CN1224503A - 用于扩展距离一多普勒作用范围的雷达/声纳系统概念 - Google Patents

Abstract

一种用于防止在雷达及声纳环境下发生距离模糊及多普勒模糊的方法及装置。产生了一个具有N个脉冲的序列,每个脉冲包括许多连续的子脉冲。每个子脉冲显示出与所述特定脉冲内的剩余子脉冲不同的频率。另外,对该序列中的剩余脉冲而言,每个脉冲内子脉冲的出现顺序是唯一的。用匹配滤波器接收机(10)及多普勒处理器(30)来产生自相关及互相关(R1－R_N),以防止距离模糊及多普勒模糊。

Description

用于扩展距离-多普勒作用范围的雷达/声纳系统概念

发明领域

本发明是一个波形/信号处理原理，它用与发射波形的时间-带宽乘积相关的一个因子消除了雷达或声纳系统的距离及多普勒模糊。对到目标的距离的测量是通过测量每个所发射脉冲与来自目标的回波的到达点之间的时间延迟而实现的。对速度的测量是通过测量脉冲之间的回波的相位变化即目标的多普勒频移而计算出的。模糊度导致一种或这两种测量都依赖于雷达或声纳的脉冲重复频率(PRF)。

背景技术

虽然本发明既适用于雷达跟踪系统也适用于声纳跟踪系统，但为易于说明起见，将参照雷达系统对本发明进行说明。

在雷达系统设计中的一个重要决定是选择PRF或是其倒数即脉冲重复间隔(PRI)。这种决定会影响距离及/或多普勒模糊，这种模糊会依次影响一些性能如a)雷达对目标的定位及跟踪、b)用于搜寻及跟踪雷达所需的杂波干扰抑制，以及c)合成孔径雷达(SAR)的交叉距离分辨率及航迹宽度。对PRF的选择将所述系统划分为低PRF雷达系统、中PRF系统或高PRF系统。

低PRF雷达被定义为一种具有足够低的PRF的雷达，其第一个距离模糊比最大的先行目标检测距离大，所以不会引起距离模糊。通常在与最大容量监视最相关的远距离搜寻应用中选用低PRF。跟踪是第二种性能，它通常是由目标定位的反复扫描测量来实现的。速度不是直接计算出来的，但可通过反复扫描，从目标定位的变化中计算出。由于对速度的相对较慢的测量以及很糟的角分辨率，所以将目标跟踪限制在紧凑目标方案中或强机动目标中。通常采用活动目标指示器(MTI)及相干积累，用于活动目标指示及杂波干扰抑制。

一个高PRF雷达被定义为一种具有足够高PRF的雷达，这种雷达的第一多普勒模糊比最大先行目标速度的多普勒频移大，因此，没有产生多普勒/速度模糊。通常选取高PRF，用于诸如机载截击雷达和更近距离的跟踪以及武器控制雷达等与目标速度及高速机动目标密切相关的应用中。通常是在使用交错PRF以及诸如“孙子定理”等的算法进行检测后，计算出目标距离的。由于受解决目标距离模糊所用的算法的限制，目标跟踪被限制为只对那些在紧凑目标方案或强机动目标中使用的雷达。在(M.I.Skolnik编的)雷达手册第二版第17章中有对这些特征的说明，其题目为“脉冲多普勒雷达”，由W.H.Long,N.H.Mooney著。

使用高PRF，所述速度分辨率、目标信号与噪声比(SNR)、以及杂波干扰抑制也是间接地受解决距离模糊的需要的影响。用于解决距离模糊的算法需要在一个天线停顿期间，有几个不同PRF的目标检测。这意味着不能将所有的返回相干地合成来得到最大速度分辨率、最大SNR、或最大杂波干扰抑制。对这些雷达的一种附加关注是增加了对杂波干扰抑制的需要。由于距离模糊的存在，叠加在距离上的杂波增加了每个测距单元中的杂波水平，而且还引起近距离的高水平杂波，这干扰了对远距离、低水平目标的检测。因此，通常需要高水平的杂波干扰抑制。

中PRF雷达被定义为这样一种雷达，因为其PRF不够高，不足以使第一多普勒模糊大于最大先行目标速度的多普勒频移，因此产生了多普勒/速度模糊。与此同时，PRF又不够低，不足以使第一距离模糊大于先行目标检测距离，因此产生了距离模糊。当使用了中PRF时，既需要解决距离模糊，又需要解决多普勒模糊。由于它与使用高PRF相比，具有较小的距离模糊，以及与低PRF相比具有较小的多普勒模糊，所以减小了对每种模糊的冲击以及解决它们的复杂程度。

一个成像合成孔径雷达(SAR)是既不允许有距离模糊也不允许有多普勒模糊的一种唯一的应用。在选择了天线孔径尺寸、发射频率及平台速度之后，横穿过天线方向图并正向平台速度的多普勒频谱就由所选的用于这些参数的值所确定。所述PRF必须至少是多普勒展开频谱的两倍，以防止在成像中的多普勒模糊。通常甚至选择更高的PRF，以防止来自天线方向图边缘的返回叠加到图象中。这样，所得到的PRF确定了成像区的最大距离或航迹宽度。通常认为这一航迹宽度比有效地及经济地使用雷达及其平台所需的航迹宽度要小。

从上面的说明中可以看出，对于大多数应用来说，不能对目标或散射体进行距离及速度全都没有模糊的定位或跟踪。一种例外是SAR，它顺从于作用范围的极小航迹宽度，以防止模糊。有许多技术在解决模糊问题上是可行的，它们通过在一个天线停顿期间发射几个具有不同PRF及/或频率的脉冲串来解决模糊问题。这些技术限制了可同时控制的目标数目，同时还损失了信号一噪声比及对杂波干扰的抑制。

在许多年前，雷达领域的专业人员就认识到既要消除距离模糊又要消除多普勒/速度模糊的问题。用于解决这种情况的一种方法是对改变波形的使用。例如，公开了由prenat申请的美国专利US4,746,922包含了一种以不同重复频率(PRF)产生脉冲的发射机电路。接收机电路接收回波信号，将这些信号滤波以便能消除那些由固定目标产生的信号，之后将余下的信号加到具有用于补偿不同PRF所需的相位校正的频率滤波器组中。因而，仅能从与一个回波信号的多普勒频率相对应的频率滤波器中产生该回波信号。由于对多普勒频率的测量中存在模糊，所以这些滤波器的调谐频率都要比所发射脉冲的最小PRF要低。

另外，公开了的由Alexander等人申请的美国专利US 4,106,019说明了一种用于测量高速目标的不模糊的目标距离的系统。存储来自雷达返回信号的连续三个发射停顿的目标距离及多普勒频率数据，其中在每个停顿期有一个不同的PRF。一个校正电路被包括在内，它能保证目标的速度在越过三个相邻的停顿时，满足一个17路径的算法，所述三个相邻的停顿期是在五个距离方位曲线或路径中的至少一个之内。

最后，公开了由Robin申请的美国专利US 5,442,359，其中说明了一种解决多普勒频移模糊的方法，它将多普勒频移模糊与具有若干脉冲的周期波形调制在一起，其中的若干脉冲周期性地具有非唯一的脉冲间歇期(PRI)。

另一种时下流行的技术是针对解决模糊的，它使用了后检波技术，如使用了目标跟踪以便能估测出使用低PRF的速度、使用了多普勒模糊波形及使用了如“孙子算法”等算法的多种PRF，以解决高PRF波形的距离模糊。

发明概述

本发明提供了一种克服了已有技术中不足之处的方法及操作，用来防止在所选最大距离及最大多普勒频移内的脉冲多普勒雷达系统中发生距离模糊及多普勒频移模糊。无论何时，在由波形的PRI将每个脉冲和与其相邻的脉冲分开时，波形就用来包含频率编码的脉冲序列。每个脉冲都是由变换频率的一群连续波(CW)(或替换为相位编码的)子脉冲组成的。为易于理解本发明起见，所要说明的第一实施例是最简单的实施例，其中的子脉冲是CW脉冲。之后，将说明具有子脉冲相位编码的实施例。每个脉冲包含相同的子脉冲频率，但其顺序是不定的。许多延迟器，同时还有相关器与快速傅立叶变换器一起使用，以提供恰当的输出。

附图说明

以下将参照附图，对本发明的实施例进行说明，而参照对以下实施例的说明，可更好地理解本发明本身，从而使本发明的上述和其它目的、特征及实现它们的方式都成为显而易见的，其中：

图1是一个雷达波形，其中每个脉冲都使用了不同频率的代码进行编码；

图2是图1的脉冲串中频率编码脉冲的一个脉冲的示意图；

图3是一个用于图1和2中显示的一群波形的匹配滤波器接收机；

图4是实现一个跳频编码发生器的功能示意图；

图5是实现一个定时脉冲发生器的功能示意图；

图6是实现对图3所示接收机的多普勒补偿的功能示意图，其中详细地显示了第n个相关；

图7是实现用于图3所示的多普勒处理器的所可能潜在的多普勒处理的功能示意图；

图8是与等式17的顺序所确定的10个元素的Costas代码波形相匹配的滤波器的响应图；

图9是与由等式17的顺序所确定的10个元素的Costas代码波形“失配”的滤波器的响应图，其中的加权函数是等式19；

图10是实现相位编码子脉冲调制器的一个功能图；

图11是与由等式22的序列所确定的10个元素的Costas代码波形相匹配的滤波器的响应图，等式22具有使用由等式23和24所确定的相位代码进行编码的子脉冲；以及

图12是与4组10个元素的Costas代码波形的序列相匹配的滤波器的响应图，其中Costas代码波形具有用相位代码进行编码的每个代码的子脉冲，而相位代码又是由等式23和24指定的。

最佳实施例的详细说明

现行的技术通常需要次最佳处理方案，以解决减小了输出SNR、杂波干扰抑制及速度/多普勒分辨率的模糊。这些技术限制了可被同时跟踪的目标数目，且用于SAR的高度交叉的距离分辨率限制了作用范围的航迹宽度。

本发明将会允许专业人员以一种方式选择PRF，以防止对所关心的最大速度产生多普勒模糊。本发明还将允许选择在短促脉冲串波形中使用的编码脉冲的数目，以便使所关心的最大距离小于第一距离模糊。另外，本发明将使用宽带波形以给出好的距离分辨率，而不用在所有雷达都在使用可行的跳频编码的不同子集时，禁止其它类似设计的雷达使用相同的带宽。最后，本发明将允许使用天线孔径尺寸、发射频率、PRF及平台速度来设计SAR，以便得到所需的图象分辨率，之后，选择短促脉冲波形中所使用的编码脉冲的数目，以获取作用范围所需的带宽。

有关本发明的波形/接收机设计的一个新颖的特征是这样的，可通过适当地选择波形参数，使距离模糊及速度模糊分另大于所关心的最大距离及所关心的最大速度。如图1所示，这种波形包括一个PRI为T的频率编码脉冲序列。标号为C₁至C_N的频率编码在每个脉冲上都是不同的，一直到第N个脉冲。C₁到C_N的每个编码与相邻编码之间是由一个休止时间分开的。之后，每段重复N个脉冲串。这N个脉冲中的每一个本身都是由一群连续波(CW)子脉冲诸如是图2所示的M个子脉冲构成的。每个子脉冲的脉冲宽度为τ_p这样该脉冲的全部脉冲宽度为Mτ_p。在所述脉冲中的多种频率被依照其出现的顺序依次标记为f1n、f2n、f3n等。该标记并不与那种频率分量的特定值相关，即频率f1n并不需要比f2n大，而频率f2n也不需要比f3n大，以此类推。第一下标1、2、3……M代表在第n个编码中那一个频率的位置；n=1,2……N。

这一频率编码的特性是：(1)这些子脉冲在时间上是连续的，即在它们之间没有空隙。(2)每个脉冲的编码是一组包括了相同频率的子脉冲的一项，在脉冲与脉冲之间，只有每个频率的出现顺序被改变了。(3)用于编码的子脉冲的频率值是由1/τ_p分开的，这里τ_p是子脉冲的脉冲宽度。(4)这些编码具有一个模糊函数(在时间延迟和多普勒频移上的一个二维自相关)，它在零时间延迟及零多普勒频移处具有信号峰值，还具有用于主波瓣外所有其它值的逼近1/M的低旁瓣。在IEEE会刊，第72卷，第8期(1984年8月)上出现的，由John P.Costas所著的“A Study of a Class of DetectionWaveforms Having Nearly Ideal Range-Doppler AmbiguityProperties”中所说明的Costas跳频编码就符合这种需求。(5)这些编码具有一个互模糊函数(在时间延迟及多普勒频移上的二维互相关)，它在任何延迟及多普勒频移处都没有大的峰值，且具有逼近2/M的峰值。可对Costas跳频编码中的某一些进行选择，以满足这些需要。

用于本发明的接收机可与发射机放置在一起或被放置在远离所述发射机的位置。这一概念的主要组成部分是这样的，该接收机是被当作用于全部N个脉冲的脉冲串的匹配滤波器来实现的。图3中显示了这样一种接收机10的功能图。这种接收机的主要组成部件是：(1)模拟延迟线或数字存储器设备12、14、16及18，(2)相关器20、22、24、26、28以及(3)一个多普勒处理器30，它在这张图中是通过适当的加权离散傅立叶变换(DFT)或一个FFT来实现的。这些部件是标准的、时下可行的电子设备。可以以任意便于特殊应用及目标方案的顺序执行这三种操作。例如，在一些应用中，在存储或延迟之前实现相关可能是很有利的。必须注意所采用的更多地不是延迟线或存储器设备，而是脉冲数N，这是很重要的。另外，还包括与N个脉冲数目相同的相关器。

在模拟接收器中，延迟线是延迟时间等于PRI为T的模拟延迟线。在数字实现时，所述延迟线是具有一个存储器单元的数字存储器(存储器或移位寄存器)，以用于每个测距单元，且测距单元的数目也是由PRI的T决定的。测距单元的数目是MT/τ_p，这里M是图2中的编码长度，T是PRI,τ_p是图2中的子脉冲宽度。

图3的相关器将被数字化地例如用FFT或伸展处理器来实现。它可依据应用，与最大信号-噪声比或信号一杂波比相匹配。多普勒补偿相关器的实现将在后面予以说明。这些相关器的功能是将来自目标的标号为C＇₁至C＇_N的返回信号与用于雷达的所选编码的时间延迟及多普勒频移的被标记为R₁至R_N的复制信号相关。这些相关器的数目等于不存在距离模糊时所需的PRI的数目。

图3的多普勒处理器可以是任一种处理器，将其设计为可根据信号的多谱勒偏移来分离或舍弃目标返回信号。可将许多这类处理器当作一个对输入信号的采样进行适当加权的FFT来实现。现在使用的专用雷达多普勒处理器包括：(1)与相干积累滤波器(FFT)串联的机载MTI(活动目标显示器)，(2)通常包括一个紧随一个FFT的主瓣杂波滤波器的脉冲多普勒雷达多普勒处理器，(3)成像合成孔径雷达的交叉-测距(多普勒)处理器，以及(4)气象多普勒雷达的平均速度及速度分布估测处理。在多普勒处理器中处理的脉冲数N_I，可多于也可少于用来防止出现距离模糊的编码数目N。对于大多数需要高多普勒分辨率或高杂波抑制的应用，N_I将比N大许多。在这种情况下，将会对来自相关器的输出进行累加，直到收集到N_I。这项发明的主要因素是这样的，由于所述的目标返回具有其脉冲在各脉冲中保持不变的雷达波形，所以各脉冲之间的相移与目标返回的多普勒相移相关。因此，本发明所使用的编码不会破坏或阻碍这些相移。

多普勒处理器30可包括用于杂波处理或滤波器旁瓣控制、活动目标显示、主波瓣杂波滤波器及零多普勒滤波器同时还有用于多普勒补偿的加权。

图3显示了接收到的来自目标的全部脉冲串的时间点以及发生匹配时的匹配滤波器接收机。由于已接收到来自每个编码的返回，所以可通过如下解释来说明该匹配滤波器的操作，当图1的波形被发射出去并射向到目标时，反射回雷达的信号具有以下特征：它们有顺序相同的相同的编码，并被以相同的PRI即T所隔开。在经历了时间τ(对目标的往返传播时间)之后，在图3的匹配滤波器的输入端首次接收到代码C＇₁。C＇₁是接收到的由C₁返回的时间延迟及多普勒频移。如果要数字化地实现上述接收机，所接收到的信号首先要通过一个正交检波器及一个模拟-数字转换器(A/D)。这里所做的对数字化实施方式的功能性描述是为了便于对本发明的理解。

数字化的C＇₁为被输入存储器设备12，并存储一段时间T。它同时也被送入相关器20，在这里产生C＇₁与R_N的互相关。R_N是C_N的复制信号的时间延迟及多普勒频移。由于这两个编码的互相关最小，对于上述特性(5)，只有一个具有大约2/M电平的小信号被送到多普勒处理器30。在时间T时，后一个C＇₁被移入设备14，并且还被送入使C＇₁及R_N-1产生互相关的相关器22。与此同时，接收到了来自目标的代码C＇₂。数字化的C＇₂被送入标号为12的存储器设备，并被存储一段时间T。它也被送入使C＇₂与R_N产生互相关的相关器20。由于这两组代码的互相关都是最小的，所以对于上述特性(5)，只有具有2/M电平的最小信号被再次送入多普勒处理器30。

在稍后的另一个时间间隔T中，当接收到来自目标的代码C＇₃时，重复这一过程。C＇₂及C＇₁被分另移入存储器设备14及存储器设备16。该数字化的C＇₃被送入存储器设备12，并将其存储一段时间T。它也被送入了使C＇₃与R_N产生互相关的相关器20。C＇₂被送入使C＇₂与R_N-1发生互相关的相关器22。C＇₁被送入使C＇₁与R_N-2产生互相关的相关器24。所有这些互相关都是最小的，所以具有大约为2/M电平的最小信号被送入多普勒处理器30。

在对该过程的第N-1次重复时，来自目标的C＇_N被接收。C＇_N-1、C＇_N-2一直到C＇₁被分别移入下一个存储器设备14到18。所述数字化C＇_N被送入存储器设备12，并被存储一段时间T。它也被送入产生R_N的自相关的相关器20；C＇_N-1被送入产生R_N-1的自相关的相关器22；以此类推。最后，C＇₁被送入产生R₁的自相关的相关器28。所有这些自相关的峰值都是最大的，所以最大信号被送入多普勒处理器30。所述峰值是在N个代码的脉冲串开始发射之后的τ+(N-1)T的时间点处产生的。τ与到目标的距离相应，即距离R=cτ/2，这里c是传播速度。由于代码是经过匹配滤波器传播的，又没有产生其它的自相关，所以在发射多个代码的时间段内即NT期间，只产生一个与到目标的距离相关的峰值。因此，当具有PRI为T的相同的脉冲被发射出来时，第一距离模糊发生在R=cNT/2，而不是通常的R=cT/2处。

如果第一多普勒模糊发生在多普勒f_d=1/T处，则距离-多普勒的作用范围被扩大了N倍。如果每个脉冲(或代码)的自相关峰值的相移可以与目标范围内由一个脉冲到另一个脉冲的改变相关，则可产生上述情况。在以下三种情况下可实现上述情况，(a)如果每个代码都包括一组相同的频率分量，而仅是改变它们在每个编码内出现的次序(上述特性(2))，(b)如果所有这些频率分量彼此都是相干的；(c)如果所有的频率分量都是由充分稳定的振荡器产生的，以致各个脉冲彼此相干。图4显示了产生这些编码的一种方法的功能图，以便能理解图1和2中所显示的波形的特性。

实现图4的核心是被表示为稳定本机振荡器32及稳定代码振荡器34的两个稳定的、相干的振荡器。输出的正弦信号的频率为f_o及l/τ_p。f_o是一些合适的频率例如是雷达的本机振荡频率。1/τ_p是将编码子脉冲分隔开的频率，如上述特性(3)。当上述两种频率被以所示的方式输入到混频器36、38、40及42时，长度为M的编码的所有频率分量都是相干地产生的。将这些频率标记为f_o、f_o+l/τ_p一直到f_o+(M-1)/τ_p。之后可通过在适当的时间选通这些频率中的每一个而产生特定的编码。这是通过门44、46、48、50及52来实现的。门44直接与稳定的本机振荡器32相连。门46、48、50及52与相应的混频器36、38、40及42的输出相连。由于受到标记为P₁到P_M的定时脉冲指定的，这些门每次只接通一个。这些定时脉冲是在选出了所需代码时由定时脉冲发生器54产生的。这些定时脉冲的宽度为τ_p。所述每个结果子脉冲被组合在一起，形成了具有所需编码的雷达脉冲。这些子脉冲是在加法元件56中被合并的。

如上文所述，适当地选择由John Costas开发的某种跳频编码可具有本发明所需的所有特性。在IEEE会刊，第72卷，1984年9月第9期中出现的题目为“Construction and Properties of CostasArrays”的文章中公开了由Solomon Golomb及Herbert A.Taylor开发的用于构造这些代码的程序。

在图5中显示了实现定时脉冲发生器的一个例子的功能图，这些器件是时下可行的数字硬件。实用的设计将会计算所需代码长度的所有已存在的代码，并存储它们以便能在子集被选出用于雷达操作时使用。这将允许在需要的时候例如近距离操作多重雷达时改变子集。在集合内的编码数目满足如上所述的五个特征，这是由代码的长度M所决定的，该M如前所示是时间-带宽乘积的平方根。例如由全部脉冲长度Mτ_p=120ms和带宽M/τ_p=30MHz得出了一个时间-带宽积M²=3600及一个编码长度M=60。使用出现在IEEE的会刊或航空航天及电子系统，第27卷，1991年1月第1期上，由D.M.Drumheller及I.T.Titlebaum所著的“Cross-Correlation Properties ofAlgebraically Constructed Costas Arrays”一文中所说明的方法时，由于M+1=61肯定是一个质数，且使用Welch结构的编码数N_c=960，所以N=60是可以接受的编码长度。可选择这些编码中的16个，它们具有需要用于本发明的所需的互相关特性。也可通过参照而加入对这种参考文献的教学。这些编码序列存储在图5的存储器58中。

N_c个代码序列的一个子集N被选出来用于雷达操作，并被存储于分离的存储器单元60中。在每一个PRI处，当准备发射一个脉冲时，从N个代码序列中选出一个使用相同的用于触发发射机的PRI触发脉冲。将这一编码序列放入寄存器62。PRI触发器66是常见雷达定时电路的一部分。参见如图5所示的方框64，在每个时间间隔τ_p，它将寄存器62内的序列一次一个单元地依次读出，这样得到的输出结果就是定时脉冲Pm。用于方框64以便能送到代码序列的下一个单元的信号是由计数器68产生的。计数器68用门限检测器70所产生的触发脉冲每时间间隔τ_p增加1，其中门限检测器70将来自稳定代码振荡器34的输出信号当作其输入信号。门限检测器70产生需要在每个时间间隔τ_p内被计数的所需触发脉冲。在下一个PRI,N个代码序列中的另一个代码被选中，计数器68被复位，且产生了下一个具有一个不同代码的脉冲。在所有N个代码序列都被使用过之后，第一序列又重新被选中，重复执行上述循环。

使用了大的时间-带宽积和/或需要非常高的多普勒分辨率的许多应用不仅可能需要在带宽内补偿多普勒变化，比如对宽带波形，而且很可能也需要通过将各个脉冲之间的频率分量在时间上前移或后置所产生的相位“噪声”，即需要在代码之间进行补偿。以下是实现这种接收机的一个例子。

所发射的信号是诸如Costas代码的一组N个正交码，如图1所示，它们被顺序地发射，其脉冲重复间隔为T。这里将正交代码波形定义为这样一种波形(a)其具有时间延迟的、多普勒频移的复制信号的归一化互相关在零时间延迟及零多普勒频移处具有一个峰值M，而在这一峰值附近以外的区域为标称的归一化电平1，以及(b)其具有不同代码的归一化互相关没有峰值。在图2中显示了该序列中的第n个代码。所发射的序列可以用如下算术等式表示： $X_T\left(t\right)=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{mn}}t}(u(t-(n-1)T-(m-1){\mathrm{\τ}}_p)-u(t-(n-1)T-m{\mathrm{\τ}}_p))\left(1\right)$

其中 $\mathrm{fmn}=\mathrm{fr}+\frac{\mathrm{lmn}-1}{{\mathrm{\τ}}_p}---\left(2\right)$

它将本机振荡器的频率fo偏移到发射频率f_T。1mn是一个介于1到M之间的整数，它代表了用于第n个代码或脉冲的第m个子脉冲的不同的频率。这样，参数1mn确定了所述代码。

如果在t=0处，发射由等式(1)所描述的波形，它射向到在距离R处的一个目标，该目标正在以径向分量为V_R的速度移动。则其距离R=cτ/2,c是传播速度，τ是向目标发射并返回的时间。因此在稍后于τ的时间处，收到的来自点目标的波形为

X_R(t)=X_T(t)|t→t-τ,f_mn→f_mn+d_mn

其中d_mn是第n个编码或脉冲的第m个分量的多普勒频移，即d_mn=2 f_mn。所收到的信号是 $X_R\left(t\right)=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j2\mathrm{\π}\left(f_{\mathrm{mn}}{d}_{\mathrm{mn}}\right)(t-\mathrm{\τ})}\left(u\right(t-\mathrm{\τ}-(n-1)T-(m-1){\mathrm{\τ}}_p-u(t-\mathrm{\τ}-(n-1)T-{\mathrm{m\τ}}_p))--\left(3\right)$

一个匹配滤波器接收机在补偿相位“噪声”的同时，还会补偿在波形带宽上的多普勒扩展，这种相位“噪声”是由脉冲与脉冲之间在时间上向前或向后移动频率分量所引起的。这种匹配滤波器具有一个冲激响应，它是接收到的等式(3)的共轭复数。使用正交(I,Q)检测器从常规雷达接收机的前端删去发射频率，并使用模拟-数字(A/D)转换器对所得到的基带信号采样并使其数字化。将等式(2)带入等式(3)，并乘以e^-j2πfTt，就得到了该正交检测器的数学形式。复采样的采样频率等于波形带宽M/τ_p，且在A/D转换器上进行。这是由用于每个采样脉冲(编码)的采样函数

(t-τ-(i-1)

)数学表示的，其中δ是单位冲激响应。由于使用了等式(3)的单位阶梯函数的选择操作，用于每个子脉冲的这一采样函数变为

δ(t-τ-(n-1)T-(m-1)τ_p-(i-1)

)。

这样，在经正交检测及采样之后，接收到的信号变为 $X_R^{\′}\left(t\right)=e^{-j2\mathrm{\πfr\τ}}\underset{n=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{-j2\mathrm{\π}(\mathrm{dmn}+\frac{l_{\mathrm{mn}}-1}{{\mathrm{\τ}}_p})}\mathrm{\δ}((t-\mathrm{\τ}-(n-1)T-(m-1){\mathrm{\τ}}_p(i-1)\frac{{\mathrm{\τ}}_p}{M})--\left(4\right)$

由于A/D转换器的振幅量化除了允许保持需数字实现的操作外，并不影响接收器的结构，所以在算式上忽略了它。

由于受从发射到返回的传播时间的影响，所以在求和之前的指数仅是发射频率的相移。它不影响接收机的结构，也不影响接收机输出的幅度。因此不用进一步地考虑它。

图6显示了与从等式(4)得出的接收波形相匹配的相关器的功能图。图中显示了一种方法，用于补偿波形带宽内的各种多普勒相移，以及用于补偿相位“噪声”，这种相位“噪声”是由在脉冲之间向前或向后移动频率分量而引起的。标记为延迟器1到延迟器N-1以及相关器1到相关器N的分量与图3中的相同，且在这里只是为了清楚才重复它。该图的剩余部分为相关器n的细节。

在图6中，N个相关器中每一个的功能是相同的。所以只详细地显示了相关器n，并将对其进行说明。首先，选出用于第n个代码的M个子脉冲。将M个子脉冲标记为S_Mn、S_(M-1)n、……、S_mn、……、S_1n，并通过选择用于存储接收到信号的采样的存储器(或被标记为延迟器1到延迟器N-1的存储器设备)内的单元来选择它们，所接收到的信号的接收时间相隔τ_p。τ_p是子脉冲宽度。可将其功能看作是获取用于第n个代码的“延迟线”82的输出，并将该输出送到移位寄存器84，它在图6中代表M-1个串联的“延迟线”86、88、90及92。这些“延迟线”中的每一个都代表一个延迟τ_p。一组元件86、88、90及92形成了相关器n 80的一部分，且这样一组器件形成了N个相关器中每个相关器的一部分。

将每个子脉冲送往子脉冲滤波器94、96、98、100。这些滤波器中的每一个的功能是选出第n个代码的M个子脉冲中每一个子脉冲的M个采样，并对每个采样执行合适的多普勒校正。之后通过将M个采样合并(相加)，形成了与从每个子脉冲返回的时间延迟及多普勒延迟相匹配的匹配滤波器，所述子脉冲是用于0、1/NT、2/NT、……、(N-1)/NT的多普勒频移。已经详细显示了用于第n个编码的第m个子脉冲的子脉冲滤波器102。所述的一组子脉冲滤波器构成了相关器n80的一部分，且这样一组滤波器构成了N个相关器中每一个相关器的一部分，其中所述的一组子脉冲滤波器在图6中被标记为子脉冲滤波器1到子脉冲滤波器M。

对于第n个编码的第m个子脉冲，所述的M个采样被标记为X_Mmn、X_(M-1)mn、……、X_imn、……、X_1mn，且通过选择用于存储接收到信号的采样的存储器(或存储器设备86、88、90、92)中的单元来选择这M个采样，所接收到的信号的接收时间相隔τ_p/M。τ_p/M是采样周期(采样频率的倒数)。可将其功能看作是获取用于第n个代码的第m个子脉冲的“延迟线”延迟器M-m的输出，并将该输出送到移位寄存器，该移位寄存器在图6中代表M-1个串联的“延迟线”104、106、108及110。这些“延迟线”中的每一个都代表一个τ_p/M的延迟，并形成了构成相关器n 80的一部分的子脉冲滤波器的一部分，且这样一组“延迟线”形成N个相关器中每一个相关器的M个子脉冲滤波器中每个子脉冲滤波器的一部分。

将所需的多普勒校正加到对器件112、114、116及118的这些采样中的每一个上。这些一组一组的器件形成了构成相关器n 80的一部分的子脉冲滤波器m的一部分，且这些一组一组的器件形成了N个相关器中每一个相关器的M个子脉冲中每个子脉冲的一部分。

由于多普勒校正通常是未知目标的多普勒频移的函数，所以形成了一个多普勒滤波器，用于每一个由所可能潜在的多普勒一直到最大的设计成间隔为1/T的非模糊多普勒频移以及这些滤波器的分辨率及它们之间的距离为1/NT。在这一子脉冲滤波之后，任意附加多普勒处理的多个脉冲滤波器和脉冲对脉冲多普勒滤波器是由图3中的多普勒处理器实现的。

多普勒相关器是通过将每个采样(已详细显示了第i个采样)乘以N个参考信号而实现的，每一个都与多普勒滤波器中的每个相对应。在图6中，将N个乘法器标记为120、122、124、126及128。用这N个参考信号(对于k=1到N,E_ikmn)组成了参考矢量，E_ikmn={对于k=1到N,E_ikmn)。图6中的连接双线(=)代表依赖于其所属组的矢量、矩阵或张量信号，而信号线(-)代表换算器。在图6中的下划线变量以及这里的等式代表矢量、矩阵及张量。对于给定的i、m及n，用于第n个代码的第m个子脉冲的第i个采样的第i个参考矢量为：

E_ikmn=[e^{-j2πφkmnTimn}，对于K=1,N]    (5)

其中 ${\mathrm{\φ}}_{\mathrm{kmn}}=L_{\mathrm{mn}}\frac{k-1}{\mathrm{NT}}+\frac{l_{\mathrm{mn}}-1}{{\mathrm{\τ}}_p}--\left(6\right)$ $T_{\mathrm{imn}}=(n-1)T+(m-1){\mathrm{\τ}}_p+(i-1)\frac{{\mathrm{\τ}}_p}{M}---\left(7\right)$ $\mathrm{Lmn}=1-\frac{M-l_{\mathrm{mn}}}{\mathrm{fr}{\mathrm{\τ}}_p+M-1}---\left(8\right)$

如前所述，1mn是一个由特定代码指定的从1到M的整数。它选择第n个代码的第m个子脉冲的频率。用于第n个代码的总参考张量为

R_n=[E_ikmn对于i=1到M,K=1到N,m=1到M]    (9)

这些乘法积被标记为Y_i1mn、Y_i2mn、Y_i3mn、……Y_ikmn、……Y_iNmn，其中以下等式给出了第k个乘积 $Y_{\mathrm{ikmn}}=e^{-j2\mathrm{\π}(d_{\mathrm{mn}}-L_{\mathrm{mn}}\frac{k-1}{\mathrm{NT}})((n-1)\mathrm{\τ}+(m-1){\mathrm{\τ}}_p+(i-1)\frac{{\mathrm{\τ}}_p}{M})}--\left(10\right)$

该乘积用于第n个代码的第m个子脉冲的第i个采样。所述N个乘积组成了用于这一采样的多普勒校正矢量，并可这样表示

Y_ikmn=[Y_i1mn、Y_i2mn、……Y_ikmn、……Y_iNmn]    (11)

这一矢量组成了来自图6中被标记为多普勒相关i、m、n的分量的输出，并将它与由标记为112、114、116及118的多普勒校正器件输出的相似矢量合并而形成M×N维的矩阵。该矩阵对图6中的标记为∑_i的器件提供输入。在这一点上，第n个代码的M个子脉冲中每一个子脉冲的所有M个采样都已经具有所施加的合适的校正矢量(E_ikmn,k=1到N)。标记为∑_i的器件包括N个加法器(一个用于所形成的N个多普勒滤波器的每一个)，该加法器将子脉冲的M个多普勒被校正的采样相加。在加法器中的该结果穿过矩阵的第i维，对于每一个k=1到N来说，其中的i=1到M。

由于被标记为的∑_i器件在第i维处压缩了输入矩阵，所以由图6中标记为∑_i的器件又是长度为N的一个矢量。将该结果矢量标记为S’_kmn,k=1到N，其中

该矢量构成了从图6中标记为子脉冲滤波器m的器件输出，并与从标记为子脉冲滤波器1到子脉冲滤波器M的多个子脉冲滤波器输出的类似矢量合并，以便形成一个M×N维的矩阵。在这一点上，第n个代码的所有M个子脉冲的每一个采样都已经具有被施加的合适校正矢量([E_ikmn,k=1到N]，而i=1到M,m=1到M)。通过合并这些矢量得到的矩阵被标记为S＂_kmn,k=1到N,m=1到M，且将其表示为

S＂_kmn=[S＇_kmn、S＇_k(M-1)n、S＇_k(M-2)n、……、S＇_kmn、……S＇_k1n]    (13)

该矩阵形成了图6中被标记为相关器n的器件的输出。该输出是将输入信号与第n个代码的时间延迟及多普勒频移的复制信号相关所得到的结果。产生校正以用于带宽内的多普勒频移和相位“噪声”的变化，该相位“噪声”是由在代码之间(即脉冲之间)在时间上向前或向后发生移动的每个频率分量所产生的。由于校正是多普勒频移的函数，所制造的N个校正用对输入信号的每个采样，每一个校正都用于构成图3中的多普勒处理器的多普勒滤波器中的每一个。在编码中脉冲之间的变化的全部影响已被消除，且除一点之外，保留的多普勒处理也可是传统的，这一点即是在频域而不是象通常所做的那样在时域加权，以便能控制滤波器的模型。需要再强调一遍，在得到对每一个采样的每个多普勒校正之后，可以以任意的顺序执行这些操作。参见等式(10)可看出，由数据的特性，可得出对i、m及n的求和顺序是任意的。

对来自图3中N个多普勒补偿相关器20、22、24、26和28的S＂kmn,k=1到N,n=1到M，的输出进行合并，以形成一个3阶的数据张量，有时被称作数据的三次幂。这是对图7中功能性显示的多普勒处理器的输入，其中对每个脉冲或代码的匹配滤波是伴随多普勒滤波而实现的。这类似于用于线性频率调制信号或其它代码波形的传统匹配滤波器的脉冲压缩函数。由于这些代码的相关已在多普勒补偿相关器中实现，所以，每个脉冲的匹配滤波器或脉冲压缩这样实现的，即简单地将来自N个多普勒补偿相关器中每个多普勒补偿相关器的M个子脉冲滤波器中的每个子脉冲滤波器的输出相干地求和。这是由在图7中标记为∑_m的器件完成的。标记为∑_m的器件包括N²次求和，它在数据的三次幂的m维上对于每个k=1到N及每个n=1到N，都从n=1到N求和。这些和的结果形成了图7中的脉冲滤波器的输出，这些输出被标记为S＇_kn,k=1到N，其中

在这一点处，所述张量S＂_kmn减小到数据矩阵S_kn，且每个脉冲被解码并在距离内被压缩。距离分辨率为Cτ_p/2M，其中τ_p为子脉冲宽度，M是编码长度。

在下一步中，形成的多普勒滤波器包括所有的N个脉冲。这提供了如图7所示的N个多普勒频率输出，并被标记为D1、D2、D3、……、D_k、……、D_N。标记为∑_n的器件包括N次求和，它是对每个k=1到N，对n维数据矩阵从n=1到N求和。这些求和结果形成了图7中标记为D_k的多普勒滤波器的输出。其中k=1到N，这里

在该滤波器中心的用于多普勒频移的值为D_k=(k-1)/NT，且由于相应的多普勒频移与代码的最高频率分量的多普勒频移f_T+(M-1)/τ_p相对应，所以目标径向速度为V_R=(cτ_p/2)D_k/(f_Tτ_p+M-1)                             (16)

请参见等式(8)，其它频率分量的多普勒频移是在相关时，由参数Lmn转换为最高频率分量的多普勒频移。使用等式(2)，可迅速地导出目标径向速度的表达式，以及多普勒频移 $d_{\mathrm{mn}}=2\frac{V_R}{c}{f}_{\mathrm{mn}}$ 。因此，也导出了 $d_{\mathrm{mn}}=2\frac{V_R}{c}(f_T+(1_{\mathrm{mn}}-1)/{\mathrm{\τ}}_p)$ 以及 $D_k=2\frac{V_R}{c}(f_T+(M-1)/{\mathrm{\τ}}_p),$ 它可提前于等式(16)用于解决V_R。另外，这两个等式也说明了L_mn的表达式，等式(8)。

d_mn/D_k=(f_T+(1mn-1)/τ_p)/(f_T+(M-1)/τ_p)

=(f_Tτ_p+1mn-1)/(f_Tτ_p+M-1)

=(f_Tτ_p+1mn-1+(M-1)-(M-1))/(f_Tτ_p+M-1)

=1-(M-1mn)/(f_Tτ_p+M-1)

=Lmn

在到达所需的数目例如N_I之前，可一直通过简单地收集来自图7的多普勒滤波器的输出而使这些输出被进一步地处理，以用于更高的多普勒分辨率。由于在这一点，已经消除了脉冲编码之间的影响，所以随后的多普勒处理将会是传统的多普勒处理器，诸如是图7所示的MTI、FFT等等。

简而言之，在多普勒补偿之后，所述处理是由等式(10)所描述的数据的相干和简单地组成的。参见等式(10)，如果d_mn=L_mn(k-1)Nr，则N个脉冲的M个子脉冲的M个采样的总和将给出一个标准化的幅度M²N，正如一个匹配滤波器所能做的那样。

对于许多使用脉冲压缩波形和脉冲多普勒处理的应用，控制脉冲压缩滤波器的距离旁瓣以及控制多普勒滤波器的多普勒旁瓣是很重要的。这通常是由对所接收信号的采样在距离上使用一个“窗”函数，或对所接收信号的采样在脉冲之间使用一个“窗”函数来实现的，前一个“窗”函数是用于脉冲压缩匹配滤波器，而后一个“窗”函数是用于脉冲多普勒处理滤波器。

对于本发明，是通过将代表所选“窗”函数的加权施加到每一个代码的子脉冲上来实现将所述“窗”函数加到脉冲压缩滤波器上的，其中所述的代码是作为在图7中标记为∑_m的器件的输入。所使用的加权顺序是由子脉冲的频率大小决定的，这种顺序不是由子脉冲的时间确定的。这通常被称作“频率”加权，并且在本发明中是唯一的，这是因为在时间上加权的序列是由该脉冲的特定代码决定的，而该脉冲的特定编码又决定了其频率在时间上出现的顺序。例如，如果第n个脉冲是10个Costas代码元素，由以下序列描述为

1mn=[12485109736]              (17)

它会产生具有等式(2)所确定的频率的编码脉冲的子脉冲。图8中显示了与这一波形相对应的匹配滤波器(或自相关)，图8是从该编码第一次开始进入滤波器，在时间轴上标记为-10的子脉冲处，一直到它在滤波器内完成时为止，即时间轴上标记为0的子脉冲处。继续沿着该未经测绘的时间轴，将会是该曲线的镜像图象，这是由于该波形存在匹配滤波器。因此，这里仅有一个峰值，且该峰值是在波形和相应的匹配滤波器间的时间延迟为0时出现的。

旁瓣区是在被称作主波瓣的信号峰值以外的区。主波瓣的宽度是由全体脉冲宽度Mτ_p除以编码长度的平方M²而得到的。这种窄的主波瓣响应将导致“脉冲压缩”表达式。因此，在这一实施例中的“被压缩的”脉冲宽度是τ_p/M或τ_p/10。

需要使旁瓣区在滤波器内的响应最小。在这一实施例中，旁瓣区是从-10τ_p一直延伸到-0.1τ_p。通常的用于该代码的旁瓣电平是由代码的长度M确定的。尽管在图8中只表示了一个代码，但本发明同样适用于对N个代码的使用，这会使旁瓣降低1/N倍。从图8中可看出，旁瓣电平与主波瓣的峰值相比的标称值为0.1，正如编码程度10所确定的那样。然而这是这种编码的特性，即在波形与滤波器响应之间的延迟小于子脉冲宽度(在图8中为-1到0)时，滤波器的响应是sinc(x)函数，该函数会不论特定代码是一组Costas代码或不论该代码的长度，而产生-13.7dB的峰值旁瓣电平。对这一区域的旁瓣的控制可以用两种办法实现。第一种需要对子脉冲应用“窗”函数，第二种要对CW子脉冲进行调制。

窗函数减小了这一区域中的旁瓣，但由于滤波器变得有点轻微的失配，所以产生了小的信号-噪声比(S/N)损耗。为了说明这一点，将选择使用能得到-40dB旁瓣的切比雪夫(chebychev)窗函数。则得到的加权为W_cheb=[0.1175 0.3063 0.5690 0.8325 1.0 1.0 0.8325 0.5690 0.30630.1175]                                      (18)

必须依照该子脉冲频率的顺序对该子脉冲使用这种加权。因此，使用等式(17)，将这些加权加到所接收的信号上的顺序是

a_mn=[0.1175 0.3063 0.8325 0.5690 1.0 0.1175 0.3063 0.83250.5690 1.0]

                                         (19)

这些是需要加到第n个代码或脉冲的M个子脉冲上的M个幅度加权。在图9中显示了将这些加权加到输入信号所得到的结果。比一个子脉冲宽度小的时间延迟区内的“近轴”旁瓣被大大地减小了。在该区域外的“远轴”旁瓣没有受到很大的影响。主波瓣的宽度得到了轻微的增大，并挽救了1.2dB的S/N损耗。

将一个相似的“窗”函数以一种传统的方式由一个一个的脉冲加到输入信号上，以控制多普勒滤波器的旁瓣。多普勒滤波器是在图7中标记为∑_n的器件中形成的，该器件包括所有的N个脉冲。如图7所示，该器件提供了N个多普勒频率输出，并被标记为D1、D2、D3、……D_k、……D_N。标记为∑_n的器件包括N次求和，对于每一个k=1到N，它在数据矩阵的n维上对n=1到N求和。这种求和也可是一个加权和。这是一个传统的公知的技术，并不仅限于本发明。

为防止对输入信号采样所进行的多种应用的数目，定义了一组信号幅度加权

W_mn=a_mnb_n                                       (20)

其中b_n是加到波形的N个脉冲上的加权，以便能控制多普勒旁瓣。将这些加权与等式(5)的参考信号合并，并如上所述加到图6的多普勒相关器件上。由于包括了加权函数，所以等式(5)的参考信号变为

E_ikmn=[对于每一个k=1,N，都有W_mne^-j2πφ_kmnT_imn]    (21)

第二种减小出现在自相关函数区域内的旁瓣的方法是对子脉冲使用一个调制，这里的自相关函数小于一个子脉冲宽度的相对延迟。调制本身必须具有一个在零延迟处的信号峰值及低峰值旁瓣的自相关函数。适当地选择二进制相位编码来满足这种标准。对子脉冲进行相位编码的优点包括：(1)由一个等于相位代码长度Mp的因数增加了时间带宽，并因此由相同的因数增加了雷达的距离分辨率。(2)没有使用窗函数而减小了靠近主波瓣的旁瓣以及相关的S/N损耗。(3)仅是由与代码长度相等的因数，而不是象在频率代码的情况中使用与代码长度的平方相等的因数增加了时间带宽。这样，对于一个给定的时间带宽，可使用更长的频率代码，这样做会产生更低的全体旁瓣和更多的代码。(4)它允许产生更多的正交代码，这些正交代码将进一步减少代码序列的互相关。

在图10中显示了一种用于实现相位编码子脉冲调制器的功能图。将长度为Mp的一组Np个选择相位编码存储在图10的存储器132内。用于每个脉冲的选择相位编码Cn通过调制器130，在这里将用于每个子脉冲调制的选择相位编码与频率编码的每个子脉冲进行调制。用于每个子脉冲的相位编码是由图10的器件134选择的。用于134的能跳转到下一个相位编码的信号是一个触发信号，该触发信号是由将来自稳定编码振荡器34的输出作为其输入的门限检测器136产生的。门限检测器134产生所需的触发脉冲，以便在每个时间间隔τ_p内改变相位编码。

对于一个长度为Mp个元素的相位编码，其子脉冲的宽度变为Mp/τ_p。这意味着在跳频编码的元素(子脉冲)之间的频率间隔为Mp/τ_p，而且全部的宽度会通过因数Mp增加，这会导致距离分辨率借助于因数Mp增加。

通过以下例子来说明这个概念。用一个有10个元素的Costas代码来说明假定序列的脉冲；将该代码定义为

1mn=[48510973612]          (22)

另外，可使用两个13元素的Barker二进制相位代码调制每个脉冲的子脉冲。所述Barker代码被定义为

φ₁=[11111-1-111-11-11]    (23)以及φ₂=[1-11-111-1-111111]    (24)

其中+1代表0°的相移，-1代表180°的相移。

图11中显示了与这一波形相应的匹配滤波器(或自相关)，这种显示起始于所述代码第一次开始进入滤波器的时间点，该时间点在时间轴上标记为第-10个子脉冲处，一直显示到它在该滤波器中结束，这个时间点在时间轴上标记为第0个子脉冲处。由于该波形存在匹配滤波器，所以沿该时间轴的余下部分是该曲线的镜像图象。因此，这里只存在一个峰值，并且该峰值出现在所述波形和与之相应的匹配滤波器之间的时间延迟为0的时候。比较图11和图8，在信号峰值附近的峰值旁瓣从-13.7dB降低到-21.9dB，平均旁瓣从-31.6dB降低到-40.5dB。图中也显示了更窄的峰值、更高的距离分辨率。

在图12中显示了四个这种Costas及Barker代码波形的序列相应的所述匹配滤波器(或自相关)。比较图12和11，在信号峰值附近的峰值旁瓣未受到明显地衰减，这是因为它受到了13个元素的Barker代码的自相关的控制。但是，平均旁瓣从-40.5dB降到了-46.7dB。这里用图说明了编码序列自相关函数的峰值的相干和和旁瓣的非相干和。

本发明的特性是基本上以几种方式受到波形的时间带宽积的限制。由于在对子脉冲使用了长度为M_p的二进制相位代码时，子脉冲之间的频率间隔为M_p/τ_p，并且存在M个子脉冲(即代码长度为M)，所以该波形的带宽为M_pM/τ_p。该子脉冲的宽度(即时间宽度)为τ_p；因此M个子脉冲产生的全体脉冲宽度为Mτ_p。这样时间带宽乘积为M_pM²。在几种方法中，时间带宽积、M_pM²越大(或编码长度M越长)，则这一波形/信号-处理原理的益处越大。

例如，自相关函数旁瓣内的能量水平大约为时间带宽积的倒数1/M_pM²。如果这些旁瓣越低，则越容易设置峰值，因而也更容易检测目标及对目标定位。另外，它增强了检测在大目标附近区域内的小目标的能力。

另外，互相关函数峰值的能量水平大约为时间带宽积的倒数的两倍2/M_pM²。这些峰值越低，则更容易区分来自每个所发射脉冲的返回信号。因此，这代表了对距离模糊的抑制水平。

另外，在一组内满足如上所述的五个特性的频率代码的数目是由代码长度M确定的，在没有采用子脉冲的相位代码时，该代码长度M如前所示是时间带宽积的平方根。例如，全体脉冲长度Mτ_p=120ms以及带宽M/τ_p=30MHz给出了一个M²=3600的时间带宽以及M=60的代码长度。使用如前所述的方法，因为M+1=61一定是一个素数，而且仅使用Welch结构时的代码数目为Nc=960，所以M=60是一个可行的编码长度。具有好的互相关特性的编码数目是16。当如上所述有13个元素的Barker代码嵌入60个元素的Costas代码内时，具有好的相关特性的编码数目至少为13×16=208。这个数目可由另一个用于一些应用的因数13来得到提高。大编码数目的存在允许通过使用一组编码的不同子组，使在没有距离模糊的一个脉冲串中使用这些编码的较大的子组，并且同样重要的是允许多个雷达可在相同区域及相同频带内操作。在这个例子中，如果所需的第一距离模糊是内部脉冲周期的10倍，则需要使用10个代码，可想象它会允许20个雷达以最小的干扰在邻近的地方工作。

另外，对于给定的时间带宽积M_PM²，存在一个优点即可使用更大的带宽及更少的时间仍可得到这个积。这可导致更少丧失雷达发射机接通时返回雷达的目标更少的丧失，以及还可导致更大的距离分辨率，这对密集目标跟踪，目标分类和计算入侵数目都是重要的；而且对于SAR应用，这会产生具有更高分辨率的图象。

正如本领域技术人员所熟知的那样，也可以用只对所公开的实施例进行一些等同替换的若干个实施例来实现本发明。

Claims (46)

1．用于测定一个或多个目标的距离和速度的一种雷达系统，包括：

一个编码设备，用于产生射向到目标的至少一个具有N个射频脉冲的序列，用一个时间T将每个所述脉冲与相邻的脉冲分隔开，所述多个脉冲中的每一个包括若干M个连续的子脉冲，在每个所述脉冲内的所述M个子脉冲的每一个展示了与特殊的子脉冲内的剩余子脉冲不同的频率，另外，其中就N个脉冲的所述序列内的剩余脉冲来说，在每个所述脉冲内的所述M个子脉冲的出现顺序是唯一的；

一个发射机，与所述编码设备相连，用于发射所述射向到目标的至少一个具有N个脉冲的序列；以及

一个接收机，用于接收从目标反射回的至少一个N个脉冲的序列，

所述接收机包括若干延迟设备，每个所述的延迟设备将N个脉冲中的一个存储一段时间T；

若干相关器，每个所述的相关器或者与所述接收机的一个输入相连，或者与所述延迟设备中的一个相连，每一个所述的相关器都可提供所述N个脉冲内的一个脉冲的复制信号，所述每个相关器或者产生一个自相关，或者产生一个互相关输出；以及

一个多普勒处理器，用于处理所述若干相关器的所述自相关和所述互相关输出，以产生对目标的没有距离模糊和多普勒模糊的距离和速度的测量。

2．依据权利要求1的所述系统，其特征在于所述每个子脉冲的频率由1/τ_P分隔开，其中τ_p是每个所述子脉冲的脉冲宽度。

3．依据权利要求1的所述系统，其特征在于所述多普勒处理器包括一个信号滤波装置，该信号滤波装置将具有N个脉冲的序列作为一个整体，在脉冲之间对其进行加权，以便减小在所述多普勒处理器内产生的多普勒旁瓣。

4．依据权利要求2的所述系统，其特征在于所述相关器包括一个子脉冲滤波装置，用于对所述子脉冲的频率进行加权，以减小在所述相关器内产生的距离旁瓣。

5．依据权利要求3的所述系统，其特征在于所述相关器包括一个子脉冲滤波装置，用于对所述子脉冲的频率进行加权，以减小所述相关器内产生的距离旁瓣。

6．依据权利要求1的所述系统，其特征在于所述子脉冲的所述频率包括二进制相位代码。

7．依据权利要求6的所述系统，其特征在于所述接收机是在合成孔径雷达内提供的。

8．依据权利要求1的所述系统，其特征在于所述子脉冲的频率包括多相编码。

9．依据权利要求3的所述系统，其特征在于所述接收机是在合成孔径雷达内提供的。

10．依据权利要求4的所述系统，其特征在于所述接收机是在合成孔径雷达内提供的。

11．依据权利要求1的所述系统，其特征在于所述每个延迟设备是一个模拟延迟线。

12．依据权利要求1的所述系统，其特征在于所述每个延迟设备是数字存储设备。

13．依据权利要求1的所述系统，其特征在于所述编码设备包括一个Costas代码波形发生器和一个定时设备，用于在一组可能潜在的Costas代码中进行选择，该定时设备对于所述N个脉冲中的每一个脉冲，都改变Costas代码。

14．依据权利要求13的所述系统，其特征在于所述子脉冲的所述频率包括二进制相位代码。

15．依据权利要求14的所述系统，其特征在于所述接收机是在合成孔径雷达中提供的。

16．依据权利要求1的所述系统，其特征在于所提供的所述N个脉冲的每一个脉冲都具有与其它脉冲相同的子脉冲数目及频率。

17．一种用于检测一个或更多个目标的距离及速度的声纳系统，包括：

一个编码设备，用于产生射向到目标的至少一个具有N个声纳脉冲的序列，用一个时间T将每个所述脉冲与相邻的脉冲分隔开，所述多个脉冲中的每一个都包括若干组M个连续的子脉冲，在每个所述脉冲内的所述M个子脉冲的每一个展示了与特殊脉冲内的剩余子脉冲不同的频率，另外，其中就具有N个脉冲的所述序列内的剩余脉冲来说，在每个所述脉冲内的所述M个子脉冲的出现顺序是唯一的；

一个发射机，与所述编码设备相连，用于发射所述射向到目标的至少一个具有N个脉冲的序列；以及

一个接收机，用于接收从目标返回的至少一个具有N个脉冲的序列，若干延迟设备，每个所述的延迟设备将N个脉冲中的一个存储一段时间T；

若干相关器，每个所述的相关器或者与所述接收机相连，或者与所述延迟设备中的一个相连，所述每个相关器都可提供所述N个脉冲内的一个脉冲的复制信号，所述每个相关器或者产生一个自相关，或者产生一个互相关输出；以及

一个多普勒处理器，用于处理所述若干相关器的所述自相关和所述互相关输出，以产生对目标的没有距离模糊和多普勒模糊的距离和速度的测量。

18．依据权利要求17的所述系统，其特征在于所述每个子脉冲的频率由1/τ_p分隔开，其中τ_p是每个所述子脉冲的脉冲宽度。

19．依据权利要求17的所述系统，其特征在于所述多普勒处理器包括一个信号滤波装置，该信号滤波装置将一个具有N个脉冲的所述序列作为一个整体，在脉冲之间对其进行加权，以便减小在所述多普勒处理器内产生的多普勒旁瓣。

20．依据权利要求18的所述系统，其特征在于所述相关器包括一个子脉冲滤波装置，用于对所述子脉冲的频率进行加权，以减小在所述相关器内产生的距离旁瓣。

21．依据权利要求19的所述系统，其特征在于所述相关器包括一个子脉冲滤波装置，用于对所述子脉冲的频率进行加权，以减小所述相关器内产生的距离旁瓣。

22．依据权利要求17的所述系统，其特征在于所述子脉冲的所述频率包括二进制相位代码。

23．依据权利要求22的所述系统，其特征在于所述接收机是在合成孔径声纳内提供的。

24．依据权利要求17的所述系统，其特征在于所述子脉冲的频率包括多相代码。

25．依据权利要求19的所述系统，其特征在于所述接收机是在合成孔径声纳内提供的。

26．依据权利要求20的所述系统，其特征在于所述接收机是在合成孔径声纳内提供的。

27．依据权利要求17的所述系统，其特征在于所述每个延迟设备都是模拟延迟线。

28．依据权利要求17的所述系统，其特征在于所述每个延迟设备都是数字存储设备。

29．依据权利要求17的所述系统，其特征在于所述编码设备包括一个Costas代码波形发生器和一个定时设备，用于在一潜在Costas代码中进行选择，该定时设备对于所述N个脉冲中的每一个，都改变Costas代码。

30．依据权利要求29的所述系统，其特征在于所述子脉冲的所述频率包括二进制相位代码。

31．依据权利要求30的所述系统，其特征在于所述接收机是在合成孔径声纳中提供的。

32．依据权利要求17的所述系统，其特征在于所提供的所述N个脉冲的每一个都具有与其它脉冲相同的子脉冲频率数。

33．一种使用雷达对一个或多个目标的距离和速度进行检测的方法，包括：

产生射向到目标的至少一组N个射频脉冲的序列，每个所述脉冲都与相邻脉冲分隔开一个时间T，每个所述脉冲包括若干组M个连续子脉冲，在所述脉冲内的每个所述的M个子脉冲在特殊脉冲上显示出与剩余子脉冲不相同的频率，其进一步在于，就所述具有N个脉冲的序列内的剩余脉冲来说，所述每个脉冲内的所述M个子脉冲的出现顺序是唯一的；

发射射向到目标的所述至少一个N个射频脉冲的序列；

接收从目标反射回的至少一个具有N个脉冲的序列；

将所述N个脉冲的每一个都在若干延迟设备中存储一段时间T；

将所述N个脉冲中的每一个从相应的延迟设备传送到各自的相关器，每个相关器都提供所述N个脉冲中每一个脉冲的复制信号；

从每个所述的相关器中产生一个自相关输出或一个互相关输出；

在多普勒处理器中处理所述自相关输出和所述互相关输出，以便产生没有距离模糊和多普勒模糊的目标的距离测量和速度测量。

34．依据权利要求33的所述方法，其特征在于所述每个子脉冲的频率是由1/τ_p分隔开，其中τ_p是每个所述子脉冲的脉冲宽度。

35．依据权利要求33的所述方法，进一步包括以下步骤：

将所述具有N个子脉冲的序列当作一个整体，在脉冲之间对其进行加权，以减小所述多普勒处理器内产生的所述多普勒旁瓣。

36．依据权利要求34的所述系统，进一步包括以下步骤：

对所述子脉冲的频率加权，以减小由所述相关器产生的距离旁瓣。

37．依据权利要求36的所述系统，其特征在于所述接收机是在一合成孔径雷达内提供的。

38．依据权利要求35的所述系统，进一步包括以下步骤：

对所述子脉冲的频率加权，以减小由所述相关器产生的距离旁瓣。

39．依据权利要求38的所述系统，其特征在于所述接收机是在合成孔径雷达内提供的。

40．一种使用声纳对一个或多个目标的距离和速度进行检测的方法，包括：

产生射向到目标的至少一个含N个声纳脉冲的序列，每个所述脉冲包括若干组M个连续子脉冲，在所述脉冲内的所述M个子脉冲中的每一个子脉冲显示出与特定脉冲上的剩余子脉冲不同的频率，而且进一步在于，就N个脉冲的所述序列中的剩余子脉冲来说，所述脉冲内的M个子脉冲的出现顺序是唯一的；

发射射向到目标的至少一个含N个射频脉冲的序列；

接收从目标反射回的至少一个含N个脉冲的序列；

将所述N个脉冲的每一个都在若干延迟设备中存储一段时间T；

将所述N个脉冲的每一个从相应的延迟设备传送到各自的相关器，所述相关器中的每一个都提供所述N个脉冲中一个脉冲的复制信号；

从所述每个相关器中产生一个自相关输出或一个互相关输出；

在多普勒处理器中处理所述自相关输出及互相关输出，以产生没有距离模糊和多普勒模糊的目标的距离和速度测量。

41．依据权利要求40的所述方法，其特征在于所述每个子脉冲的频率是由1/τ_p分隔开，其中τ_p是每个所述子脉冲的脉冲宽度。

42．依据权利要求40的所述方法，进一步包括所述步骤：

把含N个脉冲的所述序列当作一个整体，对其在脉冲间进行加权，以减小所述多普勒处理器中产生的多普勒旁瓣。

43．依据权利要求40的所述方法，进一步包括以下步骤：

对所述子脉冲的频率进行加权，以减小由所述相关器产生的距离旁瓣。

44．依据权利要求43的所述系统，其特征在于所述接收机是在合成孔径声纳中提供的。

45．依据权利要求42的所述系统，进一步包括以下步骤：

对所述子脉冲的频率进行加权，以减小所述相关器产生的距离旁瓣。

46．依据权利要求45的所述系统，其特征在于所述接收机是在合成孔径声纳内提供的。

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