JP2000278011A - 電力分配合成回路 - Google Patents
電力分配合成回路Info
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- JP2000278011A JP2000278011A JP7582799A JP7582799A JP2000278011A JP 2000278011 A JP2000278011 A JP 2000278011A JP 7582799 A JP7582799 A JP 7582799A JP 7582799 A JP7582799 A JP 7582799A JP 2000278011 A JP2000278011 A JP 2000278011A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ミリ波ＭＭＩＣに関し、挿入損失が少なく、
ポートのインピーダンスをＺｏに整合できる電力分配回
路および電力合成回路を提供する。 【解決手段】 ブランチライン型電力分配回路におい
て、１／４波長程度の伝送線路Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄの線路幅
を１０μｍ以上にし、伝送線路Ａ、Ｂと入力ポート９と
の間にインピーダンス変換回路Ａを設け、伝送線路Ａと
伝送線路Ｄの接続部と出力ポート１０との間にインピー
ダンス変換回路Ｂを設け、伝送線路Ｃと伝送線路Ｄの接
続部と出力ポート１１との間にインピーダンス変換回路
Ｃを設ける。この回路は、使用周波数で導体損を小さく
し、挿入損失を低減させるとともに、ポートのインピー
ダンスをＺｏに整合させる。
ポートのインピーダンスをＺｏに整合できる電力分配回
路および電力合成回路を提供する。 【解決手段】 ブランチライン型電力分配回路におい
て、１／４波長程度の伝送線路Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄの線路幅
を１０μｍ以上にし、伝送線路Ａ、Ｂと入力ポート９と
の間にインピーダンス変換回路Ａを設け、伝送線路Ａと
伝送線路Ｄの接続部と出力ポート１０との間にインピー
ダンス変換回路Ｂを設け、伝送線路Ｃと伝送線路Ｄの接
続部と出力ポート１１との間にインピーダンス変換回路
Ｃを設ける。この回路は、使用周波数で導体損を小さく
し、挿入損失を低減させるとともに、ポートのインピー
ダンスをＺｏに整合させる。
Description
【０００１】
【発明が属する技術分野】本発明は、車載レーダなどの
通信分野で応用されるミリ波集積回路等における電力分
配回路および電力合成回路に関する。
通信分野で応用されるミリ波集積回路等における電力分
配回路および電力合成回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】最近では受動回路素子も、マイクロスト
リップ線路やコプレーナ線路のような、誘電体基板上に
形成される薄膜回路で形成されるようになり、回路全体
のマイクロ波モノリシック集積回路（ＭＭＩＣ）化が進
んでいる。それにともなって、いわゆるウィルキンソン
型電力分配合成回路もマイクロストリップ線路やコプレ
ーナ線路を用いてのＭＭＩＣ化が望まれている。ウィル
キンソン型電力分配合成回路は、１つの入力を複数の出
力に分配し、逆方向に用いるときには複数の入力を１つ
の出力に合成する機能をもつ回路である。
リップ線路やコプレーナ線路のような、誘電体基板上に
形成される薄膜回路で形成されるようになり、回路全体
のマイクロ波モノリシック集積回路（ＭＭＩＣ）化が進
んでいる。それにともなって、いわゆるウィルキンソン
型電力分配合成回路もマイクロストリップ線路やコプレ
ーナ線路を用いてのＭＭＩＣ化が望まれている。ウィル
キンソン型電力分配合成回路は、１つの入力を複数の出
力に分配し、逆方向に用いるときには複数の入力を１つ
の出力に合成する機能をもつ回路である。
【０００３】図５は、従来の電力分配合成回路の回路図
である。図５に示すように、この電力分配合成回路は、
ポートインピーダンスの２の平方根（２0.5）倍の特性
インピーダンスを持った１／４波長の伝送線路２、３、
４、５と、ポートインピーダンスの２倍の特性インピー
ダンスを持った吸収抵抗１とを有している。これによっ
て目的の周波数で電力分配合成回路として機能する。
である。図５に示すように、この電力分配合成回路は、
ポートインピーダンスの２の平方根（２0.5）倍の特性
インピーダンスを持った１／４波長の伝送線路２、３、
４、５と、ポートインピーダンスの２倍の特性インピー
ダンスを持った吸収抵抗１とを有している。これによっ
て目的の周波数で電力分配合成回路として機能する。
【０００４】一般に、高集積度のミリ波ＭＭＩＣを設計
する際には、基板厚を薄くする。これは基板厚が厚いと
ＦＥＴで発生した熱が逃げにくいからである。ところ
が、基板厚を薄くすると、同じインピーダンスの線路を
実現するには、伝送線路の線路幅を狭くする必要がでて
くる。これはインピーダンスＺが線路幅Ｗ／基板厚ｈの
比によって決まるからである。
する際には、基板厚を薄くする。これは基板厚が厚いと
ＦＥＴで発生した熱が逃げにくいからである。ところ
が、基板厚を薄くすると、同じインピーダンスの線路を
実現するには、伝送線路の線路幅を狭くする必要がでて
くる。これはインピーダンスＺが線路幅Ｗ／基板厚ｈの
比によって決まるからである。
【０００５】しかし、図６のグラフに示すように、線路
幅Ｗを狭めていくと、およそ線路幅Ｗが１０μｍより狭
くなったところから急激にマイクロストリップ線路の導
体損αｃが増えていくことが分かる。ここで、基板厚ｈ
＝２０μｍ、比誘電率Ｅｒ＝１２．６）このことは、例
えば、阿部著の”マイクロ波”（東京大学出版会、１９
８３年）に述べられている。
幅Ｗを狭めていくと、およそ線路幅Ｗが１０μｍより狭
くなったところから急激にマイクロストリップ線路の導
体損αｃが増えていくことが分かる。ここで、基板厚ｈ
＝２０μｍ、比誘電率Ｅｒ＝１２．６）このことは、例
えば、阿部著の”マイクロ波”（東京大学出版会、１９
８３年）に述べられている。
【０００６】αｃ＝（１０×Ｒｓ／π×ｌｎ（１０））
×（８／ｒ−ｒ／４）×（１＋１／ｒ＋ｕ／ｒ）／（ｈ
×Ｚ×ｅｘｐ（Ｚ／６０）） ｒ＝Ｗ／ｈ ｕ＝（１／π）×ｌｎ（４×π×Ｗ／４） Ｗ＝伝送線路の幅 ｈ＝基板厚 Ｒｓ＝金の表皮抵抗 Ｚ＝伝送線路のインピーダンス これによって、電力が通過する際にロスが増える。
×（８／ｒ−ｒ／４）×（１＋１／ｒ＋ｕ／ｒ）／（ｈ
×Ｚ×ｅｘｐ（Ｚ／６０）） ｒ＝Ｗ／ｈ ｕ＝（１／π）×ｌｎ（４×π×Ｗ／４） Ｗ＝伝送線路の幅 ｈ＝基板厚 Ｒｓ＝金の表皮抵抗 Ｚ＝伝送線路のインピーダンス これによって、電力が通過する際にロスが増える。
【０００７】以下、簡単のために入力を２分配する場合
について考察することにし、従来の１／４波長変成回路
を用いたウィルキンソン型電力分配合成回路をマイクロ
ストリップ線路で構成した例を図５に示す。この回路を
電力分配回路として使うとき、ポート１０が入力端子、
ポート１１、１２が出力端子となる。特性インピーダン
スＺｏのポート１０側からポート１１，１２側をみたと
きのインピーダンスがポート１０側の特性インピーダン
スＺｏ（５０Ω）に接合するように１／４波長変成回路
の特性インピーダンスは決定される。
について考察することにし、従来の１／４波長変成回路
を用いたウィルキンソン型電力分配合成回路をマイクロ
ストリップ線路で構成した例を図５に示す。この回路を
電力分配回路として使うとき、ポート１０が入力端子、
ポート１１、１２が出力端子となる。特性インピーダン
スＺｏのポート１０側からポート１１，１２側をみたと
きのインピーダンスがポート１０側の特性インピーダン
スＺｏ（５０Ω）に接合するように１／４波長変成回路
の特性インピーダンスは決定される。
【０００８】具体例として、動作周波数は７６ＧＨｚの
ミリ波帯で、マイクロストリップ線路の厚さは２μｍ、
基板の厚さｈは２０μｍ、比誘電率は１２．６の条件の
もとでこの場合の電力分配合成回路を考えてみると、こ
の系ではポートインピーダンスＺｏを５０Ωにするため
に、線路幅Ｗを５μｍ程度にしなければいけないが、図
６から導体損αｃが非常に大きくなることが分かる。
ミリ波帯で、マイクロストリップ線路の厚さは２μｍ、
基板の厚さｈは２０μｍ、比誘電率は１２．６の条件の
もとでこの場合の電力分配合成回路を考えてみると、こ
の系ではポートインピーダンスＺｏを５０Ωにするため
に、線路幅Ｗを５μｍ程度にしなければいけないが、図
６から導体損αｃが非常に大きくなることが分かる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】電力分配回路をマイク
ロストリップ線路で形成してミリ波帯の周波数領域で動
作させようとする際に、基板厚が薄くなると、従来の設
計方法に基づいた回路では問題があった。すなわち、通
常ポートインピーダンスをＺｏするとき、伝送線路の特
性インピーダンスはＺｏの２0.5倍にするが、基板厚が
薄くなった場合に、伝送線路の特性インピーダンスを２
0.5Ｚｏに維持しようとすると、伝送線路の線路幅を狭
めていかなくてはならない。そうすると図６のグラフに
示すように、導体損αｃが増加していき、そのため、電
力分配回路および電力合成回路の挿入損失が大きくな
る。
ロストリップ線路で形成してミリ波帯の周波数領域で動
作させようとする際に、基板厚が薄くなると、従来の設
計方法に基づいた回路では問題があった。すなわち、通
常ポートインピーダンスをＺｏするとき、伝送線路の特
性インピーダンスはＺｏの２0.5倍にするが、基板厚が
薄くなった場合に、伝送線路の特性インピーダンスを２
0.5Ｚｏに維持しようとすると、伝送線路の線路幅を狭
めていかなくてはならない。そうすると図６のグラフに
示すように、導体損αｃが増加していき、そのため、電
力分配回路および電力合成回路の挿入損失が大きくな
る。
【００１０】そこで、本発明は、電力分配回路及び電力
合成回路において、伝送線路の線路幅を導体損αｃが小
さくなる値にし、回路の挿入損失を低減させるととも
に、線路幅を広げたことによって変わった伝送線路の特
性インピーダンスを、インピーダンス変換回路によって
任意のポートインピーダンスに整合することを課題とし
ている。
合成回路において、伝送線路の線路幅を導体損αｃが小
さくなる値にし、回路の挿入損失を低減させるととも
に、線路幅を広げたことによって変わった伝送線路の特
性インピーダンスを、インピーダンス変換回路によって
任意のポートインピーダンスに整合することを課題とし
ている。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上記の課題を可決するた
めの本発明のブランチライン型電力分配回路は、電力分
配回路及び電力合成回路は、入力ポートに、１／４波長
程度の伝送線路Ａと１／４波長程度の伝送線路Ｂを接続
し、伝送線路Ａの他端に第１出力ポート、伝送線路Ｂの
他端に一端を接地した吸収抵抗Ｒの他端を接続し、伝送
線路Ａと第１出力ポートの接続点に１／４波長程度の伝
送線路Ｄ、伝送線路Ｂと吸収抵抗Ｒの接続点に１／４波
長程度の伝送線路Ｃを接続し、伝送線路Ｃの他端と、伝
送線路Ｄの他端を接続し、その接続点に第２出力ポート
を接続してある電力分配回路であって、１／４波長程度
の伝送線路の、線路幅を１０μｍ以上にし、伝送線路
Ａ、Ｂの接続点と入力ポートとの間にインピーダンス変
換回路Ａ、伝送線路Ａ、Ｄの接続点と第１出力ポートと
の間にインピーダンス変換回路Ｂ、伝送線路Ｃ、Ｄの接
続点と第２出力ポートとの間にインピーダンス変換回路
Ｃを接続する。
めの本発明のブランチライン型電力分配回路は、電力分
配回路及び電力合成回路は、入力ポートに、１／４波長
程度の伝送線路Ａと１／４波長程度の伝送線路Ｂを接続
し、伝送線路Ａの他端に第１出力ポート、伝送線路Ｂの
他端に一端を接地した吸収抵抗Ｒの他端を接続し、伝送
線路Ａと第１出力ポートの接続点に１／４波長程度の伝
送線路Ｄ、伝送線路Ｂと吸収抵抗Ｒの接続点に１／４波
長程度の伝送線路Ｃを接続し、伝送線路Ｃの他端と、伝
送線路Ｄの他端を接続し、その接続点に第２出力ポート
を接続してある電力分配回路であって、１／４波長程度
の伝送線路の、線路幅を１０μｍ以上にし、伝送線路
Ａ、Ｂの接続点と入力ポートとの間にインピーダンス変
換回路Ａ、伝送線路Ａ、Ｄの接続点と第１出力ポートと
の間にインピーダンス変換回路Ｂ、伝送線路Ｃ、Ｄの接
続点と第２出力ポートとの間にインピーダンス変換回路
Ｃを接続する。
【００１２】又、本発明のウイルキンソン型電力分配回
路は、入力ポートに、１／４波長程度の伝送線路Ａと１
／４波長程度の伝送線路Ｂを接続し、伝送線路Ａの他端
に第１出力ポート、伝送線路Ｂの他端に第２出力ポート
を接続し、伝送線路Ａの他端と、伝送線路Ｂの他端との
間を吸収抵抗Ｒで接続してある電力分配回路であって、
１／４波長程度の伝送線路の、線路幅を１０μｍ以上に
し、入力ポートと伝送線路Ａの間にインピーダンス変換
回路Ａ、第１出力ポートと伝送線路Ａとの間にインピー
ダンス変換回路Ｂ、第２出力ポートと伝送線路Ｂとの間
にインピーダンス変換回路Ｃを接続する。
路は、入力ポートに、１／４波長程度の伝送線路Ａと１
／４波長程度の伝送線路Ｂを接続し、伝送線路Ａの他端
に第１出力ポート、伝送線路Ｂの他端に第２出力ポート
を接続し、伝送線路Ａの他端と、伝送線路Ｂの他端との
間を吸収抵抗Ｒで接続してある電力分配回路であって、
１／４波長程度の伝送線路の、線路幅を１０μｍ以上に
し、入力ポートと伝送線路Ａの間にインピーダンス変換
回路Ａ、第１出力ポートと伝送線路Ａとの間にインピー
ダンス変換回路Ｂ、第２出力ポートと伝送線路Ｂとの間
にインピーダンス変換回路Ｃを接続する。
【００１３】又、本発明のラットレース型電力分配回路
は、入力ポートと第１出力ポートの間に１／４波長程度
の伝送線路Ａ、第１出力ポートと一端を接地した吸収抵
抗Ｒの他端の間に１／４波長程度の伝送線路Ｂ、一端を
接地した吸収抵抗Ｒの他端と第２出力ポートの間に１／
４波長程度の伝送線路Ｃ、第２出力ポートと入力ポート
の間を３／４波長程度の伝送線路Ｅを継続接続してなる
同一振幅でかつ互いに１８０度位相の異なる出力が得ら
れるように構成された電力分配回路であって、１／４波
長程度の各伝送線路の線路幅を１０μｍ以上にし、伝送
線路Ａ、Ｅの接続点と入力ポートとの間にインピーダン
ス変換回路Ａ、伝送線路Ａ、Ｂの接続点と第１出力ポー
トとの間にインピーダンス変換回路Ｂ、伝送線路Ｃ、Ｅ
の接続点と第２出力ポートとの間にインピーダンス変換
回路Ｃを接続する。
は、入力ポートと第１出力ポートの間に１／４波長程度
の伝送線路Ａ、第１出力ポートと一端を接地した吸収抵
抗Ｒの他端の間に１／４波長程度の伝送線路Ｂ、一端を
接地した吸収抵抗Ｒの他端と第２出力ポートの間に１／
４波長程度の伝送線路Ｃ、第２出力ポートと入力ポート
の間を３／４波長程度の伝送線路Ｅを継続接続してなる
同一振幅でかつ互いに１８０度位相の異なる出力が得ら
れるように構成された電力分配回路であって、１／４波
長程度の各伝送線路の線路幅を１０μｍ以上にし、伝送
線路Ａ、Ｅの接続点と入力ポートとの間にインピーダン
ス変換回路Ａ、伝送線路Ａ、Ｂの接続点と第１出力ポー
トとの間にインピーダンス変換回路Ｂ、伝送線路Ｃ、Ｅ
の接続点と第２出力ポートとの間にインピーダンス変換
回路Ｃを接続する。
【００１４】本来ポートインピーダンスをＺｏすると
き、伝送線路の特性インピーダンスを、Ｚｏの２
0.5（２の平方根）倍にするが、基板厚が薄くなった場
合、その特性インピーダンスを維持しようとすると、伝
送線路の線路幅を狭めなければならず、結果導体損αｃ
が増加し、回路の挿入損失が大きくなるが、本発明で
は、伝送線路の線路幅を導体損αｃが小さくなる値に
し、回路の挿入損失を低減させるとともに、線路幅を広
げたことによって変わった伝送線路の特性インピーダン
スを、インピーダンス変換回路によって任意のポートイ
ンピーダンスに整合できる。さらに、アイソレーション
をとるためのループ路部は、たとえば、ブランチライン
型の場合には、（１／４波長＋吸収抵抗部の長さ）×
２、で決定されるので、冗長になることがない。その結
果、入出力ポート間での十分なアイソレーションを得る
ことができる。
き、伝送線路の特性インピーダンスを、Ｚｏの２
0.5（２の平方根）倍にするが、基板厚が薄くなった場
合、その特性インピーダンスを維持しようとすると、伝
送線路の線路幅を狭めなければならず、結果導体損αｃ
が増加し、回路の挿入損失が大きくなるが、本発明で
は、伝送線路の線路幅を導体損αｃが小さくなる値に
し、回路の挿入損失を低減させるとともに、線路幅を広
げたことによって変わった伝送線路の特性インピーダン
スを、インピーダンス変換回路によって任意のポートイ
ンピーダンスに整合できる。さらに、アイソレーション
をとるためのループ路部は、たとえば、ブランチライン
型の場合には、（１／４波長＋吸収抵抗部の長さ）×
２、で決定されるので、冗長になることがない。その結
果、入出力ポート間での十分なアイソレーションを得る
ことができる。
【００１５】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態について説明する。
施の形態について説明する。
【００１６】図１は本発明の第１の実施形態を示すもの
であり、電力分配回路を構成している。ここではＧａＡ
ｓ基板上のマイクロストリップ線路で構成した。ＭＭＩ
Ｃの所望中心周波数を７６ＧＨｚ、各ポートのインピー
ダンスを５０Ωとし、入力ポート１０に、１／４波長程
度の伝送線路２と１／４波長程度の伝送線路３を接続
し、伝送線路２の他端に出力ポート１１、伝送線路３の
他端に一端を接地した吸収抵抗１の他端を接続し、伝送
線路２と出力ポート１１の接続点に１／４波長程度の伝
送線路５、伝送線路３と吸収抵抗１の接続点に１／４波
長程度の伝送線路４を接続し、伝送線路４の他端と、伝
送線路５の他端を接続し、その接続点に出力ポート１２
を接続してあるブランチライン型電力分配回路におい
て、前記すべての１／４波長程度の伝送線路の、線路幅
を１０μｍ以上にし、伝送線路２、３の接続点と入力ポ
ート１０との間にインピーダンス変換回路６、伝送線路
２、５の接続点と出力ポート１１との間にインピーダン
ス変換回路７、伝送線路４、５の接続点と出力ポート１
２との間にインピーダンス変換回路８を繋げてある。動
作周波数は７６ＧＨｚのミリ波帯で、マイクロストリッ
プ線路の厚さは２μｍ、基板の厚さｈは２０μｍ、比誘
電率は１２．６、伝送線路２、４の線路長は３４０μ
ｍ、線路幅は３０μｍ、伝送線路３、５の線路長は３４
０μｍ、線路幅は２０μｍ、分布定数回路を有する吸収
抵抗１の値は４０Ω、インピーダンス変換回路６の線路
長は３４０μｍ、線路幅は４０μｍ、インピーダンス変
換器７、８の線路長は３４０μｍ、線路幅は２５μｍと
してある。
であり、電力分配回路を構成している。ここではＧａＡ
ｓ基板上のマイクロストリップ線路で構成した。ＭＭＩ
Ｃの所望中心周波数を７６ＧＨｚ、各ポートのインピー
ダンスを５０Ωとし、入力ポート１０に、１／４波長程
度の伝送線路２と１／４波長程度の伝送線路３を接続
し、伝送線路２の他端に出力ポート１１、伝送線路３の
他端に一端を接地した吸収抵抗１の他端を接続し、伝送
線路２と出力ポート１１の接続点に１／４波長程度の伝
送線路５、伝送線路３と吸収抵抗１の接続点に１／４波
長程度の伝送線路４を接続し、伝送線路４の他端と、伝
送線路５の他端を接続し、その接続点に出力ポート１２
を接続してあるブランチライン型電力分配回路におい
て、前記すべての１／４波長程度の伝送線路の、線路幅
を１０μｍ以上にし、伝送線路２、３の接続点と入力ポ
ート１０との間にインピーダンス変換回路６、伝送線路
２、５の接続点と出力ポート１１との間にインピーダン
ス変換回路７、伝送線路４、５の接続点と出力ポート１
２との間にインピーダンス変換回路８を繋げてある。動
作周波数は７６ＧＨｚのミリ波帯で、マイクロストリッ
プ線路の厚さは２μｍ、基板の厚さｈは２０μｍ、比誘
電率は１２．６、伝送線路２、４の線路長は３４０μ
ｍ、線路幅は３０μｍ、伝送線路３、５の線路長は３４
０μｍ、線路幅は２０μｍ、分布定数回路を有する吸収
抵抗１の値は４０Ω、インピーダンス変換回路６の線路
長は３４０μｍ、線路幅は４０μｍ、インピーダンス変
換器７、８の線路長は３４０μｍ、線路幅は２５μｍと
してある。
【００１７】上記の構成によれば、従来例のように線路
幅を狭めて導体損を大きくすることが無い。その結果、
帯域内で低通過ロスを実現でき、かつ、各入出力ポート
のインピーダンス整合も十分にとれる。
幅を狭めて導体損を大きくすることが無い。その結果、
帯域内で低通過ロスを実現でき、かつ、各入出力ポート
のインピーダンス整合も十分にとれる。
【００１８】図２は、本実施形態の電力分配回路の特性
図である。ＳＩは入力ポートのリターンロス、ＳＯ出力
ポートのリターンロスである。インピーダンス変換回路
を挿入しているため、７６ＧＨｚにおいて、ＳＩ、ＳＯ
ともに−３０ｄＢ以上あり、十分な入出力インピーダン
ス整合がとれていることがわかる。また、ＳＯＯは出力
ポート間のアイソレーション、ＳＩＯは入力ポートと出
力ポート間のアイソレーションである。ＳＯＯは７６Ｇ
Ｈｚにおいて３０ｄＢ以上あり、十分な値が得られてい
る。そして、伝送線路の幅を２０μｍにしている。
図である。ＳＩは入力ポートのリターンロス、ＳＯ出力
ポートのリターンロスである。インピーダンス変換回路
を挿入しているため、７６ＧＨｚにおいて、ＳＩ、ＳＯ
ともに−３０ｄＢ以上あり、十分な入出力インピーダン
ス整合がとれていることがわかる。また、ＳＯＯは出力
ポート間のアイソレーション、ＳＩＯは入力ポートと出
力ポート間のアイソレーションである。ＳＯＯは７６Ｇ
Ｈｚにおいて３０ｄＢ以上あり、十分な値が得られてい
る。そして、伝送線路の幅を２０μｍにしている。
【００１９】従来の導体損は、図６によれば、Ｗが５μ
ｍの時αｃ／Ｒｓ＝０．４９［ｄＢ／Ω］であった。し
かし、本発明では、Ｗが２０μｍであるので、同じく図
６によれば、αｃ／Ｒｓ＝０．０９９［ｄＢ／Ω］と非
常に少なくなっており、挿入損失が少なくなっているこ
とが分かる。本発明は、１／４波長変成回路を用いた電
力分配回路本来の入出力インピーダンス整合、各ポート
の入出力アイソレーションを保ったまま、従来例よりも
導体損を減らして、挿入損失を低減させている。
ｍの時αｃ／Ｒｓ＝０．４９［ｄＢ／Ω］であった。し
かし、本発明では、Ｗが２０μｍであるので、同じく図
６によれば、αｃ／Ｒｓ＝０．０９９［ｄＢ／Ω］と非
常に少なくなっており、挿入損失が少なくなっているこ
とが分かる。本発明は、１／４波長変成回路を用いた電
力分配回路本来の入出力インピーダンス整合、各ポート
の入出力アイソレーションを保ったまま、従来例よりも
導体損を減らして、挿入損失を低減させている。
【００２０】本発明の他の実施の形態として、その基本
的動作は第１の実施の形態と同様であるが、吸収抵抗Ｒ
の配置場所や１／４波長程度の伝送線路の配置構成が違
うので以下に示す。すべての回路において第１の実施形
態と同じ効果を期待できる。また、分布定数効果を有す
る抵抗Ｒや、集中定数として扱える抵抗Ｒを挿入した回
路でも同じ効果を確認している。
的動作は第１の実施の形態と同様であるが、吸収抵抗Ｒ
の配置場所や１／４波長程度の伝送線路の配置構成が違
うので以下に示す。すべての回路において第１の実施形
態と同じ効果を期待できる。また、分布定数効果を有す
る抵抗Ｒや、集中定数として扱える抵抗Ｒを挿入した回
路でも同じ効果を確認している。
【００２１】図３に第２の実施形態の回路図を示す。こ
れも中心周波数７６ＧＨｚにおける電力分配回路であ
る。伝送線路２，３の線路長は３４０μｍ、線路幅は２
０μｍ、分布定数回路を有する吸収抵抗１の値は８０
Ω、インピーダンス変換回路７の線路長は３４０μｍで
線路幅は４０μｍ、インピーダンス変換器８，９の線路
長は３４０μｍで線路幅は２５μｍとしてある。従来例
の線路幅５μｍに対して、本実施形態では線路幅を２０
μｍにしているため、図６より導体損を大幅に低減で
き、挿入損失を減らしているのと同時にインピーダンス
変換回路によってポートのリターンロスＳＩ，ＳＯをそ
れぞれ−３０ｄＢ以上にさせている。
れも中心周波数７６ＧＨｚにおける電力分配回路であ
る。伝送線路２，３の線路長は３４０μｍ、線路幅は２
０μｍ、分布定数回路を有する吸収抵抗１の値は８０
Ω、インピーダンス変換回路７の線路長は３４０μｍで
線路幅は４０μｍ、インピーダンス変換器８，９の線路
長は３４０μｍで線路幅は２５μｍとしてある。従来例
の線路幅５μｍに対して、本実施形態では線路幅を２０
μｍにしているため、図６より導体損を大幅に低減で
き、挿入損失を減らしているのと同時にインピーダンス
変換回路によってポートのリターンロスＳＩ，ＳＯをそ
れぞれ−３０ｄＢ以上にさせている。
【００２２】図４に第３の実施形態を示す。同じく中心
周波数７６ＧＨｚで、伝送線路２，３、４の線路長は３
４０μｍで線路幅は２０μｍ、伝送路６の線路長は１０
２０μｍで線路幅は２０μｍ、分布定数回路を有する吸
収抵抗１の値は８０Ω、インピーダンス変換回路７の線
路長は３４０μｍで線路幅は４０μｍ、インピーダンス
変換器８，９の線路長は３４０μｍで線路幅は２５μｍ
としてあるが、第２の実施形態と同じく、導体損低減に
よる挿入損失の低減ができ、ポートのリターンロスＳ
Ｉ、ＳＯを−３０ｄＢ以下にしている。
周波数７６ＧＨｚで、伝送線路２，３、４の線路長は３
４０μｍで線路幅は２０μｍ、伝送路６の線路長は１０
２０μｍで線路幅は２０μｍ、分布定数回路を有する吸
収抵抗１の値は８０Ω、インピーダンス変換回路７の線
路長は３４０μｍで線路幅は４０μｍ、インピーダンス
変換器８，９の線路長は３４０μｍで線路幅は２５μｍ
としてあるが、第２の実施形態と同じく、導体損低減に
よる挿入損失の低減ができ、ポートのリターンロスＳ
Ｉ、ＳＯを−３０ｄＢ以下にしている。
【００２３】また、入出力ポートを入れ替えて、電力合
成回路にしたものや、分布定数効果を有する抵抗や集中
定数として扱える抵抗Ｒを挿入した回路でも同じように
挿入損失を低減し、十分な入出力インピーダンスが保て
る。
成回路にしたものや、分布定数効果を有する抵抗や集中
定数として扱える抵抗Ｒを挿入した回路でも同じように
挿入損失を低減し、十分な入出力インピーダンスが保て
る。
【００２４】
【発明の効果】以上説明した本発明によればブランチラ
イン型等の電力分配回路において、すべての１／４波長
程度の伝送線路の、線路幅を１０μｍ以上にし、伝送線
路間にインピーダンス変換回路を設けてあるので、本来
の入出力インピーダンス整合、各ポートの入出力アイソ
レーションを保ったまま、従来例よりも導体損を減らし
て、挿入損失の低減させるのと同時にポートのインピー
ダンスを任意のＺｏに変換して整合させることができ
る。
イン型等の電力分配回路において、すべての１／４波長
程度の伝送線路の、線路幅を１０μｍ以上にし、伝送線
路間にインピーダンス変換回路を設けてあるので、本来
の入出力インピーダンス整合、各ポートの入出力アイソ
レーションを保ったまま、従来例よりも導体損を減らし
て、挿入損失の低減させるのと同時にポートのインピー
ダンスを任意のＺｏに変換して整合させることができ
る。
【図１】本発明の電力分配合成回路のブロック図
【図２】本発明の電力分配合成回路の周波数特性のグラ
フ
フ
【図３】実施形態２の電力分配合成回路のブロック図
【図４】実施形態３の電力分配合成回路のブロック図
【図５】従来の電力分配合成回路のブロック図
【図６】伝送線路幅Ｗと導体損の関係を示すグラフ
１ 吸収抵抗Ｒ ２ １／４波長程度の伝送線路Ａ ３ １／４波長程度の伝送線路Ｂ ４ １／４波長程度の伝送線路Ｃ ５ １／４波長程度の伝送線路Ｄ ６ ３／４波長程度の伝送線路Ｅ ７ インピーダンス変換回路Ａ ８ インピーダンス変換回路Ｂ ９ インピーダンス変換回路Ｃ １０ 入力ポート １１ 第１出力ポート １２ 第２出力ポート
Claims (5)
- 【請求項１】 ４分の１波長の伝送線路を４辺とする４
辺形回路の一つの頂点に吸収抵抗を接続し、残りの３頂
点にインピーダンス変換回路を接続し、前記インピーダ
ンス変換回路の一つを入力ポートとし、前記インピーダ
ンス変換回路の残りの２つを出力ポートとするブランチ
ライン型電力分配回路であって、 前記伝送線路の線路幅を１０μｍ以上とすることを特徴
とする電力分配回路。 - 【請求項２】 ３角形状の回路の一つの辺が吸収抵抗で
あり、残りの２辺が４分の１波長の伝送線路であり、前
記回路の各頂点にインピーダンス変換回路を接続し、前
記吸収抵抗の両端に接続されたインピーダンス変換回路
を出力ポートとし、残りのインピーダンス変換回路を入
力ポートとするウイルキンソン型電力分配回路であっ
て、 前記伝送線路の線路幅を１０μｍ以上とすることを特徴
とする電力分配回路。 - 【請求項３】 ４分の１波長の伝送線路を６角形状の回
路の６辺とし、前記回路の一つの頂点を第１頂点として
ここに第１インピーダンス変換回路を接続し、前記第１
頂点に隣接する２つの頂点のうちの一つの頂点を第２頂
点としてここに第２インピーダンス変換回路を接続し、
前記第２頂点に隣接する第３頂点に吸収抵抗を接続し、
前記第３頂点に隣接する第４頂点に第３インピーダンス
変換回路を接続し、前記第１インピーダンス変換回路を
入力ポートとし、前記第２及び第３インピーダンス変換
回路を出力ポートとし、前記出力ポートからの出力同士
の位相が１８０度異なるラットレース型電力分配回路で
あって、 前記伝送線路の線路幅を１０μｍ以上とすることを特徴
とする電力分配回路。 - 【請求項４】 前記吸収抵抗は、集中定数又は分布定数
で表される抵抗であることを特徴とする請求項１乃至３
のいずれか一つに記載された電力分配回路。 - 【請求項５】 前記入力ポートを出力ポートとし、前記
出力ポートを入力ポートとして、電力を合成することを
特徴とする請求項１乃至３のいずれか一つに記載された
電力分配回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7582799A JP2000278011A (ja) | 1999-03-19 | 1999-03-19 | 電力分配合成回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7582799A JP2000278011A (ja) | 1999-03-19 | 1999-03-19 | 電力分配合成回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000278011A true JP2000278011A (ja) | 2000-10-06 |
Family
ID=13587422
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7582799A Pending JP2000278011A (ja) | 1999-03-19 | 1999-03-19 | 電力分配合成回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000278011A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004538735A (ja) * | 2001-08-13 | 2004-12-24 | レイセオン・カンパニー | 隔離信号分割器／結合器および第１と第２の周波数の信号の結合方法 |
| JP2015220727A (ja) * | 2014-05-21 | 2015-12-07 | 三菱電機株式会社 | ウィルキンソン型分配器及び高周波回路 |
| EP4254653A4 (en) * | 2020-11-24 | 2024-10-02 | Toshiba Kk | HIGH FREQUENCY POWER DISTRIBUTOR |
-
1999
- 1999-03-19 JP JP7582799A patent/JP2000278011A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004538735A (ja) * | 2001-08-13 | 2004-12-24 | レイセオン・カンパニー | 隔離信号分割器／結合器および第１と第２の周波数の信号の結合方法 |
| JP2015220727A (ja) * | 2014-05-21 | 2015-12-07 | 三菱電機株式会社 | ウィルキンソン型分配器及び高周波回路 |
| EP4254653A4 (en) * | 2020-11-24 | 2024-10-02 | Toshiba Kk | HIGH FREQUENCY POWER DISTRIBUTOR |
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