JP2000349838A

JP2000349838A - 変調回路

Info

Publication number: JP2000349838A
Application number: JP11158601A
Authority: JP
Inventors: Satoru Harada; 悟原田; Yoshiki Shibata; 喜樹柴田; Yukimichi Shibata; 随道柴田; Toshinori Fukunaga; 利徳福永; Tadao Takeda; 忠雄竹田
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp; Sharp Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp; Sharp Corp
Priority date: 1999-06-04
Filing date: 1999-06-04
Publication date: 2000-12-15

Abstract

(57)【要約】【課題】定格電流の小さいスイッチングトランジスタ
で、アンテナコイルに対して大きな電流負荷を実現し、
該スイッチングトランジスタの変調回路に占める面積を
小さくする。【解決手段】本発明の変調回路は、アンテナコイルＬ
１とスイッチングトランジスタＳＴ１及びＳＴ２との間
に、各カソードがスイッチングトランジスタＳＴ１及び
ＳＴ２側になるように設けられ、それぞれ寄生バイポー
ラトランジスタを有し、オン時に該寄生バイポーラトラ
ンジスタを介して、スイッチングトランジスタＳＴ１又
はＳＴ２に流れる電流の所定倍の電流をアンテナコイル
Ｌ１に流すロードスイッチング用ダイオードＳＤ１及び
ＳＤ２を有している。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、非接触型ＩＣ（In
tegrated Circuit）カード等に用いられ、非接触動作を
行い、ロードスイッチング方式でＡＳＫ（Amplitude Sh
ift Keying）変調を行う変調回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来のＩＣカードは、電気接点を有し、
この電気接点を記録媒体書込／読取装置（以下、リーダ
ライタと称す。）の電気接点に接触させることにより、
リーダライタに接続するようにした接触型のものであっ
た。これに対して、上記電気接点の代わりにアンテナコ
イルを用い、アンテナコイルを介して磁気的に非接触で
リーダライタと接続するようにした非接触型ＩＣカード
が提案されている。

【０００３】図４を参照しながら、以下に従来の非接触
型ＩＣカード３と、そのリーダライタ２の一例を以下に
説明する。

【０００４】上記リーダライタ２は、図４に示すよう
に、アンテナコイル２３、ドライバ２４、送信回路２
５、発振回路２６、受信回路２７、ＣＰＵ（Central Pr
ocessingUnit ）２８、及び電流検出回路２９から構成
されている。また、上記非接触型ＩＣカード３は、検波
整流回路４１、電源回路４２、受信回路４３、送信回路
４４、タイミング回路４５、及びリセット回路４６から
なる送受信回路４と、アンテナコイル４０と、ＣＰＵ５
とから構成されている。

【０００５】図４において、リーダライタ２から非接触
型ＩＣカード３にデータが伝送される場合、ホスト１等
からのデータは、リーダライタ２において、ＣＰＵ２８
で処理された後、送信回路２５に送られる。発振回路２
６から一定振幅の高周波信号がキャリアとして送信回路
２５に供給されており、ここで、このキャリアが上記デ
ータに基づいて変調されて変調高周波信号としてドライ
バ２４を介してアンテナコイル２３に出力される。この
場合、変調方式としては、周波数変調や位相変調など振
幅一定の変調方式であれば、どのような変調であっても
よい。

【０００６】このときには、リーダライタ２に非接触型
ＩＣカード３が装着されており、リーダライタ２のアン
テナコイル２３と、非接触型ＩＣカード３のアンテナコ
イル４０とが電磁結合されている。

【０００７】そこで、非接触型ＩＣカード３において
は、リーダライタ２のアンテナコイル２３から非接触型
ＩＣカード３のアンテナコイル４０を介して変調高周波
信号が送受信回路４に供給される。この変調高周波信号
は、検波整流回路４１で整流され、電源回路４２に供給
されて非接触型ＩＣカード３の各部に必要な所定の電源
電圧が生成される。また、アンテナコイル４０の出力信
号は受信回路４３にも供給され、データが復調されてＣ
ＰＵ５に供給される。ＣＰＵ５は、タイミング回路４
５、及びリセット回路４６の出力に基づいて動作し、供
給されるデータを処理して所定のものを図示しないメモ
リに書き込む。

【０００８】次のようにして、非接触型ＩＣカード３か
らリーダライタ２にデータが送られる。即ち、リーダラ
イタ２において、送信回路２５からは無変調で一定振幅
の高周波信号が出力され、ドライバ２４、アンテナコイ
ル２３及び４０を介して、非接触型ＩＣカード３に送ら
れる。非接触型ＩＣカード３においては、上記と同様
に、上記の高周波信号が検波整流回路４１で整流されて
電源回路４２に供給され、上記の所定電源電圧が生成さ
れる。

【０００９】一方、非接触型ＩＣカード３においては、
図示しないメモリから読み出されたデータがＣＰＵ５で
処理されて送信回路４４に供給される。送信回路４４
は、例えば、負荷抵抗とスイッチとからなり、データが
“１”か“０”かに応じて該スイッチがオン又はオフす
る。

【００１０】リーダライタ２においては、上記のように
送信回路４４のスイッチがオン又はオフすると、アンテ
ナコイル２３に対する負荷が変動し、このため、アンテ
ナコイル２３に流れる高周波電流の振幅が変動する。即
ち、この高周波電流は、非接触型ＩＣカード３のＣＰＵ
５から送信回路４４に供給されるデータによって振幅変
調される。この高周波電流は電流検出回路２９で検出さ
れ、受信回路２７で復調されたデータが得られる。この
データは、ＣＰＵ２８で処理され、ホスト１などに送ら
れる。

【００１１】非接触で動作する回路において、データの
授受は、上述のように、キャリア（搬送波）に対して変
調を行って送信し、その信号を復調することによって行
われる。この場合、リーダライタ２がキャリアを出力
し、非接触型ＩＣカード３はキャリアを受けることで電
力が供給される。データの授受は、キャリアに対して変
調を行うことでなされるが、該変調は、振幅を変化させ
るＡＳＫ（Amplitude Shift Keying）変調方式に基づい
て行われる。他の変調方式として、位相を変化させるＰ
ＳＫ（Phase Shift Keying）変調方式、周波数を変化さ
せるＦＳＫ（Frequency Shift Keying）変調方式等があ
る。

【００１２】上記ＡＳＫ変調方式は、搬送波の振幅を入
力ディジタル信号に対応させて変化させるもので、ａ
(t) を振幅項としｆ_Cをキャリア周波数とすると、Ｓ
_ASK(t)＝ａ(t) ｃｏｓ２πｆ_Ct で表される。最も簡
単な２値信号の場合は、ａ(t) が１か０かに基づいて、
搬送波がオンかオフする。該ＡＳＫ方式は、その振幅に
情報が含まれているので、包絡線検波が可能であり、そ
の意味では、ＡＭ波であると言える。また一方で、変動
の激しいフェージング現象の影響を受けやすく移動通信
には適用しにくい。

【００１３】多値符号に応じて多値振幅を割り当てる多
値ＡＳＫでは、信号振幅の大きさは帯域幅に影響しない
ので、伝送帯域幅は２値ＡＳＫのまま、情報伝送速度を
上げ、周波数利用効率を高めることができるが、それに
は大きな送信電力が必要となり、また、受信において包
絡線の歪みが生じるので、包絡線検波の際に誤りが多く
なる。

【００１４】上記ＡＳＫ変調方式を用いて、非接触型Ｉ
Ｃカード３からリーダライタ２にデータを送る場合、非
接触型ＩＣカード３から出力されるキャリアの振幅を変
化させる必要がある。キャリアの振幅を変調させるため
には、リーダライタ２側からみた非接触型ＩＣカード３
のインピーダンスを変化させればよい。非接触で効率よ
く電力を供給するために、通常は、アンテナコイルのイ
ンダクタンスと並列に接続されたコンデンサを固有の周
波数で共振するように設定されている。このときの周波
数を共振周波数といい、共振周波数のとき該並列回路の
インピーダンスは非常に大きな値となる。

【００１５】リーダライタ２側からみた非接触型ＩＣカ
ード３のインピーダンスを変化させるために、図５に示
すように、非接触型ＩＣカード３のアンテナコイルと、
グランドとの間にスイッチングトランジスタＳＴ１及び
ＳＴ２を挿入することが知られている。

【００１６】スイッチングトランジスタＳＴ１及びＳＴ
２が共にオフのときは、リーダライタ２のキャリアの振
幅は変化しないが、スイッチングトランジスタＳＴ１及
びＳＴ２がオンしたときは、アンテナコイルＬ１の両端
の電圧はグランドレベル近くまで低下し、アンテナコイ
ルＬ１の両端の電圧は小さくなる。これは、リーダライ
タ２からみると、非接触型ＩＣカード３のインピーダン
スが小さくなったことを意味すると共に、誘電しなくな
ったことを意味する。そのため、リーダライタ２のアン
テナコイルＬ２の両端の電圧は大きくなり、リーダライ
タ２のキャリアの振幅は大きくなる。つまり、スイッチ
ングトランジスタＳＴ１及びＳＴ２のオン／オフに基づ
いて、リーダライタ２から出力されるキャリアの振幅を
変化させることになる。これをロードスイッチング方式
と称す。

【００１７】図５は、従来使用されるロードスイッチン
グ方式のＡＳＫ変調回路を示しており、アンテナコイル
Ｌ１は給電及びデータの送受信で使用されるキャリアの
送受信のためのものであり、Ｃ２は共振用のコンデンサ
を表す。アンテナコイルＬ１で受信されたキャリア（正
弦波）は、全波整流回路で全波整流され、平滑コンデン
サＣ１で直流（ＤＣ）に変換される。全波整流回路は、
ブリッジダイオード及び平滑コンデンサから構成されて
いる。ロードスイッチングを構成するスイッチングトラ
ンジスタＳＴ１及びＳＴ２は、この場合、アンテナコイ
ルＬ１にそれぞれ接続され、スイッチングトランジスタ
ＳＴ１及びＳＴ２をオンさせることによって、アンテナ
コイルＬ２に負荷を印加することが可能となる。

【００１８】アンテナコイルＬ２の両端の電圧の振幅の
減衰の有無をリーダライタ２が認識することによって
（例えば、図４の電流検出回路２９で検出することによ
って）、変調を行うことができるようになる。スイッチ
ングトランジスタＳＴ１及びＳＴ２のゲートにサブキャ
リア入力が印加された場合のキャリア変調のタイミング
を図６に示す。ここで、サブキャリア入力は、上述のよ
うにして図示しないメモリに書き込まれたデータが、Ｃ
ＰＵ５によって、タイミング回路４５、及びリセット回
路４６の出力に基づいて読み出された後、処理された信
号である。

【００１９】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来のロードスイッチング方式のＡＳＫ変調回路では、電
流負荷が大きくなるのに伴ってキャリアの振幅変調も大
きくなる。規格により必要な振幅の変化を得るために
は、それ相応の電流負荷を用意しなければならない。図
５の場合、スイッチングに使用しているｎ−ＭＯＳＦＥ
Ｔ（スイッチングトランジスタＳＴ１及びＳＴ２）のオ
ン抵抗が電流負荷の大きさを決定しており、該スイッチ
ングトランジスタＳＴ１及びＳＴ２の定格電流（サイ
ズ）が大きくなると、そのオン抵抗は小さくなるので、
変調の振幅変化を大きくすることが可能となる。

【００２０】したがって、大きな電流負荷を必要とする
場合、スイッチングトランジスタＳＴ１及びＳＴ２の定
格電流は非常に大きくなってしまう。このため、上記従
来のＡＳＫ変調回路においては、スイッチングトランジ
スタＳＴ１及びＳＴ２の占める面積が大きくなってしま
うと共に、ＡＳＫ変調回路自体が大きくなるので低コス
トなＡＳＫ変調回路が提供できないという問題点を有し
ている。

【００２１】本発明は、上記問題点に鑑みなされたもの
であって、その目的は、定格電流の小さいスイッチング
トランジスタで大きな電流負荷を実現し、該スイッチン
グトランジスタの占める面積を小さくし、低コストな変
調回路を提供することにある。

【００２２】

【課題を解決するための手段】請求項１に係る発明の変
調回路は、上記課題を解決するために、入力データに基
づいて第１及び第２スイッチングトランジスタが共にオ
ン又はオフして、アンテナコイルの両端の電圧を変化さ
せ、キャリアの振幅を変化させて変調を行う変調回路に
おいて、以下の措置を講じたことを特徴としている。

【００２３】上記変調回路は、上記第１及び第２スイッ
チングトランジスタがオンしているときに、上記アンテ
ナコイルの両端の電圧に応じて何れか一方がオンし他方
がオフすると共に、オンしている方が上記の第１又は第
２スイッチングトランジスタのうち対応する方に流れる
電流の所定倍の電流を上記アンテナコイルに流す第１及
び第２電流負荷増大手段を備えたことを特徴としてい
る。

【００２４】上記の発明によれば、変調回路において、
入力データに基づいて第１及び第２スイッチングトラン
ジスタが共にオフされると、第１及び第２電流負荷増大
手段もオフする。したがって、アンテナコイルの両端の
電圧は変化せず、キャリアの振幅は変化しない。

【００２５】一方、入力データに基づいて第１及び第２
スイッチングトランジスタが共にオンされると、アンテ
ナコイルの両端の電圧に応じて、第１又は第２電流負荷
増大手段のうち何れか一方がオンし、他方はオフする。

【００２６】例えば、第１電流負荷増大手段がオンする
と、第１電流負荷増大手段は、アンテナコイルに対し
て、第１スイッチングトランジスタに流れる電流の所定
倍の電流を流す。一方、第２電流負荷増大手段がオンす
ると、第２電流負荷増大手段は、アンテナコイルに対し
て、第２スイッチングトランジスタに流れる電流の所定
倍の電流を流す。このように、アンテナコイルに流れる
電流が第１又は第２電流負荷増大手段によって増大され
るのに伴って、アンテナコイルの両端の電圧は減少す
る。

【００２７】以上のように、アンテナコイルに流れる電
流が変化すると、変調回路のインピーダンスが変化する
ので、キャリアの振幅が変化し、これにより、振幅変調
が可能となる。

【００２８】しかも、アンテナコイルに流れる電流は、
第１又は第２電流負荷増大手段によって、第１又は第２
スイッチングトランジスタに流れる電流の所定倍まで増
大されるので、アンテナコイルに対して大きな電流負荷
を実現することができると共に、第１及び第２スイッチ
ングトランジスタは定格電流の小さいものが使用できる
ので、該第１及び第２スイッチングトランジスタの変調
回路に占める面積を小さくすることが可能となる。この
ように変調回路自体を小型化できるので、低コストな変
調回路を確実に提供できる。

【００２９】請求項２に係る発明の変調回路は、上記課
題を解決するために、請求項１に係る発明の変調回路に
おいて、上記第１電流負荷増大手段は、上記アンテナコ
イルと上記第１スイッチングトランジスタとの間にカソ
ードが該第１スイッチングトランジスタ側になるように
設けられ、第１寄生バイポーラトランジスタを有し、オ
ン時に該第１寄生バイポーラトランジスタを介して、第
１スイッチングトランジスタに流れる電流の所定倍の電
流を上記アンテナコイルに流す第１ＰＮ接合ダイオード
であり、上記第２電流負荷増大手段は、上記アンテナコ
イルと上記第２スイッチングトランジスタとの間にカソ
ードが該第２スイッチングトランジスタ側になるように
設けられ、第２寄生バイポーラトランジスタを有し、オ
ン時に該第２寄生バイポーラトランジスタを介して、第
２スイッチングトランジスタに流れる電流の所定倍の電
流を上記アンテナコイルに流す第２ＰＮ接合ダイオード
であることを特徴としている。

【００３０】上記の発明によれば、請求項１に係る発明
の変調回路の作用に加えて、変調回路において、入力デ
ータに基づいて第１及び第２スイッチングトランジスタ
が共にオフされると、第１及び第２ＰＮ接合ダイオード
もオフする。したがって、アンテナコイルの両端の電圧
は変化せず、キャリアの振幅は変化しない。

【００３１】一方、入力データに基づいて第１及び第２
スイッチングトランジスタが共にオンされると、アンテ
ナコイルの両端の電圧に応じて、第１又は第２ＰＮ接合
ダイオードのうち何れか一方がオンし、他方はオフす
る。

【００３２】例えば、アンテナコイルの両端の電圧が、
第１ＰＮ接合ダイオードを順方向にバイアスする場合、
第２ＰＮ接合ダイオードは逆方向にバイアスされる。こ
のため、第１ＰＮ接合ダイオードはオンし、第２ＰＮ接
合ダイオードはオフする。第１ＰＮ接合ダイオードは、
オンすると、第１寄生バイポーラトランジスタを介し
て、第１スイッチングトランジスタに流れる電流の所定
倍の電流を上記アンテナコイルに対して流す。

【００３３】一方、アンテナコイルの両端の電圧が、第
２ＰＮ接合ダイオードを順方向にバイアスする場合、第
１ＰＮ接合ダイオードは逆方向にバイアスされる。この
ため、第２ＰＮ接合ダイオードはオンし、第１ＰＮ接合
ダイオードはオフする。第２ＰＮ接合ダイオードは、オ
ンすると、第２寄生バイポーラトランジスタを介して、
第２スイッチングトランジスタに流れる電流の所定倍の
電流を上記アンテナコイルに対して流す。このように、
アンテナコイルに流れる電流が第１又は第２寄生バイポ
ーラトランジスタによって増大されるのに伴って、アン
テナコイルの両端の電圧は減少する。

【００３４】以上のように、アンテナコイルに流れる電
流が変化すると、変調回路のインピーダンスが変化する
ので、キャリアの振幅が変化し、これにより、振幅変調
が可能となる。

【００３５】しかも、第１及び第２ＰＮ接合ダイオード
を設けるだけで、別途バイポーラトランジスタを設ける
ことなく、それぞれ有する第１又は第２寄生バイポーラ
トランジスタによって、アンテナコイルに流れる電流
は、第１又は第２スイッチングトランジスタに流れる電
流の所定倍まで増大されるので大きな電流負荷を実現す
ることができると共に、第１及び第２スイッチングトラ
ンジスタは定格電流の小さいものが使用できるので、該
第１及び第２スイッチングトランジスタの占める面積を
小さくすることが可能となる。このように変調回路自体
を小型化できるので、低コストな変調回路を確実に提供
できる。

【００３６】ＰＮ接合ダイオードは、請求項３に記載の
変調回路のように、変調回路が設けられるＮ型又はＰ型
基板内に設けられ、上記第１及び第２寄生バイポーラト
ランジスタは該基板の厚み方向に形成されることが好ま
しい。この場合、第１及び第２寄生バイポーラトランジ
スタの電流増幅率で決まる電流に略等しい大電流がアン
テナコイルを流れる。この上記第１及び第２寄生バイポ
ーラトランジスタが基板の厚み方向に形成されるので、
変調回路のサイズを大きくすることなく、高集積化が可
能となる。

【００３７】上記第１及び第２スイッチングトランジス
タは、請求項４に記載の変調回路のように、ＭＯＳＦＥ
Ｔであることが好ましい。この場合、第１及び第２スイ
ッチングトランジスタも上記基板内に設けることができ
るので、変調回路の更なる高集積化が可能となる。

【００３８】

【発明の実施の形態】本発明の実施の一形態について図
１乃至図３に基づいて説明すれば、以下のとおりであ
る。なお、説明の便宜上、図５で示した構成と同じ機能
を有する部材には同じ参照符号を付記し、詳細な説明は
省略する。

【００３９】本発明の変調回路３ａは、本実施の形態に
おいては、図１に示すように、非接触型ＩＣカード３の
一部であり、リーダライタ２との間で、アンテナコイル
Ｌ１とＬ２の電磁結合を介して、キャリアの授受が行わ
れるが、この際、スイッチングトランジスタＳＴ１及び
ＳＴ２のオン／オフに基づいてキャリアの振幅が変化し
て変調が行われる。

【００４０】図５の構成と図１の構成の主たる差異は、
ロードスイッチング用ダイオード（第１及び第２ＰＮ接
合ダイオード、第１及び第２電流負荷増大手段）ＳＤ１
及びＳＤ２が設けられている点にある。

【００４１】上記ロードスイッチング用ダイオードＳＤ
１は、図１に示すように、アンテナコイルＬ１の一端
（接続点Ｐ）と、スイッチングトランジスタＳＴ１との
間に設けられている。上記ロードスイッチング用ダイオ
ードＳＤ２は、アンテナコイルＬ１の他端（接続点Ｑ）
と、スイッチングトランジスタＳＴ２との間に設けられ
ている。

【００４２】より具体的には、上記ロードスイッチング
用ダイオードＳＤ１は、アノードがアンテナコイルＬ１
と上記接続点Ｐで接続されると共に、カソードが上記ス
イッチングトランジスタＳＴ１のソースに接続されてい
る。また、上記ロードスイッチング用ダイオードＳＤ２
は、アノードがアンテナコイルＬ１と上記接続点Ｑで接
続されると共に、カソードが上記スイッチングトランジ
スタＳＴ２のソースに接続されている。

【００４３】上記スイッチングトランジスタＳＴ１及び
ＳＴ２はＭＯＳＦＥＴであり、この場合、スイッチング
トランジスタＳＴ１及びＳＴ２も上記基板内に設けるこ
とができるので、変調回路３ａの高集積化が可能とな
る。

【００４４】上記スイッチングトランジスタＳＴ１及び
ＳＴ２のゲートには、サブキャリア入力（入力データ）
が印加されている。また、上記スイッチングトランジス
タＳＴ１及びＳＴ２のドレインは、接続点Ｗを介してグ
ランドにそれぞれ接続されている。

【００４５】上記アンテナコイルＬ１には並列に共振用
コンデンサＣ２が接続されており、この共振用コンデン
サＣ２の両端は、全波整流ブリッジＦＷの交流入力側に
接続されている。全波整流ブリッジＦＷの直流出力側に
はグランドとの間に平滑用コンデンサＣ１が接続されて
いる。全波整流ブリッジＦＷは、４つのダイオードＤ１
〜Ｄ４でブリッジが組まれており、ダイオードＤ３のア
ノードは接続点Ｒを介してグランドに接続されている。

【００４６】ここで、上記ロードスイッチング用ダイオ
ードＳＤ１及びＳＤ２について、図２を参照しながら、
以下に詳細に説明する。

【００４７】上記ロードスイッチング用ダイオードＳＤ
１（ＳＤ２）は、図２に示すように、例えば、変調回路
３ａが形成される基板（図２においては、説明の便宜
上、ウェハをＰ型の基板として描いている。）内に、Ｎ
型ウェル（Ｎ型領域）とその中に打ち込まれて形成され
たＰ型領域とが形成されたＰＮジャンクション接合ダイ
オードである。図２に示すように、上記ロードスイッチ
ング用ダイオードＳＤ１（ＳＤ２）を上記のＰ型基板内
に設けると、ｐｎｐ型バイポーラトランジスタである寄
生バイポーラトランジスタＴ_PAR1（Ｔ_PAR2）が自動的に
形成される（寄生バイポーラトランジスタＴ_PAR1及びＴ
_PAR2を等価回路で表すと、図３に示すようになる。）。
つまり、寄生バイポーラトランジスタＴ_PAR1（Ｔ_PAR2）
が、上記Ｐ型基板の厚み方向に自動的に形成される。こ
れにより、寄生バイポーラトランジスタＴ
_PAR1（Ｔ_PAR2）に代わるトランジスタを別途設けた場合
と比較すると、寄生バイポーラトランジスタＴ_PAR1（Ｔ
_PAR2）の分だけ変調回路のサイズを小さくすることが可
能となる。このように変調回路自体を小型化できるの
で、低コストな変調回路を確実に提供できる。

【００４８】上記ロードスイッチング用ダイオードＳＤ
１（ＳＤ２）においては、順方向にバイアスされると、
アノードからカソードに電流が流れる。この電流は、寄
生バイポーラトランジスタＴ_PAR1（Ｔ_PAR2）のベース電
流Ｉｂとなり、このベース電流Ｉｂが流れることによっ
て、ベース電流Ｉｂを電流増幅率倍したものがコレクタ
電流ＩｃとしてＰ型基板に向かって流れることになる
（Ｐ型基板をグランドに接続しておけば、コレクタ電流
Ｉｃはグランドに流れる。）このとき、アンテナコイル
Ｌ１には、（Ｉｂ＋Ｉｃ）の電流が流れることになる。

【００４９】例えば、寄生バイポーラトランジスタＴ
_PAR1及びＴ_PAR2の電流増幅率を９とし、スイッチングト
ランジスタＳＴ１又はＳＴ２（ロードスイッチング用ダ
イオードＳＤ１又はＳＤ２）に流れる電流Ｉｂを１０ｍ
Ａとすると、コレクタ電流Ｉｃは９０ｍＡとなるので、
アンテナコイルＬ１には１００ｍＡ（＝９０ｍＡ＋１０
ｍＡ）の電流が流れることになる。この場合、アンテナ
コイルＬ１に流れる電流の（１／１０）の定格電流を有
するものをスイッチングトランジスタＳＴ１及びＳＴ２
として選択すればよく、１００ｍＡ定格電流のトランジ
スタの場合よりも遥にサイズが小さくなる。これは、電
流増幅率が大きいほど顕著である。

【００５０】このように、コレクタ電流Ｉｃは、上記ロ
ードスイッチング用ダイオードＳＤ１（ＳＤ２）のアノ
ード−カソード間を流れることもないし、上記スイッチ
ングトランジスタＳＴ１及びＳＴ２のソース−ドレイン
間を流れることもない。したがって、上記ロードスイッ
チング用ダイオードＳＤ１（ＳＤ２）と、上記スイッチ
ングトランジスタＳＴ１及びＳＴ２との定格電流を小さ
く抑えることが可能となり、その分、変調回路において
これらが占める面積を確実に小さくでき、高集積化を図
ることが可能となる。また、このように変調回路自体を
小型化できるので、低コストな変調回路を確実に提供で
きる。

【００５１】ここで、上記の変調回路３ａの動作につい
て説明する。

【００５２】リーダライタ２からキャリアがアンテナコ
イルＬ２を介してアンテナコイルＬ１に送られる。図６
に示すようなサブキャリア入力が上記スイッチングトラ
ンジスタＳＴ１及びＳＴ２のゲートにそれぞれ印加され
ると、これに伴って、上記スイッチングトランジスタＳ
Ｔ１及びＳＴ２がオン又はオフする。具体的には、サブ
キャリア入力が２値信号でハイレベルの信号の場合、上
記スイッチングトランジスタＳＴ１及びＳＴ２は共にオ
ンする。一方、サブキャリア入力が２値信号でローレベ
ルの信号の場合、上記スイッチングトランジスタＳＴ１
及びＳＴ２は共にオフする。

【００５３】ローレベルの信号がゲートに印加される
と、上記スイッチングトランジスタＳＴ１及びＳＴ２は
共にオフし、上記ロードスイッチング用ダイオードＳＤ
１及びＳＤ２もオフする。なぜなら、上記ロードスイッ
チング用ダイオードＳＤ１及びＳＤ２のカソードが、上
記スイッチングトランジスタＳＴ１及びＳＴ２を介して
それぞれグランドレベルにならなくなり、上記ロードス
イッチング用ダイオードＳＤ１及びＳＤ２は順方向にバ
イアスされないからである。したがって、アンテナコイ
ルＬ１の両端の電圧は変化せず、キャリアの振幅は変化
しない。

【００５４】一方、ハイレベルの信号がゲートに印加さ
れると、上記スイッチングトランジスタＳＴ１及びＳＴ
２は共にオンする。このとき、スイッチング用ダイオー
ドＳＤ１及びＳＤ２は、アンテナコイルＬ１の両端の電
圧に応じて、何れか一方がオンし、他方はオフする。

【００５５】例えば、アンテナコイルの両端の電圧によ
り図１の接続点Ｐに正の半波が印加される場合、スイッ
チング用ダイオードＳＤ１は順方向にバイアスされる一
方、スイッチング用ダイオードＳＤ２は逆方向にバイア
スされる。このため、スイッチング用ダイオードＳＤ１
はオンする一方、スイッチング用ダイオードＳＤ２はオ
フする。

【００５６】スイッチング用ダイオードＳＤ１は、オン
すると、寄生バイポーラトランジスタＴ_PAR1を介して、
スイッチングトランジスタＳＴ１に流れる電流の所定倍
の電流（ベース電流を電流増幅率倍したコレクタ電流に
該ベース電流を加えたもの）を上記アンテナコイルＬ１
に対して流す（上記アンテナコイルＬ１に負荷をかけ
る）。この場合、電流は、図１において、接続点Ｐ（ア
ンテナコイルＬ１の一端）、スイッチング用ダイオード
ＳＤ１、スイッチングトランジスタＳＴ１、接続点Ｗ
（グランド）、接続点Ｒ（グランド）、ダイオードＤ
１、及び接続点Ｑ（アンテナコイルＬ１の他端）の順に
流れる。

【００５７】一方、アンテナコイルの両端の電圧により
図１の接続点Ｑに正の半波が印加される場合、スイッチ
ング用ダイオードＳＤ２は順方向にバイアスされる一
方、スイッチング用ダイオードＳＤ１は逆方向にバイア
スされる。このため、スイッチング用ダイオードＳＤ２
はオンする一方、スイッチング用ダイオードＳＤ１はオ
フする。

【００５８】スイッチング用ダイオードＳＤ２は、オン
すると、寄生バイポーラトランジスタＴ_PAR2を介して、
スイッチングトランジスタＳＴ２に流れる電流の所定倍
の電流（ベース電流を電流増幅率倍したコレクタ電流に
該ベース電流を加えたもの）を上記アンテナコイルＬ１
に対して流す。この場合、電流は、図１において、接続
点Ｑ、スイッチング用ダイオードＳＤ２、スイッチング
トランジスタＳＴ２、接続点Ｗ（グランド）、接続点Ｒ
（グランド）、ダイオードＤ３、及び接続点Ｐの順に流
れる。

【００５９】このように、アンテナコイルＬ１に流れる
電流が寄生バイポーラトランジスタＴ_PAR1又はＴ_PAR2に
よって増大されるのに伴って、アンテナコイルＬ１の両
端の電圧は減少する。これは、リーダライタ２側からみ
ると、変調回路３ａのインピーダンスが小さくなったこ
とを意味し、誘電しなくなったことを意味する。これに
より、リーダライタ２のアンテナコイルＬ２の両端の電
圧は大きくなり、リーダライタ２のキャリアの振幅は大
きくなる。

【００６０】以上のように、アンテナコイルＬ１に流れ
る電流が変化すると、リーダライタ２側からみた変調回
路３ａのインピーダンスが変化するので、リーダライタ
２のアンテナコイルＬ２の両端の電圧が変化し、リーダ
ライタ２のキャリアの振幅が変化する。キャリアにおけ
るこの振幅の変化の有無を認識することによって（例え
ば、図４の電流検出回路２９によって検出することによ
って）、変調をかけることができるようになる。

【００６１】しかも、上述のようにしてスイッチング用
ダイオードＳＤ１及びＳＤ２を設けるだけで、別途バイ
ポーラトランジスタを設けることなく、寄生バイポーラ
トランジスタＴ_PAR1及びＴ_PAR2が自動的に基板の厚み方
向に生成されるので、アンテナコイルＬ１に流れる電流
は、それぞれスイッチングトランジスタＳＴ１及びＳＴ
２に流れる電流の所定倍（寄生バイポーラトランジスタ
Ｔ_PAR1又はＴ_PAR2のベース電流を電流増幅率倍して得ら
れるコレクタ電流に該ベース電流を加えたもの）まで増
大されるので、アンテナコイルＬ１に対して大きな電流
負荷を実現することができると共に、アンテナコイルＬ
１に流れる電流がスイッチングトランジスタＳＴ１及び
ＳＴ２に流れることはないので、スイッチングトランジ
スタＳＴ１及びＳＴ２の定格電流は小さいもので充分で
あり、スイッチングトランジスタＳＴ１及びＳＴ２の変
調回路３ａに占める面積を確実に小さくすることが可能
となる。また、このように変調回路３ａ自体を小型化で
きるので、低コストな変調回路３ａを確実に提供でき
る。

【００６２】なお、本発明は、上記の実施の形態に限定
されるものではなく、本発明の範囲内で種々の変更が可
能である。例えば、上記実施の形態では、ウェハがＰ型
の基板内に、Ｎ型ウェル（Ｎ型領域）とその中に打ち込
まれて形成されたＰ型領域とを形成してスイッチング用
ダイオードＳＤ１及びＳＤ２を構成した例について説明
しているが、本発明はこれに限定されるものではなく、
ウェハがＮ型の基板内に、Ｐ型ウェル（Ｐ型領域）とそ
の中に打ち込まれて形成されたＮ型領域とを形成して、
スイッチング用ダイオードＳＤ１及びＳＤ２を構成して
もよく、この場合にも、上述の場合と同様の作用、効果
を奏する。

【００６３】

【発明の効果】請求項１に係る発明の変調回路は、以上
のように、第１及び第２スイッチングトランジスタがオ
ンしているときに、アンテナコイルの両端の電圧に応じ
て何れか一方がオンし他方がオフすると共に、オンして
いる方が上記の第１又は第２スイッチングトランジスタ
のうち対応する方に流れる電流の所定倍の電流を上記ア
ンテナコイルに流す第１及び第２電流負荷増大手段を備
えたことを特徴としている。

【００６４】それゆえ、第１電流負荷増大手段がオンす
ると、第１電流負荷増大手段は、アンテナコイルに対し
て、第１スイッチングトランジスタに流れる電流の所定
倍の電流を流す。一方、第２電流負荷増大手段がオンす
ると、第２電流負荷増大手段は、アンテナコイルに対し
て、第２スイッチングトランジスタに流れる電流の所定
倍の電流を流す。このように、アンテナコイルに流れる
電流が第１又は第２電流負荷増大手段によって増大され
るのに伴って、変調回路のインピーダンスが変化するの
で、キャリアの振幅が変化し、振幅変調が可能となる。

【００６５】しかも、アンテナコイルに流れる電流は、
第１又は第２電流負荷増大手段によって、第１又は第２
スイッチングトランジスタに流れる電流の所定倍まで増
大されるので、アンテナコイルに対して大きな電流負荷
を実現することができると共に、第１及び第２スイッチ
ングトランジスタは定格電流の小さいものが使用できる
ので、該第１及び第２スイッチングトランジスタの変調
回路に占める面積を小さくすることが可能となる。この
ように変調回路自体を小型化できるので、低コストな変
調回路を確実に提供できるという効果を併せて奏する。

【００６６】請求項２に係る発明の変調回路は、以上の
ように、請求項１に係る発明の変調回路において、上記
第１電流負荷増大手段は、上記アンテナコイルと上記第
１スイッチングトランジスタとの間にカソードが該第１
スイッチングトランジスタ側になるように設けられ、第
１寄生バイポーラトランジスタを有し、オン時に該第１
寄生バイポーラトランジスタを介して、第１スイッチン
グトランジスタに流れる電流の所定倍の電流を上記アン
テナコイルに流す第１ＰＮ接合ダイオードであり、上記
第２電流負荷増大手段は、上記アンテナコイルと上記第
２スイッチングトランジスタとの間にカソードが該第２
スイッチングトランジスタ側になるように設けられ、第
２寄生バイポーラトランジスタを有し、オン時に該第２
寄生バイポーラトランジスタを介して、第２スイッチン
グトランジスタに流れる電流の所定倍の電流を上記アン
テナコイルに流す第２ＰＮ接合ダイオードであることを
特徴としている。

【００６７】それゆえ、請求項１に係る発明の変調回路
の効果に加えて、アンテナコイルの両端の電圧が、第１
ＰＮ接合ダイオードを順方向にバイアスすると、第１Ｐ
Ｎ接合ダイオードは、オンし、第１寄生バイポーラトラ
ンジスタを介して、第１スイッチングトランジスタに流
れる電流の所定倍の電流を上記アンテナコイルに対して
流す。一方、アンテナコイルの両端の電圧が、第２ＰＮ
接合ダイオードを順方向にバイアスすると、第２ＰＮ接
合ダイオードは、オンし、第２寄生バイポーラトランジ
スタを介して、第２スイッチングトランジスタに流れる
電流の所定倍の電流を上記アンテナコイルに対して流
す。このように、アンテナコイルに流れる電流が第１又
は第２寄生バイポーラトランジスタによって増大される
のに伴って、変調回路のインピーダンスが変化するの
で、キャリアの振幅が変化し、これにより、振幅変調が
可能となる。

【００６８】しかも、別途バイポーラトランジスタを設
けることなく、第１又は第２ＰＮ接合ダイオードの有す
る第１又は第２寄生バイポーラトランジスタによって、
アンテナコイルに流れる電流は、第１又は第２スイッチ
ングトランジスタに流れる電流の所定倍まで増大される
ので大きな電流負荷を実現することができると共に、第
１及び第２スイッチングトランジスタは定格電流の小さ
いものが使用できるので、該第１及び第２スイッチング
トランジスタの占める面積を小さくすることが可能とな
る。このように変調回路自体を小型化できるので、低コ
ストな変調回路を確実に提供できるという効果を併せて
奏する。

【００６９】請求項３に係る発明の変調回路は、以上の
ように、請求項２に係る発明の変調回路において、上記
第１及び第２ＰＮ接合ダイオードは、変調回路が設けら
れるＮ型又はＰ型基板内に設けられ、上記第１及び第２
寄生バイポーラトランジスタは該基板の厚み方向に形成
されることを特徴としている。

【００７０】それゆえ、請求項２に係る発明の変調回路
の効果に加えて、第１及び第２寄生バイポーラトランジ
スタの電流増幅率で決まる電流に略等しい大電流がアン
テナコイルを流れる。この上記第１及び第２寄生バイポ
ーラトランジスタが基板の厚み方向に形成されるので、
変調回路のサイズを大きくすることなく、高集積化が可
能となるという効果を奏する。

【００７１】請求項４に係る発明の変調回路は、以上の
ように、請求項１、２、又は３に記載の変調回路におい
て、上記第１及び第２スイッチングトランジスタは、Ｍ
ＯＳＦＥＴであることを特徴としている。

【００７２】それゆえ、請求項１、２、又は３に記載の
変調回路の効果に加えて、上記第１及び第２スイッチン
グトランジスタは、ＭＯＳＦＥＴであるので、上記基板
内に設けることができ、変調回路の更なる高集積化が可
能となるという効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る変調回路の一例を示す回路図であ
る。

【図２】図１のロードスイッチング用ダイオードの構成
を示す説明図である。

【図３】上記のロードスイッチング用ダイオードを等価
回路で表した場合の図１の等価回路図である。

【図４】従来の非接触型ＩＣカードシステムを示すブロ
ック図である。

【図５】従来の変調回路を示す回路図である。

【図６】（ａ）はスイッチングトランジスタをオン／オ
フさせるためのサブキャリア入力の波形図であり、
（ｂ）は（ａ）の波形図に対応するリーダライタのアン
テナコイルの両端の電圧の波形図である。

【符号の説明】

Ｌ１アンテナコイルＬ２アンテナコイルＳＤ１ロードスイッチング用ダイオードＳＤ２ロードスイッチング用ダイオードＳＴ１スイッチングトランジスタＳＴ２スイッチングトランジスタ２リーダライタ３非接触型ＩＣカード３ａ変調回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者柴田喜樹大阪府大阪市阿倍野区長池町22番22号シャープ株式会社内 (72)発明者柴田随道東京都新宿区西新宿３−19−２日本電信電話株式会社内 (72)発明者福永利徳東京都新宿区西新宿３−19−２日本電信電話株式会社内 (72)発明者竹田忠雄東京都新宿区西新宿３−19−２日本電信電話株式会社内Ｆターム(参考） 5B035 BB09 CA11 CA23 5K004 AA03 DA04 DD01 DD04

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力データに基づいて第１及び第２スイッ
チングトランジスタが共にオン又はオフして、アンテナ
コイルの両端の電圧を変化させ、キャリアの振幅を変化
させて変調を行う変調回路において、上記第１及び第２スイッチングトランジスタがオンして
いるときに、上記アンテナコイルの両端の電圧に応じて
何れか一方がオンし他方がオフすると共に、オンしてい
る方が上記の第１又は第２スイッチングトランジスタの
うち対応する方に流れる電流の所定倍の電流を上記アン
テナコイルに流す第１及び第２電流負荷増大手段を備え
たことを特徴とする変調回路。
【請求項２】上記第１電流負荷増大手段は、上記アンテ
ナコイルと上記第１スイッチングトランジスタとの間に
カソードが該第１スイッチングトランジスタ側になるよ
うに設けられ、第１寄生バイポーラトランジスタを有
し、オン時に該第１寄生バイポーラトランジスタを介し
て、第１スイッチングトランジスタに流れる電流の所定
倍の電流を上記アンテナコイルに流す第１ＰＮ接合ダイ
オードであり、上記第２電流負荷増大手段は、上記アンテナコイルと上
記第２スイッチングトランジスタとの間にカソードが該
第２スイッチングトランジスタ側になるように設けら
れ、第２寄生バイポーラトランジスタを有し、オン時に
該第２寄生バイポーラトランジスタを介して、第２スイ
ッチングトランジスタに流れる電流の所定倍の電流を上
記アンテナコイルに流す第２ＰＮ接合ダイオードである
ことを特徴とする請求項１に記載の変調回路。
【請求項３】上記第１及び第２ＰＮ接合ダイオードは、
変調回路が設けられるＮ型又はＰ型基板内に設けられ、
上記第１及び第２寄生バイポーラトランジスタは該基板
の厚み方向に形成されることを特徴とする請求項２に記
載の変調回路。
【請求項４】上記第１及び第２スイッチングトランジス
タは、ＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする請求項１、
２、又は３に記載の変調回路。