JP2000209295A - ディジタル無線装置の歪補正回路 - Google Patents
ディジタル無線装置の歪補正回路Info
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- JP2000209295A JP2000209295A JP11007288A JP728899A JP2000209295A JP 2000209295 A JP2000209295 A JP 2000209295A JP 11007288 A JP11007288 A JP 11007288A JP 728899 A JP728899 A JP 728899A JP 2000209295 A JP2000209295 A JP 2000209295A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＰＡ（電力増幅器）３６の非線形特性で発生
する歪みを補正する。 【解決手段】 ベースバンド変調信号Ｉ1、Ｑ1を歪補正
部２２で歪補正し標本化周波数Ｆtxspでアナログ信号に
変換しＰＡ３６で増幅して送信し、送信信号の一部をフ
ィードバックして復調し、ＰＡ３６で生じた歪成分を検
出して歪成分を打ち消す歪補正係数を算出し、Ｉ1、Ｑ1
に乗算して歪補正するディジタル無線装置において、フ
ィードバックした送信信号を周波数ＦifのＩＦ信号に変
換する周波数変換部５２と、ＩＦ信号を周波数Ｆsp（Ｆ
spはＦtxspの２倍以上でＦif×４／ｍに等しく、ｍは３
以上の奇数）で標本化して第２ＩＦ信号に変換するＡ／
Ｄ変換部７６と、第２ＩＦ信号にディジタル直交復調処
理をして復調信号Ｉ4、Ｑ4を出力するディジタル直交復
調処理部７０と、Ｉ4、Ｑ4からエンベロープ成分を取り
出して歪成分検出用のＩ5、Ｑ5とするＬＰＦ７２、７４
とを具備する。
する歪みを補正する。 【解決手段】 ベースバンド変調信号Ｉ1、Ｑ1を歪補正
部２２で歪補正し標本化周波数Ｆtxspでアナログ信号に
変換しＰＡ３６で増幅して送信し、送信信号の一部をフ
ィードバックして復調し、ＰＡ３６で生じた歪成分を検
出して歪成分を打ち消す歪補正係数を算出し、Ｉ1、Ｑ1
に乗算して歪補正するディジタル無線装置において、フ
ィードバックした送信信号を周波数ＦifのＩＦ信号に変
換する周波数変換部５２と、ＩＦ信号を周波数Ｆsp（Ｆ
spはＦtxspの２倍以上でＦif×４／ｍに等しく、ｍは３
以上の奇数）で標本化して第２ＩＦ信号に変換するＡ／
Ｄ変換部７６と、第２ＩＦ信号にディジタル直交復調処
理をして復調信号Ｉ4、Ｑ4を出力するディジタル直交復
調処理部７０と、Ｉ4、Ｑ4からエンベロープ成分を取り
出して歪成分検出用のＩ5、Ｑ5とするＬＰＦ７２、７４
とを具備する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、送信デ−タにディ
ジタル直交変調処理及びルートナイキスト処理をしてベ
ースバンド変調信号を作成し、このベースバンド変調信
号をＤ／Ａ（ディジタル／アナログ）変換部（サンプリ
ング周波数Ｆtxsp）でアナログ信号に変換し電力増幅器
で増幅して送信信号を作成し、この送信信号の一部をフ
ィードバックして復調し、復調信号から電力増幅器で生
じた歪成分を検出し、この検出信号から歪成分を打ち消
すための歪補正係数を算出し、この歪補正係数をベース
バンド変調信号に乗算して送信信号の隣接チャネル漏洩
電力を抑圧するディジタル無線装置の歪補正回路に関す
るものである。
ジタル直交変調処理及びルートナイキスト処理をしてベ
ースバンド変調信号を作成し、このベースバンド変調信
号をＤ／Ａ（ディジタル／アナログ）変換部（サンプリ
ング周波数Ｆtxsp）でアナログ信号に変換し電力増幅器
で増幅して送信信号を作成し、この送信信号の一部をフ
ィードバックして復調し、復調信号から電力増幅器で生
じた歪成分を検出し、この検出信号から歪成分を打ち消
すための歪補正係数を算出し、この歪補正係数をベース
バンド変調信号に乗算して送信信号の隣接チャネル漏洩
電力を抑圧するディジタル無線装置の歪補正回路に関す
るものである。
【０００２】
【従来の技術】近年、ディジタル移動無線通信分野で
は、隣接チャネルの周波数間隔を小さくしてチャネル容
量を増加させるために、送信信号の狭帯域化が進められ
ている。このような周波数利用効率の向上を実現するた
めに、変調スペクトラム帯域幅の小さな変調方式が望ま
れ、ＰＳＫ（Phase Shift Keying）方式、ＱＡＭ（Quad
r-ature Amplitude Modulation）方式等の線形変調方式
が採用されるようになってきた。この線形変調方式を無
線通信に適用する場合、送信部の電力増幅器の振幅特性
及び位相特性の直線性が求められ、隣接チャネル漏洩電
力を抑圧することが重要である。一方、電力増幅器を使
用する際に重要な点は、電力効率の点でできるだけ高い
動作点（飽和点に近い領域）で動作させることであり、
非線形歪みによる隣接チャネル漏洩電力の増加が考えら
れる。また、線形性に劣る電力増幅器を用いて電力効率
の向上を図る場合（例えば、小型の無線装置で電力効率
の向上を図る場合）には、非線形歪みによる隣接チャネ
ル漏洩電力がますます増加してしまう。従って、電力増
幅器の非線形特性によって発生する歪みを補正する技術
が必須になってくる。すなわち、電力増幅器の入力電力
振幅対出力電力振幅特性、入力電力振幅対位相回転量
（又は群遅延量）特性の歪みにより発生する送信信号の
歪みを補正する技術が必須になってくる。この歪補正技
術として、アナログ方式ではカルテシアン、フィードフ
ォワード等、多数の歪補正方式が提案されているが、こ
れらのアナログ方式は回路規模が大きくなって小型化、
省電力化を図ることができないという問題点があり、帰
還ゲインを非常に大きくしなければならないため回路の
安定を図るための位相調整が難しいという問題点があっ
た。
は、隣接チャネルの周波数間隔を小さくしてチャネル容
量を増加させるために、送信信号の狭帯域化が進められ
ている。このような周波数利用効率の向上を実現するた
めに、変調スペクトラム帯域幅の小さな変調方式が望ま
れ、ＰＳＫ（Phase Shift Keying）方式、ＱＡＭ（Quad
r-ature Amplitude Modulation）方式等の線形変調方式
が採用されるようになってきた。この線形変調方式を無
線通信に適用する場合、送信部の電力増幅器の振幅特性
及び位相特性の直線性が求められ、隣接チャネル漏洩電
力を抑圧することが重要である。一方、電力増幅器を使
用する際に重要な点は、電力効率の点でできるだけ高い
動作点（飽和点に近い領域）で動作させることであり、
非線形歪みによる隣接チャネル漏洩電力の増加が考えら
れる。また、線形性に劣る電力増幅器を用いて電力効率
の向上を図る場合（例えば、小型の無線装置で電力効率
の向上を図る場合）には、非線形歪みによる隣接チャネ
ル漏洩電力がますます増加してしまう。従って、電力増
幅器の非線形特性によって発生する歪みを補正する技術
が必須になってくる。すなわち、電力増幅器の入力電力
振幅対出力電力振幅特性、入力電力振幅対位相回転量
（又は群遅延量）特性の歪みにより発生する送信信号の
歪みを補正する技術が必須になってくる。この歪補正技
術として、アナログ方式ではカルテシアン、フィードフ
ォワード等、多数の歪補正方式が提案されているが、こ
れらのアナログ方式は回路規模が大きくなって小型化、
省電力化を図ることができないという問題点があり、帰
還ゲインを非常に大きくしなければならないため回路の
安定を図るための位相調整が難しいという問題点があっ
た。
【０００３】最近では、ディジタル信号処理プロセッサ
（以下、単にＤＳＰという。）の進歩によりディジタル
信号処理技術で歪み補正する方式が可能となり、ディジ
タル信号処理による様々な非線形歪み補正方式が提案さ
れている。なかでも、送信信号の一部をフィードバック
してこれを復調してＤＳＰに取り込み、この復調信号か
ら電力増幅器の歪み量を検出し、ディジタル適応フィル
タ技術であるＬＭＳ（Least Mean Square）アルゴリズ
ムを用いた歪補正を行う研究、開発が盛んである。この
ようなＬＭＳアルゴリズムを用いた歪補正方式による従
来の回路は、図１０及び図１１又は図１２に示すように
構成されていた。
（以下、単にＤＳＰという。）の進歩によりディジタル
信号処理技術で歪み補正する方式が可能となり、ディジ
タル信号処理による様々な非線形歪み補正方式が提案さ
れている。なかでも、送信信号の一部をフィードバック
してこれを復調してＤＳＰに取り込み、この復調信号か
ら電力増幅器の歪み量を検出し、ディジタル適応フィル
タ技術であるＬＭＳ（Least Mean Square）アルゴリズ
ムを用いた歪補正を行う研究、開発が盛んである。この
ようなＬＭＳアルゴリズムを用いた歪補正方式による従
来の回路は、図１０及び図１１又は図１２に示すように
構成されていた。
【０００４】図１０に示した従来回路はＤＳＰ１０と送
信側ＲＦ（Radio Frequency）部１２を具備し、ＤＳＰ
１０内にπ／４シフトＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shi
ftKeying）マッピング部（以下、単にπ／４-ＱＰＳＫ
マッピング部という）１４、ルートナイキストフィルタ
１６、電力計算部１８、歪補正係数算出部２０及び歪補
正部２２を設け、送信側ＲＦ部１２内にＤ／Ａ変換部２
４、２６、アナログ直交変調部２８、周波数変換部３
０、３２、局部発振器３４、電力増幅器（以下、ＰＡと
いう）３６、方向性結合器３８、アナログ直交復調部４
０、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）４２、４４及びＡ／Ｄ
（アナログ／ディジタル）変換部４６、４８を設けてい
る。そして、送信デ−タがＤＳＰ１０に取り込まれる
と、π／４-ＱＰＳＫマッピング部１４及びルートナイ
キストフィルタ１６によってベースバンド変調信号
Ｉ 1、Ｑ1が生成し、歪補正部２２による複素積和演算処
理で歪み補正されて送信側ＲＦ部１２に出力する。送信
側ＲＦ部１２では、歪補正部２２で歪補正されたベース
バンド変調信号Ｉ 2、Ｑ2が、Ｄ／Ａ変換部２４、２６で
アナログ信号に変換され、アナログ直交変調部２８で直
交変調され、周波数変換部３０で無線周波数にアップコ
ンバージョンされ、ＰＡ３６で所定電力に増幅されて送
信信号となり、方向性結合器３８を経由した後にアンテ
ナ５０から出力する。ＰＡ３６から出力した送信信号の
一部は、方向性結合器３８で取り出され、周波数変換部
３２、アナログ直交復調部４０、ＬＰＦ４２、４４及び
Ａ／Ｄ変換部４６、４８によって復調され、ＤＳＰ１０
にフィードバックされる。ＤＳＰ１０では、歪補正係数
算出部２０により、電力計算部１８で求めた電力値Ｐに
応じて、まずベースバンド変調信号Ｉ1、Ｑ1をリファレ
ンス信号として送信側ＲＦ部１２からフィードバックさ
れた復調信号Ｉ3、Ｑ3に対する誤差成分（すなわち歪成
分）が検出され、ついで、この誤差成分を打ち消すため
の補正係数が算出される。この補正係数は電力値Ｐに応
じて歪補正部２２でベースバンド変調信号Ｉ1、Ｑ1に乗
算され、送信信号の隣接チャネル漏洩電力が抑圧され
る。
信側ＲＦ（Radio Frequency）部１２を具備し、ＤＳＰ
１０内にπ／４シフトＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shi
ftKeying）マッピング部（以下、単にπ／４-ＱＰＳＫ
マッピング部という）１４、ルートナイキストフィルタ
１６、電力計算部１８、歪補正係数算出部２０及び歪補
正部２２を設け、送信側ＲＦ部１２内にＤ／Ａ変換部２
４、２６、アナログ直交変調部２８、周波数変換部３
０、３２、局部発振器３４、電力増幅器（以下、ＰＡと
いう）３６、方向性結合器３８、アナログ直交復調部４
０、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）４２、４４及びＡ／Ｄ
（アナログ／ディジタル）変換部４６、４８を設けてい
る。そして、送信デ−タがＤＳＰ１０に取り込まれる
と、π／４-ＱＰＳＫマッピング部１４及びルートナイ
キストフィルタ１６によってベースバンド変調信号
Ｉ 1、Ｑ1が生成し、歪補正部２２による複素積和演算処
理で歪み補正されて送信側ＲＦ部１２に出力する。送信
側ＲＦ部１２では、歪補正部２２で歪補正されたベース
バンド変調信号Ｉ 2、Ｑ2が、Ｄ／Ａ変換部２４、２６で
アナログ信号に変換され、アナログ直交変調部２８で直
交変調され、周波数変換部３０で無線周波数にアップコ
ンバージョンされ、ＰＡ３６で所定電力に増幅されて送
信信号となり、方向性結合器３８を経由した後にアンテ
ナ５０から出力する。ＰＡ３６から出力した送信信号の
一部は、方向性結合器３８で取り出され、周波数変換部
３２、アナログ直交復調部４０、ＬＰＦ４２、４４及び
Ａ／Ｄ変換部４６、４８によって復調され、ＤＳＰ１０
にフィードバックされる。ＤＳＰ１０では、歪補正係数
算出部２０により、電力計算部１８で求めた電力値Ｐに
応じて、まずベースバンド変調信号Ｉ1、Ｑ1をリファレ
ンス信号として送信側ＲＦ部１２からフィードバックさ
れた復調信号Ｉ3、Ｑ3に対する誤差成分（すなわち歪成
分）が検出され、ついで、この誤差成分を打ち消すため
の補正係数が算出される。この補正係数は電力値Ｐに応
じて歪補正部２２でベースバンド変調信号Ｉ1、Ｑ1に乗
算され、送信信号の隣接チャネル漏洩電力が抑圧され
る。
【０００５】また、図１２に示した従来回路は、送信側
ＲＦ部１２ａに周波数変換部５２、局部発振器５３、Ａ
／Ｄ変換部５４、ディジタル直交復調処理部５６及びロ
ーパスフィルタ処理部５８を設け、方向性結合器３８で
取り出された送信信号が、周波数変換部５２でＩＦ信号
（中間周波数信号）にダウンコンバートされ、Ａ／Ｄ変
換部５４でディジタル信号に変換され、ディジタル直交
復調処理部５６及びローパスフィルタ処理部５８で復調
され、ＤＳＰ１０にフィードバックされる。
ＲＦ部１２ａに周波数変換部５２、局部発振器５３、Ａ
／Ｄ変換部５４、ディジタル直交復調処理部５６及びロ
ーパスフィルタ処理部５８を設け、方向性結合器３８で
取り出された送信信号が、周波数変換部５２でＩＦ信号
（中間周波数信号）にダウンコンバートされ、Ａ／Ｄ変
換部５４でディジタル信号に変換され、ディジタル直交
復調処理部５６及びローパスフィルタ処理部５８で復調
され、ＤＳＰ１０にフィードバックされる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図１０
に示した従来回路は、フィードバック系を構成するアナ
ログ直交復調部４０、ＬＰＦ４２、４４、Ａ／Ｄ変換部
４６、４８によって歪補正特性が著しく劣化するという
問題点があった。すなわち、アナログ直交復調部４０
は、図１１に示すように９０°移相器６２、乗算器６
４、６６等の線形性に乏しい部品で構成されているの
で、Ｉ／Ｑ直交誤差やＩ／Ｑゲイン誤差が生じ、歪補正
特性を劣化させる。例えば、基準信号発振器６８から出
力する基準信号の位相を９０°移相する９０°移相器６
２には通常±２°程度の誤差があり、Ｉ／Ｑ直交誤差が
生じ、復調Ｉ／Ｑ信号に振幅誤差が生じていた。また、
復調Ｉ／Ｑ信号のバラツキやＬＰＦ４２、４４の通過特
性の相違などにより、ＬＰＦ４２、４４から出力するＩ
／Ｑ信号に振幅誤差が生じていた。また、直交復調後の
Ｉ／Ｑ信号をＡ／Ｄ変換部４６、４８の入力レンジに合
わせるためにＤＣバイアス回路が必要になるが、ここで
生じるバイアス電圧誤差によってＤＣオフセットが発生
していた。
に示した従来回路は、フィードバック系を構成するアナ
ログ直交復調部４０、ＬＰＦ４２、４４、Ａ／Ｄ変換部
４６、４８によって歪補正特性が著しく劣化するという
問題点があった。すなわち、アナログ直交復調部４０
は、図１１に示すように９０°移相器６２、乗算器６
４、６６等の線形性に乏しい部品で構成されているの
で、Ｉ／Ｑ直交誤差やＩ／Ｑゲイン誤差が生じ、歪補正
特性を劣化させる。例えば、基準信号発振器６８から出
力する基準信号の位相を９０°移相する９０°移相器６
２には通常±２°程度の誤差があり、Ｉ／Ｑ直交誤差が
生じ、復調Ｉ／Ｑ信号に振幅誤差が生じていた。また、
復調Ｉ／Ｑ信号のバラツキやＬＰＦ４２、４４の通過特
性の相違などにより、ＬＰＦ４２、４４から出力するＩ
／Ｑ信号に振幅誤差が生じていた。また、直交復調後の
Ｉ／Ｑ信号をＡ／Ｄ変換部４６、４８の入力レンジに合
わせるためにＤＣバイアス回路が必要になるが、ここで
生じるバイアス電圧誤差によってＤＣオフセットが発生
していた。
【０００７】一方、図１２に示した従来回路は、ディジ
タル信号処理を行うディジタル直交復調処理部５６と直
交復調処理後のローパスフィルタ処理を行うローパスフ
ィルタ処理部５８を具備しているので、ディジタル直交
復調処理部５６のＩ／Ｑ直交誤差やＩ／Ｑゲイン誤差が
皆無となり、ローパスフィルタ処理部５８でＤＣオフセ
ットによるキャリアリーク成分を除去できるので、特性
向上を図ることができるが、次ぎのような問題点があっ
た。すなわち、一般にＩＦ信号をＡ／Ｄ変換する場合、
ナイキスト定理からＡ／Ｄ変換部５４のサンプリング周
波数は少なくともＩＦ信号の周波数Ｆｉｆ（例えば４０
０ＫＨｚ〜５００ＫＨｚ）の数倍の周波数（例えば数Ｍ
Ｈｚ）となるので、ディジタル直交復調処理部５６及び
ローパスフィルタ処理部５８をＤＳＰ１０内で構成する
ことが困難で、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate A
rray）やＰＬＤ（Programmable Logic Device）等のゲ
ートロジック回路で構成しなければならず、回路規模、
消費電力及びコスト面において実用的でないという問題
点があった。
タル信号処理を行うディジタル直交復調処理部５６と直
交復調処理後のローパスフィルタ処理を行うローパスフ
ィルタ処理部５８を具備しているので、ディジタル直交
復調処理部５６のＩ／Ｑ直交誤差やＩ／Ｑゲイン誤差が
皆無となり、ローパスフィルタ処理部５８でＤＣオフセ
ットによるキャリアリーク成分を除去できるので、特性
向上を図ることができるが、次ぎのような問題点があっ
た。すなわち、一般にＩＦ信号をＡ／Ｄ変換する場合、
ナイキスト定理からＡ／Ｄ変換部５４のサンプリング周
波数は少なくともＩＦ信号の周波数Ｆｉｆ（例えば４０
０ＫＨｚ〜５００ＫＨｚ）の数倍の周波数（例えば数Ｍ
Ｈｚ）となるので、ディジタル直交復調処理部５６及び
ローパスフィルタ処理部５８をＤＳＰ１０内で構成する
ことが困難で、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate A
rray）やＰＬＤ（Programmable Logic Device）等のゲ
ートロジック回路で構成しなければならず、回路規模、
消費電力及びコスト面において実用的でないという問題
点があった。
【０００８】詳述すると、現在使用されているＤＳＰ１
０では、数ＭＨｚで標本化されたデ−タを直交復調処
理、ローパスフィルタ処理を行って復調信号を生成し、
歪補正処理及び送信信号出力処理を１フレーム時間（数
＋ミリ秒）内で行うことは難しい。このため、ディジタ
ル直交復調処理部５６及びローパスフィルタ処理部５８
をＦＰＧＡやＰＬＤ等のゲートロジック回路で構成しな
ければならない。しかし、ゲートロジック回路でローパ
スフィルタ処理部５８のようなディジタルフィルタを構
成すると、数万ゲート級のＦＰＧＡでも数＋個必要とな
り、回路規模及び消費電力が大きくなり過ぎ、コスト面
で実用的でないという問題点があった。
０では、数ＭＨｚで標本化されたデ−タを直交復調処
理、ローパスフィルタ処理を行って復調信号を生成し、
歪補正処理及び送信信号出力処理を１フレーム時間（数
＋ミリ秒）内で行うことは難しい。このため、ディジタ
ル直交復調処理部５６及びローパスフィルタ処理部５８
をＦＰＧＡやＰＬＤ等のゲートロジック回路で構成しな
ければならない。しかし、ゲートロジック回路でローパ
スフィルタ処理部５８のようなディジタルフィルタを構
成すると、数万ゲート級のＦＰＧＡでも数＋個必要とな
り、回路規模及び消費電力が大きくなり過ぎ、コスト面
で実用的でないという問題点があった。
【０００９】本発明は、上述の問題点に鑑みてなされた
もので、直交復調処理の直交誤差やゲイン誤差を皆無と
して歪補正特性の向上を図ることができるとともに、小
型化及び省電力化を図ることのできるディジタル無線装
置の歪補正回路を提供することを目的とするものであ
る。
もので、直交復調処理の直交誤差やゲイン誤差を皆無と
して歪補正特性の向上を図ることができるとともに、小
型化及び省電力化を図ることのできるディジタル無線装
置の歪補正回路を提供することを目的とするものであ
る。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明は、送信デ−タに
ディジタル直交変調処理及びルートナイキスト処理をし
てベースバンド変調信号を作成し、このベースバンド変
調信号をＤ／Ａ変換部（サンプリング周波数Ｆtxsp）で
アナログ信号に変換し電力増幅器で増幅して送信信号を
作成し、この送信信号の一部をフィードバックして復調
し、復調信号から電力増幅器で生じた歪成分を検出して
歪成分を打ち消すための歪補正係数を算出し、この歪補
正係数をベースバンド変調信号に乗算して送信信号の隣
接チャネル漏洩電力を抑圧するようにしたディジタル無
線装置の歪補正回路において、フィードバックした送信
信号を周波数ＦifのＩＦ信号に変換する周波数変換部
と、ＩＦ信号を周波数Ｆsp（ＦspはＦtxspの２倍以上で
Ｆif×４／ｍに等しい条件を満たす周波数を表す。ｍは
３以上の奇数を表す。）で標本化してディジタル信号に
変換するＡ／Ｄ変換部と、このＡ／Ｄ変換部の出力信号
にディジタル直交復調処理をして互いに直交する復調信
号を出力するディジタル直交復調処理部と、このディジ
タル直交復調処理部の出力する復調信号からエンベロー
プ成分を取り出して歪成分検出用の復調信号とするロー
パスフィルタとを具備してなることを特徴とする。
ディジタル直交変調処理及びルートナイキスト処理をし
てベースバンド変調信号を作成し、このベースバンド変
調信号をＤ／Ａ変換部（サンプリング周波数Ｆtxsp）で
アナログ信号に変換し電力増幅器で増幅して送信信号を
作成し、この送信信号の一部をフィードバックして復調
し、復調信号から電力増幅器で生じた歪成分を検出して
歪成分を打ち消すための歪補正係数を算出し、この歪補
正係数をベースバンド変調信号に乗算して送信信号の隣
接チャネル漏洩電力を抑圧するようにしたディジタル無
線装置の歪補正回路において、フィードバックした送信
信号を周波数ＦifのＩＦ信号に変換する周波数変換部
と、ＩＦ信号を周波数Ｆsp（ＦspはＦtxspの２倍以上で
Ｆif×４／ｍに等しい条件を満たす周波数を表す。ｍは
３以上の奇数を表す。）で標本化してディジタル信号に
変換するＡ／Ｄ変換部と、このＡ／Ｄ変換部の出力信号
にディジタル直交復調処理をして互いに直交する復調信
号を出力するディジタル直交復調処理部と、このディジ
タル直交復調処理部の出力する復調信号からエンベロー
プ成分を取り出して歪成分検出用の復調信号とするロー
パスフィルタとを具備してなることを特徴とする。
【００１１】フィードバックした送信信号は、周波数変
換部によって周波数ＦifのＩＦ信号に変換され、Ａ／Ｄ
変換部でディジタル信号に変換される。このＡ／Ｄ変換
部のサンプリング周波数Ｆspは、送信信号を作成するＤ
／Ａ変換部のサンプリング周波数Ｆtxspの２倍以上で、
かつＩＦ信号の周波数Ｆifの４／ｍ（ｍは３以上の奇数
を表す。）倍に設定されている。すなわち、Ｆsp＝Ｆif
×４／ｍの条件とＦsp≧２Ｆtxspの条件とを満たすサン
プリング周波数ＦspでＩＦ信号を標本化（すなわちアン
ダーサンプリング）することによって、ＩＦ信号の情報
デ−タ成分が保持されたまま、サンプリング周波数Ｆsp
の１／４の周波数にダウンコンバートされた信号をＡ／
Ｄ変換部で生成して出力することができる。例えば、Ｆ
ifを４００ＫＨｚ〜５００ＫＨｚとすると、Ｆspはナイ
キスト周波数より低い周波数（最大でもｍ＝３の約５３
３ＫＨｚ〜約６６６ＫＨｚ）となり、Ａ／Ｄ変換部で生
成して出力する信号の周波数は１００ＫＨｚ〜１２５Ｋ
Ｈｚとなる。このため、ディジタル直交復調処理部、ロ
ーパスフィルタの処理速度を低く抑えることができ、Ｄ
ＳＰのディジタル信号処理で扱うことができる。したが
って、直交復調処理部の直交誤差やゲイン誤差を皆無と
して歪補正特性の向上を図ることができるとともに、使
用デバイスの軽減等により小型化・省電力化を図ること
ができる。
換部によって周波数ＦifのＩＦ信号に変換され、Ａ／Ｄ
変換部でディジタル信号に変換される。このＡ／Ｄ変換
部のサンプリング周波数Ｆspは、送信信号を作成するＤ
／Ａ変換部のサンプリング周波数Ｆtxspの２倍以上で、
かつＩＦ信号の周波数Ｆifの４／ｍ（ｍは３以上の奇数
を表す。）倍に設定されている。すなわち、Ｆsp＝Ｆif
×４／ｍの条件とＦsp≧２Ｆtxspの条件とを満たすサン
プリング周波数ＦspでＩＦ信号を標本化（すなわちアン
ダーサンプリング）することによって、ＩＦ信号の情報
デ−タ成分が保持されたまま、サンプリング周波数Ｆsp
の１／４の周波数にダウンコンバートされた信号をＡ／
Ｄ変換部で生成して出力することができる。例えば、Ｆ
ifを４００ＫＨｚ〜５００ＫＨｚとすると、Ｆspはナイ
キスト周波数より低い周波数（最大でもｍ＝３の約５３
３ＫＨｚ〜約６６６ＫＨｚ）となり、Ａ／Ｄ変換部で生
成して出力する信号の周波数は１００ＫＨｚ〜１２５Ｋ
Ｈｚとなる。このため、ディジタル直交復調処理部、ロ
ーパスフィルタの処理速度を低く抑えることができ、Ｄ
ＳＰのディジタル信号処理で扱うことができる。したが
って、直交復調処理部の直交誤差やゲイン誤差を皆無と
して歪補正特性の向上を図ることができるとともに、使
用デバイスの軽減等により小型化・省電力化を図ること
ができる。
【００１２】直交復調処理で現われる「０」信号成分に
よる歪補正特性劣化を防止するために、ローパスフィル
タをディジタル直交復調処理部の出力する復調信号のう
ちの周波数Ｆsp／２の周波数成分を除去してエンベロー
プ成分を取り出すように構成する。
よる歪補正特性劣化を防止するために、ローパスフィル
タをディジタル直交復調処理部の出力する復調信号のう
ちの周波数Ｆsp／２の周波数成分を除去してエンベロー
プ成分を取り出すように構成する。
【００１３】直交復調処理で現われる「０」信号成分に
よる歪補正特性劣化を防止するとともに、Ａ／Ｄ変換部
のＤＣオフセットの影響を皆無に等しい程度に軽減する
ために、ローパスフィルタを、ディジタル直交復調処理
部の出力する復調信号のうちの周波数Ｆsp／２及び周波
数Ｆsp／４の周波数成分を除去してエンベロープ成分を
取り出すように構成する。
よる歪補正特性劣化を防止するとともに、Ａ／Ｄ変換部
のＤＣオフセットの影響を皆無に等しい程度に軽減する
ために、ローパスフィルタを、ディジタル直交復調処理
部の出力する復調信号のうちの周波数Ｆsp／２及び周波
数Ｆsp／４の周波数成分を除去してエンベロープ成分を
取り出すように構成する。
【００１４】電源投入の初期時においても、隣接チャネ
ル漏洩電力を充分に抑圧できるようにするために、予め
複数段階の電力毎に設定された歪補正係数を記憶した外
部メモリと、電源投入時に外部メモリに記憶された歪補
正係数を読み出して内部メモリへ書き込み歪補正の初期
値とするメモリ制御機能とを具備する。
ル漏洩電力を充分に抑圧できるようにするために、予め
複数段階の電力毎に設定された歪補正係数を記憶した外
部メモリと、電源投入時に外部メモリに記憶された歪補
正係数を読み出して内部メモリへ書き込み歪補正の初期
値とするメモリ制御機能とを具備する。
【００１５】送信電力を制御する機能を具備しているも
のにおいて、送信電力制御の制御時と非制御時の切り替
え時においても、隣接チャネル漏洩電力を充分に抑圧で
きるようにするために、外部メモリは送信電力の制御時
と非制御時に対応した２種類の歪補正係数を予め記憶し
てなり、メモリ制御機能は、電源投入時に外部メモリか
ら内部メモリに書き込んだ２種類の歪補正係数のうちの
初期状態に対応した一方の歪補正係数を読み出して歪補
正の初期値とするとともに、電力制御の切り替え時に内
部メモリから対応した歪補正係数を読み出して切り替え
直後の歪補正の初期値とする。
のにおいて、送信電力制御の制御時と非制御時の切り替
え時においても、隣接チャネル漏洩電力を充分に抑圧で
きるようにするために、外部メモリは送信電力の制御時
と非制御時に対応した２種類の歪補正係数を予め記憶し
てなり、メモリ制御機能は、電源投入時に外部メモリか
ら内部メモリに書き込んだ２種類の歪補正係数のうちの
初期状態に対応した一方の歪補正係数を読み出して歪補
正の初期値とするとともに、電力制御の切り替え時に内
部メモリから対応した歪補正係数を読み出して切り替え
直後の歪補正の初期値とする。
【００１６】送信周波数チャネルの切り替えを制御する
チャネル切替制御機能を具備しているものにおいて、送
信周波数チャネルの切り替え時においても、隣接チャネ
ル漏洩電力を充分に抑圧できるようにするために、外部
メモリは各送信周波数チャネルに対応した複数種類の歪
補正係数を予め記憶してなり、メモリ制御機能は、電源
投入時に前記外部メモリから内部メモリへ書き込んだ複
数種類の歪補正係数のうちの初期状態に対応した１種類
の歪補正係数を読み出して歪補正の初期値とするととも
に、送信周波数チャネルの切り替え時に前記内部メモリ
から対応した歪補正係数を読み出して切り替え直後の歪
補正の初期値とする。
チャネル切替制御機能を具備しているものにおいて、送
信周波数チャネルの切り替え時においても、隣接チャネ
ル漏洩電力を充分に抑圧できるようにするために、外部
メモリは各送信周波数チャネルに対応した複数種類の歪
補正係数を予め記憶してなり、メモリ制御機能は、電源
投入時に前記外部メモリから内部メモリへ書き込んだ複
数種類の歪補正係数のうちの初期状態に対応した１種類
の歪補正係数を読み出して歪補正の初期値とするととも
に、送信周波数チャネルの切り替え時に前記内部メモリ
から対応した歪補正係数を読み出して切り替え直後の歪
補正の初期値とする。
【００１７】送信電力を制御する機能とチャネル切替制
御機能を具備しているものにおいて、送信電力の制御と
非制御の切り替え時においても、送信周波数チャネルの
切り替え時においても、隣接チャネル漏洩電力を充分に
抑圧できるようにするために、外部メモリは、送信電力
の制御時と非制御時のそれぞれについて各送信周波数チ
ャネルに対応した複数種類の歪補正係数を予め記憶して
なり、メモリ制御機能は、電源投入時に前記外部メモリ
から内部メモリに書き込んだ複数種類の歪補正係数のう
ちの初期状態に対応した１種類の歪補正係数を読み出し
て歪補正の初期値とするとともに、電力制御の切り替え
時と送信周波数チャネルの切り替え時に前記内部メモリ
から対応した歪補正係数を読み出して切り替え直後の歪
補正の初期値とする。
御機能を具備しているものにおいて、送信電力の制御と
非制御の切り替え時においても、送信周波数チャネルの
切り替え時においても、隣接チャネル漏洩電力を充分に
抑圧できるようにするために、外部メモリは、送信電力
の制御時と非制御時のそれぞれについて各送信周波数チ
ャネルに対応した複数種類の歪補正係数を予め記憶して
なり、メモリ制御機能は、電源投入時に前記外部メモリ
から内部メモリに書き込んだ複数種類の歪補正係数のう
ちの初期状態に対応した１種類の歪補正係数を読み出し
て歪補正の初期値とするとともに、電力制御の切り替え
時と送信周波数チャネルの切り替え時に前記内部メモリ
から対応した歪補正係数を読み出して切り替え直後の歪
補正の初期値とする。
【００１８】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態例を図
面により説明する。図１は本発明によるディジタル無線
装置の歪補正回路の一実施形態例を示すもので、図１
０、図１２と同一部分は同一符号とし説明を省略又は簡
略する。図１において、１０ａはＤＳＰ、１２ｂは送信
側ＲＦ部である。前記ＤＳＰ１０ａには、図１０のＤＳ
Ｐ１０と同様にπ／４-ＱＰＳＫマッピング部１４、ル
ートナイキストフィルタ１６、電力計算部１８、歪補正
係数算出部２０及び歪補正部２２が設けられているとと
もに、ディジタル直交復調処理部７０及びＬＰＦ（ロー
パスフィルタ）７２、７４が設けられている。前記送信
側ＲＦ部１２ｂには、図１２の送信側ＲＦ部１２ａと同
様にＤ／Ａ変換部２４、２６、アナログ直交変調部２
８、周波数変換部３０、５２、局部発振器３４、６０、
ＰＡ３６及び方向性結合器３８が設けられるとともに、
Ａ／Ｄ変換部７６が設けられている。
面により説明する。図１は本発明によるディジタル無線
装置の歪補正回路の一実施形態例を示すもので、図１
０、図１２と同一部分は同一符号とし説明を省略又は簡
略する。図１において、１０ａはＤＳＰ、１２ｂは送信
側ＲＦ部である。前記ＤＳＰ１０ａには、図１０のＤＳ
Ｐ１０と同様にπ／４-ＱＰＳＫマッピング部１４、ル
ートナイキストフィルタ１６、電力計算部１８、歪補正
係数算出部２０及び歪補正部２２が設けられているとと
もに、ディジタル直交復調処理部７０及びＬＰＦ（ロー
パスフィルタ）７２、７４が設けられている。前記送信
側ＲＦ部１２ｂには、図１２の送信側ＲＦ部１２ａと同
様にＤ／Ａ変換部２４、２６、アナログ直交変調部２
８、周波数変換部３０、５２、局部発振器３４、６０、
ＰＡ３６及び方向性結合器３８が設けられるとともに、
Ａ／Ｄ変換部７６が設けられている。
【００１９】前記Ａ／Ｄ変換部７６は、前記周波数変換
部５２で周波数がダウンコンバートされたＩＦ信号を、
サンプリング周波数Ｆｓｐでサンプリングして得た第２
ＩＦ信号を出力する。このＦｓｐは次ぎの（１）式を満
たすとともに、前記Ｄ／Ａ変換部２４、２６のサンプリ
ング周波数Ｆｔｘｓｐの２倍以上の整数倍に設定されて
いる。 Ｆｓｐ＝Ｆｉｆ×４／ｍ…（１） （１）式においてｍは３以上の奇数（３、５、７、…）
を表し、ＩＦ信号をナイキスト周波数（２Ｆｉｆ以上の
周波数）以下のサンプリング周波数でサンプリング（以
下、単にアンダーサンプリングという。）していること
を表している。また、ＦｓｐをＦｔｘｓｐの２倍以上に
設定したのは、送信側ＲＦ部１２ｂから出力する送信信
号（歪成分を含む）を忠実に検出するためには、フィー
ドバック側のＡ／Ｄ変換部７６のサンプリング周波数Ｆ
ｓｐを、送信側のサンプリング周波数Ｆｔｘｓｐの２倍
以上に設定しておく必要があるからである。
部５２で周波数がダウンコンバートされたＩＦ信号を、
サンプリング周波数Ｆｓｐでサンプリングして得た第２
ＩＦ信号を出力する。このＦｓｐは次ぎの（１）式を満
たすとともに、前記Ｄ／Ａ変換部２４、２６のサンプリ
ング周波数Ｆｔｘｓｐの２倍以上の整数倍に設定されて
いる。 Ｆｓｐ＝Ｆｉｆ×４／ｍ…（１） （１）式においてｍは３以上の奇数（３、５、７、…）
を表し、ＩＦ信号をナイキスト周波数（２Ｆｉｆ以上の
周波数）以下のサンプリング周波数でサンプリング（以
下、単にアンダーサンプリングという。）していること
を表している。また、ＦｓｐをＦｔｘｓｐの２倍以上に
設定したのは、送信側ＲＦ部１２ｂから出力する送信信
号（歪成分を含む）を忠実に検出するためには、フィー
ドバック側のＡ／Ｄ変換部７６のサンプリング周波数Ｆ
ｓｐを、送信側のサンプリング周波数Ｆｔｘｓｐの２倍
以上に設定しておく必要があるからである。
【００２０】前記ディジタル直交復調処理部７０は、前
記Ａ／Ｄ変換部７６から出力する第２ＩＦ信号に、９０
°の位相差をもったＩ側とＱ側のディジタルローカル信
号（以下、単にＬｏ信号という。）を順次乗算して互い
に直交する復調信号Ｉ4、Ｑ4を出力する。前記ＬＰＦ７
２、７４は、前記ディジタル直交復調処理部７０の直交
復調処理で得られた復調信号Ｉ4、Ｑ4からＦｓｐ／２及
びＦｓｐ／４の周波数成分を除去してエンベロープ成分
を取り出すとともに、ＤＣオフセットの影響を軽減す
る。すなわち、「０」振幅成分が２／Ｆｓｐの周期で交
互に混入している復調信号Ｉ 4、Ｑ4からＦｓｐ／２の周
波数成分を除去することによってエンベロープ成分（情
報デ−タ信号成分）のみを取り出し、ＤＣオフセット成
分の直交復調処理で発生するＦｓｐ／４の周波数成分を
除去することによってＤＣオフセットの影響を軽減す
る。
記Ａ／Ｄ変換部７６から出力する第２ＩＦ信号に、９０
°の位相差をもったＩ側とＱ側のディジタルローカル信
号（以下、単にＬｏ信号という。）を順次乗算して互い
に直交する復調信号Ｉ4、Ｑ4を出力する。前記ＬＰＦ７
２、７４は、前記ディジタル直交復調処理部７０の直交
復調処理で得られた復調信号Ｉ4、Ｑ4からＦｓｐ／２及
びＦｓｐ／４の周波数成分を除去してエンベロープ成分
を取り出すとともに、ＤＣオフセットの影響を軽減す
る。すなわち、「０」振幅成分が２／Ｆｓｐの周期で交
互に混入している復調信号Ｉ 4、Ｑ4からＦｓｐ／２の周
波数成分を除去することによってエンベロープ成分（情
報デ−タ信号成分）のみを取り出し、ＤＣオフセット成
分の直交復調処理で発生するＦｓｐ／４の周波数成分を
除去することによってＤＣオフセットの影響を軽減す
る。
【００２１】前記歪補正係数算出部２０は、図２に示す
ように、前記ＰＡ３６で生じた歪み量を検出する誤差検
出部７７と、歪補正を行う際に用いる電力毎の補正係数
ＨＰの初期値及び更新値を記憶する係数テーブル７８
と、歪補正を行う際に用いる電力毎の補正係数ＨＰを演
算して出力するとともに、前記係数テーブル７８の補正
係数ＨＰを更新する係数演算部８０とで構成されてい
る。
ように、前記ＰＡ３６で生じた歪み量を検出する誤差検
出部７７と、歪補正を行う際に用いる電力毎の補正係数
ＨＰの初期値及び更新値を記憶する係数テーブル７８
と、歪補正を行う際に用いる電力毎の補正係数ＨＰを演
算して出力するとともに、前記係数テーブル７８の補正
係数ＨＰを更新する係数演算部８０とで構成されてい
る。
【００２２】前記誤差検出部７７は、前記ルートナイキ
ストフィルタ１６から出力したベースバンド変調信号Ｉ
1、Ｑ1をリファレンス信号として、前記ＬＰＦ７２、７
４で取り出したエンベロープ成分を２倍（２倍するため
の回路表示を省略し、なぜ２倍するかは後述の作用の項
で説明する。）したベースバンド復調信号Ｉ5、Ｑ5と比
較し、Ｉ、Ｑそれぞれの差分を誤差成分（歪成分）εと
して出力する。前記係数テーブル７８には、ベースバン
ド変調信号Ｉ1、Ｑ1の電力変動範囲を小さい方から大き
い方に向かってｎ（ｎは２以上の整数を表す。）段階に
区分したΔＰ１、ΔＰ２、ΔＰ３、…、ΔＰｎの電力毎
に、歪補正係数ＨＰ１、ＨＰ２、ＨＰ３、…、ＨＰｎが
更新可能に記憶されている。例えば、ベースバンド変調
信号Ｉ1、Ｑ1の電力変動範囲は、π／４-ＱＰＳＫマッ
ピング部１４のπ／４-ＱＰＳＫ変調でロールオフ率が
０．５の場合、変調波形の平均電力に対して−１１ｄＢ
〜＋３ｄＢの電力変動があることがわかっている。ま
た、歪補正係数ＨＰは実部（実数部）と虚部（虚数部）
からなり、初期値としては例えばＨＰ（実部）＝１、Ｈ
Ｐ（虚部）＝０に設定され、更新されていく。前記係数
演算部８０は、前記誤差検出部７７で検出された誤差成
分εと、前記電力計算部１８で求めた電力値Ｐ（ベース
バンド変調信号Ｉ1、Ｑ1の電力値）に応じて前記係数テ
ーブル７８から読み出された歪補正係数ＨＰ（旧）とを
次式（２）に代入して新たな歪補正係数ＨＰ（新）を求
める演算を行い、この歪補正係数ＨＰ（新）を前記歪補
正部２２へ出力するとともに、更新値として前記係数テ
ーブル７８へ出力する。 ＨＰ（新）＝ＨＰ（旧）｛１＋μ×ε×Ｚ（ｊ）｝…（２） （２）式においてμは補正量の大きさを制御するパラメ
ータであるステップサイズ、Ｚ（ｊ）はフィードバック
サンプルの複素共役を表す。ここで、フィードバックサ
ンプルとは直交復調されたデ−タを表し、π／４-ＱＰ
ＳＫ変調が２ビットデ−タ（Ｉデ−タ、Ｑデ−タ）であ
るため、復調されるデ−タはＩデ−タ、Ｑデ−タとな
り、複素数表現ではＩ（デ−タ）＋ｊＱ（デ−タ）とな
る。このため、フィードバックサンプルの複素共役を表
すＺ（ｊ）はＩ（デ−タ）−ｊＱ（デ−タ）となる。
ストフィルタ１６から出力したベースバンド変調信号Ｉ
1、Ｑ1をリファレンス信号として、前記ＬＰＦ７２、７
４で取り出したエンベロープ成分を２倍（２倍するため
の回路表示を省略し、なぜ２倍するかは後述の作用の項
で説明する。）したベースバンド復調信号Ｉ5、Ｑ5と比
較し、Ｉ、Ｑそれぞれの差分を誤差成分（歪成分）εと
して出力する。前記係数テーブル７８には、ベースバン
ド変調信号Ｉ1、Ｑ1の電力変動範囲を小さい方から大き
い方に向かってｎ（ｎは２以上の整数を表す。）段階に
区分したΔＰ１、ΔＰ２、ΔＰ３、…、ΔＰｎの電力毎
に、歪補正係数ＨＰ１、ＨＰ２、ＨＰ３、…、ＨＰｎが
更新可能に記憶されている。例えば、ベースバンド変調
信号Ｉ1、Ｑ1の電力変動範囲は、π／４-ＱＰＳＫマッ
ピング部１４のπ／４-ＱＰＳＫ変調でロールオフ率が
０．５の場合、変調波形の平均電力に対して−１１ｄＢ
〜＋３ｄＢの電力変動があることがわかっている。ま
た、歪補正係数ＨＰは実部（実数部）と虚部（虚数部）
からなり、初期値としては例えばＨＰ（実部）＝１、Ｈ
Ｐ（虚部）＝０に設定され、更新されていく。前記係数
演算部８０は、前記誤差検出部７７で検出された誤差成
分εと、前記電力計算部１８で求めた電力値Ｐ（ベース
バンド変調信号Ｉ1、Ｑ1の電力値）に応じて前記係数テ
ーブル７８から読み出された歪補正係数ＨＰ（旧）とを
次式（２）に代入して新たな歪補正係数ＨＰ（新）を求
める演算を行い、この歪補正係数ＨＰ（新）を前記歪補
正部２２へ出力するとともに、更新値として前記係数テ
ーブル７８へ出力する。 ＨＰ（新）＝ＨＰ（旧）｛１＋μ×ε×Ｚ（ｊ）｝…（２） （２）式においてμは補正量の大きさを制御するパラメ
ータであるステップサイズ、Ｚ（ｊ）はフィードバック
サンプルの複素共役を表す。ここで、フィードバックサ
ンプルとは直交復調されたデ−タを表し、π／４-ＱＰ
ＳＫ変調が２ビットデ−タ（Ｉデ−タ、Ｑデ−タ）であ
るため、復調されるデ−タはＩデ−タ、Ｑデ−タとな
り、複素数表現ではＩ（デ−タ）＋ｊＱ（デ−タ）とな
る。このため、フィードバックサンプルの複素共役を表
すＺ（ｊ）はＩ（デ−タ）−ｊＱ（デ−タ）となる。
【００２３】前記歪補正部２２は、次式（３）、（４）
に示すように、前記ルートナイキストフィルタ１６から
出力したベースバンド変調信号Ｉ1、Ｑ1に、前記電力計
算部１８で求めた電力値Ｐ（例えばΔＰ３の段階に属す
る）に応じて前記係数演算部８０から出力する歪補正係
数ＨＰ（例えばＨＰ３）を乗算して、歪補正されたベー
スバンド変調信号Ｉ2、Ｑ2を出力する。 Ｉ2（ｔ）＝Ｉ1（ｔ）×ＨＰ（実部）−Ｑ1（ｔ）×ＨＰ（虚部）…（３） Ｑ2（ｔ）＝Ｑ1（ｔ）×ＨＰ（実部）−Ｉ1（ｔ）×ＨＰ（虚部）…（４）
に示すように、前記ルートナイキストフィルタ１６から
出力したベースバンド変調信号Ｉ1、Ｑ1に、前記電力計
算部１８で求めた電力値Ｐ（例えばΔＰ３の段階に属す
る）に応じて前記係数演算部８０から出力する歪補正係
数ＨＰ（例えばＨＰ３）を乗算して、歪補正されたベー
スバンド変調信号Ｉ2、Ｑ2を出力する。 Ｉ2（ｔ）＝Ｉ1（ｔ）×ＨＰ（実部）−Ｑ1（ｔ）×ＨＰ（虚部）…（３） Ｑ2（ｔ）＝Ｑ1（ｔ）×ＨＰ（実部）−Ｉ1（ｔ）×ＨＰ（虚部）…（４）
【００２４】つぎに図１及び図２の作用を図３〜図８を
併用して説明する。 （１）送信デ−タがＤＳＰ１０ａに取り込まれると、π
／４-ＱＰＳＫマッピング部１４及びルートナイキスト
フィルタ１６によってベースバンド変調信号Ｉ 1、Ｑ1が
生成し、歪補正部２２による複素積和演算処理で歪み補
正されたベースバンド変調信号Ｉ2、Ｑ2が送信側ＲＦ部
１２ｂに出力する。送信側ＲＦ部１２ｂでは、歪補正部
２２で歪補正されたベースバンド変調信号Ｉ2、Ｑ2が、
Ｄ／Ａ変換部２４、２６でアナログ信号に変換され、ア
ナログ直交変調部２８で直交変調され、周波数変換部３
０で無線周波数にアップコンバージョンされ、ＰＡ３６
で所定電力に増幅されて送信信号となり、方向性結合器
３８を経由した後にアンテナ５０から基地局等へ出力す
る。
併用して説明する。 （１）送信デ−タがＤＳＰ１０ａに取り込まれると、π
／４-ＱＰＳＫマッピング部１４及びルートナイキスト
フィルタ１６によってベースバンド変調信号Ｉ 1、Ｑ1が
生成し、歪補正部２２による複素積和演算処理で歪み補
正されたベースバンド変調信号Ｉ2、Ｑ2が送信側ＲＦ部
１２ｂに出力する。送信側ＲＦ部１２ｂでは、歪補正部
２２で歪補正されたベースバンド変調信号Ｉ2、Ｑ2が、
Ｄ／Ａ変換部２４、２６でアナログ信号に変換され、ア
ナログ直交変調部２８で直交変調され、周波数変換部３
０で無線周波数にアップコンバージョンされ、ＰＡ３６
で所定電力に増幅されて送信信号となり、方向性結合器
３８を経由した後にアンテナ５０から基地局等へ出力す
る。
【００２５】（２）ＰＡ３６から出力した送信信号の一
部は、方向性結合器３８で取り出され、周波数変換部５
２で周波数ＦｉｆのＩＦ信号にダウンコンバージョンさ
れ、Ａ／Ｄ変換部７６に入力する。Ａ／Ｄ変換部７６
は、ＩＦ信号をサンプリング周波数Ｆｓｐでアンダーサ
ンプリングしてディジタル信号である第２ＩＦ信号を生
成し、ＤＳＰ１０ａ内のディジタル直交復調処理部７０
へ出力する。説明の便宜上ＩＦ信号をｓｉｎ波とし、前
記式（１）でｍ＝５とすると、アンダーサンプリングの
サンプリング周波数ＦｓｐはＩＦ信号の周波数Ｆｉｆの
４／５倍となるので、図３に示すように、アンダーサン
プリングの標本化周期１／ＦｓｐはＩＦ信号の周期１／
Ｆｉｆの５／４倍となる。すなわち、ＩＦ信号に対して
９０°位相が遅れた点（図３中に●印で示した点）をサ
ンプリングすることになり、●印で示した点の軌跡はＩ
Ｆ信号同様ｓｉｎ波であり、その周期はサンプリング周
期１／Ｆｓｐの４倍となる。ｍ＝５以外のとき（例えば
３、７、９、…）も同様である。つまり、式（１）が成
立するサンプリング周波数ＦｓｐでＩＦ信号をアンダー
サンプリングすることにより、Ａ／Ｄ変換部７６の出力
側にはＦｓｐ／４の周波数に周波数変換された第２ＩＦ
信号が生成される。図３において、↑印は４倍オーバー
サンプリングのサンプル点を表す。また、送信信号（歪
成分を含む）を忠実に検出するためには、ＦｓｐはＦｔ
ｘｓｐの２倍以上に設定されていなければならない（詳
しくは後述する。）。
部は、方向性結合器３８で取り出され、周波数変換部５
２で周波数ＦｉｆのＩＦ信号にダウンコンバージョンさ
れ、Ａ／Ｄ変換部７６に入力する。Ａ／Ｄ変換部７６
は、ＩＦ信号をサンプリング周波数Ｆｓｐでアンダーサ
ンプリングしてディジタル信号である第２ＩＦ信号を生
成し、ＤＳＰ１０ａ内のディジタル直交復調処理部７０
へ出力する。説明の便宜上ＩＦ信号をｓｉｎ波とし、前
記式（１）でｍ＝５とすると、アンダーサンプリングの
サンプリング周波数ＦｓｐはＩＦ信号の周波数Ｆｉｆの
４／５倍となるので、図３に示すように、アンダーサン
プリングの標本化周期１／ＦｓｐはＩＦ信号の周期１／
Ｆｉｆの５／４倍となる。すなわち、ＩＦ信号に対して
９０°位相が遅れた点（図３中に●印で示した点）をサ
ンプリングすることになり、●印で示した点の軌跡はＩ
Ｆ信号同様ｓｉｎ波であり、その周期はサンプリング周
期１／Ｆｓｐの４倍となる。ｍ＝５以外のとき（例えば
３、７、９、…）も同様である。つまり、式（１）が成
立するサンプリング周波数ＦｓｐでＩＦ信号をアンダー
サンプリングすることにより、Ａ／Ｄ変換部７６の出力
側にはＦｓｐ／４の周波数に周波数変換された第２ＩＦ
信号が生成される。図３において、↑印は４倍オーバー
サンプリングのサンプル点を表す。また、送信信号（歪
成分を含む）を忠実に検出するためには、ＦｓｐはＦｔ
ｘｓｐの２倍以上に設定されていなければならない（詳
しくは後述する。）。
【００２６】（３）ディジタル直交復調処理部７０は、
Ａ／Ｄ変換部７６から出力する第２ＩＦ信号に、図４
（ａ）（ｂ）に示すような９０°の位相差をもったＩ側
Ｌｏ信号とＱ側Ｌｏ信号を順次乗算して互いに直交する
復調信号Ｉ4、Ｑ4を出力する。Ｉ側Ｌｏ信号は、図４
（ａ）に示すように、期間１／Ｆｓｐ（位相差９０°に
相当）毎に「＋１」、「０」、「−１」、「０」の状態
の信号となり、４状態で１周期（４／Ｆｓｐ）を構成す
る。Ｑ側Ｌｏ信号は、図４（ｂ）に示すようにＩ側Ｌｏ
信号に対して９０°位相が遅れた（又は進んだ）
「０」、「＋１」、「０」、「−１」の４状態で１周期
を構成する。このため、ディジタル直交復調処理部７０
では、第２ＩＦ信号の１サンプル毎に、Ｉ側Ｌｏ信号
（Ｑ側Ｌｏ信号）を順次繰り返して乗算することにより
直交復調処理され、第２ＩＦ信号と同様の周波数Ｆｓｐ
／４のＬｏ信号（Ｑ側Ｌｏ信号はＩ側Ｌｏ信号に対して
９０°位相が遅れた（又は進んだ）信号）との乗算結果
としてベースバンド復調信号Ｉ4、Ｑ4が生成される。こ
のベースバンド復調信号Ｉ4、Ｑ4は、図５に示すよう
に、Ｉ側Ｌｏ信号、Ｑ側Ｌｏ信号とも期間２／Ｆｓｐ毎
に「０」信号が存在する。
Ａ／Ｄ変換部７６から出力する第２ＩＦ信号に、図４
（ａ）（ｂ）に示すような９０°の位相差をもったＩ側
Ｌｏ信号とＱ側Ｌｏ信号を順次乗算して互いに直交する
復調信号Ｉ4、Ｑ4を出力する。Ｉ側Ｌｏ信号は、図４
（ａ）に示すように、期間１／Ｆｓｐ（位相差９０°に
相当）毎に「＋１」、「０」、「−１」、「０」の状態
の信号となり、４状態で１周期（４／Ｆｓｐ）を構成す
る。Ｑ側Ｌｏ信号は、図４（ｂ）に示すようにＩ側Ｌｏ
信号に対して９０°位相が遅れた（又は進んだ）
「０」、「＋１」、「０」、「−１」の４状態で１周期
を構成する。このため、ディジタル直交復調処理部７０
では、第２ＩＦ信号の１サンプル毎に、Ｉ側Ｌｏ信号
（Ｑ側Ｌｏ信号）を順次繰り返して乗算することにより
直交復調処理され、第２ＩＦ信号と同様の周波数Ｆｓｐ
／４のＬｏ信号（Ｑ側Ｌｏ信号はＩ側Ｌｏ信号に対して
９０°位相が遅れた（又は進んだ）信号）との乗算結果
としてベースバンド復調信号Ｉ4、Ｑ4が生成される。こ
のベースバンド復調信号Ｉ4、Ｑ4は、図５に示すよう
に、Ｉ側Ｌｏ信号、Ｑ側Ｌｏ信号とも期間２／Ｆｓｐ毎
に「０」信号が存在する。
【００２７】（４）前記（３）に記述したようにディジ
タル直交復調処理部７０で直交復調処理されたベースバ
ンド復調信号Ｉ4、Ｑ4には、期間２／Ｆｓｐ毎に「０」
信号が存在するので、送信側ＲＦ部１２ｂから出力する
送信信号（歪成分を含む）を忠実に検出するためには、
前記（２）におけるＡ／Ｄ変換部７６のアンダーサンプ
リング周波数Ｆｓｐは送信側のサンプリング周波数Ｆｔ
ｘｓｐの２倍以上に設定されていなければならない。説
明の便宜上、π／４-ＱＰＳＫマッピング部１４におい
て、送信シンボルレート１６ｋボー（３２ｋｂｐｓ）の
送信デ−タに対して８倍オーバーサンプリングで変調信
号を出力する場合について考えると、送信側のＤ／Ａ変
換部２４、２６のサンプリング周波数は１２８ｋＨｚ
（＝１６ｋ×８）となる。この場合、送信デ−タの周波
数帯域は１６ｋＨｚであるが、Ｄ／Ａ変換部２４、２６
のサンプリング周波数が１２８ｋＨｚであることから、
サンプリング定理により６４ｋＨｚ（＝１２８ｋＨｚ／
２）の帯域までの送信信号成分を出力していることにな
る。すなわち、Ｄ／Ａ変換部２４、２６から出力する信
号は、図６（ａ）に示すように、周波数帯域１６ｋＨｚ
の送信デ−タ及び６４ｋＨｚ帯域内までの逆歪成分とな
る。図６（ａ）において、ＦＷ１はＤ／Ａ変換部２４、
２６より出力される信号の周波数帯域を表す。次に６４
ｋＨｚ帯域の送信信号をフィードバック側Ａ／Ｄ変換部
７６で送信側Ｄ／Ａ変換部２４、２６のサンプリング周
波数と同様の周波数１２８ｋＨｚでサンプリングした場
合を考えると、直交復調処理されたベースバンド復調信
号Ｉ4、Ｑ4に「０」信号が存在するため、実際の復調デ
−タは６４ｋＨｚ（＝Ｆｓｐ／２）間隔となる。これは
ベースバンド信号Ｉ、Ｑに対しては６４ｋＨｚでサンプ
リングしたことと同様となるので、図６（ｂ）に示すよ
うに、サンプリング後の信号成分（周波数帯域）は３２
ｋＨｚ（＝６４ｋＨｚ／２）となり、直交復調処理され
たベースバンド復調信号Ｉ4、Ｑ4からは３２ｋＨｚ〜６
４ｋＨｚに含まれる歪成分（図中点線で示す）の検出が
不可能になってします。図６（ｂ）において、ＦＷ２
は、Ｆｓｐを１２８ｋＨｚとした場合にディジタル直交
復調処理部７０で復調可能な信号帯域（０〜３２ｋＨ
ｚ）を表す。従って、送信側ＲＦ部１２ｂから出力する
送信信号（歪成分を含む）を忠実に検出するためには、
Ａ／Ｄ変換部７６のアンダーサンプリングのサンプリン
グ周波数Ｆｓｐは送信側のサンプリング周波数Ｆｔｘｓ
ｐの２倍（例えば２５６ｋＨｚ）以上に設定されていな
ければならない。
タル直交復調処理部７０で直交復調処理されたベースバ
ンド復調信号Ｉ4、Ｑ4には、期間２／Ｆｓｐ毎に「０」
信号が存在するので、送信側ＲＦ部１２ｂから出力する
送信信号（歪成分を含む）を忠実に検出するためには、
前記（２）におけるＡ／Ｄ変換部７６のアンダーサンプ
リング周波数Ｆｓｐは送信側のサンプリング周波数Ｆｔ
ｘｓｐの２倍以上に設定されていなければならない。説
明の便宜上、π／４-ＱＰＳＫマッピング部１４におい
て、送信シンボルレート１６ｋボー（３２ｋｂｐｓ）の
送信デ−タに対して８倍オーバーサンプリングで変調信
号を出力する場合について考えると、送信側のＤ／Ａ変
換部２４、２６のサンプリング周波数は１２８ｋＨｚ
（＝１６ｋ×８）となる。この場合、送信デ−タの周波
数帯域は１６ｋＨｚであるが、Ｄ／Ａ変換部２４、２６
のサンプリング周波数が１２８ｋＨｚであることから、
サンプリング定理により６４ｋＨｚ（＝１２８ｋＨｚ／
２）の帯域までの送信信号成分を出力していることにな
る。すなわち、Ｄ／Ａ変換部２４、２６から出力する信
号は、図６（ａ）に示すように、周波数帯域１６ｋＨｚ
の送信デ−タ及び６４ｋＨｚ帯域内までの逆歪成分とな
る。図６（ａ）において、ＦＷ１はＤ／Ａ変換部２４、
２６より出力される信号の周波数帯域を表す。次に６４
ｋＨｚ帯域の送信信号をフィードバック側Ａ／Ｄ変換部
７６で送信側Ｄ／Ａ変換部２４、２６のサンプリング周
波数と同様の周波数１２８ｋＨｚでサンプリングした場
合を考えると、直交復調処理されたベースバンド復調信
号Ｉ4、Ｑ4に「０」信号が存在するため、実際の復調デ
−タは６４ｋＨｚ（＝Ｆｓｐ／２）間隔となる。これは
ベースバンド信号Ｉ、Ｑに対しては６４ｋＨｚでサンプ
リングしたことと同様となるので、図６（ｂ）に示すよ
うに、サンプリング後の信号成分（周波数帯域）は３２
ｋＨｚ（＝６４ｋＨｚ／２）となり、直交復調処理され
たベースバンド復調信号Ｉ4、Ｑ4からは３２ｋＨｚ〜６
４ｋＨｚに含まれる歪成分（図中点線で示す）の検出が
不可能になってします。図６（ｂ）において、ＦＷ２
は、Ｆｓｐを１２８ｋＨｚとした場合にディジタル直交
復調処理部７０で復調可能な信号帯域（０〜３２ｋＨ
ｚ）を表す。従って、送信側ＲＦ部１２ｂから出力する
送信信号（歪成分を含む）を忠実に検出するためには、
Ａ／Ｄ変換部７６のアンダーサンプリングのサンプリン
グ周波数Ｆｓｐは送信側のサンプリング周波数Ｆｔｘｓ
ｐの２倍（例えば２５６ｋＨｚ）以上に設定されていな
ければならない。
【００２８】（５）ＬＰＦ７２、７４は、ディジタル直
交復調処理部７０の直交復調処理で得られた復調信号Ｉ
4、Ｑ4からＦｓｐ／２及びＦｓｐ／４の周波数成分を除
去してエンベロープ成分を取り出すとともに、ＤＣオフ
セットの影響を軽減する。すなわち、直交復調処理で得
られた復調信号Ｉ4、Ｑ4は、図５及び図７（ａ）に示す
ように期間２／Ｆｓｐ毎に「０」信号となるので、例え
ばディジタルＦＩＲフィルタで形成されたＬＰＦ７２、
７４によって、Ｆｓｐ／２の周波数成分を除去（情報デ
−タ信号帯域は通過）し、図７（ｂ）に示すようなエン
ベロープ成分が抽出される。ディジタルフィルタ処理は
畳み込み演算となるため、図５及び図７（ａ）に示すよ
うに交互に「０」信号が存在する波形をフィルタリング
すると、信号振幅が１／２となるため、ＬＰＦ７２、７
４でフィルタ処理された信号を図示を省略した増幅器な
どを用いて振幅を２倍して歪補正係数算出部２０へ出力
しなければならない。
交復調処理部７０の直交復調処理で得られた復調信号Ｉ
4、Ｑ4からＦｓｐ／２及びＦｓｐ／４の周波数成分を除
去してエンベロープ成分を取り出すとともに、ＤＣオフ
セットの影響を軽減する。すなわち、直交復調処理で得
られた復調信号Ｉ4、Ｑ4は、図５及び図７（ａ）に示す
ように期間２／Ｆｓｐ毎に「０」信号となるので、例え
ばディジタルＦＩＲフィルタで形成されたＬＰＦ７２、
７４によって、Ｆｓｐ／２の周波数成分を除去（情報デ
−タ信号帯域は通過）し、図７（ｂ）に示すようなエン
ベロープ成分が抽出される。ディジタルフィルタ処理は
畳み込み演算となるため、図５及び図７（ａ）に示すよ
うに交互に「０」信号が存在する波形をフィルタリング
すると、信号振幅が１／２となるため、ＬＰＦ７２、７
４でフィルタ処理された信号を図示を省略した増幅器な
どを用いて振幅を２倍して歪補正係数算出部２０へ出力
しなければならない。
【００２９】（６）上記の通り、ＬＰＦ７２、７４でＦ
ｓｐ／２の周波数成分を除去することにより、情報デ−
タ成分を復調できるが、さらにＦｓｐ／４の周波数成分
を除去することによりフィードバック側のＤＣオフセッ
ト成分（Ａ／Ｄ変換部７６の入力信号のバイアス電圧誤
差）による特性劣化を防止することができる。以下、図
８を用いて説明する。周波数変換部５２から出力するＩ
Ｆ信号をＡ／Ｄ変換部７６の入力レンジに合わせるため
に、ＤＣバイアス回路（図示省略）から図１に示すａ点
にバイアス電圧Ｖｂを加える必要があるが、このときに
生じるバイアス電圧誤差（ＤＣオフセット成分）も歪補
正特性を著しく劣化させる要因になる。図８（ａ）に示
すようにＤＣオフセット成分が無い場合には、Ａ／Ｄ入
力信号（ＩＦ信号）の中心レベルＶｃがバイアス電圧Ｖ
ｂと一致し、歪補正特性を劣化させる要因にはならな
い。ＶｈはＡ／Ｄ入力レンジの上位レベル、ＶｌはＡ／
Ｄ入力レンジの下位レベルを表す。Ａ／Ｄ入力信号（Ｉ
Ｆ信号）の中心レベルＶｃがバイアス電圧Ｖｂと不一致
になると、図８（ｂ）に示すようにＤＣオフセットが生
じ、ａ点の電力スペクトラムは同図（ｃ）に示すように
なり、ＩＦ信号成分の外にＤＣオフセット成分が現われ
る。Ａ／Ｄ変換部７６は（ＩＦ信号＋ＤＣ）をサンプリ
ング周波数Ｆｓｐでアンダーサンプリングするので、ｂ
点の電力スペクトラムは図８（ｄ）に示すようになり、
第２ＩＦ信号成分の外にＤＣオフセット成分が現われ
る。ディジタル直交復調処理部７０は、第２ＩＦ信号を
直交復調処理する際、Ｌｏ信号が第２ＩＦ信号の周波数
（Ｆｓｐ／４）と等しくなるので、第２ＩＦ信号とＬｏ
信号の乗算処理をして直交復調処理をすると、デ−タ成
分はベースバンド信号に復調され、ＤＣオフセット成分
はＦｓｐ／４の周波数成分に現われる。さらに、直交復
調処理による「０」信号成分がＦｓｐ／２の周波数成分
に現われる。このため、ｃ、ｄ点の電力スペクトラムは
図８（ｅ）に示すようになる。このため、ＬＰＦ７２、
７４の通過特性を図８（ｆ）に示すように構成すること
によって、直交復調処理で発生した「０」信号成分とＤ
Ｃオフセット成分を除去したベースバンド復調信号
Ｉ5、Ｑ5を得ることができる。
ｓｐ／２の周波数成分を除去することにより、情報デ−
タ成分を復調できるが、さらにＦｓｐ／４の周波数成分
を除去することによりフィードバック側のＤＣオフセッ
ト成分（Ａ／Ｄ変換部７６の入力信号のバイアス電圧誤
差）による特性劣化を防止することができる。以下、図
８を用いて説明する。周波数変換部５２から出力するＩ
Ｆ信号をＡ／Ｄ変換部７６の入力レンジに合わせるため
に、ＤＣバイアス回路（図示省略）から図１に示すａ点
にバイアス電圧Ｖｂを加える必要があるが、このときに
生じるバイアス電圧誤差（ＤＣオフセット成分）も歪補
正特性を著しく劣化させる要因になる。図８（ａ）に示
すようにＤＣオフセット成分が無い場合には、Ａ／Ｄ入
力信号（ＩＦ信号）の中心レベルＶｃがバイアス電圧Ｖ
ｂと一致し、歪補正特性を劣化させる要因にはならな
い。ＶｈはＡ／Ｄ入力レンジの上位レベル、ＶｌはＡ／
Ｄ入力レンジの下位レベルを表す。Ａ／Ｄ入力信号（Ｉ
Ｆ信号）の中心レベルＶｃがバイアス電圧Ｖｂと不一致
になると、図８（ｂ）に示すようにＤＣオフセットが生
じ、ａ点の電力スペクトラムは同図（ｃ）に示すように
なり、ＩＦ信号成分の外にＤＣオフセット成分が現われ
る。Ａ／Ｄ変換部７６は（ＩＦ信号＋ＤＣ）をサンプリ
ング周波数Ｆｓｐでアンダーサンプリングするので、ｂ
点の電力スペクトラムは図８（ｄ）に示すようになり、
第２ＩＦ信号成分の外にＤＣオフセット成分が現われ
る。ディジタル直交復調処理部７０は、第２ＩＦ信号を
直交復調処理する際、Ｌｏ信号が第２ＩＦ信号の周波数
（Ｆｓｐ／４）と等しくなるので、第２ＩＦ信号とＬｏ
信号の乗算処理をして直交復調処理をすると、デ−タ成
分はベースバンド信号に復調され、ＤＣオフセット成分
はＦｓｐ／４の周波数成分に現われる。さらに、直交復
調処理による「０」信号成分がＦｓｐ／２の周波数成分
に現われる。このため、ｃ、ｄ点の電力スペクトラムは
図８（ｅ）に示すようになる。このため、ＬＰＦ７２、
７４の通過特性を図８（ｆ）に示すように構成すること
によって、直交復調処理で発生した「０」信号成分とＤ
Ｃオフセット成分を除去したベースバンド復調信号
Ｉ5、Ｑ5を得ることができる。
【００３０】前記実施形態例では、歪補正係数算出部の
係数テーブルには初期値としてＨＰ（実部）＝１、ＨＰ
（虚部）＝０を設定し、電源投入の初期状態には歪補正
部が入力ベースバンド変調信号Ｉ1、Ｑ1をそのまま補正
後のベースバンド変調信号Ｉ 2、Ｑ2として出力するよう
にしたが、本発明はこれに限るものでなく、予め歪補正
したときの歪補正係数ＨＰを不揮発性の外部メモリに記
憶しておき、電源投入時に外部メモリから歪補正係数Ｈ
Ｐを読み出して内部メモリへ書き込み、歪補正係数算出
部の係数テーブルに初期値として書き込むことによっ
て、電源投入時においても隣接チャネル漏洩電力を充分
に抑圧するようにしたものにも利用することができる。
また、ディジタル移動通信では移動無線器に対して送信
電力を制御するか否かを切り替える電力制御切替機能を
具備しているものがある。すなわち、基地局と移動局間
の通信距離が短い場合、移動無線器の送信電力を小さく
するために電力増幅器の前段に設けた可変減衰器を調整
して電力増幅器への入力電力を下げる方法があるが、可
変減衰器を調整して電力増幅器への入力電力を下げた時
（電源の制御時）と、可変減衰器を調整せずに電力増幅
器への入力電力を変えない時（電源の非制御時）とで適
切な歪補正係数の値が異なる。このため、送信電力の制
御と非制御の切り替え時に一旦隣接チャネル漏洩電力が
増大し、歪補正係数が更新されて隣接チャネル漏洩電力
を十分に抑圧するのに適した歪補正係数になるまで数十
秒の時間がかかる。このような問題を解決するために、
外部メモリに送信電力の制御時と非制御時に対応した２
種類の歪補正係数ＨＰを予め記憶ししておき、メモリ制
御機能によって、電源投入時に外部メモリから内部メモ
リに書き込んだ２種類の歪補正係数ＨＰのうちの初期状
態に対応した１種類の歪補正係数を読み出して係数テー
ブルに書き込むことによって、電力制御の切り替え直後
においても隣接チャネル漏洩電力を充分に抑圧するよう
にしたものにも利用することができる。同様に、外部メ
モリに送信周波数チャネルに対応した複数種類の歪補正
係数ＨＰを予め記憶ししておき、メモリ制御機能によっ
て、電源投入時に外部メモリから内部メモリに書き込ん
だ複数種類の歪補正係数ＨＰのうちの初期状態に対応し
た１種類の歪補正係数を読み出して係数テーブルに書き
込むことによって、送信周波数チャネルの切り替え直後
においても隣接チャネル漏洩電力を充分に抑圧するよう
にしたものにも利用することができる。
係数テーブルには初期値としてＨＰ（実部）＝１、ＨＰ
（虚部）＝０を設定し、電源投入の初期状態には歪補正
部が入力ベースバンド変調信号Ｉ1、Ｑ1をそのまま補正
後のベースバンド変調信号Ｉ 2、Ｑ2として出力するよう
にしたが、本発明はこれに限るものでなく、予め歪補正
したときの歪補正係数ＨＰを不揮発性の外部メモリに記
憶しておき、電源投入時に外部メモリから歪補正係数Ｈ
Ｐを読み出して内部メモリへ書き込み、歪補正係数算出
部の係数テーブルに初期値として書き込むことによっ
て、電源投入時においても隣接チャネル漏洩電力を充分
に抑圧するようにしたものにも利用することができる。
また、ディジタル移動通信では移動無線器に対して送信
電力を制御するか否かを切り替える電力制御切替機能を
具備しているものがある。すなわち、基地局と移動局間
の通信距離が短い場合、移動無線器の送信電力を小さく
するために電力増幅器の前段に設けた可変減衰器を調整
して電力増幅器への入力電力を下げる方法があるが、可
変減衰器を調整して電力増幅器への入力電力を下げた時
（電源の制御時）と、可変減衰器を調整せずに電力増幅
器への入力電力を変えない時（電源の非制御時）とで適
切な歪補正係数の値が異なる。このため、送信電力の制
御と非制御の切り替え時に一旦隣接チャネル漏洩電力が
増大し、歪補正係数が更新されて隣接チャネル漏洩電力
を十分に抑圧するのに適した歪補正係数になるまで数十
秒の時間がかかる。このような問題を解決するために、
外部メモリに送信電力の制御時と非制御時に対応した２
種類の歪補正係数ＨＰを予め記憶ししておき、メモリ制
御機能によって、電源投入時に外部メモリから内部メモ
リに書き込んだ２種類の歪補正係数ＨＰのうちの初期状
態に対応した１種類の歪補正係数を読み出して係数テー
ブルに書き込むことによって、電力制御の切り替え直後
においても隣接チャネル漏洩電力を充分に抑圧するよう
にしたものにも利用することができる。同様に、外部メ
モリに送信周波数チャネルに対応した複数種類の歪補正
係数ＨＰを予め記憶ししておき、メモリ制御機能によっ
て、電源投入時に外部メモリから内部メモリに書き込ん
だ複数種類の歪補正係数ＨＰのうちの初期状態に対応し
た１種類の歪補正係数を読み出して係数テーブルに書き
込むことによって、送信周波数チャネルの切り替え直後
においても隣接チャネル漏洩電力を充分に抑圧するよう
にしたものにも利用することができる。
【００３１】例えば、図９に示すように、ＤＳＰ１０ｂ
内に内部メモリ８２を設け、外部に外部メモリとしての
ＥＥＰＲＯＭ（Electrically Erasable Programmable R
OM）８４を設け、このＥＥＰＲＯＭ８４に、送信電力の
制御時と非制御時のそれぞれについて、各段階の電力毎
（ΔＰ１、ΔＰ２、ΔＰ３、…、ΔＰｎ）に、各送信周
波数チャネル（Ｆ１、Ｆ２、…、Ｆｍ）に対応した複数
種類の歪補正係数（ＨＰ11〜ＨＰ1n、ＨＰ21〜ＨＰ2n、
…、ＨＰm1〜ＨＰmn）を予め記憶しておく。そして、メ
モリ制御機能によって、電源投入時に発生させた制御信
号に基づいてＥＥＰＲＯＭ８４から複数種類の歪補正係
数の全て（又は所定数）を読み出して内部メモリ８２へ
書き込むとともに、電力制御情報やチャネル切替制御情
報等の制御情報に基づいて内部メモリ８２内の対応した
歪補正係数を初期値として係数テーブル７８に書き込
み、さらに、送信電力の制御と非制御の切り替え直後
や、送信周波数チャネルの切り替え直後に内部メモリ８
２内の複数種類の歪補正係数（ＨＰ11〜ＨＰ1n、ＨＰ21
〜ＨＰ2n、…、ＨＰm1〜ＨＰmn）のうちの対応した１種
類の歪補正係数を読み出して係数テーブル７８に書き込
む。例えば、送信電力の制御時で送信周波数チャネルの
周波数がＦ２のときには、内部メモリ８２内の対応した
歪補正係数ＨＰ21〜ＨＰ2n（図９の内部メモリ８２内の
左側に表示した歪補正係数）が読み出されて係数テーブ
ル７８に書き込まれる。
内に内部メモリ８２を設け、外部に外部メモリとしての
ＥＥＰＲＯＭ（Electrically Erasable Programmable R
OM）８４を設け、このＥＥＰＲＯＭ８４に、送信電力の
制御時と非制御時のそれぞれについて、各段階の電力毎
（ΔＰ１、ΔＰ２、ΔＰ３、…、ΔＰｎ）に、各送信周
波数チャネル（Ｆ１、Ｆ２、…、Ｆｍ）に対応した複数
種類の歪補正係数（ＨＰ11〜ＨＰ1n、ＨＰ21〜ＨＰ2n、
…、ＨＰm1〜ＨＰmn）を予め記憶しておく。そして、メ
モリ制御機能によって、電源投入時に発生させた制御信
号に基づいてＥＥＰＲＯＭ８４から複数種類の歪補正係
数の全て（又は所定数）を読み出して内部メモリ８２へ
書き込むとともに、電力制御情報やチャネル切替制御情
報等の制御情報に基づいて内部メモリ８２内の対応した
歪補正係数を初期値として係数テーブル７８に書き込
み、さらに、送信電力の制御と非制御の切り替え直後
や、送信周波数チャネルの切り替え直後に内部メモリ８
２内の複数種類の歪補正係数（ＨＰ11〜ＨＰ1n、ＨＰ21
〜ＨＰ2n、…、ＨＰm1〜ＨＰmn）のうちの対応した１種
類の歪補正係数を読み出して係数テーブル７８に書き込
む。例えば、送信電力の制御時で送信周波数チャネルの
周波数がＦ２のときには、内部メモリ８２内の対応した
歪補正係数ＨＰ21〜ＨＰ2n（図９の内部メモリ８２内の
左側に表示した歪補正係数）が読み出されて係数テーブ
ル７８に書き込まれる。
【００３２】図９に示した実施形態例では、送信電力の
制御時が１種類の場合について説明したが、本発明はこ
れに限るものでなく、送信電力の制御時が複数種類の場
合についても利用することができる。この場合、送信電
力の第１制御時（例えば可変減衰器による減衰率が１／
１０の時）、第２制御時（例えば可変減衰器による減衰
率が２／１０の時）、…のそれぞれについて、各段階の
電力毎（ΔＰ１、ΔＰ２、ΔＰ３、…、ΔＰｎ）に、各
送信周波数チャネル（Ｆ１、Ｆ２、…、Ｆｍ）に対応し
た複数種類の歪補正係数（ＨＰ11〜ＨＰ1n、ＨＰ21〜Ｈ
Ｐ2n、…、ＨＰ m1〜ＨＰmn）を予め外部メモリに記憶し
ておく。そして、メモリ制御機能によって対応した読み
書き制御をする。
制御時が１種類の場合について説明したが、本発明はこ
れに限るものでなく、送信電力の制御時が複数種類の場
合についても利用することができる。この場合、送信電
力の第１制御時（例えば可変減衰器による減衰率が１／
１０の時）、第２制御時（例えば可変減衰器による減衰
率が２／１０の時）、…のそれぞれについて、各段階の
電力毎（ΔＰ１、ΔＰ２、ΔＰ３、…、ΔＰｎ）に、各
送信周波数チャネル（Ｆ１、Ｆ２、…、Ｆｍ）に対応し
た複数種類の歪補正係数（ＨＰ11〜ＨＰ1n、ＨＰ21〜Ｈ
Ｐ2n、…、ＨＰ m1〜ＨＰmn）を予め外部メモリに記憶し
ておく。そして、メモリ制御機能によって対応した読み
書き制御をする。
【００３３】図９に示した実施形態例では、送信電力を
制御する機能とチャネル切替制御機能の両機能を具備し
たものに利用できるようにするために、外部メモリに、
送信電力の制御時と非制御時のそれぞれについて各送信
周波数チャネルに対応した複数種類の歪補正係数を予め
記憶した場合について説明したが、本発明はこれに限る
ものでなく、送信電力を制御する機能とチャネル切替制
御機能のいずれか一方の機能を具備したものについても
利用することができる。または、送信電力を制御する機
能とチャネル切替制御機能の両機能を具備しないものに
ついても利用することができる。この場合、外部メモリ
に予め複数段階に区分された電力毎に設定された歪補正
係数を記憶しておき、電源投入時に外部メモリに記憶さ
れた歪補正係数を読み出して内部メモリへ書き込み歪補
正の初期値とするようにしたものについても利用するこ
とができる。例えば、電源投入時に外部メモリに記憶さ
れた歪補正係数を読み出して内部メモリ８２へ書き込む
とともに、この内部メモリから対応した歪補正係数を初
期値として係数テーブル７８に書み込むようにした場合
についても利用することができる。
制御する機能とチャネル切替制御機能の両機能を具備し
たものに利用できるようにするために、外部メモリに、
送信電力の制御時と非制御時のそれぞれについて各送信
周波数チャネルに対応した複数種類の歪補正係数を予め
記憶した場合について説明したが、本発明はこれに限る
ものでなく、送信電力を制御する機能とチャネル切替制
御機能のいずれか一方の機能を具備したものについても
利用することができる。または、送信電力を制御する機
能とチャネル切替制御機能の両機能を具備しないものに
ついても利用することができる。この場合、外部メモリ
に予め複数段階に区分された電力毎に設定された歪補正
係数を記憶しておき、電源投入時に外部メモリに記憶さ
れた歪補正係数を読み出して内部メモリへ書き込み歪補
正の初期値とするようにしたものについても利用するこ
とができる。例えば、電源投入時に外部メモリに記憶さ
れた歪補正係数を読み出して内部メモリ８２へ書き込む
とともに、この内部メモリから対応した歪補正係数を初
期値として係数テーブル７８に書み込むようにした場合
についても利用することができる。
【００３４】
【発明の効果】本発明は、上記のように、フィードバッ
クした送信信号を周波数ＦifのＩＦ信号に変換する周波
数変換部と、ＩＦ信号を周波数Ｆspで標本化してディジ
タル信号に変換するＡ／Ｄ変換部と、このＡ／Ｄ変換部
の出力信号にディジタル直交復調処理をして互いに直交
する復調信号を出力するディジタル直交復調処理部と、
このディジタル直交復調処理部の出力する復調信号から
エンベロープ成分を取り出して歪成分検出用の復調信号
とするローパスフィルタとを具備し、Ａ／Ｄ変換部のサ
ンプリング周波数Ｆspを、送信信号を作成するＤ／Ａ変
換部のサンプリング周波数Ｆtxspの２倍以上で、かつＩ
Ｆ信号の周波数Ｆifの４／ｍ（ｍは３以上の奇数）倍に
設定した。このため、ＩＦ信号の情報デ−タ成分が保持
されたまま、サンプリング周波数Ｆspの１／４の周波数
にダウンコンバートされた信号をＡ／Ｄ変換部で生成し
て出力することができ、ディジタル直交復調処理部、ロ
ーパスフィルタの処理速度を低く抑えることができ、デ
ィジタル直交復調処理部及びローパスフィルタをＤＳＰ
で実現することができる。したがって、直交復調処理部
の直交誤差やゲイン誤差を皆無として歪補正特性の向上
を図ることができるとともに、使用デバイスの軽減等に
より小型化・省電力化を図ることができる。
クした送信信号を周波数ＦifのＩＦ信号に変換する周波
数変換部と、ＩＦ信号を周波数Ｆspで標本化してディジ
タル信号に変換するＡ／Ｄ変換部と、このＡ／Ｄ変換部
の出力信号にディジタル直交復調処理をして互いに直交
する復調信号を出力するディジタル直交復調処理部と、
このディジタル直交復調処理部の出力する復調信号から
エンベロープ成分を取り出して歪成分検出用の復調信号
とするローパスフィルタとを具備し、Ａ／Ｄ変換部のサ
ンプリング周波数Ｆspを、送信信号を作成するＤ／Ａ変
換部のサンプリング周波数Ｆtxspの２倍以上で、かつＩ
Ｆ信号の周波数Ｆifの４／ｍ（ｍは３以上の奇数）倍に
設定した。このため、ＩＦ信号の情報デ−タ成分が保持
されたまま、サンプリング周波数Ｆspの１／４の周波数
にダウンコンバートされた信号をＡ／Ｄ変換部で生成し
て出力することができ、ディジタル直交復調処理部、ロ
ーパスフィルタの処理速度を低く抑えることができ、デ
ィジタル直交復調処理部及びローパスフィルタをＤＳＰ
で実現することができる。したがって、直交復調処理部
の直交誤差やゲイン誤差を皆無として歪補正特性の向上
を図ることができるとともに、使用デバイスの軽減等に
より小型化・省電力化を図ることができる。
【００３５】ローパスフィルタがディジタル直交復調処
理部の出力する復調信号のうちの周波数Ｆsp／２の周波
数成分を除去してエンベロープ成分を取り出すように構
成した場合には、直交復調処理で現われる「０」信号成
分を除去して「０」信号成分による歪補正特性劣化を防
止することができる。
理部の出力する復調信号のうちの周波数Ｆsp／２の周波
数成分を除去してエンベロープ成分を取り出すように構
成した場合には、直交復調処理で現われる「０」信号成
分を除去して「０」信号成分による歪補正特性劣化を防
止することができる。
【００３６】ローパスフィルタがディジタル直交復調処
理部の出力する復調信号のうちの周波数Ｆsp／２及びＦ
sp／４の周波数成分を除去してエンベロープ成分を取り
出すように構成した場合には、直交復調処理で現われる
「０」信号成分による歪補正特性劣化を防止するととも
に、Ａ／Ｄ変換部のＤＣオフセットの影響を皆無に等し
い程度に軽減することができる。
理部の出力する復調信号のうちの周波数Ｆsp／２及びＦ
sp／４の周波数成分を除去してエンベロープ成分を取り
出すように構成した場合には、直交復調処理で現われる
「０」信号成分による歪補正特性劣化を防止するととも
に、Ａ／Ｄ変換部のＤＣオフセットの影響を皆無に等し
い程度に軽減することができる。
【００３７】予め複数段階に区分された電力毎に設定さ
れた歪補正係数を記憶した外部メモリと、電源投入時に
外部メモリに記憶された歪補正係数を読み出して内部メ
モリへ書き込み歪補正の初期値とするメモリ制御機能と
を具備した場合には、電源投入の初期時においても、隣
接チャネル漏洩電力を充分に抑圧することができ、妨害
波が出るのを防止することができる。
れた歪補正係数を記憶した外部メモリと、電源投入時に
外部メモリに記憶された歪補正係数を読み出して内部メ
モリへ書き込み歪補正の初期値とするメモリ制御機能と
を具備した場合には、電源投入の初期時においても、隣
接チャネル漏洩電力を充分に抑圧することができ、妨害
波が出るのを防止することができる。
【００３８】送信電力を制御する機能を具備しているも
のにおいて、外部メモリに送信電力の制御時と非制御時
に対応した２種類の歪補正係数を予め記憶し、メモリ制
御機能によって、電源投入時に外部メモリから内部メモ
リに書き込んだ２種類の歪補正係数のうちの初期状態に
対応した一方の歪補正係数を読み出して歪補正の初期値
とするとともに、電力制御の切り替え時に内部メモリか
ら対応した歪補正係数を読み出して歪補正の初期値とす
るように構成した場合には、送信電力の制御と非制御の
切り替え直後においても、隣接チャネル漏洩電力を充分
に抑圧することができ、妨害波が出るのを防止すること
ができる。
のにおいて、外部メモリに送信電力の制御時と非制御時
に対応した２種類の歪補正係数を予め記憶し、メモリ制
御機能によって、電源投入時に外部メモリから内部メモ
リに書き込んだ２種類の歪補正係数のうちの初期状態に
対応した一方の歪補正係数を読み出して歪補正の初期値
とするとともに、電力制御の切り替え時に内部メモリか
ら対応した歪補正係数を読み出して歪補正の初期値とす
るように構成した場合には、送信電力の制御と非制御の
切り替え直後においても、隣接チャネル漏洩電力を充分
に抑圧することができ、妨害波が出るのを防止すること
ができる。
【００３９】送信周波数チャネルの切り替えを制御する
チャネル切替制御機能を具備したものにおいて、外部メ
モリに各送信周波数チャネルに対応した複数種類の歪補
正係数を予め記憶し、メモリ制御機能によって、電源投
入時に外部メモリから内部メモリへ書き込んだ複数種類
の歪補正係数のうちの初期状態に対応した１種類の歪補
正係数を読み出して歪補正の初期値とするとともに、送
信周波数チャネルの切り替え時に内部メモリから対応し
た歪補正係数を読み出して歪補正の初期値とするように
構成した場合には、送信周波数チャネルの切り替え直後
においても、隣接チャネル漏洩電力を充分に抑圧するこ
とができ、妨害波が出るのを防止することができる。
チャネル切替制御機能を具備したものにおいて、外部メ
モリに各送信周波数チャネルに対応した複数種類の歪補
正係数を予め記憶し、メモリ制御機能によって、電源投
入時に外部メモリから内部メモリへ書き込んだ複数種類
の歪補正係数のうちの初期状態に対応した１種類の歪補
正係数を読み出して歪補正の初期値とするとともに、送
信周波数チャネルの切り替え時に内部メモリから対応し
た歪補正係数を読み出して歪補正の初期値とするように
構成した場合には、送信周波数チャネルの切り替え直後
においても、隣接チャネル漏洩電力を充分に抑圧するこ
とができ、妨害波が出るのを防止することができる。
【００４０】送信電力を制御する機能とチャネル切替制
御機能を具備したものにおいて、外部メモリに、送信電
力の制御時と非制御時のそれぞれについて各送信周波数
チャネルに対応した複数種類の歪補正係数を予め記憶
し、メモリ制御機能によって、電源投入時に外部メモリ
から内部メモリに書き込んだ複数種類の歪補正係数のう
ちの初期状態に対応した１種類の歪補正係数を読み出し
て歪補正の初期値とするとともに、電力制御の切り替え
時と送信周波数チャネルの切り替え時に内部メモリから
対応した歪補正係数を読み出して歪補正の初期値とする
ように構成した場合には、送信電力の制御と非制御の切
り替え直後においても、送信周波数チャネルの切り替え
直後においても、隣接チャネル漏洩電力を充分に抑圧す
ることができ、妨害波が出るのを防止することができ
る。
御機能を具備したものにおいて、外部メモリに、送信電
力の制御時と非制御時のそれぞれについて各送信周波数
チャネルに対応した複数種類の歪補正係数を予め記憶
し、メモリ制御機能によって、電源投入時に外部メモリ
から内部メモリに書き込んだ複数種類の歪補正係数のう
ちの初期状態に対応した１種類の歪補正係数を読み出し
て歪補正の初期値とするとともに、電力制御の切り替え
時と送信周波数チャネルの切り替え時に内部メモリから
対応した歪補正係数を読み出して歪補正の初期値とする
ように構成した場合には、送信電力の制御と非制御の切
り替え直後においても、送信周波数チャネルの切り替え
直後においても、隣接チャネル漏洩電力を充分に抑圧す
ることができ、妨害波が出るのを防止することができ
る。
【図１】本発明によるディジタル無線装置の歪補正回路
の一実施形態例を示すブロック図である。
の一実施形態例を示すブロック図である。
【図２】図１の歪補正係数算出部２０の具体例を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図３】図１のＡ／Ｄ変換部７６におけるアンダーサン
プリングの説明図である。
プリングの説明図である。
【図４】図１のディジタル直交復調処理部７０の直交復
調処理に用いられるＬｏ信号（ディジタルローカル信
号）を示す図で、（ａ）はＩ側Ｌｏ信号の波形図、
（ｂ）はＱ側Ｌｏ信号の波形図である。
調処理に用いられるＬｏ信号（ディジタルローカル信
号）を示す図で、（ａ）はＩ側Ｌｏ信号の波形図、
（ｂ）はＱ側Ｌｏ信号の波形図である。
【図５】図１のディジタル直交復調処理部７０で直交復
調処理された復調信号の波形図である。
調処理された復調信号の波形図である。
【図６】図１のＡ／Ｄ変換部７６のサンプリング周波数
ＦｓｐがＤ／Ａ変換部２４、２６のサンプリング周波数
Ｆｔｘｓｐの２倍以上の周波数でなければならないこと
を説明する図で、（ａ）は送信デ−タの信号帯域を示す
電力スペクトラム、（ｂ）は復調デ−タの信号帯域を示
す電力スペクトラムである。
ＦｓｐがＤ／Ａ変換部２４、２６のサンプリング周波数
Ｆｔｘｓｐの２倍以上の周波数でなければならないこと
を説明する図で、（ａ）は送信デ−タの信号帯域を示す
電力スペクトラム、（ｂ）は復調デ−タの信号帯域を示
す電力スペクトラムである。
【図７】図１のＬＰＦ７２、７４の作用を説明する図
で、（ａ）は入力波形（Ｉ4、Ｑ4）、（ｂ）はＬＰＦ直
後の出力波形、（ｃ）は図示を省略した回路でＬＰＦ直
後の信号振幅を２倍にした出力波形（Ｉ5、Ｑ5）を示す
図である。
で、（ａ）は入力波形（Ｉ4、Ｑ4）、（ｂ）はＬＰＦ直
後の出力波形、（ｃ）は図示を省略した回路でＬＰＦ直
後の信号振幅を２倍にした出力波形（Ｉ5、Ｑ5）を示す
図である。
【図８】図１のＡ／Ｄ変換部７６の入力側のａ点にバイ
アス電圧を加えることによって生じたＤＣオフセット成
分をＬＰＦ７２、７４で除去する作用を説明する図で、
（ａ）はＤＣオフセット無のときのＡ／Ｄ入力信号波
形、（ｂ）ＤＣオフセット有のときのＡ／Ｄ入力信号波
形、（ｃ）はＤＣオフセット有のときのａ点の電力スペ
クトラム、（ｄ）はＤＣオフセット有のときのｂ点の電
力スペクトラム、（ｅ）はＤＣオフセット有のときの
ｃ、ｄ点の電力スペクトラム、（ｆ）はＬＰＦ７２、７
４のＬＰＦ通過特性を示す図である。
アス電圧を加えることによって生じたＤＣオフセット成
分をＬＰＦ７２、７４で除去する作用を説明する図で、
（ａ）はＤＣオフセット無のときのＡ／Ｄ入力信号波
形、（ｂ）ＤＣオフセット有のときのＡ／Ｄ入力信号波
形、（ｃ）はＤＣオフセット有のときのａ点の電力スペ
クトラム、（ｄ）はＤＣオフセット有のときのｂ点の電
力スペクトラム、（ｅ）はＤＣオフセット有のときの
ｃ、ｄ点の電力スペクトラム、（ｆ）はＬＰＦ７２、７
４のＬＰＦ通過特性を示す図である。
【図９】本発明の他の実施形態例の要部を示すブロック
図である。
図である。
【図１０】従来例を示すブロック図である。
【図１１】図１０のアナログ直交復調部４０の具体例を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図１２】他の従来例を示すブロック図である。
１０、１０ａ、１０ｂ…ＤＳＰ、 １２、１２ａ、１２
ｂ…送信側ＲＦ部、１４…π／４-ＱＰＳＫマッピング
部（ディジタル直交変調処理部の一例）、１６…ルート
ナイキストフィルタ（ルートナイキスト処理部の一
例）、 １８…電力計算部、 ２０…歪補正係数算出
部、 ２２…歪補正部、 ２４、２６…Ｄ／Ａ変換部、
２８…アナログ直交変調部、 ３０、５２…周波数変
換部、 ３４、５３…局部発振器、 ３６…ＰＡ（電力
増幅器）、 ３８…方向性結合器、５０…アンテナ、
７０…ディジタル直交復調処理部、 ７２、７４…ＬＰ
Ｆ（ローパスフィルタ）、 ７６…Ａ／Ｄ変換部、 ７
７…誤差検出部、 ７８…係数テーブル、 ８０…係数
演算部、 ８２…内部メモリ、 ８４…ＥＥＰＲＯＭ
（外部メモリの一例）、 Ｆｓｐ…Ａ／Ｄ変換部７６の
サンプリング周波数（アンダーサンプリング周波数）、
Ｆｔｘｓｐ…Ｄ／Ａ変換部２４、２６のサンプリング
周波数。
ｂ…送信側ＲＦ部、１４…π／４-ＱＰＳＫマッピング
部（ディジタル直交変調処理部の一例）、１６…ルート
ナイキストフィルタ（ルートナイキスト処理部の一
例）、 １８…電力計算部、 ２０…歪補正係数算出
部、 ２２…歪補正部、 ２４、２６…Ｄ／Ａ変換部、
２８…アナログ直交変調部、 ３０、５２…周波数変
換部、 ３４、５３…局部発振器、 ３６…ＰＡ（電力
増幅器）、 ３８…方向性結合器、５０…アンテナ、
７０…ディジタル直交復調処理部、 ７２、７４…ＬＰ
Ｆ（ローパスフィルタ）、 ７６…Ａ／Ｄ変換部、 ７
７…誤差検出部、 ７８…係数テーブル、 ８０…係数
演算部、 ８２…内部メモリ、 ８４…ＥＥＰＲＯＭ
（外部メモリの一例）、 Ｆｓｐ…Ａ／Ｄ変換部７６の
サンプリング周波数（アンダーサンプリング周波数）、
Ｆｔｘｓｐ…Ｄ／Ａ変換部２４、２６のサンプリング
周波数。
フロントページの続き Ｆターム(参考） 5J090 AA01 AA41 CA21 CA27 FA17 GN02 GN05 GN06 HN08 HN17 KA32 KA34 KA42 KA55 MA11 NN16 SA14 TA01 TA03 TA06 5K004 AA05 FA06 FE10 FF01 FF05
Claims (7)
- 【請求項１】送信デ−タにディジタル直交変調処理及び
ルートナイキスト処理をしてベースバンド変調信号を作
成し、このベースバンド変調信号をＤ／Ａ変換部（サン
プリング周波数Ｆtxsp）でアナログ信号に変換し電力増
幅器で増幅して送信信号を作成し、この送信信号の一部
をフィードバックして復調し、復調信号から前記電力増
幅器で生じた歪成分を検出して歪成分を打ち消すための
歪補正係数を算出し、この歪補正係数を前記ベースバン
ド変調信号に乗算して前記送信信号の隣接チャネル漏洩
電力を抑圧するようにしたディジタル無線装置の歪補正
回路において、前記フィードバックした送信信号を周波
数ＦifのＩＦ信号（中間周波数信号）に変換する周波数
変換部と、前記ＩＦ信号を周波数Ｆsp（ＦspはＦtxspの
２倍以上でＦif×４／ｍに等しい条件を満たす周波数を
表す。ｍは３以上の奇数を表す。）で標本化してディジ
タル信号に変換するＡ／Ｄ変換部と、このＡ／Ｄ変換部
の出力信号にディジタル直交復調処理をして互いに直交
する復調信号を出力するディジタル直交復調処理部と、
このディジタル直交復調処理部の出力する復調信号から
エンベロープ成分を取り出して歪成分検出用の復調信号
とするローパスフィルタとを具備してなることを特徴と
するディジタル無線装置の歪補正回路。 - 【請求項２】ローパスフィルタはディジタル直交復調処
理部の出力する復調信号のうちの周波数Ｆsp／２の周波
数成分を除去してエンベロープ成分を取り出してなる請
求項１記載のディジタル無線装置の歪補正回路。 - 【請求項３】ローパスフィルタはディジタル直交復調処
理部の出力する復調信号のうちの周波数Ｆsp／２及びＦ
sp／４の周波数成分を除去してエンベロープ成分を取り
出してなる請求項１記載のディジタル無線装置の歪補正
回路。 - 【請求項４】予め複数段階の電力毎に設定された歪補正
係数を記憶した外部メモリと、電源投入時に前記外部メ
モリに記憶された歪補正係数を読み出して内部メモリへ
書き込み歪補正の初期値とするメモリ制御機能とを具備
してなる請求項１、２又は３記載のディジタル無線装置
の歪補正回路。 - 【請求項５】送信電力を制御するか否かを切り替える電
力制御切替機能を具備し、外部メモリは送信電力の制御
時と非制御時に対応した２種類の歪補正係数を予め記憶
してなり、メモリ制御機能は、電源投入時に前記外部メ
モリから内部メモリに書き込んだ２種類の歪補正係数の
うちの初期状態に対応した一方の歪補正係数を読み出し
て歪補正の初期値とするとともに、電力制御の切り替え
時に前記内部メモリから対応した歪補正係数を読み出し
て切り替え直後の歪補正の初期値としてなる請求項４記
載のディジタル無線装置の歪補正回路。 - 【請求項６】送信周波数チャネルの切り替えを制御する
チャネル切替制御機能を具備し、外部メモリは各送信周
波数チャネルに対応した複数種類の歪補正係数を予め記
憶してなり、メモリ制御機能は、電源投入時に前記外部
メモリから内部メモリへ書き込んだ複数種類の歪補正係
数のうちの初期状態に対応した１種類の歪補正係数を読
み出して歪補正の初期値とするとともに、送信周波数チ
ャネルの切り替え時に前記内部メモリから対応した歪補
正係数を読み出して切り替え直後の歪補正の初期値とし
てなる請求項４記載のディジタル無線装置の歪補正回
路。 - 【請求項７】送信電力を制御するか否かを切り替える電
力制御切替機能と送信周波数チャネルの切り替えを制御
するチャネル切替制御機能とを具備し、外部メモリは、
送信電力の制御時と非制御時のそれぞれについて各送信
周波数チャネルに対応した複数種類の歪補正係数を予め
記憶してなり、メモリ制御機能は、電源投入時に前記外
部メモリから内部メモリに書き込んだ複数種類の歪補正
係数のうちの初期状態に対応した１種類の歪補正係数を
読み出して歪補正の初期値とするとともに、電力制御の
切り替え時と送信周波数チャネルの切り替え時に前記内
部メモリから対応した歪補正係数を読み出して切り替え
直後の歪補正の初期値としてなる請求項４記載のディジ
タル無線装置の歪補正回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP00728899A JP4029505B2 (ja) | 1999-01-14 | 1999-01-14 | ディジタル無線装置の歪補正回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP00728899A JP4029505B2 (ja) | 1999-01-14 | 1999-01-14 | ディジタル無線装置の歪補正回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000209295A true JP2000209295A (ja) | 2000-07-28 |
| JP4029505B2 JP4029505B2 (ja) | 2008-01-09 |
Family
ID=11661857
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP00728899A Expired - Fee Related JP4029505B2 (ja) | 1999-01-14 | 1999-01-14 | ディジタル無線装置の歪補正回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4029505B2 (ja) |
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002057733A (ja) * | 2000-08-01 | 2002-02-22 | Samsung Electronics Co Ltd | 非線形歪み補償回路及び非線形歪み補償方法 |
| JP2002057731A (ja) * | 2000-08-01 | 2002-02-22 | Samsung Electronics Co Ltd | 非線形歪み補償回路及び非線形歪み補償方法 |
| WO2005025168A1 (ja) * | 2003-09-05 | 2005-03-17 | Fujitsu Limited | オフセット補償装置 |
| US7170342B2 (en) | 2002-12-10 | 2007-01-30 | Ntt Docomo, Inc. | Linear power amplification method and linear power amplifier |
| JP2007528632A (ja) * | 2004-02-13 | 2007-10-11 | 松下電器産業株式会社 | 無線通信システムおよびそれに用いられる無線デジタル受信装置 |
| JP2010268397A (ja) * | 2009-05-18 | 2010-11-25 | Icom Inc | 送信電力制御装置及び送信電力制御方法 |
| JP2012085100A (ja) * | 2010-10-12 | 2012-04-26 | Nec Casio Mobile Communications Ltd | 無線通信装置およびキャリアリーク低減方法 |
| CN104052413A (zh) * | 2013-03-13 | 2014-09-17 | 亚德诺半导体技术公司 | 欠采样数字预失真结构 |
| JP2016032301A (ja) * | 2014-07-29 | 2016-03-07 | スカイワークス ソリューションズ, インコーポレイテッドSkyworks Solutions, Inc. | 低周波損失補正回路、電力増幅器モジュールおよび無線装置 |
-
1999
- 1999-01-14 JP JP00728899A patent/JP4029505B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002057731A (ja) * | 2000-08-01 | 2002-02-22 | Samsung Electronics Co Ltd | 非線形歪み補償回路及び非線形歪み補償方法 |
| JP2002057733A (ja) * | 2000-08-01 | 2002-02-22 | Samsung Electronics Co Ltd | 非線形歪み補償回路及び非線形歪み補償方法 |
| US7170342B2 (en) | 2002-12-10 | 2007-01-30 | Ntt Docomo, Inc. | Linear power amplification method and linear power amplifier |
| US7848449B2 (en) | 2003-09-05 | 2010-12-07 | Fujitsu Limited | Offset compensation device |
| WO2005025168A1 (ja) * | 2003-09-05 | 2005-03-17 | Fujitsu Limited | オフセット補償装置 |
| JP2007528632A (ja) * | 2004-02-13 | 2007-10-11 | 松下電器産業株式会社 | 無線通信システムおよびそれに用いられる無線デジタル受信装置 |
| JP2010268397A (ja) * | 2009-05-18 | 2010-11-25 | Icom Inc | 送信電力制御装置及び送信電力制御方法 |
| JP2012085100A (ja) * | 2010-10-12 | 2012-04-26 | Nec Casio Mobile Communications Ltd | 無線通信装置およびキャリアリーク低減方法 |
| CN104052413A (zh) * | 2013-03-13 | 2014-09-17 | 亚德诺半导体技术公司 | 欠采样数字预失真结构 |
| JP2014179981A (ja) * | 2013-03-13 | 2014-09-25 | Analog Devices Technology | アンダーサンプリングデジタル前置歪アーキテクチャ |
| US9680423B2 (en) | 2013-03-13 | 2017-06-13 | Analog Devices Global | Under-sampling digital pre-distortion architecture |
| CN104052413B (zh) * | 2013-03-13 | 2018-12-21 | 亚德诺半导体集团 | 欠采样数字预失真结构 |
| JP2016032301A (ja) * | 2014-07-29 | 2016-03-07 | スカイワークス ソリューションズ, インコーポレイテッドSkyworks Solutions, Inc. | 低周波損失補正回路、電力増幅器モジュールおよび無線装置 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP4029505B2 (ja) | 2008-01-09 |
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