および/またはドップラ象限不明が影響され、これがさら に、 (a)レーダ位置および目標の追跡; (b)探索レーダおよび追跡レーダのための必要なクラッタ除去;および (c)合成開口レーダ(SAR)の相互距離解像度および/または散布幅などの 機能に影響を与える。PRFを選択すると、システムは低周波PRFレーダシス テム、中周波PRFシステムおよび高周波PRFシステムに分類される。 低周波PRFレーダは、第1の距離象限不明が最大の予測目標検出距離より大 きくなるに十分なほどPRFが低く、これによって距離象限不明が消滅するよう なレーダであると定義される。低周波PRFは一般には、最大ボリューム偵察に 最も関連する広距離探索用途のために選択される。探索は、通常は目標位置のス キャンツースキャン測定によって遂行される二次的な能力である。速度は直接に は測定されないが、スキャンツースキャン測定に基づいた目標位置の変化から計 算することができる。目標の探索は、速度の測定が比較的遅く角度解像度が劣る ために濃厚な目標シナリオや高移動性目標の場合はその機能が制限される。移動 目標インジケータ(MTI)およびコヒーレント統合は通常は、移動目標検出や クラッタ除去目的で用いられる。 高周波PRFレーダは、第1のドップラ象限不明が最大予測目標速度のドップ ラ偏移より十分大きくて、ドップラ/速度象限不明がまったく発生しないような PRFを持つレーダであると定義される。高周波PRFが一般に用いられる用途 には、ほとんどの場合に目標速度と高速移動目標に関連する機上インターセプト レーダ、短距離追跡、兵器制御レーダなどがある。目標距離は通常は、動揺PR Fや「中国剰余理論」などのアルゴリズムを用いて検出した後で計算される。目 標追跡はこれらのレーダの場合は、濃厚目標シナリオまたは高移動性目標に限ら れるが、その理由は、目標距離の象限不明を解決するアルゴリズムが限られるか らである。これらの特徴は、ロング(Long)とムーニー(Mooney)に よって書かれた「パルスドップラレーダ」という題名のレーダハンドブック第2 版(スコルニック編集)の第17章に説明されている。 高周波PRFを用いる場合、速度解像度、目標の信号対雑音比率(SNR)お よびクラッタ除去もまた、距離の象限不明を解決する必要性によって間接的に制 限される。距離象限不明を解決するためのアルゴリズムは、アンテナのドウエル の間にさまざまなPRFで目標を何回も検出しなければならない。これは、かな らずしもすべての戻り信号がコヒーレントに統合されて最大速度解像度、最大S NRまたは最大クラッタ除去をもたらすわけではないことを意味する。これらの レーダに関するさらなる関心事は、クラッタ除去の必要要件が増大することであ る。距離の象限不明のために、クラッタは同一方向に折り重なり、その結果、お のおのの距離セル内でクラッタレベルが増大し、また、近接の高レベルクラッタ を引き起こして、遠距離の低高度目標の検出を妨害する。したがって、一般的に 、クラッタ除去のレベルをより高くする必要がある。 中周波PRFレーダは、第1のドップラ象限不明が最大予測目標速度のドップ ラ偏移より大きくなるに十分なほどPRFが高くなく、その結果、ドップラ/速 度象限不明が引き起こされるレーダであると定義される。同時に、PRFは、 第1の距離象限不明が最大予測目標検出距離より大きくなるに十分なほどには低 くなく、その結果、距離象限不明が引き起こされる。中周波PRFを用いると、 距離象限不明とドップラ象限不明の双方を解決しなければならない。高周波PR Fより距離象限不明の方が少なく、低周波PRFよりドップラ象限不明が少ない ので、これらの象限不明のおのおのの衝撃およびこれらの象限不明を解決する複 雑さは減少する。 画像合成開口レーダ(SAR)は、距離象限不明もドップラ象限不明も許容で きないユニークな応用例である。アンテナ開口寸法、送信周波数およびプラット フォーム速度が選択されると、前記プラットフォーム速度によってアンテナのパ ターン全体にわたって展開されるドップラスペクトルが、これらのパラメータの 選択値によって決定される。画像中にドップラ象限不明が入るのを防ぐには、P RFは前記ドップラ展開の少なくとも2倍なければならない。通常はさらに高い PRFを選択して、アンテナパターンのスカートからの戻り信号が画像中に折り 重なるのを防いでいる。すると、その結果得られるPRFによって、画像領域の 最大距離すなわち散布幅が決定される。この散布幅は通常は、レーダとそのプラ ットフォームを効率的、そして経済的に利用するに望ましい値をかなり下回る。 上記より、ほとんどの応用例において、目標すなわち散乱体は、象限不明を伴 うことなくその位置を突き止めることも追跡することもできないことが分かる。 例外は、象限不明を防止するために有効範囲が非常に小さな散布幅になるように 再設計されたSARである。アンテナのドウエル時間中にさまざまなPRFおよ び/または周波数を持つ複数のバーストを送信することによって象限不明を解決 するための技法が多く存在する。これらの技法は、同時に処理できる目標の数と 共に信号対雑音比率およびクラッタ除去という点で機能が限られた技法である。 距離象限不明とドップラ/速度象限不明の双方を消去させるという問題は、過 去何年にもわってレーダ分野の従業者によって認識されてきた問題である。この 状況を解決する1つの方法は、変動波形を利用することである。例えば、プレナ ット(Prenat)に対して発行された米国特許第4,746,922号には、さまざ まな繰り返し周波数(PRF)でパルスを発生させる送信機回路が含まれている 。受信機回路はエコー信号を受信するが、このエコー信号は、固定した目標に 起因するこれらの信号を消去し、次に残余の信号を、前記さまざまなPRFを補 償するに必要な位相補正機能を持った1バンクの周波数フィルタに入力するため に濾過される。したがって、エコー信号は、その関連するドップラ周波数に対応 する周波数フィルタによって発生するだけである。ドップラ周波数の測定の際に おける象限不明のために、これらのフィルタの同調済み周波数はすべて、送信済 みパルスの最小PRFより低い。 さらに、アレキサンダ(Alexander)らに対して発行された米国特許第4,10 6,019号に、高速目標用の明瞭な目標距離を測定するシステムが説明されて いる。3つの連続した送信ドウエルのレーダ戻り信号から得られた目標距離およ びドップラ周波数に関するデータが格納され、ドウエルはそのおおののが互いに 異なったPRFを有する。目標の速度が、5つの距離方位角プロフィールまたは 経路の内の少なくとも1つで3つの互いに隣接するドウエル船体にわたって17 経路アルゴリズムを満足するような相関装置が含まれる。 最後に、ルービン(Rubin)に対して発行された米国特許第5,442,359 号には、パルス同士間の時間間隔(PRI)が等しくない周期を持つ複数のパル スを有する周期的波形で変調されたドップラ周波数偏移象限不明を解決する方法 が図示されている。 このほかにも現在では、低周波PRF、ドップラ象限不明波形および、複数の PRFを「中国残余理論」などのアルゴリズムで推測して高周波PRF波形の距 離象限不明を解決する目標追跡などの技法が存在する。発明の概要 本発明は、距離象限不明およびドップラ偏移象限不明が、選択された最大距離 および最大ドップラ偏移内でパルスドップラレーダシステム中で発生するのを防 止する方法および操作を提供することによって先行技術の欠陥を克服するもので ある。個々のパルスが波形のPRIによって隣接するパルスから分離されるとい つでも1連の周波数符号化されたパルスを包含する波形が利用される。これらパ ルスはおのおのが1バーストの連続波(CW)または(この代わりに位相符号化 された)変動周波数を持つサブパルスから成り立っている。本発明をより容易に 理解するために、以下に説明する第1の実施形態は、前記サブパルスがCWパル スから成っている最も簡単な実施形態となっている。その後で、サブパルスが位 相符号化された実施形態を説明する。前記パルスはおのおのが同一のサブパルス 周波数を包含するが、順序は変動する。複数の遅延と共に相関を高速フーリエ変 換で利用して適切な出力を提供する。図面の簡単な説明 本発明に関する上記の目的および特徴さらに他の目的および特徴ならびにそれ を実現する方法は明らかであり、さらに、本発明は、以下の添付図面と一緒に本 発明の実施形態に関する以下の説明を参照すれば最もよく理解されよう。 図1は、個々のパルスがさまざまな周波数符号で符号化されたレーダ波形の図 、 図2は、図1のバースト中の周波数符号化されたパルスの内の1つを示す図、 図3は、図1および2に示すバースト波形のための整合済みのフィルタ受信機 の図、 図4は、周波数ホッピング符号発生器を実現するための機能図、 図5は、タイミングパルス発生器を実現するための機能図、 図6は、詳細に示されたn番目の相関関係によって図3に示す受信機をドップ ラ補償するための機能図、 図7は、図3に示すドップラプロセッサの場合のポテンシャルドップラ処理を 実現するための機能図、 図8は、式17のシーケンスによって特定された10素子から成るコスタス(C ostas)符号化波形に対して整合されたフィルタの反応を示すグラフ、 図9は、式19を重み付け関数として用いた式17のシーケンスによって特定 された10素子から成るコスタス(Costas)符号化波形に対して「不整合された」 フィルタの反応を示すグラフ、 図10は、位相符号サブパルス変調器を実現するための機能図、 図11は、式23および24によって特定された位相符号で符号化されたサブ パルスを持つ式22のシーケンスによって特定された10素子コスタス(Costas) 符号化された波形に対して整合されたフィルタの反応を示すグラフ、 図12は、式23および24によって特定された位相符号で符号化されたおの おのの符号のサブパルスを持つ4つの10素子コスタス(Costas)符号化波形の 1シーケンスに対して整合されたフィルタの反応を示すグラフである。好適な具体例の詳細な説明 現行の技法では一般に、出力SNR、クラッタ除去および速度/ドップラ解像 度を減少させる象限不明を解決するための準最適な処理反応式が必要である。こ れらの技法では、SARが有効範囲の散布幅を制限するので、同時に追跡できる 目標の数および相互距離の高解像度が制限される。 本発明によって従業者は、目的とする最大速度を得るためにドップラ象限不明 を防止するPRFを選択することができる。本発明はまた、目的とする最大距離 が第1の距離象限不明未満となるように、バースト波形で用いられる符号化され たパルスの数を選択する。その上、本発明は、すべてのレーダが別々のサブセッ トとなっている利用可能周波数ホッピング符号を用いる限り、広い帯域幅の波形 を利用して、他の同様に設計されたレーダが同じ帯域幅を使用することを禁止す ることなく良好な距離解像度を提供する。最後に、本発明は、希望の画像解像度 を得て次にバースト波形で用いられる符号化されたパルスの数を選択して希望の 有効範囲散布幅を達成するためのアンテナ開口寸法、送信周波数、PRFおよび プラットフォーム速度を持ったSARの設計を可能とする。 本発明による波形/受信機設計の新規な特徴は、波形パラメータを適切に選択 すれば、距離象限不明と速度象限不明の双方が、目的とするそれぞれ最大距離お よび最大速度より大きくなるという点である。図1に示すようなこの波形は、T をPRIとして、周波数符号化された1連のパルスから成る。C1からCNとラベ ル付けされている周波数符号は、N番目のパルスにいたるまでパルス1つ毎に異 なる。符号C1からCNはそのおのおのが、休止間隔時間によって隣接する符号か ら分離されている。次に、これらの符号は、1バースト当たりN個のパルスから 成るバーストで繰り返される。これらN個のパルスのおのおのが、M個のサブパ ルスの場合を示す図2に図示するように1バーストの連続波(CW)サブパルス から成り立っている。おのおののサブパルスのパルス幅はτpであり、パルスの 全体パルス幅はMτpである。これらの周波数は、パルス中に現れる順番に従っ てf1n、f2n、f3nなどとラベル付けされる。このラベル付けは、関連の周波数 成分の特定の値に関連して、いるわけではない、すなわち周波数f1nはf2nより 必ず しも大きくはなく、周波数f2nもf3nより必ずしも大きくはなく、以下も同様と なる。第1の添え字1,2,3,…、Mは、n=1,2,3,…、Nとしてn番 目の符号中における関連の周波数の位置を表すものである。 この周波数符号化の特徴は以下の通りである: (1)サブパルスが時間的に連続している、すなわちそれらの間にスペースはな い; (2)パルス個々の符号は、同じ周波数サブパルスを包含する1集合の構成要素 であり、おのおのの周波数が出現する順序だけがパルスによって異なる; (3)符号のサブパルスに対する周波数の値は、τpをサブパルスのパルス幅と して1/τpだけ分離している; (4)符号は、1つのピークがゼロ時間遅延およびゼロドップラ偏移の所に存在 し、低いサイドローブがメインローブ外部にある他のすべての値に対して1/M に近づく象限不明機能(遅延時間における2次元の自動相関とドップラ偏移)を 有する。コスタス(Costas)の書いた1984年8月付けのIEEEの第72巻第 8番の会報に掲載されている「理想に近い距離ドップラ象限不明特性を有する検 出波形の等級の研究」(A study of a Class of Detection Waveforms Having Ne arly Ideal Range-DopllerAmbiguityProperties)中に説明されているようなコス タス(Costas)周波数ホッピングされた符号はこれらの要件を満足させる;さらに 、 (5)符号は、どの時間遅延においてもどのドップラ偏移においても大きいピー クが存在せず、ピーク値が2/Mに近づく相互象限不明機能(時間遅延での2次 元相互相関およびドップラ偏移)を有する。これらの要件を満足するある種のコ スタス周波数ホッピングされた符号を選択することが可能である。 本発明においては、受信機は、送信機と同じ場所に置いてもよいし前記送信機 から隔たった所に置いてもよい。この概念の重要な要素は、受信機が、N個のパ ルスのバースト全体の整合済みフィルタとして実現されることである。このよう な受信機10の機能図を図3に示す。この受信機の重要な構成部品は次の通りで ある: (1)アナログ遅延ラインまたはディジタル記憶デバイス12,14,16およ び18; (2)相関器20,22,24,26および28;ならびに (3)適切に重み付けされた離散フーリエ変換(DFT)またはFFTでこの図 では実現されているドップラプロセッサ30。 これらの構成部品は標準品であって、現在市販されている電子デバイスである。 これら3つの動作は、特定の用途または目標シナリオにとって便利なようにどん な順序で実行してもよい。例えば、一部の応用例では、格納や遅延に先だって相 関動作を実行すると有利である。また、パルス数Nより1つ少ない遅延ラインま たはディジタル記憶デバイスを用いることに注意することが重要である。その上 、N個のパルスと同じ数の相関器が含まれる。 アナログ受信機においては、遅延ラインは、PRIに等しい遅延時間Tを持つ アナログ遅延ラインである。ディジタル受信機においては、遅延ラインは、1つ の距離セルに対して1つの記憶ロケーションを持つディジタル記憶装置(メモリ またはシフトレジスタ)であり、距離セルの数もまた、PRIの値Tによって決 まる。距離セルの数はMT/τpであるが、ここでMは図2における符号の長さ 、TはPRI、τpは図2でのサブパルス幅である。 図3の相関器は、例えばFFTでディジタル機器として実現したりストレッチ プロセッサとして実現されたりする。いずれにせよ整合されて、用途に応じて信 号対雑音比率または信号対クラッタ比率を最大化する。ドップラ補償された相関 器をどのように実現するかは後述する。これらの相関器の機能は、C’1からC ’Nまでラベル付けされた目標からの戻り信号を、関連のレーダに対して選択さ れた符号の遅延をかけられてドップラ偏移されたR1からRNまでラベル付けされ た複製物と相互関連させることである。これらの相関器の数は、距離象限不明が 存在しないPRIの数に等しい。 図3のドップラプロセッサは、関連信号のドップラ偏移に基づいて目標戻り信 号を分離または除去するように設計されたプロセッサであればなんでもよい。こ のようなプロセッサの多くが、入力信号サンプルを適切に重み付けしたFFTと して実現することができる。現在使用されている具体的なレーダのドップラプロ セッサには次のものが含まれる: (1)コヒーレント統合フィルタ(FFT)でカスケードされた機上MTI(移 動目標インジケータ); (2)通常は、FFTの前に存在するメインビームクラッタフィルタを含むパル スドップラレーダドップラプロセッサ; (3)撮像用合成開口レーダの相互距離(ドップラ)プロセッサ;および (4)天候ドップラレーダの平均速度と速度展開推定用処理。ドップラプロセッ サ内で処理されるパルスの数NIは、距離象限不明の防止のために用いられる符 号の数Nより多くなったり少なくなったりする。高ドップラ解像度または高クラ ッタ除去を必要とするほとんどの用途において、NIはNよりはるかに大きい値 となる。この場合、相関器の出力はNIが回収されるまで累積される。本発明の 重要な要素は、変化しないパルスを持つレーダ波形の場合と同様に、パルスから パルスに至る位相偏移が目標からの戻り信号のドップラ偏移と関連付けられる。 したがって、本発明で用いられる符号化では、これらの位相偏移は破壊されたり 曖昧になったりすることはない。 ドップラプロセッサ30には、クラッタプロセスまたはフィルタのサイドロー ブ制御のための重み付け、移動目標の指示、メインビームクラッタフィルタおよ びゼロドップラフィルタ、さらにドップラ補償も含まれる。 図3の整合済みフィルタ受信機が、バースト波形全体が目標から受信され整合 が発生した時点で示されている。おのおのの符号からの戻り信号が受信されたと きの前記整合済みフィルタ受信機の動作は、図1の波形が送信されて目標に衝突 すると、反射されてレーダに戻ってきた信号は同じ順序で同じ符号によって特徴 付けされ、同じPRIすなわちTだけ分離されることに注目すれば理解される。 時間τ(目標への往復伝搬時間)が経過すると、符号C’1が図3に示す整合済 みフィルタ受信機の入力部で最初に受信される。C’1はC1からの時間遅延とド ップラ偏移をかけられた受信された戻りである。この受信機がディジタル機器と して実現された場合、受信された信号は最初に直角位相検出器に送られ次にアナ ログ−ディジタル変換器(A/D)に送られる。ディジタル機器として実現され たものの機能図をここに提示して、本発明の理解を容易にする。 ディジタル変換されたC’1は記憶デバイス12に格納され時間Tにわたって 保 存される。それはまた、C’1とRNが相互相関される相関器20に送られる。 RNはCNに時間遅延とドップラ偏移をかけて得られた複製物である。これら2つ の符号の相互相関は上記の特性(5)に示す最小であるので、約2/Mのレベル を持つ小信号だけがドップラプロセッサ30に送られる。同時に、Tすなわち後 のC’1はデバイス14にシフトされ、さらにまた相関器22に送られて、そこ でC’1とRN1の相互相関が発生する。同時に、符号C’2が目標から受信され る。ディジタル化されたC’2は、12とラベル付けされた記憶デバイスに入力 され時間Tにわたって保存される。それはさらに、相関器20に送られ、そこで C’2とRNが相互相関される。これら双方2つの集合の符号の相互相関は上記の 特性(5)で示す最小であるので、約2/Mのレベルを持つ小信号だけが再度ド ップラプロセッサ30に送られる。 このプロセスは、後で符号C’3が目標から受信されると、さらに時間間隔t が経過した後で再度繰り返される。C’2およびC’1は記憶デバイス14および 16にそれぞれシフトされる。ディジタル化されたC’3は記憶デバイス12に 入力され時間Tにわたって保存される。それはさらに相関器20に送られ、そこ でC’2とRNが相互相関される。C’2は相関器22に送られ、そこでC’2とRN1が相互相関される。C’1は相関器24に送られ、そこでC’1とRN2が相 互相関される。これらの相互相関はすべて最小であるので、約2/Mのレベルを 持つ最小信号がドップラプロセッサ30に送られる。 このプロセスが(N−1)回繰り返されると、C’Nが目標から受信される。 C’N-1,C’N-2,…C’1はそれぞれ次の記憶デバイス14から18にシフト される。ディジタル化されたC’Nは記憶デバイス12に入力され時間Tにわた って保存される。それはさらに、相関器20に送らわ、そこでRNと相互相関さ れるが、C’N-1は相関器22に送られ、そこでRN-1と相互相関され、というよ うに以下同様に処理される。最後に、C’1が相関器28に送らわ、そこでR1と 相互相関される。これらすべての相互相関のピークは最大値であるので、最大信 号がドップラプロセッサ30に送られる。これらのビークは、N個の符号から成 るバーストの送信が開始された後で、τ+(N−1)Tで表される時点で起こる 。τは目標の距離、すなわち距離R=cτ/2に対応し、cは伝搬速度である。 符号は整 合済みフィルタを通って伝搬されるので、他の自動相関は発生せず、そのため、 目標までの距離に関連した1つのピークだけが、符号のバーストの期間NTで発 生する。したがって、第1の距離象限不明は、同じパルスがPRIの値をTとし て送信されると、通常のR=cT/2ではなくR=cNT/2で表される時点で 発生する。 第1のドップラ象限不明がドップラfd=1/Tで発生すると、距離ドップラ の有効範囲は、係数Nだけ増加する。個々のパルス(すなわち符号)の自動相関 のピークの位相偏移を、あるパルスから次のパルスに至る目標の距離の変化に対 して関連付けることができる場合にこの現象が発生する。この現象は次の条件が すべて成立すると実行可能となる: (a)符号おのおのが同一集合の周波数成分から成っていて、おのおのの符号中 に出てくるその成分の順序だけが変化する(上記の特性(2)の場合); (b)これら周波数成分のすべてが互いにコヒーレントである;さらに (c)十分安定な発振器によって周波数成分が発生され、そのためパルスが変わ ってもコヒーレントである。これらの符号を発生する方法の機能図を、図1およ び2に示す波形の特徴を理解しやすいように図4に示す。 図4の実現例の核は、安定局部発振器32および安定符号発振器34と記され ている2つの安定したコヒーレント発振器にある。出力正弦信号の周波数はfo と1/τpである。foはレーダの局部発振器の周波数などのある便利な周波数で ある。1/τpは符号のサブパルスの分離周波数、すなわち上記の特性(3)で ある。これら2つの周波数が図示するようにミクサ36,38,40および42 への入力である場合、長さMを持つ符号のすべての周波数成分がコヒーレントに 発生される。これらの周波数はfo、fo+1/τp、…fo+(M−1)/τp とラベル付けされる。次に特定の符号が、これらの周波数のおのおのを適切な時 点で一時に1つずつゲート処理することによって発生させることができる。これ は、ゲート44,46,48,50および52によって実現される。ゲート44 は安定局部発振器32に直接に接続されている。ゲート46,48,50および 52はそれぞれミクサ36,38,40および42の出力に接続されている。こ れらのゲートはおのおのが、P1からPMまでレベル付けされたタイミングパルス によって判 断されると一時に1つずつオンされる。これらのタイミングパルスは、希望の符 号が選択されたときにタイミングパルス発生器54によって発生される。これら のタイミングパルスの幅はτpである。この結果得られるサブパルスはそれぞれ 合成されて、希望の符号を持つレーダパルスを形成する。前記サブパルスは加算 デバイス56中で合成される。 上述したように、コスタス(Costas)によって開発された周波数ホッピング符号 のあるものは適切に選択すると、本発明が必要とする特性をすベて有することに なる。これらの符号を構造化する手順はゴロム(Golomb)およびテーラー(Taylor) によって開発され、1984年9月にIEEEの第72巻の会報中の「コスタス配列 の構造と特性」(Construction and Properties of Costas Arrays)という題名の 記事中で説明されているが、参照してここに組み込まれる。 タイミングパルス発生器の実現例の機能図を図5に示すが、その構成部品はデ ィジタルハードウエアとして現在市販されている。希望の符号長さを持つ既存の 符号をすベて計算してそれを、レーダを操作するためにサブセットが選ばれたと きに使用するために保存しておくようにすれば経済的な設計となる。このように すれば、希望に応じて、例えば複数のレーダが互いに近接して動作するような場 合に、サブセットを変更することができる。上述の5つの特性を満足する1つの 集合中の符号の数は、すでに述べたように時間と帯域幅の積の平方根である符号 長Mによって決まる。例えば、全パルス長Mτp=120msで帯域幅M/τp= 30MHzとすると、時間と帯域幅の積はM2=3600であり符号長M=60 となる。IEEEの会報に記載されているドラムヘラー(Drumheller)とタイトルバウ ム(Titlebaum)による「代数的に構造化されたコスタス配列の相互相関特性」(Cr oss-Correlation Properties of Algebraically Constructed Costas Arrays)ま たは1991年1月の"Aerospace and Electronic Systems"の第27巻No.1に 述べる方法を用いれば、M=60は容認可能な符号長であるが、その理由は、M +1=61は素数でなければならず、ウエルチ(Welch)構造を用いる符号の数は NC=960となるからである。これらの符号から本発明で必要とされる相互相関 の必要特性を持つ16個の符号を選択できる。この参考文献の教示もまた、参照 してここに組み込まれる。これらの符号シーケンスは図5の記憶装置58に 記憶される。 NC個ある符号シーケンスの内のサブセットNをレーダ操作用に選択して分離メ モリロケーション60に格納する。パルスが送信されるPRI毎に、N個の符号 シーケンスから1つを、送信機のトリガー用と同じPRIトリガーを用いて選択 する。こうして選ばれた符号シーケンスはレジスタ62に入力される。PRIト リガー発生器66は通常のレーダタイミング回路の一部である。出力タイミング パルスPmは、図5の参照符号64で示す時間間隔τp毎にレジスタ62内のシー ケンスの要素を一時に1つずつ読み取ることによって得られる。この符号シーケ ンスの次の要素に進むための参照符号64の信号はカウンタ68で発生される。 カウンタ68は、安定符号発振器34の出力が自身への入力となっているしきい 値検出器70によって発生されたトリガーを用いて、時間間隔τpが経過する毎 にカウントが進行する。しきい値検出器70は、時間間隔τp毎にカウントさせ たい希望のトリガーを発生する。次のPRIで、N個の符号シーケンスの内のべ つのシーケンスが選択され、カウンタ68がリセットされて、別の符号を持つ次 のパルスが発生される。N個の符号シーケンスがすべて使用されると、第1のシ ーケンスが再度選択されて前記サイクルが繰り返される。 時間と帯域幅の大きな積を採用するおよび/または非常に高いドップラ解像度 を必要とする応用例の多くが、他の広帯域幅波形と同様に帯域幅全体にわたるド ップラ変動の補償を必要とするだけでなく、パルスからパルス、すなわち補償さ れる符号から符号に移るたびに周波数成分を前後に偏移させることによって引き 起こされる位相「雑音」を必要とする場合が多い。このような受信機の1つの実 現例を以下に説明する。 送信された信号は、図1に示すパルス繰り返し間隔Tで連続的に送信されるコ スタス符号などのN個の直交符号の集合である。ここでは、直交符号波形は、 (a)時間遅延とドップラ偏移をかけられた複製物によるその正規化相互相関が 、ゼロの時間遅延とゼロのドップラ偏移で単一のピークMを有し、このピークの 近傍以外の領域では公称の正規化レベル1を有し; (b)別の符号による正規化相互相関がピークを有しない; ような波形であると定義される。このシーケンスのn番目の符号を図2に示す。 この送信されたシーケンスは数学的には次のように表現される: ここで、 この式(2)は局部発振器周波数foを送信周波数fTに偏移させたものである 。lmnは、n番目の符号すなわちパルスのm番目のサブパルスの差周波数を表す 1からMまでの整数である。このように、パラメータlmnが符号を定義する。 t=0においては、式(1)で表される波形が送信されて、半径成分VRを持 つ速度で走行中の目標に距離Rの所で衝突する。距離はR=cτ/2であるが、 cは伝搬速度であり、τは目標まで行って帰ってくるまでの時間である。したが って、時間τが経過すると、点目標からの受信された波形は次の通りとなる: ここで、dmnはn番目の符号すなわちパルスのm番目の周波数成分のドップラ 偏移、すなわちdmn=2(VR/c)fmn なる。受信された信号は次の通りで ある: 整合済みフィルタ受信機は、波形の帯域幅全体にわたるドップラ偏移を、パル ス毎にすなわち符号毎に周波数成分を時間的に前後に偏移させたために引き起こ された位相「雑音」と共に補償する。このような整合済みフィルタは、式(3) の受信波形の共役複素数というインパルス応答を有する。送信周波数は、直角位 相(I、Q)検出を用いて通常のレーダ受信機の前端で除去され、その結果得ら れるベースバンド信号はサンプリングされてアナログーディジタル(A/D)変 換器によってディジタル化される。数学的には、直角位相検出は、式(2)を式 (3)に代入してe−j2πfTtで乗算することによって表される。波形の帯域幅 M/τpに等しいサンプリング周波数で複雑なサンプルを採取しA/D変換する 。これは数学的には次のサンプリング関数で表される: ここで、パルス1つ1つに対して、δは単位インパルス関数である。式(3) の単位階段関数による選択演算を用いると、個々のサブパルスに対するこのサン プリング関数は次式のようになる: したがって、直角位相検出とサンプリングが終了すると、受信された信号は次 のようになる: A/D変換器の振幅量子化は数学演算では無視されるが、その理由は、受信機 の構造にはなんら影響を与えることはなく、残りの演算をディジタル式に実行さ せるたけであるからである。 総和の前にある指数は単位に、目標まで伝搬して戻ってくるまでの時間による 送信周波数の位相偏移である。これは受信機の構造にも受信機の出力の大きさに も影響しない。したがって、以下では考察しない。 結果得られる式(4)の受信済み波形に整合された相関器の機能図を図6に示 す。図6に示す方法によって、波形の帯域幅全体にわたるドップラ偏移の変動が 補償され、さらに、周波数成分をパルスが変わる毎に前後に偏移させたために引 き起こされた位相「雑音」が補償される。DelaylからDelayN−1とラベル付け された成分および相関器(コレレイター)(Correlatorl)から相関器(コレレ イター)(CorrelatorN)とラベル付けされた成分は図3では同じものであるが 、分かりやすいようにここでは繰り返しただけである。図6の残りの部分は相関 器(コレレイター)(Correlator n)の詳細である。 図6において、N個ある相関器のおのおのが機能的には同一である。相関器( コレレイター)(Correlator n)80の詳細を詳細に図示して説明する。第一に 、n番目の符号に対してM個のサブパルスが選択される。このM個のサブパルス はSMn、S(M-1)n、…、Smn、…、S1nとラベル付けされて、τpだけ隔たった 時点で受信された受信済み信号のサンプルのメモリ中のロケーション(すなわち デイレイ1からデイレイN−1とラベル付けされた記憶デバイス)を選択すること によって選択される。τpはサブパルスのパルス幅である。これは機能的には、 n番目の符号に対する「遅延ライン」82の出力を取ってそれを、図6ではM− 1段カスケードされた「遅延ライン」86,88,90,92で表されるシフト レジスタに送出することと解釈できる。これらの「遅延ライン」のおのおのがτp という遅延時間を表す。成分86,88,90,92が集合して相関器(コレ レイター)(Correlator n)80の一部を形成し、このような集合がN個の相関 器のおのおのの1部分を形成する。 サブパルスはおのおのがサブパルスフィルタ94,96,98,100に出力 される。これらのフィルタおのおのの機能は、n番目の符号のM個のサブパルス の1つ1つからM個のサンプルを選択することおよびサンプル1つ1つに対して 適切なドップラ補正を実行することである。次に、M個のサンプルを合成(総和 )することによって、0,1,1/NT、2/NT、…、(N−1)/NTとい うドップラ偏移に対して個々のサブパルスからの時間遅延とドップラ偏移をかけ られた戻り信号に対して整合された整合済みフィルタが形成される。n番目の符 号のm番目のサブパルスに対するサブパルスフィルタ102の詳細を図示する。 サブパルス フィルター1からサブパルス フィルターMと図6中でラベル付けさ れた成分であるサブパルスフィルタの集合が相関器(コレレイター)(Correlat or n)80の1部分を形成し、このような集合によってN個の相関器1つ1つの1 部分が形成される。 n番目の符号のm番目のサブパルスの場合、M個のサンプルはXMmn、X(M-1)mn 、…、Ximn、…、X1mnとラベル付けされて、τp/Mだけ隔たった時点で受信さ れた受信済み信号のサンプルのメモリ内のロケーション(すなわち、記憶デバイ ス86,88,90,92)を選択することによって選択される。τp/Mはサ ンプリング周期(サンプリング周波数の逆)である。これは機能的には、n番目 の符号のm番目のサブパルスに対する「遅延ライン」デイレイM-mの出力を取って 、それを、図6中ではM−1段カスケードされた「遅延ライン」104,106 ,108,110で表されるシフトレジスタに送出する。これらの「遅延ライン 」のおのおのが遅延τp/Mを表し、相関器(コレレイター)(Correlator n) 80の一部を形成するサブパルス フィルターmの一部を形成しているが、この ような集合によって、N個の相関器1つ1つのM個のサブパルスフィルタ各々の 一部が形成される。 必要とされるドップラ補正が、構成要素112,114,116,118中の これらサンプルのおのおのに対して施される。これらの構成要素が集合して、相 関器(コレレイター)(Correlator n)80の一部を形成するサブパルスフィル タmの一部形成するが、このような集合によって、N個の相関器の1つ1つのM 個のサブパルスフィルタのおのおのの一部が形成される。 ドップラ補正は通常は未知である目標ドップラ偏移の関数であるため、ドップ ラフィルタは、ポテンシャルドップラのおのおのに対して、設計された最大象限 不明ドップラ偏移である1/Tまで形成される。これらのフィルタの解像度であ りしたがってフィルタ同士間の分離は1/NTである。このサブパルスの濾過が 終了すると、パルスフィルタおよびパルスツーパルスドップラフィルタの濾過が 、図3のドップラプロセッサ中ですべての追加ドップラ処理と共に遂行される。 ドップラ補正は、サンプル(図に詳細を示すi番目のサンプル)の1つ1つに N個の基準信号、すなわちドップラフィルタのおのおのに対する信号を乗算する ことによって遂行される。このN個の乗算器は図6では120,122,124 ,126,128とラベル付けされている。N個の基準信号(k=1からNの場合に はEikm)によって基準ベクトルEikmn=[k-1からNの場合にはEikmn]を形成する。図 6 の接続二重線(=)はランクによってベクトル、マトリクスまたはテンソルを表 し、単一線(−)はスカラーを表す。図6と本書の数式中のアンダーラインされ た変数はベクトル、マトリクスまたはテンソルを表す。i、m、nの任意の値に 対して、n番目の符号のm番目のサブパルスのi番目のサンプルに対するi番目 の基準ベクトルは次式で表される: ここで、 すでに述べたように、1mnは、特定の符号によって指定された1からMまでの 整数である。これによって、n番目の符号のm番目のサブパルスの周波数が選択 される。n番目の符号に対して合計された基準テンソルは次式で表される: これらの乗算の積はYi1mn、Yi2mn、Yi3mn、…、Yikmn、…、YiNmnとラベル付 けされるが、ここで、n番目の符号のm番目のサブパルスのi番目のサンプルに 対してk番目の積は次式で表される: N個の積によって、このサンプルに対するドップラ補正されたベクトルが形成 され、次式で表すことができる: このベクトルは、図6に示すドップラー相関性i、m、nとラベル付けされて いる構成要素の出力を形成し、112,114,116,118とラベル付けさ れたドップラ補正構成要素の類似のベクトル出力ど合成されて、次元MxMを持 つマトリクスを形成する。このマトリクスが、図6でΣiとラベル付けされた構 成要素への入力となる。この時点で、n番目の符号のM個のサブパルスのおのお ののM個のサンプルすべてが自身の適切な補正ベクトル(k=1からNとした場合の Eikmn)が印加されたことになる。Σiとラベル付けされた構成要素はN回の加算 を実行し(形成中のN個のドップラフィルタの個々に対して1つずつ)、これに よってサブパルスのM個のドップラ補正されたサンプルを総和する。この結果、 k=1からNまでの個々に対してi=1からi次元のマトリクス全体にわたって 総和されることになる。 Σiとラベル付けされた構成要素が入力マトリクスを次元に圧縮したために、 図6のΣiとラベル付けされた構成要素の出力は再度長さNを持つベクトルとな る。その結果得られるベクトルは、k=1からNとしてS‘kmnとラベル付けさ れ、次式で表される: このベクトルが図6のサブパルスフィルタmとラベル付けされた構成要素の出 力を形成し、サブパルスフィルタ1からサブパルスフィルタMとラベル付けされた サブパルスフィルタの出力と合成されて、次元MxMを持つマトリクスを形成す る。この時点で、n番目の符号のM個のサブパルスすべてのおのおののサンプル が、自身の適切な補正ベクトル(i=1からM、さらにm=1からMの場合に[k =1からNに対してEikmn])を印加されたことになる。これらのベクトルを合成す ることによって形成されたマトリクスはk=1からN、m=1からMとしてS‘ ’kmnとラベル付けされるが、次式で表される: このマトリクスは図6の相関器(コレレイター)とラベル付けされた構成要素 の出力を形成する。この出力は、入力信号をn番目の符号の時間遅延とドップラ 偏移をかけられた複製と相関させた結果である。相関処理は、帯域幅全体にわた るドップラ偏移の変動に対してて、符号が変化する毎に(すなわちパルスが変わ る毎に)個々の周波数成分を前後に移動させることによって引き起こされた位相 「雑音」に対して実行された。相関はドップラ偏移の関数であるので、補正は入 力信号の1つ1つのサンプルに対してN回、すなわち図3のドップラプロセッサ 中で形成される予定のドップラフィルタのおのおののに対して1回ずつ実行され た。パルス毎に発生する符号の変化の影響はすべて除去され、これで残余のドッ プラ処理は従来通りのものとなり得るが、例外として、フィルタの形状を調整す るための重み付けは、より一般的な時間領域ではなく周波数領域で実行される。 ドップラ補正が個々のサンプルに対して実行されたら、これらの演算はどのよう な順序で実行してもよいことを再度強調すべきであろう。式(10)を参照する と、関連データの特徴から、i、m、nに対する総和する順序は任意であること が分かる。 図3に示すN個のドップラ補償された相関器20,22,24,26,28の 出力S‘’kmn(k=1からN、m=1からM)が合成されて、ランク3のデー タテンソルを形成するが、これは場合によってはデータキューブと呼ばれる。こ れは、図7に機能図が示されているドップラプロセッサに対する入力であるが、 ここで、おのおののパルスすなわち符号が、ドップラ濾過処理と共に整合されて 濾過される。これは、線形周波数変調された信号または他の符号化された波形の ための従来の整合済みフィルタのパルス圧縮機能に類似している。符号の相関処 理はドップラ補償された相関器内で完了しているので、個々のパルスに対する整 合済みフィルタまたはパルス圧縮は、ドップラ補償されたN個の相関器のおのお の のM個のサブパルスフィルタのおのおのの出力を単純にコヒーレントに総和する ことによって完遂可能である。この操作は、図7にΣmとラベル付けされた構成 要素で遂行される。Σmラベル付けされた構成要素は、k=1からN、n=1か らNという条件のおのおのの場合に対してm次元のデータキューブ全体を総和す るN2加算演算を実行する。この総和の結果によって、図7中でS‘’knとラベ ル付けされたパルスフィルタの出力が形成されるが、ここでk=1からNであり 、次式で表される: この時点でテンソルS‘’kmnはデータマトリクスS‘’knに還元さわ、パル スは1つずつデコーディングされ同一方向に圧縮される。距離解像度はcτp/ 2Mであり、ここでτpはサブパルスのパルス幅でありMは符号長である。 次のステップでは、Nこのパルスすべてを包含するドップラフィルタが形成さ れる。これによって、図7に示すようなN個のドップラ周波数出力が与えられ、 それぞれD1,D2,D3,…、Dk、…、DNとラベル付けされる。Σnとラベル付 けされた構成要素は、k=1からNでn=1からNのおのおのの場合に対してn 次元のデータマトリクス全体を総和するN個の総和演算が含まれる。これらの総 和演算の結果によって次式で示される、k=1からNとして、Dkトラベル付け された図7に示すドップラフィルタの出力が形成される: このフィルタの中心におけるドップラ偏移の値はDk=(k−1)/NTであ り、このドップラ偏移は符号fT+(M−1)/τpの最高の周波数成分のドッ プラ偏移に対応するので、これに対応する目標の放射方向速度は次式で表される : 他の周波数成分のドップラ偏移は、相関処理中にパラメータLmnによって最高 周波数成分のドップラ偏移に変換されたが、これを式(8)で表す。目標の放射 方向速度を表す式は式(2)およびドップラ偏移dmn=2(VR/c)fmnであ るという事実から簡単に誘導できる。したがって、dmn=2(VR/c)(fT +(1mn−1)/τp)さらに同様に、Dk=2(VR/c)(fT+(M−1) /τp)が成立するが、これをVRについて解いて式(16)を誘導できる。さら に、これら2つの式から、Lmnの式すなわち次式(8)が誘導される: 図7のドップラフィルタの出力をさらに処理して、希望の数値例えばNIが得 られるまでこれらの出力を単に収集することによってドップラ解像度を向上させ ることができる。それに続くドップラ処理は図7に示すようなMTI、FFTな どの従来のドップラプロセッサであるが、その理由は、パルス毎符号化の影響が この時点で除去されてしまっているからであろう。 要約すると、ドップラ補償が終了すれば、その後の処理は単に、式(10)の 示すデータのコヒーレントな総和である。式(10)を参照すると、dmnがLmb (k−1)/NTに等しい場合、N個のパルスのM個のサブパルスのM個のサン プルを総和すると、整合済みフィルタと同じように正規化された振幅M2Nが得 られる。 パルス圧縮波形およびパルスドップラ処理を用いる多くの応用例の場合、パル ス圧縮フィルタの距離のサイドローブおよびドップラフィルタのドップラサイド ローブを制御することが重要である。これは通常は、ウインドウ:関数を受信済 み信号のサンプルに対してパルス圧縮整合済みフィルタの場合と同一方向に適用 し、さらに、ウインドウ:関数を受信済み信号のサンプルに対してパルスドップ ラ処理フィルタの場合のパルス毎に適用することによって実行される。 本発明の場合、ウインドウ:関数は、選択された「窓」関数を表す重みを、図 7中でΣmとラベル付けされた構成要素に対する入力となる符号のおのおののサ ブパルスに加えることによって、パルス圧縮フィルタに適用される。この重みは サブパルスの周波数の大きさによって決まる順序で印加されるのであって、サブ パルスの時間によって決まる順序で印加されるのではない。これは通常は、「周 波数」重み付けと呼ばれ、重み付けの時間的シーケンスが該当するパルスの特定 の符号によって決まり、次にこれによって周波数の出現する時間的順序が決まる という点で本発明に特有の特徴である。例えば、n番目のパルスが、次のシーケ ンスによって定義される10素子から成るコスタス符号であるとすると、 となり、その結果、コーディングされたパルスのサブパルスは、式(2)によっ て定められるような周波数を有することになる。符号が最初に時間軸上でサブパ ルス−10とラベル付けされたフィルタに入った時点から、時間軸土でサブパル ス0とラベル付けされたフィルタ中で処理が完了するまでの期間にわたる、この 波形に対する整合済みフィルタ(すなわち自動相関)の反応を図8に示す。図示 されていないが、時間軸に沿ってさらに進行すると、波形が整合済みフィルタか ら出るに連れて、この曲線のミラー画像に遭遇する。したがって、ただ1つのピ ークが存在するだけであり、さらにこのピークは、波形が始まってから整合済み フィルタが反応するまでの遅延が0になる時点で発生する。 サイドローブ領域とは、メインローブと呼ばれる単一ピークの外側にある領域 のことである。メインローブの幅は、総パルス幅Mτpを符号中の自乗M2で除算 したものである。この狭いメインローブ反応の結果、「パルス圧縮」という表現 となる。したがって、「圧縮された」パルス幅はτp/Mすなわちこの例では、 τp/10である。 サイドローブ領域においてはフィルタの反応を最小化することが望ましい。こ の例におけるサイドローブ領域は−10τpから−0.1τpまで伸張する。符号 に対するサイドローブの公称レベルは、符号の長さMによって決まる。図8には 1つの符号しか表してないが、N個の符号から成る1つのシーケンスが本発明で は用いられて、その結果、サイドローブが別の係数である1/Nだけ減少する。 図8から、メインローブのピークを基準としたサイドローブのレベルは、10と いう符号長によって0.1という公称値に決定される。しかしながら、波形の始 まりからフィルタが反応するまでの遅延が、サブパルスの幅1つ分(図8では、 −1から0)未満である場合、フィルタ反応はsinc(x)関数となり、その結果、 コスタス符号の1つの集合の特定の符号とは無関係にまたは符号の長さとは無関 係にサイドローブのビークレベルが−13.7dBとなる、というのがこれらの 符号の特徴である。サイドローブをこの領域で制御するには2つの方法がある。 第1の方法ではウインドウ:関数をサブパルスに適用する必要があり、第2の方法 では、CWサブパルスを変調する必要がある。 ウインドウ:関数によってこの領域のサイドローブが減少して、信号対雑音比 率(S/N)の損失が小さくなるが、その理由はフィルタが少し不整合になるか らである。それを図示するために、−40dBのサイドローブを与えるために選 択されたチェビチェビ(Chebychev)ウインドウ:関数が用いられる。その結果、 得られる重み(ウエイト)は次の通りとなる: これらの重み(ウエイト)は、サブパルスの周波数の順でサブパルスに加えな ければならない。したがって、式(17)を用いて、これらの重みが受信済み信 号に印加される順序は次の通りである: n番目の符号、すなわちパルスのM個のサブパルスに印加されるM個の振幅重 みが存在する。これらの重みを入力信号に印加した結果を図9に示す。1サブパ ルス幅未満の遅延領域における近傍("near-in")サイドローブがかなり減少して いる。この領域外の遠隔("far-out")サイドローブはあまり影響されていない。 メインローブの幅は少し増大し、1.2dB S/N損失となっている。 類似のウインドウ:関数が、ドップラフィルタのサイドローブを制御しやすい ようにパルス毎に入力信号に適用される。ドップラフィルタは、N個のパルスす べてを包含する、図7中のΣnとラベル付けされた構成要素中に形成される。こ れによって、図7に示すようなN個のドップラ周波数出力が提供され、D1,D2 ,D3,…、Dk、…、DNとラベル付けされる。Σnとラベル付けされた構成要素 はN回の総和操作を含み、これによって、k=1からNのおのおのに対して、n =1からNまで、n次元のデータマトリクス全体にわたって加算が実行される。 この総和もまた重み付け総和でもよい。これは従来の周知の技法であり、本発明 固有のものではない。 入力信号サンプルに適用される乗算の数が増大するのを防ぐために、1つの集 合の振幅重みが次のように定義される: ここで、bnは、ドップラサイドローブを制御するために波形のN個のパルス に加えられる重みである。これらの重みは式(5)の基準信号と合成されて、上 述したように図6のドップラ相関成分に加えられる。重み付け関数が含まれてい るので、式(5)の基準信号は次の通りとなる: 1サブパルス幅未満の相対遅延を持つ自動相関関数の領域で発生するサイドロ ーブを減少させる第2の方法は、サブパルスを変調することである。変調自体が 、ゼロ遅延と低ピークサイドローブで単一ピークを持つ自動相関機能を有する必 要がある。適切に選択された二進法の位相符号はこの判定基準を満足させる必要 がある。サブパルスを位相符号化する利点は、 (1)位相符号長Mpに等しい因数だけ時間・帯域幅の値が増大し、したがって この因数だけレーダの距離解像度が増大する。 (2)窓関数を用いることなくメインローブ近傍のサイドローブおよび関連のS /N損失が減少する。 (3)周波数符号の場合と同様に、符号長に等しい因数たけ時間・帯域幅の値が 増大するのであって、符号長の自乗に等しい因数だけ増大するわけではない。し たがって、任意の時間・帯域幅値に対して、より長い周波数符号を用いることが 可能となり、この結果全体のサイドローブが低下し、符号が増大する。 (4)より多くの直交符号を発生することが可能となり、これがさらに、より長 い符号シーケンスを可能とし、これがまたさらに符号シーケンスの相互相関を減 少させる。 位相符号サブパルス変調器の実現例の機能図を図10に示す。長さMpの選択 された1集合の位相符号が図10のメモリ132に格納されている。個々のパル スに対する選択された周波数符号Cnは変調器130に送出され、ここで、個々 のサブパルスに対する選択済み位相符号が、周波数符号のサブパルス1つ1つを 変調する。個々のサブパルスに対する位相符号は図10の構成要素134によっ て選択される。次の位相符号に進む要素134のための信号は、安定符号発振器 34の出力を自身に対する入力としているしきい値検出器136によって発生さ れるトリガ信号である。しきい値検出器134は希望のトリガを発生させて、時 間間隔τp毎に位相符号を変更する。 サブパルスの帯域幅は、Mp個の素子を持つ位相符号の場合、Mp/τpになる 。これは、周波数ホッピング符号の素子(サブパルス)同士間の周波数分離もま たMp/τpであり、帯域幅全体が係数Mpだけ増大し、その結果、係数Mpだけ距 離解像度が増大する。 この方式は次の例によって示される。10素子コスタス符号が、仮定のシーケ ンスの図示されたパルスに対して用いられるが、この符号は次のように定義され る。 さらに、2つの13素バーカー(Barker)二進法位相符号が交互に用いられて、 個々のパルスのサブパルスを変調する。バーカー符号は次のように定義される。 ここで、+1は0度の位相偏移、−1は180度の位相偏移を表す。 この波形に対する整合済みフィルタ(すなわち自動相関)の反応を、符号が最 初に、時間軸上で−10サブパルスとラベル付けされたフィルタに入力し始める 時点から、時間軸上で0サブパルスとラベル付けされたフィルタ中で完了する時 点にいたるまでの期間にわたって図11に示す。時間軸をさらにたどると、波形 が整合済みフィルタから出るにしたがってこの曲線のミラー画像に遭遇する。し たがって、ただ1つのピークがあるたけであり、さらに、そのピークは、波形と 整合済みフィルタの反応の間の遅延時間が0となったときに発生する。図11を 図8と比較すると、この単一ピーク近傍のピークサイドローブは−13.7dB から−21.9dBまで減少しており、平均サイドローブは-31.6dBから −40.5dBまで減少している。ピークが狭いほど、距離解像度が高くなるこ とも図から分かる。 4つのこのようなコスタスとバーカーの符号化された波形の1シーケンスに対 する整合済みフィルタ(すなわち自動相関)の反応を図12に示す。図12を、 図11と比較すると、単一ピーク近傍のピークサイドローブはあまり減少してい ないが、この理由は、それが13素子バーカー符号の自動相関によって制御され るからである。しかしながら、平均サイドローブは−40.5dBから−46. 7dBに減少している。これは、符号のシーケンスの自動相関関数のピークのコ ヒーレントな総和およびサイドローブのインコヒーレントな総和を示している。 本発明の性能は基本的には、いくつかの意味で波形の時間と帯域幅の積に結び ついている。サブパルスに長さMpの二進法位相符号が加えられていて、さらに M個のサブパルスが存在する(すなわち、符号長がMである)場合はサブパルス 同士間の周波数分離はMp/τpであるので、波形の帯域幅はMpM/τpとな る。サブパルスの幅(すなわち持続時間)はτpであり、したがって、M個のサ ブパルス が存在する結果、全体の帯域幅はMτpとなる。時間と帯域幅の積はしたがって 、MpM2となる。いくつかの仕方で、この時間・帯域幅積MpM2が長いほど (すなわち、符号長Mが長いほど)、この波形/信号処理方式の恩典が増す。 例えば、自動相関のサイドローブのエネルギレベルは時間・帯域幅積の逆数で ある1/Mp2とほぼ一致する。これらのサイドローブが低いほど、ピークの位 置を突き止め易くなり、したがって目標を検出してその位置を突き止めるのも容 易となる。その上、大きな目標の近傍にある小さな目標を検出する能力が向上す る。 その上、相互相関関数のピークでのエネルギレベルは、時間・帯域幅積の逆数 のほぼ2倍である2/Mp2となる。これらのピークが低いほど、個々の送信パ ルスの戻り信号を区別しやすくなる。したがって、これは距離象限不明の抑制レ ベルを表すものである。 その上、上記の5つの特性を満足する1つの集合中の周波数符号の数は符号長 Mに基づいて決められるが、このMという値はすでに述べたように、サブパルス の位相符号化がなされない場合の時間と帯域幅の積の平方根である。例えば、合 計パルス長Mτp=120msで帯域幅M/τp=30MHzであると、時間・帯 域幅積はM2=3600であり符号長はM=60となる。上記の方法を用いると 、M=60は容認可能な符号長であるが、その理由はM+1=61は素数に違い なく、ウエルチ(Welch)構造を用いるだけの場合の符号の数はNc=960となる からである。良好な相互相関特性を持つ符号の数は16である。13素子バーカ ー符号を上述のように60素子コスタス符号中に埋めると、その結果、良好な相 互相関特性を持った符号の数は少なくとも13x16=208となる。この数は 、一部の応用例では別の係数の値13だけ増大させることができる。多くの符号 が存在することによって、これらの符号から成る大きなサブセットをパースト内 で距離の象限不明なしで用いることが可能となり、さらに、符号の集合の別々の サブセットを用いることによって同一周波数帯域中のしかも同一の近傍で複数の レーダを操作することが可能となる。この例では、第1の距離象限不明がパルス 間期間の10倍であることが望ましい場合、10個の符号を用いれば、20個の レーダを、相互干渉を最小に抑えて互いに近傍で操作することが多分可能である 。 さらに、任意の時間・帯域幅積Mp2に対して、これを実行するのにより大き い帯域幅とより短い時間で達成できるという利点がある。この結果、送信機がオ ンのときにレーダに戻り信号が到達する目標のけられが減少し、さらにまた、距 離解像度が増大するが、これは、濃厚目標シナリオでの追跡や目標区別および襲 撃カウントの場合でも重要であり、SARとしての用途の場合、これは画像の解 像度が向上するという結果をもたらす。 本発明が多くの実施形態で実現可能であり、ここに開示した実施形態は単に多 くの等価な代替実施形態のいくつかに過ぎないことが通常の当業者には理解され よう。
【手続補正書】特許法第184条の8第1項 【提出日】平成9年12月8日(1997.12.8) 【補正内容】 請求の範囲 1. 1つ以上の目標の距離および速度を測定するレーダシステムにおいて、 前記目標に向けて少なくとも1連のN個の無線周波数パルスを発生する符号デ バイスであり、前記パルスのおのおのが時間Tだけ隣接のパルスから分離してお り、前記パルスのおのおのが、M個という複数の連続したサブパルスを包含して おり、前記パルスのおのおのの中の前記M個のサブパルスのおのおのが、特定の パルス内の残余のサブパルスとは異なった周波数を示し、さらに、前記パルス中 の前記M個のサブパルスが出現する順序が、前記1連のN個のパルス中の残余の パルスを基準として固前記少なくとも1連のN個のパルスを送信するために前記 符号デバイスに接続された送信機と、 前記目標から反射された前記少なくとも1連のN個のパルスを受信する受信機 であり、前記受信機が複数の遅延デバイスを含み、前記遅延デバイスのおのおの が時間Tにわたって前記N個のパルスの内の1つを格納する受信機と、 複数の相関器であり、前記相関器のおのおのが、前記受信機の入力か前記遅延 デバイスの内の1つかに接続され、前記相関器のおのおのが前記N個のパルスの 内の1つのパルスの複製を備えており、前記相関器のおのおのが自動相関出力か 相互相関出力を発生し、前記自動相関結果の出力がなんらパルス毎の距離象限不 明もドップラ象限不明ももたらすことはなく、前記相互相関結果の出力もなんら パルス毎の距離象限不明もドップラ象限不明ももたらさない複数の相関器と、 前記複数の相関器の前記自動相関出力および前記相互相関出力を処理して、距 離象限不明もドップラ象限不明もない距離測定値と速度測定値の双方を与えるド ップラプロセッサと、を具備することを特徴とする前記レーダシステム。 2.前記サブパルスのおのおのの前記周波数が、τpを前記サブパルスのおの おののパルス幅として、1/τpだけ互いに分離していることを特徴とする請求 項1記載のレーダシステム。 3.前記ドップラプロセッサが、前記ドップラプロセッサ内で発生するドップ ラサイドローブを減少させるためにパルス毎に前記1連のN個のパルス全体に重 み付けするための信号濾過手段を含むことを特徴とする請求項1記載のレーダシ ステム。 4.前記相関器が、前記相関器内で発生する距離サイドローブを減少させるた めに前記サブパルスの周波数に重み付けするためのサブパルス濾過手段を含むこ とを特徴とする請求項2記載のレーダシステム。 5.前記相関器が、前記相関器内で発生する距離サイドローブを減少させるた めに前記サブパルスの周波数に重み付けするためのサブパルスフィルタを含むこ とを特徴とする請求項3記載のシステム。 6.前記サブパルスの前記周波数が長さMpの二進法位相符号を含み、前記サ ブパルスの周波数が、特定のパルス中の残余のサブパルスを基準としてMpだけ 分離しており、前記1連の中の残余のパルス中のサブパルスの周波数が、m=1 からMp−1としてm/τpだけ分離しており、これによってMpという係数だ け多い符号が生成され、さらに、前記符号は、線形周波数変調で必要とされるよ うなナイキストレートの倍数による過剰サンプリングに対抗するようなナイキス トレートでサンプリングされることを特徴とする請求項1記載のレーダシステム 。 7.前記受信機が合成開口レーダ内に装備されていることを特徴とする請求項 6記載のレーダシステム。 8.前記サブパルスの前記周波数が、多相符号を含むことを特徴とする請求項 1記載のレーダシステム。 9.前記受信機が合成開口レーダ内に装備されていることを特徴とする請求項 3記載のレーダシステム。 10.前記受信機が合成開口レーダ内に装備されていることを特徴とする請求 項4記載のレーダシステム。 11.前記遅延デバイスのおのおのがアナログ式遅延ラインであることを特徴 とする請求項1記載のシステム。 12.前記遅延デバイスのおのおのがディジタル式記憶デバイスであることを 特徴とする請求項1記載のレーダシステム。 13.前記符号デバイスが、ポテンシャルコスタス符号の集合から符号を選択 するためにコスタス符号波形発生器およびタイミングデバイスを含み、前記タイ ミングデバイスが前記N個のパルスのおのおのに対して前記コスタス符号を変更 することを特徴とする請求項1記載のレーダシステム。 14.前記サブパルスの前記周波数が長さMpを持つ二進法の位相符号を含み 、前記サブパルスの周波数が、特定のパルス中の残余のサブパルスを基準として Mp/τpだけ分離されており、前記1連中の残余のパルス中のサブパルスの周 波数が、前記パルスのサブパルスの周波数を基準として、m=1からMp−1と してm/τpだけ分離しており、これによって、係数Mpだけ多い符号が生成さ れ、さらに、前記符号が、線形周波数変調で必要とされるようなナイキストレー トの倍数による過剰サンプリングに対抗するようなナイキストレートでサンプリ ングされることを特徴とする請求項13記載のシステム。 15.前記受信機が合成開口レーダ内に装備されていることを特徴とする請求 項14記載のシステム。 16.前記N個のパルスのおのおのが、他のパルスと同じ数と同じ周波数のサ プパルスを有していることを特徴とする請求項1記載のシステム。 17.1つ以上の目標の距離および速度を測定するソナーシステムにおいて、 前記目標に向けて少なくとも1連のN個のソナーパルスを発生する符号デバイ スであり、前記パルスのおのおのが時間Tだけ隣接するパルスから分離しており 、前記パルスのおのおのが複数のM個の連続したサブパルスを包含しており、前 記パルスのおのおのの中の前記M個のサブパルスのおのおのが、特定のパルス中 の残余のサブパルスとは異なった周波数を示し、さらに、前記パルスのおのおの の中の前記M個のサブパルスの出現する順序が、前記1連のN個のパルス中の残 余のパルスを基準として固有である符号デバイスと、 前記目標に向けて前記少なくとも1連のN個のパルスを送信するために前記符 号デバイスに接続された送信機と、 前記目標から反射された前記少なくとも1連のN個のパルスを受信する受信機 であり、前記受信機が複数の遅延デバイスを含み、前記遅延デバイスのおのおの が時間Tにわたって前記N個のパルスの内の1つを格納する受信機と、 複数の相関器であり、前記相関器のおのおのが、前記受信機か前記遅延デバイ スの内の1つかのいずれかに接続されており、前記相関器のおのおのが前記N個 のパルスの内の1つのパルスの複製を備えており、前記相関器のおのおのが、自 動相関出力か相互相関出力のいずれかを発生し、前記自動相関出力がなんらパル ス間の距離象限不明やドップラ象限不明をもたらさず、前記相互相関出力もなん らパルス間の距離象限不明やドップラ象限不明をもたらさない複数の相関器と、 距離象限不明もドップラ象限不明もなしで距離測定値と速度測定値の双方を発 生するために前記複数の相関器の前記自動相関出力および前記相互相関出力を処 理するドップラプロセッサと、を具備することを特徴とする前記ソナーシステム 。 18.前記サブパルスのおのおのの前記周波数が、τpを前記サブパルスのお のおののパルス幅として1/τpだけ分離していることを特徴とする請求項17 記載のソナーシステム。 19.前記ドップラプロセッサが、前記ドップラプロセッサ内で発生するドッ プラサイドローブを減少させるためにパルス毎に前記1連のN個のパルス全体に 重み付けするための信号フィルタを含むことを特徴とする請求項17記載のソナ ーシステム。 20.前記相関器が、前記相関器内で発生された距離サイドローブを減少させ るために、前記サブパルスの周波数の疑似無作為順序付けに対応して疑似無作為 重み付けのためのサブパルスフィルタを含むことを特徴とする請求項18記載の ソナーシステム。 21.前記相関器が、前記相関器内で発生した距離サイドローブを減少させる ために、前記サブパルスの周波数の疑似無作為順序付けに対応して疑似無作為重 み付けするためのサブパルスフィルタを服すことを特徴とする請求項19記載の ソナーシステム。 22.前記サブパルスの前記周波数が長さMpを持つ二進法の位相符号を含み 、前記サブパルスの周波数が、特定のパルス中の残余のサブパルスを基準として Mp/τpだけ分離しており、前記1連中の残余のパルス中のサブパルスの周波 数が、前記パルスのサブパルスの周波数を基準として、m=1からM−1として m/τpだけ分離しており、これによって係数M‘だけ多い符号が生成され、さ らに前記符号が、線形周波数変調で必要とされるようなナイキストレートの倍数 値による過剰サンプリングに対抗するようなナイキストレートでサンプリングさ れることを特徴とする請求項17記載のソナーシステム。 23.前記受信機が合成開口ソナー内に装備されていることを特徴とする請求 項22記載のソナーシステム。 24.前記サブパルスの前記周波数が多相符号を含むことを特徴とする請求項 記載17のソナーシステム。 25.前記受信機が合成開口ソナー内に装備されていることを特徴とする請求 項19記載のソナーシステム。 26.前記受信機が合成開口ソナー内に装備されていることを特徴とする請求 項20記載のソナーシステム。 27.前記遅延デバイスのおのおのがアナログ式遅延ラインであることを特徴 とする請求項17記載のソナーシステム。 28.前記遅延デバイスのおのおのがディジタル式規則デバイスであることを 特徴とする請求項17記載のソナーシステム。 29.前記符号デバイスが、1集合のポテンシャルコスタス符号から適当なも のを選択するためにコスタス符号波形発生器およびタイミングデバイスを含み、 前記タイミングデバイスが前記N個のパルスのおのおのに対して前記コスタス符 号を変更することを特徴とする請求項17記載のソナーシステム。 30.前記サブパルスの前記周波数が長さMpの二進法の位相符号を含み、前 記サブパルスの周波数が、特定のパルスの中の残余のサブパルスを基準としてM p/τpだけ分離されており、前記1連中の残余のパルス中のサブパルスの周波 数が、前記パルスのサブパルスの周波数を基準として、m=1からMp−1とし てm/τpだけ分離されており、これによって、係数Mpだけ多く符号が生成さ れ、さらに、前記符号が、線形周波数変調で必要とされるようなナイキストレー トの倍数での過剰サンプリングに対抗するようなナイキストレートでサンプリン グされることを特徴とする請求項29記載のソナーシステム。 31.前記受信機が合成開口ソナー内に装備されることを特徴とする請求項3 0記載のソナーシステム。 32.前記N個のパルスのおのおのが、多のパルスの同じ数と周波数のサブパ ルスを備えていることを特徴とする請求項17記載のソナーシステム。 33.レーダを利用して1つ以上の目標の距離および速度を測定する方法に置 いて、 前記目標に向けて少なくとも1連のN個の無線周波数パルスを発生させるステ ップであり、前記パルスのおのおのが隣接するパルスから時間Tだけ分離してお り、前記パルスのおのおのが複数のM個の連続したサブパルスを包含し、前記パ ルス中の前記M個のサブパルスおのおのが、特定のパルス中の残余のサブパルス とは異なった周波数を示し、さらに、前記パルスのおのおのの中で前記M個のサ ブパルスの出現する順序が、前記1連のN個のパルス中の残余のパルスを基準と して固有であるステップと、 前記目標に向けて前記少なくとも1連のN個の無線周波数パルスを送信するス テップと、 前記目標から反射された前記少なくとも1連のN個のパルスを受信するステッ プと、 複数の遅延デバイス中に時間Tにわたって前記N個のパルスのおのおのを格納 するステップと、 それぞれの遅延デバイスから、前記N個のパルスの内の1つの複製をおのおの が持つ個別の相関器に対して前記N個のパルスのおのおのを送出するステップと 、前記相関器のおのおのから自動相関出力または相互相関出力を発生させるステ ップであり、前記自動相関出力がなんらパルス間の距離象限不明もドップラsy と右舷不明ももたらさず、前記相互相関出力がなんらパルス間の距離象限不明も ドップラ象限不明もたらさないステップと、 ドップラプロセッサ内で前記自動相関出力および相互相関出力を処理して、距 離象限不明もドップラ象限不明もない前記目標の距離測定値および速度測定値を 発生させるステップと、を含むことを特徴とする前記レーダ測定方法。 34.前記サブパルスのおのおのの周波数が、τpを前記サブパルスのおのお ののパルス幅であるとして、1/τpだけ分離されていることを特徴とする請求 項33記載の測定方法。 35.パルス毎に前記1連のN個のパルス全体に重み付けして、前記ドップラ プロセッサ内で発生するドップラサイドローブを減少させるステップをさらに含 むことを特徴とする請求項33記載の測定方法。 36.前記サブパルスの周波数に重み付けして、前記相関器が発生する距離サ イドローブを減少させるステップと、 前記相関器によって発生された距離象限不明を減少させるために、前記サブパ ルスの周波数の疑似無作為順序付けに対応して疑似無作為重み付けを実行するス テップと、を含むことを特徴とする請求項34記載の測定方法。 37.前記受信機が合成開口レーダ内に装備されることを特徴とする請求項3 6記載の測定システム。 38.前記サブパルスの周波数に重み付けして、前記相関器が発生する距離サ イドローブを減少させるステップをさらに含むことを特徴とする請求項35記載 の測定方法。 39.前記受信機が合成開口レーダ内に装備されることを特徴とする請求項3 8記載の測定システム。 40.ソナーを利用して1つ以上の目標の距離および速度を測定する方法にお いて、 前記目標に向けて少なくとも1連のN個のソナーパルスを発生させるステップ であり、前記パルスのおのおのが隣接するパルスから時間Tだけ分離しており、 前記パルスのおのおのが複数のM個の連続したサブパルスを包含しており、前記 パルスのおのおのの中の前記M個のサブパルスのおのおのが特定のパルス中の残 余のサブパルスとは異なった周波数を示し、さらに、前記パルス中での前記M個 のサブパルスの出現順序が、前記1連のN個のパルス中の残余のパルスを基準と して固有であるステップと、 前記少なくとも1連のN個の無線周波数パルスを前記目標に向けて送信するス テップと、 前記目標から反射された前記少なくと個1連のN個のパルスを受信するステッ プと、 前記N個のパルスを時間Tにわたって複数の遅延デバイスに格納するステップ と、 前記N個のパルスをそれぞれの遅延デバイスから、前記N個のパルスの内の1 つの複製をおのおのが備えた個別の相関器に送出するステップと、 前記相関器のおのおのから自動そう間出力または相互相関出力を発生させるス テップと、 ドップラプロセッサ内で前記自動相関出力または相互相関出力を処理して、距 離象限不明もドップラ象限不明も伴うことなく前記目標の距離測定値と速度測定 値の双方を与えるステップと、を含むことを特徴とする前記ソナー測定方法。 41.前記サブパルスのおのおののサブパルスの周波数が、τpを前記サブパ ルスのおのおののパルス幅として1/τpだけ分離されることを特徴とする請求 項40記載の測定方法。 42.パルス毎に前記1連のN個のパルス全体に重み付けして、前記ドップラ プロセッサ内で発生するドップラサイドローブを減少させるステップをさらに含 むことを特徴とする請求項40記載の測定方法。 43.前記サブパルスの周波数に重み付けして、前記相関器によって発生され た距離サイドローブを減少させるステップをさらに含むことを特徴とする請求項 41記載の測定方法。 44.前記受信機が合成開口ソナー内に装備されることを特徴とする請求項4 3記載の測定システム。 45.前記サブパルスの周波数に重み付けして、前記相関器が発生した距離サイ ドローブを減少させるステップをさらに含むことを特徴とする請求項42記載の システム。 46.前記受信機が合成開口ソナー内に装備されることを特徴とする請求の範 囲第45項記載のシステム。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 EP(AT,BE,CH,DE, DK,ES,FI,FR,GB,GR,IE,IT,L U,MC,NL,PT,SE),EA(AM,AZ,BY ,KG,KZ,MD,RU,TJ,TM),AU,BR ,CA,CN,IL,JP,NO

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 1.1つ以上の目標の距離および速度を測定するレーダシステムにおいて、前 記システムが、 前記目標に向けて少なくとも1連のN個の無線周波数パルスを発生する符号デ バイスであり、前記パルスのおのおのが時間Tだけ隣接のパルスから分離してお り、前記パルスのおのおのが、M個という複数の連続したサブパルスを包含して おり、前記パルスのおのおのの中の前記M個のサブパルスのおのおのが、特定の パルス内の残余のサブパルスとは異なった周波数を示し、さらに、前記パルス中 の前記M個のサブパルスが出現する順序が、前記1連のN個のパルス中の残余の パルスを基準として固有である符号デバイスと、 前記目標に出力された前記少なくとも1連のN個のパルスを送信するために前 記符号デバイスに接続された送信機と、 前記目標から反射された前記少なくとも1連のN個のパルスを受信する受信機 であり、前記受信機が複数の遅延デバイスを含み、前記遅延デバイスのおのおの が時間Tにわたって前記N個のパルスの内の1つを格納する受信機と、 複数の相関器であり、前記相関器のおのおのが前記受信機の入力か前記遅延デ バイスの内の1つのどちらかに接続されており、前記相関器のおのおのが前記N 個のパルスの内の1つの複製を備えており、前記相関器のおのおのが自動相関出 力または相互相関出力のいずれかを発生させる複数の相関器と、 前記複数の相関器の前記自動相関出力および前記相互相関出力を処理して、距 離象限不明もドップラ象限不明もない距離測定値と速度測定値の双方を与えるド ップラプロセッサと、を具備することを特徴とする前記レーダシステム。 2.前記サブパルスのおのおのの前記周波数が、τpを前記サブパルスのおの おののパルス幅として、1/τpだけ互いに分離していることを特徴とする請求 項1記載のレーダシステム。 3.前記ドップラプロセッサが、前記ドップラプロセッサ内で発生するドップ ラサイドローブを減少させるためにパルス毎に前記1連のN個のパルス全体に重 み付けするための信号濾過手段を含むことを特徴とする請求項1記載のレーダシ ステム。 4.前記相関器が、前記相関器内で発生する距離サイドローブを減少させるた めに前記サブパルスの周波数に重み付けするためのサブパルスフィルタを含むこ とを特徴とする請求項2記載のレーダシステム。 5.前記相関器が、前記相関器内で発生する距離サイドローブを減少させるた めに前記サブパルスの周波数に重み付けするためのサブパルスフィルタを含むこ とを特徴とする請求項3記載のレーダシステム。 6.前記サブパルスの前記周波数が二進法の位相符号を含むことを特徴とする 請求項1記載のレーダシステム。 7.前記受信機が合成開口レーダ内に装備されていることを特徴とする請求項 6記載のレーダシステム。 8.前記サブパルスの前記周波数が、多相符号を含むことを特徴とする請求項 1記載のレーダシステム。 9.前記受信機が合成開口レーダ内に装備されていることを特徴とする請求項 3記載のレーダシステム。 10.前記受信機が合成開口レーダ内に装備されていることを特徴とする請求 項4記載のレーダシステム。 11.前記遅延デバイスのおのおのがアナログ式遅延ラインであることを特徴 とする請求項1記載のレーダシステム。 12.前記遅延デバイスのおのおのがディジタル式記憶デバイスであることを 特徴とする請求項1記載のシステム。 13.前記符号デバイスが、ポテンシャルコスタス符号の集合から符号を選択 するためにコスタス符号波形発生器およびタイミングデバイスを含み、前記タイ ミングデバイスが前記N個のパルスのおのおのに対して前記コスタス符号を変更 することを特徴とする請求項1記載のレーダシステム。 14.前記サブパルスの前記周波数が二進法の位相符号を含むことを特徴とす る請求項13記載のレーダシステム。 15.前記受信機が合成開口レーダ内に装備されていることを特徴とする請求 項14記載のレーダシステム。 16.前記N個のパルスのおのおのが、他のパルスと同じ数と同じ周波数のサ ブパルスを有していることを特徴とする請求項1記載のレーダシステム。 17.1つ以上の目標の距離および速度を測定するソナーシステムにおいて、 前記システムが、 前記目標に向けて少なくとも1連のN個のソナーパルスを発生する符号デバイ スであり、前記パルスのおのおのが時間Tだけ隣接するパルスから分離しており 、前記パルスのおのおのが複数のM個の連続したサブパルスを包含しており、前 記パルスのおのおのの中の前記M個のサブパルスのおのおのが、特定のパルス中 の残余のサブパルスとは異なった周波数を示し、さらに、前記パルスのおのおの の中の前記M個のサブパルスの出現する順序が、前記1連のN個のパルス中の残 余のパルスを基準として固有である符号デバイスと、 前記目標に向けて前記少なくとも1連のN個のパルスを送信するために前記符 号デバイスに接続された送信機と、 前記目標から反射された前記少なくとも1連のN個のパルスを受信する受信機 であり、前記受信機が複数の遅延デバイスを含み、前記遅延デバイスのおのおの が時間Tにわたって前記N個のパルスの内の1つを格納する受信機と、 複数の相関器であり、前記相関器のおのおのが前記受信機か前記遅延デバイス の内の1つのどちらかに接続されており、前記相関器のおのおのが前記N個のパ ルスの内の1つの複製を備えており、前記相関器のおのおのが、自動相関出力ま たは相互相関出力のいずれかを発生する複数の相関器と、 距離象限不明もドップラ象限不明もなしで距離測定値と速度測定値の双方を発 生するために前記複数の相関器の前記自動相関出力および前記相互相関出力を処 理するドップラプロセッサと、を具備することを特徴とする前記ソナーシステム 。 18.前記サブパルスのおのおのの前記周波数が、τpを前記サブパルスのお のおののパルス幅として1/τpだけ分離していることを特徴とする請求項17 記載のソナーシステム。 19.前記ドップラプロセッサが、前記ドップラプロセッサ内で発生するドッ プラサイドローブを減少させるためにパルス毎に前記1連のN個のパルス全体に 重み付けするための信号濾過手段を含むことを特徴とする請求項17記載のソナ ーシステム。 20.前記相関器が、前記相関器内で発生する距離サイドローブを減少させる ために前記サブパルスの周波数に重み付けするためのサブパルスフィルタを含む ことを特徴とする請求項18記載のソナーシステム。 21.前記相関器が、前記相関器内で発生する距離サイドローブを減少させる ために前記サブパルスの周波数に重み付けするためのサブパルスフィルタを含む ことを特徴とする請求項19記載のソナーシステム。 22.前記サブパルスの前記周波数が二進法の位相符号を含むことを特徴とす る請求項17記載のソナーシステム。 23.前記受信機が合成開口ソナー内に装備されていることを特徴とする請求 項22記載のソナーシステム。 24.前記サブパルスの前記周波数が多相符号を含むことを特徴とする請求項 17記載のソナーシステム。 25.前記受信機が合成開口ソナー内に装備されていることを特徴とする請求 項19記載のソナーシステム。 26.前記受信機が合成開口ソナー内に装備されていることを特徴とする請求 項20記載のソナーシステム。 27.前記遅延デバイスのおのおのがアナログ式遅延ラインであることを特徴 とする請求項17記載のソナーシステム。 28.前記遅延デバイスのおのおのがディジタル式規則デバイスであることを 特徴とする請求項17記載のソナーシステム。 29.前記符号デバイスが、1集合のポテンシャルコスタス符号から適当なも のを選択するためにコスタス符号波形発生器およびタイミングデバイスを含み、 前記タイミングデバイスが前記N個のパルスのおのおのに対して前記コスタス符 号を変更することを特徴とする請求項17記載のソナーシステム。 30.前記サブパルスの前記周波数が二進法の位相符号を含むことを特徴とす る請求項29記載のソナーシステム。 31.前記受信機が合成開口ソナー内に装備されることを特徴とする請求項3 0記載のソナーシステム。 32.前記N個のパルスのおのおのが、多のパルスの同じ数と周波数のサブパ ルスを備えていることを特徴とする請求項17記載のソナーシステム。 33.レーダを利用して1つ以上の目標の距離および速度を測定する方法に置 いて、 前記目標に向けて少なくとも1連のN個の無線周波数パルスを発生させるステ ップであり、前記パルスのおのおのが隣接するパルスから時間Tだけ分離してお り、前記パルスのおのおのが複数のM個の連続したサブパルスを包含し、前記パ ルス中の前記M個のサブパルスおのおのが、特定のパルス中の残余のサブパルス とは異なった周波数を示し、さらに、前記パルスのおのおのの中で前記M個のサ ブパルスの出現する順序が、前記1連のN個のパルス中の残余のパルスを基準と して固有であるステップと、 前記目標に向けて前記少なくとも1連のN個の無線周波数パルスを送信するス テップと、 前記目標から反射された前記少なくとも1連のN個のパルスを受信するステッ プと、 複数の遅延デバイス中に時間Tにわたって前記N個のパルスのおのおのを格納 するステップと、 それぞれの遅延デバイスから、前記N個のパルスの内の1つの複製をおのおの が持つ個別の相関器に対して前記N個のパルスのおのおのを送出するステップと 、前記相関器のおのおのから自動相関出力または相互相関出力を発生させるステ ップと、 ドップラプロセッサ内で前記自動相関出力および相互相関出力を処理して、距 離象限不明もドップラ象限不明もない前記目標の距離測定値および速度測定値を 発生させるステップと、を含むことを特徴とする前記方法。 34.前記サブパルスのおのおのの周波数が、τpを前記サブパルスのおのお ののパルス幅であるとして、1/τpだけ分離されていることを特徴とする請求 項33記載の方法。 35.パルス毎に前記1連のN個のパルス全体に重み付けして、前記ドップラ プロセッサ内で発生するドップラサイドローブを減少させるステップをさらに含 むことを特徴とする請求項33記載の方法。 36.前記サブパルスの周波数に重み付けして、前記相関器が発生する距離サ イドローブを減少させるステップをさらに含むことを特徴とする請求項34記載 の方法。 37.前記受信機が合成開口レーダ内に装備されることを特徴とする請求項3 6記載のシステム。 38.前記サブパルスの周波数に重み付けして、前記相関器が発生する距離サ イドローブを減少させるステップをさらに含むことを特徴とする請求項35記載 の方法。 39.前記受信機が合成開口レーダ内に装備されることを特徴とする請求項3 8記載のシステム。 40.ソナーを利用して1つ以上の目標の距離および速度を測定する方法にお いて、 前記目標に向けて少なくとも1連のN個のソナーパルスを発生させるステップ であり、前記パルスのおのおのが隣接するパルスから時間Tだけ分離しており、 前記パルスのおのおのが複数のM個の連続したサブパルスを包含しており、前記 パルスのおのおのの中の前記M個のサブパルスのおのおのが特定のパルス中の残 余のサブパルスとは異なった周波数を示し、さらに、前記パルス中での前記M個 のサブパルスの出現順序が、前記1連のN個のパルス中の残余のパルスを基準と して固有であるステップと、 前記少なくとも1連のN個の無線周波数パルスを前記目標に向けて送信するス テップと、 前記目標から反射された前記少なくと個1連のN個のパルスを受信するステッ プと、 前記N個のパルスを時間Tにわたって複数の遅延デバイスに格納するステップ と、 前記N個のパルスをそれぞれの遅延デバイスから、前記N個のパルスの内の1 つの複製をおのおのが備えた個別の相関器に送出するステップと、 前記相関器のおのおのから自動そう間出力または相互相関出力を発生させるス テップと、 ドップラプロセッサ内で前記自動相関出力または相互相関出力を処理して、距 離象限不明もドップラ象限不明も伴うことなく前記目標の距離測定値と速度測定 値の双方を与えるステップと、を含むことを特徴とする前記方法。 41.前記サブパルスのおのおののサブパルスの周波数が、τpを前記サブパ ルスのおのおののパルス幅として1/τpだけ分離されることを特徴とする請求 項40記載の方法。 42.パルス毎に前記1連のN個のパルス全体に重み付けして、前記ドップラ プロセッサ内で発生するドップラサイドローブを減少させるステップをさらに含 むことを特徴とする請求項40記載の方法。 43.前記サブパルスの周波数に重み付けして、前記相関器によって発生され た距離サイドローブを減少させるステップをさらに含むことを特徴とする請求項 41記載の方法。 44.前記受信機が合成開口ソナー内に装備されることを特徴とする請求項4 3記載のシステム。 45.前記サブパルスの周波数に重み付けして、前記相関器が発生した距離サ イドローブを減少させるステップをさらに含むことを特徴とする請求項42記載 の方法。 46.前記受信機が合成開口ソナー内に装備されることを特徴とする請求項4 5記載のシステム。
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