JP2000206995A

JP2000206995A - 受信装置及び方法、通信装置及び方法

Info

Publication number: JP2000206995A
Application number: JP11004339A
Authority: JP
Inventors: Takahiro Mine; 貴宏嶺; Takashi Araki; 貴志荒木; Shiro Omori; 士郎大森
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1999-01-11
Filing date: 1999-01-11
Publication date: 2000-07-28

Abstract

(57)【要約】【課題】伝送帯域が制限された、入力音声と同様の音
声周波数帯域で出力される音声では音質はあまり良好と
は言えない。つまり、聴覚的品質が劣る。【解決手段】信号切換部３２は、切換手段として切換
スイッチ１５０を備え、第１の雑音低減処理（ａ）４７
で雑音が低減された上記第１のサンプリング周波数ｆ_s1
（＝８ＫＨｚ）の第１の帯域Ｂ₁（３００Ｈｚ〜３４０
０Ｈｚ）の音声信号と、第２の雑音低減処理（ｂ）４８
で雑音が低減された第２のサンプリング周波数ｆ_s2（＝
１６ＫＨｚ）の第１の帯域Ｂ₁（３００Ｈｚ〜３４００
Ｈｚ）の音声信号と、第３の雑音低減処理（ｂ）４９で
雑音が低減された第２のサンプリング周波数ｆ_s2（＝１
６ＫＨｚ）の広帯域Ｂ_w（３００Ｈｚ〜６０００Ｈｚ）
の音声信号を切り換える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、通信や放送によっ
て伝えられた、音声信号の音声パラメータ符号を使って
音声信号を合成する受信装置及び方法、通信装置及び方
法に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来の通信装置では、受話側における入
力音声と出力音声のサンプリング周波数が同一であると
共に、音声周波数帯域も同一であった。これは、電話回
線の伝送帯域が例えば３００〜３４００Ｈｚと狭く、電
話回線を介して送られてくる音声信号の周波数帯域が制
限されてしまうためである。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上記伝送帯
域が制限された、入力音声と同様の音声周波数帯域で出
力される音声では音質はあまり良好とは言えない。つま
り、聴覚的品質が劣る。また、ディジタル携帯電話の音
質についても不満がある。

【０００４】本発明は、上記実情に鑑みてなされたもの
であり、聴覚的品質を向上させた受話音声を得ることの
できる受信装置及び方法、通信装置及び方法の提供を目
的とする。

【０００５】

【課題を解決するための手段】本発明に係る受信装置
は、上記課題を解決するために、第１のサンプリング周
波数ｆ_s1の音声信号を生成するために送信装置から伝送
されてきた伝送信号に基づく音声パラメータ符号を使っ
て生成した第１の帯域Ｂ₁の音声信号のサンプリング周
波数を第２のサンプリング周波数ｆ_s2（ｆ_s2＞ｆ_s1）に
変換するサンプリングレート変換手段と、上記音声パラ
メータ符号を使って生成した第１のサンプリング周波数
ｆ_s1の第１の帯域Ｂ₁の音声信号に第１の雑音低減処理
を施すと共に、上記サンプリングレート変換手段からの
第２のサンプリング周波数ｆ_s2の第１の帯域Ｂ₁の音声
信号に第２の雑音低減処理を施す雑音低減処理手段と、
この雑音低減処理手段からの第１の雑音低減処理出力と
第２の雑音低減処理出力とを切り換える切換手段とを備
える。

【０００６】ここで、上記雑音低減処理手段は、上記第
１のサンプリング周波数ｆ_s1の音声信号を生成するため
に送信装置から伝送されてきた伝送信号に基づく音声パ
ラメータ符号から検出された背景雑音区間の雑音レベル
に応じて制御信号を形成し、この制御信号に基づいた上
記第１の雑音低減処理を上記第１のサンプリング周波数
ｆ_s1の第１の帯域Ｂ₁の音声信号に施す。

【０００７】また、上記雑音低減処理手段は、上記第１
の雑音低減処理を上記サンプリングレート変換手段から
の第２のサンプリング周波数ｆ_s2の第１の帯域Ｂ₁の音
声信号におけるｆ_s2／ｆ_s1倍のサンプルに対し、上記第
２の雑音低減処理として施す。

【０００８】本発明に係る受信方法は、上記課題を解決
するために、第１のサンプリング周波数ｆ_s1の音声信号
を生成するために送信装置から伝送されてきた伝送信号
に基づく音声パラメータ符号を使って生成した第１のサ
ンプリング周波数ｆ_s1の第１の帯域Ｂ₁の音声信号に第
１の雑音低減処理を施して得られる第１の雑音低減処理
出力と、上記音声パラメータ符号を使って生成した第１
の帯域Ｂ₁の音声信号のサンプリング周波数を第２のサ
ンプリング周波数ｆ_s2（ｆ_s2＞ｆ_s1）に変換して得た第
２のサンプリング周波数ｆ_s2の第１の帯域Ｂ₁の音声信
号に第２の雑音低減処理を施して得られた第２の雑音低
減処理出力とを、切り換える。

【０００９】本発明に係る通信装置は、上記課題を解決
するために、入力音声信号に第１のサンプリング周波数
ｆ_s1による符号化処理を施して伝送信号を生成する送信
手段と、上記第１のサンプリング周波数ｆ_s1の音声信号
を生成するために送信手段から伝送されてきた伝送信号
に基づく音声パラメータ符号を使って生成した第１のサ
ンプリング周波数ｆ_s1の第１の帯域Ｂ₁の音声信号に第
１の雑音低減処理を施して得られる第１の雑音低減処理
出力と、上記音声パラメータ符号を使って生成した第１
の帯域Ｂ₁の音声信号のサンプリング周波数を第２のサ
ンプリング周波数ｆ_s2（ｆ_s2＞ｆ_s1）に変換して得た第
１の帯域Ｂ₁の音声信号に第２の雑音低減処理を施して
得られた第２の雑音低減処理出力とを、切り換えて出力
する受信手段とを備える。

【００１０】ここで、上記受信手段は、上記第１のサン
プリング周波数ｆ_s1の音声信号を生成するために送信装
置から伝送されてきた伝送信号に基づく音声パラメータ
符号を使って生成した第１の帯域Ｂ₁の音声信号のサン
プリング周波数を第２のサンプリング周波数ｆ_s2（ｆ_s2
＞ｆ_s1）に変換するサンプリングレート変換手段と、上
記音声パラメータ符号を使って生成した第１のサンプリ
ング周波数ｆ_s1の第１の帯域Ｂ₁の音声信号に第１の雑
音低減処理を施すと共に、上記サンプリングレート変換
手段からの第２のサンプリング周波数ｆ_s2の第１の帯域
Ｂ₁の音声信号に第２の雑音低減処理を施す雑音低減処
理手段と、この雑音低減処理手段からの第１の雑音低減
処理出力と第２の雑音低減処理出力とを切り換える切換
手段とを備える。

【００１１】本発明に係る通信方法は、上記課題を解決
するために、入力音声信号に第１のサンプリング周波数
ｆ_s1による符号化処理を施して伝送信号を生成すると共
に、上記第１のサンプリング周波数ｆ_s1の音声信号を生
成するために送信装置から伝送されてきた伝送信号に基
づく音声パラメータ符号を使って生成した第１のサンプ
リング周波数ｆ_s1の第１の帯域Ｂ₁の音声信号に第１の
雑音低減処理を施して得られる第１の雑音低減処理出力
と、上記音声パラメータ符号を使って生成した第１の帯
域Ｂ₁の音声信号のサンプリング周波数を第２のサンプ
リング周波数ｆ_s ₂（ｆ_s2＞ｆ_s1）に変換して得た第２の
サンプリング周波数ｆ_s2の第１の帯域Ｂ₁の音声信号に
第２の雑音低減処理を施して得られた第２の雑音低減処
理出力とを、切り換えて出力する。

【００１２】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図面を参照しながら説明する。この実施の形態は、本
発明に係る受信装置の具体例となる、図１に示す受信装
置１であり、本発明に係る受信方法を適用している。こ
の受信装置１は、パーソナルディジタルセルラー（Pers
onal Digital Cellular，ＰＤＣ）として、現在広く使
用されている、ディジタル携帯電話の受話側として用い
ることができる。

【００１３】受信装置１は、第１のサンプリング周波数
ｆ_s1の音声信号を生成するために後述する送信装置から
基地局を介して伝送されてきた音声パラメータ符号か
ら、第１のサンプリング周波数ｆ_s1の第１の帯域Ｂ₁の
音声信号と、第２のサンプリング周波数ｆ_s2（ｆ_s2＞ｆ
_s1）の第１の帯域Ｂ₁の音声信号と、第２のサンプリン
グ周波数ｆ_s2（ｆ_s2＞ｆ_s1）の広帯域Ｂ_w（第１の帯域
Ｂ₁＋第２の帯域Ｂ₂）の音声信号を生成し、これら３種
類の音声信号を切り換えて出力する。第１のサンプリン
グ周波数ｆ_s1としては８ＫＨｚを、第２のサンプリング
周波数ｆ_s2としては１６ＫＨｚを用いる。また、第１の
帯域Ｂ₁としては３００Ｈｚ〜３４００Ｈｚを、第２の
帯域Ｂ₂としては３４００Ｈｚ〜６０００Ｈｚを用い
る。したがって、広帯域Ｂ_Wとしては３００Ｈｚ〜６０
００Ｈｚを用いる。

【００１４】図１において受信装置１がアンテナ２を介
して基地局から受信した音声パラメータ符号は、ＲＦ受
信部３、制御部４を経由して信号処理装置５のメモリ５
ａに格納される。

【００１５】信号処理装置５のメモリ５ａに格納された
音声パラメータ符号は、信号処理装置５の復号部で復号
処理された後、所定の信号処理が施されて出力される。

【００１６】信号処理装置５からの出力信号は、Ｄ／Ａ
変換部６でアナログ信号とされた後、アンチエイリアシ
ングフィルタ７、ボリューム８及びアンプ９を経由して
スピーカ１０から出力される。なお、制御部４には例え
ばキー操作部１１とＬＣＤ表示部１２が接続されてい
る。

【００１７】図２には、上記音声パラメータ符号を例え
ば無線伝送路、及び基地局を介して送信する、送信装置
１５の構成を示す。この送信装置１５もＰＤＣとして、
現在広く使用されている、ディジタル携帯電話の送話側
として使うことができる。

【００１８】マイクロホン１６から入力された音声信号
は、アンプ１７，ボリューム１８，アンチエイリアシン
グフィルタ１９及びＡ／Ｄ変換器２０を経由して信号処
理装置２１のメモリ２１ａに格納される。

【００１９】メモリ２１ａに格納された音声信号は、信
号処理装置２１内部の音声符号化部で符号処理され、音
声パラメータ符号として出力される。この音声パラメー
タ符号は、制御部２２及びＲＦ送信部２３及びアンテナ
２４を経由して基地局へ送信される。なお、制御部２２
にはキー操作部２５とＬＣＤ表示部２６が接続されてい
る。

【００２０】ここで、信号処理装置２１内部の音声符号
化部は、無線伝送路により制限される狭帯域化を考慮し
た音声パラメータ符号を生成する。一般的には、３００
Ｈｚ〜３４００Ｈｚの伝送帯域を考慮している。上記伝
送信号に基づく音声パラメータ符号は、制御部２２を介
してＲＦ送信部２３に供給される。例えば、音声パラメ
ータ符号としては、励振源に関する線形予測（ＬＰＣ）
残差や、線形予測係数αがある。他には、ピッチ周波数
に関するラグＬＡＧや、例えば２０msecのフレームにお
けるフレームパワーＲ０等がある。

【００２１】図１の受信装置１内部の信号処理装置５
は、図３に示すデコーダ２７と、図４に示す信号切換部
３２とを備えてなる。

【００２２】上記図２に示した送信装置１５の信号処理
装置２１における音声符号部での符号化方法がＰＳＩ−
ＣＥＬＰ（Pitch Synchronus Innovation - CELP：ピッ
チ同期雑音励振源−ＣＥＬＰ）符号化方式によるもので
あるとすれば、デコーダ２７は、ＰＳＩ−ＣＥＬＰ符号
化による伝送信号を用いて音声をデコードし、出力端子
２８にデコード音声Ｓｎｄ_Nを、出力端子２９に線形予
測係数α_Nを、出力端子３０に励振源ＮＥｘｃ_Nを供給す
る。ＰＳＩ−ＣＥＬＰ符号化による伝送信号は、第１の
サンプリング周波数ｆ_s1＝８ＫＨｚの第１の帯域Ｂ₁＝
３００〜３４００Ｈｚの音声信号を生成するために伝送
されてきたものである。

【００２３】信号切換部３２は、第１のサンプリング周
波数ｆ_s1（＝８ＫＨｚ）の音声信号を生成するために送
信装置から伝送されてきたＰＳＩ−ＣＥＬＰ符号による
伝送信号を使ってデコーダ２７が復号した第１の帯域Ｂ
₁（３００Ｈｚ〜３４００Ｈｚ）のデコード音声Ｓｎｄ_N
のサンプリングレートを第２のサンプリング周波数ｆ_s2
（＝１６ＫＨｚ）に変換するサンプリングレート変換手
段と、上記音声パラメータ符号を使って生成した第１の
サンプリング周波数ｆ_s1の第１の帯域Ｂ₁の音声信号に
第１の雑音低減処理を施す共に、上記サンプリングレー
ト変換手段からの第２のサンプリング周波数ｆ_s2の第１
の帯域Ｂ₁の音声信号に第２の雑音低減処理を施す雑音
低減処理手段とこの雑音低減処理手段からの第１の雑音
低減処理出力と第２の雑音低減処理出力とを切り換える
切換手段とを備える。

【００２４】さらに、この受信装置は、上記デコーダ２
７が上記ＰＳＩ−ＣＥＬＰ符号をデコードして得た線形
予測係数α_Nと、励振源ＮＥｘｃ_Nとを使って第２のサン
プリング周波数ｆ_s2（＝１６ＫＨｚ）の第２の帯域Ｂ₂
（３４００Ｈｚ〜６０００Ｈｚ）の信号を推測する帯域
外成分推測手段と、上記サンプリングレート変換手段か
らの第２のサンプリング周波数ｆ_s2の第１の帯域Ｂ₁の
音声信号に上記帯域外成分推測手段で推測された第２の
サンプリング周波数ｆ_s2の第２の帯域Ｂ₂の音声信号を
加算する加算手段とを備え、上記雑音低減処理手段は上
記加算手段からの加算出力に第３の雑音低減処理を施
し、上記切り換え手段は上記第３の雑音低減処理出力も
上記第１及び第２の処理出力とともに切り換える。

【００２５】ここで、上記雑音低減処理手段は図４に示
す第１の雑音低減処理（ａ）４７、第２の雑音低減処理
（ｂ）４８、第３の雑音低減処理（ｂ）４９を行う。こ
れら各雑音低減処理４７〜４９は、上記雑音低減処理手
段の行う、雑音低減処理をブロックとして示したもので
ある。第２又は第３の雑音低減処理（ｂ）４８又は４９
は、第１の雑音低減処理（ａ）４７を第２のサンプリン
グ周波数ｆ_s2の第１の帯域Ｂ₁又は広帯域Ｂ_Wの音声信号
におけるｆ_s2／ｆ_s1倍のサンプルに対して施す。なお、
上記雑音低減処理部に付加している（ａ），（ｂ）は、
サンプリング周波数ｆ_s1で動作する処理と、ｆ_s2で動作
する処理を区別する記号である。

【００２６】上記サンプリングレート変換手段は図４に
おけるアップサンプル部４５である。上記切り換え手段
は切り換えスイッチ部１５０である。上記加算手段は加
算部４６である。そして、上記帯域外成分推測手段は、
アップサンプル部４５と雑音低減処理（ａ）４７，
（ｂ）４８及び（ｂ）４９と切り換えスイッチ部１５０
と加算部４６を除いた部分である。

【００２７】以下、信号切換部３２の構成を詳細に説明
する。

【００２８】先ず、上記帯域外成分推測手段は、線形予
測係数→自己相関（α_N→ｒ_N）変換回路３６と、自己相
関（ｒ）広帯域化部３７と、広帯域コードブック（ｒ_w
ＣＢ）３８と、自己相関→線形予測係数（ｒ_w→α_w）変
換部３９と、ＬＰＣ合成部４０と、励振源拡張部４１
と、高域抽出＆抑圧フィルタ４２と、乗算部４３とから
なる。

【００２９】入力端子３４から供給された線形予測係数
α_Nは、線形予測係数→自己相関（α_N→ｒ_N）変換部３
６に供給される。このα_N→ｒ_N変換部３６は、線形予測
係数α_Nを自己相関ｒ_Nに変換し、自己相関（ｒ）広帯域
化部３７に供給する。自己相関（ｒ）広帯域化部３７は
広帯域コードブック（ｒ_wＣＢ）３８を用いて自己相関
ｒを広帯域化（拡張化）する。広帯域コードブック（ｒ
_wＣＢ）３８は広帯域音から抽出した自己相関パラメー
タｒ_wを用いて予め作成されている。

【００３０】広帯域コードブック（ｒ_wＣＢ）３８を用
い、自己相関（ｒ）広帯域化部３７が拡張した拡張自己
相関ｒ_wは自己相関→線形予測係数（ｒ_w→α_w）変換部
３９に供給される。ｒ_w→α_w変換部３９は拡張自己相関
ｒ_wを拡張線形予測係数α_wに再度変換してからＬＰＣ合
成部４０に供給する。

【００３１】ＬＰＣ合成部４０はｒ_w→α_w変換部３９か
らの広帯域線形予測係数α_wと後述する励振源拡張部４
１からの拡張励振源に基づいて広帯域音声を合成する。

【００３２】ＬＰＣ合成部４０の合成出力は、高域抽出
＆抑圧フィルタ４２に供給される。高域抽出＆抑圧フィ
ルタ４２は、周波数帯域３００Ｈｚ〜３４００Ｈｚの信
号成分を除去し、第２の帯域Ｂ₂＝３４００Ｈｚ〜６０
００Ｈｚの信号成分を抽出するように、高い周波数成分
を抑圧する。このフィルタ４２からのフィルタ出力に
は、端子４４から供給されるゲインが乗算部４３で乗算
される。乗算部４３でゲインが乗算された出力（第２の
帯域Ｂ₂＝３４００Ｈｚ〜６０００Ｈｚ）は、加算部４
６に供給される。

【００３３】上記ＬＰＣ合成部４０には、励振源拡張部
４１からの拡張励振源も供給される。励振源拡張部４１
は、入力端子３５から供給された励振源に関するパラメ
ータとしてのＬＰＣ残差（このＬＰＣ残差を励振源ＮＥ
ｘｃ_Nと記す。）を拡張する。励振源拡張部４１の詳細
な構成を図５に示す。

【００３４】先ず、入力端子３５を介して供給された励
振源ＮＥｘｃ_Nは、アップサンプル部５０によりアップ
サンプルされる。アップサンプル部５０の出力は、ＬＰ
Ｆ５１、ブースト部５２を介して出力端子５５からＬＰ
Ｃ合成部４０に送られる。すなわち、励振源ＮＥｘｃ_N
をアップサンプルした信号は、音声信号を合成する際の
上記拡張励振源として用いられる。ブースト部５２は、
破擦音や摩擦音が検出された場合に、上記拡張励振源を
ブーストするためのもので、そのブースト量は破擦音検
出部５４の出力により制御される。破擦音検出部５４
は、入力端子５３を介して上記α_N→ｒ_N変換部３６から
の自己相関ｒ_Nを受け取り、破擦音や摩擦音を検出す
る。

【００３５】このような構成の励振源拡張部４１からの
励振源が上記ＬＰＣ合成部４０に供給される。そして、
ＬＰＣ合成部４０は、ｒ_w→α_w変換部３９からの広帯域
線形予測係数α_wと上記拡張励振源に基づいて広帯域音
声を合成する。ここまでの構成が上記帯域外成分推測手
段である。

【００３６】次に、入力端子３３を介して上記図３のデ
コーダ２７から供給されるデコード音声Ｓｎｄ_Nに第１
の雑音低減処理を施す雑音低減処理手段について説明す
る。

【００３７】この雑音低減処理手段は、本件出願人が既
に出願した、特開平７−１９３５４８号公報に開示され
ている、雑音低減処理方法を用いて、背景雑音を検出
し、抑圧する。この雑音低減処理方法は、上記第１のサ
ンプリング周波数ｆ_s1の音声信号を生成するために送信
装置から伝送されてきた伝送信号に基づく音声パラメー
タ符号から検出された背景雑音区間の雑音レベルに応じ
て制御信号を形成し、この制御信号に基づいて雑音低減
処理の内容を変化させる。

【００３８】図６には、上記雑音低減処理方法を適用し
た、雑音低減処理手段の詳細な構成を示す。帯域３００
〜３４００Ｈｚ、サンプリング周波数が８ｋＨｚの上記
デコード音声Ｓｎｄ_Nは入力端子１４１を介して、フレ
ームパワー計算回路１４２に供給される。フレームパワ
ー計算回路１４２は、例えば周期２０ｍｓｅｃのフレー
ム毎のパワーとして、自乗平均の平方根、いわゆるｒｍ
ｓ値を計算する。このフレームパワー計算回路１４２で
計算されたフレーム平均パワー値は、抑圧比計算回路１
４３に供給される。抑圧比計算回路１４３は、上記フレ
ームパワー計算回路１４２で計算されたフレーム平均パ
ワーを用いて、雑音を抑圧するための係数である抑圧比
を計算する。抑圧比計算回路１４３で計算された抑圧比
は、スムージング回路１４４に送られる。スムージング
回路１４４は、抑圧比計算回路１４３で計算された抑圧
比にスムージング処理を施す。このスムージング処理と
は、例えば２０ｍｓｅｃで１６０サンプルのフレーム単
位で分割された入力音声信号のつながりの不連続性を避
けるための処理である。このスムージング処理が施され
た抑圧比は、ノイズリデュース回路１４５に送られ、こ
のノイズリデュース回路１４５において上記広帯域音声
信号Ｓｎｄ_wの雑音を除去するために用いられる。

【００３９】抑圧比計算回路１４３には、端子１４８を
介して入力された雑音レベル検出信号をレベル弁別回路
１４７で弁別して得られた制御信号が供給されており、
この制御信号に応じて、例えば上記抑圧比計算のしきい
値が切換制御されるようになっている。このような構成
の雑音低減処理手段の詳細な動作については後述する。

【００４０】次に、上記サンプリング周波数変換手段と
してのアップサンプル部４５は、サンプリング周波数が
第１のサンプリング周波数ｆ_s1＝８ｋＨｚの第１の帯域
Ｂ₁＝３００Ｈｚ〜３４００Ｈｚの音声信号のサンプリ
ング周波数を第２のサンプリング周波数ｆ_s2＝１６ｋＨ
ｚに変換する。このアップサンプル部４５からの、サン
プリング周波数が第２のサンプリング周波数ｆ_s2＝１６
ｋＨｚに変換された第１の帯域Ｂ₁＝３００Ｈｚ〜３４
００Ｈｚの音声信号成分は、加算部４６及び雑音低減処
理（ｂ）４８に供給される。

【００４１】また、加算部４６が乗算部４３からの乗算
出力である、第２のサンプリング周波数ｆ_s2＝１６ｋＨ
ｚの第２の帯域Ｂ₂＝３４００Ｈｚ〜６０００Ｈｚの音
声信号成分に、アップサンプル部４５からの上記音声信
号成分を加算することによって得られた加算出力は雑音
低減処理（ｂ）４９に供給される。

【００４２】また、信号切換部３２は、上述したよう
に、上記切換手段として切換スイッチ１５０を備え、第
１の雑音低減処理（ａ）４７で雑音が低減された上記第
１のサンプリング周波数ｆ_s1（＝８ＫＨｚ）の第１の帯
域Ｂ₁（３００Ｈｚ〜３４００Ｈｚ）の音声信号と、第
２の雑音低減処理（ｂ）４８で雑音が低減された第２の
サンプリング周波数ｆ_s2（＝１６ＫＨｚ）の第１の帯域
Ｂ₁（３００Ｈｚ〜３４００Ｈｚ）の音声信号と、第３
の雑音低減処理（ｂ）４９で雑音が低減された第２のサ
ンプリング周波数ｆ_s2（＝１６ＫＨｚ）の広帯域Ｂ
_w（３００Ｈｚ〜６０００Ｈｚ）の音声信号を切り換え
る。

【００４３】切り換えスイッチ１５０は、上記第１のサ
ンプリング周波数ｆ_s1（＝８ＫＨｚ）の第１の帯域Ｂ₁
（３００Ｈｚ〜３４００Ｈｚ）の音声信号を被選択端子
ａで受け、第２のサンプリング周波数ｆ_s2（＝１６ＫＨ
ｚ）の第１の帯域Ｂ₁（３００Ｈｚ〜３４００Ｈｚ）の
音声信号を被選択端子ｂで受け、第２のサンプリング周
波数ｆ_s2（＝１６ＫＨｚ）の広帯域Ｂ_w（３００Ｈｚ〜
６０００Ｈｚ）の音声信号を被選択端子ｃで受ける。そ
して、切り換え制御信号端子１５１からの切り換え制御
信号に基づいて選択片ｄを切り換えることにより、いず
れか一の音声信号をＤ／Ａ変換器６に供給する。

【００４４】以上の構成の信号切換部３２における、主
要な動作原理について以下に説明する。信号切換部３２
は、３００Ｈｚ〜３４００Ｈｚの第１の帯域Ｂ₁の音声
信号を生成するための音声パラメータ符号から３４００
Ｈｚ〜６０００Ｈｚという第２の帯域Ｂ₂用の音声符号
化パラメータを生成し、広帯域ＬＰＣ合成を行う。その
後、原音声の周波数帯域である低域（３００Ｈｚ〜３４
００Ｈｚ）側を、原音声を１６ＫＨｚにアップサンプル
したものに置換する。すなわち、高域通過フィルタを施
し高域（３４００Ｈｚ〜６０００Ｈｚ）のみを残し、こ
の高域成分の中でも高い周波数成分を抑圧し、さらにゲ
インを調整し、その後、原音声（３００Ｈｚ〜３４００
Ｈｚ）をアップサンプル（第２のサンプリング周波数ｆ
_s2）したものに加算して、第２のサンプリング周波数ｆ
_s2（＝１６ＫＨｚ）の広帯域Ｂ_w（３００Ｈｚ〜６００
０Ｈｚ）の音声信号を得る。

【００４５】ここで、音声パラメータ符号の広帯域化
（或いは拡張化）は、線形予測係数αの広帯域化、励振
源ＮＥｘｃ_Nの広帯域化の二つが必要である。また、α
の広帯域化には、αと相互に変換可能なパラメータであ
る自己相関ｒによるコードブックを予め作成しておく必
要がある。このコードブックによる量子化、逆量子化に
よって自己相関ｒが広帯域化される。

【００４６】先ず、線形予測係数αの広帯域化について
説明する。αはスペクトル包絡を表すフィルタ係数であ
ることに着目し、高域側を推定しやすい別のスペクトル
包絡を表すパラメータである自己相関ｒに一旦変換し、
これを広帯域化し、その後で広帯域（或いは拡張）自己
相関ｒ_wから広帯域（或いは拡張）線形予測係数α_wに逆
変換する。拡張にはベクトル量子化を用いる。狭帯域自
己相関ｒ_nをベクトル量子化し、そのインデックスから
対応するｒ_wを求めればよい。

【００４７】狭帯域自己相関と広帯域自己相関には、後
述するように一定の関係が成り立つため、広帯域自己相
関によるコードブックのみを用意すればよく、狭帯域自
己相関をこれによりベクトル量子化でき、また逆量子化
により広帯域自己相関が求まる。

【００４８】狭帯域信号を、広帯域信号を帯域制限した
ものとすれば、広帯域自己相関と狭帯域自己相関には以
下の（１）式に示す関係がある。

【００４９】

【数１】

【００５０】ここで、φは自己相関、ｘ_nは狭帯域信
号、ｘ_wは広帯域信号、ｈは帯域制限フィルタのインパ
ルス応答である。

【００５１】さらに、自己相関とパワースペクトルの関
係から、次の（２）式が得られる。

【００５２】

【数２】

【００５３】この帯域制限フィルタのパワー特性と等し
い周波数特性を持つ、もう一つの帯域制限フィルタを考
え、これをＨ’とすれば、上記（２）式は、次の（３）
式のようになる。

【００５４】

【数３】

【００５５】この新たなフィルタの通過域、阻止域は当
初の帯域制限フィルタと同等であり、減衰特性が２乗と
なる。したがって、この新たなフィルタもまた、帯域制
限フィルタといえる。これを考慮すると、狭帯域自己相
関は、広帯域自己相関と帯域制限のフィルタのインパル
ス応答との畳み込み、すなわち広帯域自己相関を帯域制
限したものと単純化される。すなわち、次の（４）式と
なる。

【００５６】

【数４】

【００５７】以上より、狭帯域自己相関をベクトル量子
化するにあたっては、広帯域コードブックのみを用意す
れば、量子化時に必要な狭帯域ベクトルは演算により作
成が可能であり、狭帯域自己相関から予めコードブック
を用意しておく必要がないことが分かる。

【００５８】さらに、各広帯域自己相関のｒ_wコードベ
クタは単調減少もしくはなだらかに増減するカーブを持
つために、上記Ｈ’により低域通過させても大きな変化
がなく、ｒ_n量子化は、直接ｒ_wコードブックで行える。
ただし、サンプリング周波数が１／２のため、１次おき
に比較する必要がある。

【００５９】線形予測係数αの拡張は有声音（Ｖ）と無
声音（ＵＶ）に分けることによって、さらに精度良い拡
張が可能であるため、これも行っている。これに伴いコ
ードブックもＶ用、ＵＶ用の二つを用いている。

【００６０】次に、励振源の拡張について説明する。Ｐ
ＳＩ−ＣＥＬＰにおいては狭帯域での励振源を、図５の
アップサンプル回路５０でゼロ値を挿入することでアッ
プサンプルし、エイリアシング歪みを発生させたものを
用いる。この方法は非常に単純であるが、元の音声のパ
ワーや調波構造の差分が保存されるので、励振源として
は十分な品質であるといえる。

【００６１】そして、以上で得られた広帯域αと広帯域
励振源によりＬＰＣ合成部４０でＬＰＣ合成を行う。

【００６２】また、広帯域ＬＰＣ合成された音声は、こ
のままでは品質が悪いので、低域側はコーデック出力の
オリジナル音声Ｓｎｄ_Nで置換する。このために、合成
音のうち３４００Ｈｚ以上を抽出し、一方でコーデック
出力をｆs＝１６ＫＨｚにアップサンプルし、これらを
加算する。

【００６３】このとき、乗算部４３で高域側に乗算する
ゲインをユーザの好みに応じてゲイン調整器で調整可能
としている。ユーザ毎の個人差が大きいため、この値を
可変にしている。高域側ゲインの値をユーザからの入力
により予め設定しておき、この値を参照し、乗算を行
う。

【００６４】また、加算前に高域側に対し、高域抽出＆
抑圧フィルタ４２で約６ＫＨｚ以上の成分を若干抑圧す
るフィルタリングを施すことで、聴きやすい音にしてい
る。このフィルタ係数を選択可能とし、予め選択された
フィルタにより処理を行うことで、好みに応じ高域側の
周波数帯域を選択可能とした。このフィルタの選択もユ
ーザの入力により設定する。

【００６５】なお、このフィルタ４２を用いての処理
は、低域側のパワー特性に影響を与えないため、加算後
に行っても良い。あるいは、あえて低域側にも影響のあ
るフィルタを加算後に施す事も可能である。以上により
広帯域音声が得られる。

【００６６】次に、以上の動作原理に基づいて、信号切
換部３２が広帯域音声信号を生成する動作について図７
のフローチャートを用いて説明する。

【００６７】ステップＳ１で図４に示したα_N→ｒ_N変換
部３６は、図３に示したデコーダ２７によりデコードさ
れた線形予測係数α_Nを自己相関ｒ_Nに変換する。また、
デコーダ２７でデコードされた音声信号Ｓｎｄ_Nはステ
ップＳ２でＶ／ＵＶ判定される。

【００６８】このステップＳ２での判定結果がＶである
と、ステップＳ４では有声音用自己相関ｒ_Nを量子化す
る。この量子化は、ステップＳ３で求めた狭帯域Ｖ用パ
ラメータを用いる。すなわち、広帯域Ｖのコードブック
３８から、１次おきに比較して求めた狭帯域Ｖ用パラメ
ータを用いる。

【００６９】一方、ステップＳ２での判定結果がＵＶで
あるときには、ステップＳ４ではステップＳ３で求めた
狭帯域ＵＶ用パラメータを用いて無声音用自己相関ｒを
量子化する。

【００７０】そして、ステップＳ５でそれぞれ広帯域Ｖ
コードブック又は広帯域ＵＶコードブックを用いて逆量
子化し、これにより広帯域自己相関ｒ_Wが得られる。広
帯域自己相関ｒ_WはステップＳ６でｒ_W→α_W変換部３９
によりα_Wに変換される。

【００７１】一方、デコーダ２７からの励振源は、ステ
ップＳ７で図５に示したアップサンプル回路５０により
サンプル間にゼロが詰められることでアップサンプルさ
れ、エイリアシングにより広帯域化される。これが広帯
域励振源として、ＬＰＣ合成部４０に供給される。

【００７２】そして、ステップＳ８で、ＬＰＣ合成部４
０が広帯域α_Wと広帯域励振源とを、ＬＰＣ合成し、広
帯域の音声信号が得られる。

【００７３】しかし、このままでは予測によって求めら
れた広帯域信号にすぎず、予測による誤差が含まれてい
るので品質が悪い。特に入力狭帯域音声の周波数範囲
（３００Ｈｚ〜３４００Ｈｚ）に関しては、コーデック
出力のオリジナル音声Ｓnd_N（入力音声）をそのまま利
用したほうが良い。

【００７４】したがって、ＬＰＣ合成部４０からの合成
音のうち、入力狭帯域音声の周波数範囲３００〜３４０
０ＨｚをステップＳ９でバンドストップフィルタ（ＢＳ
Ｐ）を用いたフィルタリングにより除去する。

【００７５】そして、ステップＳ１０でアップサンプル
部４５により上記オリジナル音声Ｓｎｄ_Nをアップサン
プルしたものと、ステップＳ１３で加算部４６により加
算する。このとき、ステップＳ１１で高域側に対し、約
６ＫＨｚ以上の成分を若干抑圧する高域抽出＆抑圧フィ
ルタ４２によりフィルタリングすることで、聴きやすい
音にしている。このフィルタ係数は上述したように選択
可能とされている。

【００７６】さらに、ステップＳ１２では、乗算部４３
を用いてユーザの好みに応じて高域側ゲインを調整可能
としている。

【００７７】なお、ここで、信号切換部３２で用いる、
コードブックの作成について説明する。コードブックの
作成は一般によく知られたＧＬＡ(Generalized Lloyd A
lgorithm)による方法である。広帯域音声を一定時間、
例えば２０msecごとのフレームに区切り、そのフレーム
毎に、一定次例えば６次までの自己相関を求めておく。
このフレーム毎の自己相関をトレーニングデータとし、
６次元のコードブックを作成する。このとき、有声音、
無声音の区別を行い、有声音の自己相関、無声音の自己
相関を別々に集め、それぞれのコードブックを作成して
もよい。この場合、帯域拡張処理中αの拡張時、コード
ブックを参照するが、このときにも有声音、無声音の判
別を行い、対応するコードブックを利用する。

【００７８】信号切換部３２では、広帯域有声音用コー
ドブックと広帯域無声音用コードブックを用いている。
この広帯域有声音用コードブックの作成については図８
を、広帯域無声音用コードブックの作成については図９
を参照しながら説明する。

【００７９】先ず、広帯域音声信号を学習用に用意し、
図８のステップＳ３１で１フレーム２０msecにフレーミ
ングする。次に、ステップＳ３２で各フレームにおい
て、例えばフレームエネルギーやゼロクロスの値等を調
べることによって有声音（Ｖ）か無声音（ＵＶ）かの分
類を行う。

【００８０】そして、ステップＳ３３で広帯域有声音フ
レームにおいて、例えば６次までの自己相関パラメータ
ｒを計算する。また、ステップＳ３４では広帯域無声音
フレームにおける、例えば６次までの自己相関パラメー
タｒを求める。

【００８１】この各フレームの６次の自己相関パラメー
タから、図９のステップＳ４１で広帯域パラメータを抽
出し、ＧＬＡにより次元６の広帯域Ｖ（ＵＶ）コードブ
ックをステップＳ４２で作成する。

【００８２】以上のようにして広帯域有声音用及び広帯
域無声音用コードブックを作成できる。

【００８３】次に、上記雑音低減処理手段の動作につい
て詳細に説明する。

【００８４】図６のフレームパワー計算回路１４２は、
上記フレーム当たりの上記デコード音声信号Ｓｎｄ_Nの
平均パワーｒｍｓを計算する。この平均パワーｒｍｓは
抑圧比計算回路１４３に供給される。

【００８５】抑圧比計算回路１４３は、平均パワーｒｍ
ｓと、あるしきい値ｎｒ１とを比較し、その比較結果に
より、抑圧比scaleを計算する。すなわち、この抑圧比s
caleは、上記平均パワーｒｍｓがしきい値ｎｒ１以上の
とき１とし、しきい値ｎｒ１よりも小さいとき、 scale＝ｒｍｓ／Ｋ・・・（５）とする。ここで、Ｋは定数である。この例の場合には、
Ｋ＝ｎｒ１となる。

【００８６】あるいは、全てのｒｍｓについて上記
（５）式を計算し、その計算結果としての抑圧比scale
が１よりも小（scale＜１）となる場合には、この
（５）式で計算された抑圧比scaleを上記デコード音声
信号Ｓｎｄ_Nに乗算する。これは、上記平均パワーｒｍ
ｓが上記しきい値ｒｎ１よりも小となるフレームにおい
ては、上記デコード音声信号Ｓｎｄ_Nに１よりも小さい
ゲインを乗算することを意味する。また、この（５）式
の結果、抑圧比scaleが１以上（scale≧１）となる場合
には、上記デコード音声信号Ｓｎｄ_Nには何も処理を施
さずそのまま出力する。これは、抑圧比scaleが上記し
きい値となるフレームにおいては、上記デコード音声信
号Ｓｎｄ_Nに１のゲインを乗算することを意味する。し
たがって、このしきい値ｎｒ１を適切に選ぶことによ
り、雑音部分のようなパワーの小さい部分ではゲインが
小さく制御されることになり、実質的に雑音低減の効果
が得られる。なお、上記（５）式を用いた場合のノイズ
抑圧の効果は、入力信号の平均パワーに対して１／２倍
となる。

【００８７】また、ノイズの抑圧がききすぎる場合や、
一定レベル以下をミュートする回路と組み合わせて使用
する場合などにおいては、上記しきい値ｎｒ１（これを
第１のしきい値とする。）よりも小さい第２のしきい値
ｎｒ２を設定し、入力レベルがこの第２のしきい値ｎｒ
２よりも小さくなる領域で、抑圧を小さく、すなわちエ
キスパンダの伸長作用の強さを弱めることが好ましい。

【００８８】ところで、入力された信号に対して音声と
雑音とを区別して処理しているわけではないので、子音
などの音声パワーが相対的に小さいところで音声が無く
なる傾向がある。特に強くノイズリデュースをかけたと
きにこの現象が顕著に現れ、音声の種類によってはかな
りの違和感を感じる。したがって、フレーム平均パワー
に対して、どの程度の強さでノイズリデュースをかける
か、またどのくらいの大きさからかけるかの検討が必要
になってくる。

【００８９】また、上記のような処理をフレーム単位で
行うと、フレームでの音声のつながりが不連続になり、
聞いたときに不自然感を感じてしまう。

【００９０】これらのことを考慮して、上記抑圧比scal
eに対してアタックタイム、リカバリタイムを設定し、
例えばフレーム単位のスムージングを行うことにより、
上記不自然感が出ないようにすることが考えられる。

【００９１】すなわち、上記図６の構成からも明らかな
ように、抑圧比計算回路１４３で計算して求められた抑
圧比scaleは、一旦スムージング回路１４４によるスム
ージング処理を施した後、ノイズリデュース回路１４５
に送るようにしている。

【００９２】このスムージング回路１４４は、上述した
ようなノイズ低減処理において生じる問題を解決するた
めに設けられたものであり、上記アタックタイム、リカ
バリタイムを設定している。この例では、アタックタイ
ムを“０”とし、リカバリータイムは可変としている。

【００９３】すなわち、計算した現在のフレームの音声
パワーが前のフレームより大きい時にはその値をそのま
ま使い、逆に小さい場合は所定の特性を備えるローパス
フィルタ（ＬＰＦ）によりスムージングを行い、フレー
ムパワーの変化による処理の不自然感が出ないようにす
る。ノイズリデュース回路１４５は、上記デコード音声
信号Ｓｎｄ_Nにスムージング回路１４４を介した抑圧比s
caleを乗算して入力信号Ｓｎｄ_Nの雑音低減処理を行
い、雑音が低減された出力信号を出力端子１４６から出
力している。

【００９４】ところで、上記抑圧比計算回路１４３に
は、端子１４８を介した雑音レベル検出信号をレベル弁
別回路１４７で弁別して得られた制御信号が供給されて
いる。この制御信号に応じて、上記抑圧比計算のしきい
値が切換制御されている。すなわち、抑圧比計算のしき
い値は、雑音レベル検出信号に基づいている。

【００９５】この雑音レベル検出信号は、上記第１のサ
ンプリング周波数ｆ_s1の音声信号を生成するために送信
装置から伝送されてきた伝送信号に基づく音声パラメー
タ符号から検出された背景雑音区間の音声レベルであ
る。

【００９６】ここでは、図示を省略しているが、上記音
声パラメータ符号から背景雑音区間を検出する雑音区間
検出回路と、この雑音区間検出回路で検出された雑音区
間の雑音レベルを検出する雑音レベル検出回路が必要と
され、端子１４８には雑音レベル検出回路で検出された
雑音レベル検出信号が供給される。

【００９７】ところで、この上記雑音低減処理手段は、
上記第１の雑音低減処理（ａ）４７として、上記第１の
サンプリング周波数ｆ_s1（８ＫＨｚ）の音声信号を生成
するために送信装置から伝送されてきた伝送信号を用い
て上記デコード音声に雑音低減処理を施しているが、上
記第２の雑音低減処理（ｂ）４８及び第３の雑音低減処
理（ｂ）４９が実際に雑音低減処理を施すのは、第２の
サンプリング周波数ｆ_s2（１６ＫＨｚ）とされた音声信
号に対してである。このため、上記雑音低減処理手段
は、第２の雑音低減処理（ｂ）４８及び第３の雑音低減
処理（ｂ）４９として、上記第１の雑音低減処理（ａ）
４７をサンプリング周波数が１６ＫＨｚの第１の帯域Ｂ
₁又は広帯域Ｂ_Wの音声信号における２（＝ｆ_s2／ｆ_s1）
倍のサンプルに対して施している。

【００９８】このようにして、上記雑音低減処理手段
は、第１の雑音低減処理（ａ）４７で上記デコード音声
信号中の雑音成分を低減でき、第２の雑音低減処理
（ｂ）４８及び第３の雑音低減処理（ｂ）４９で第２の
サンプリング周波数ｆ_s2（１６ＫＨｚ）とされた第１の
帯域Ｂ₁及び広帯域Ｂ_Wの音声信号中の雑音成分を低減で
きる。

【００９９】そして、図４に示した信号切換部３２は、
切り換えスイッチ１５０により、上記雑音低減処理手段
の第１の雑音低減処理（ａ）４７，第２の雑音低減処理
（ｂ）４８及び第３の雑音低減処理（ｂ）４９で雑音の
低減された音声信号、つまりサンプリング周波数が８Ｋ
Ｈｚの第１の帯域Ｂ₁（３００〜３４００Ｈｚ）の音声
信号と、サンプリング周波数が１６ＫＨｚの第１の帯域
Ｂ₁（３００〜３４００Ｈｚ）の音声信号と、サンプリ
ング周波数が１６ＫＨｚの広帯域Ｂ_W（３００〜６００
０Ｈｚ）の広帯域音声信号とを切り換えてＤ／Ａ変換器
６に送ることができる。

【０１００】このため、上記図１に示した受信装置１
は、サンプリング周波数が８ＫＨｚ，１６ＫＨｚと異な
る、第１の帯域Ｂ₁（３００Ｈｚ〜３４００Ｈｚ）のＰ
ＳＩ−ＣＥＬＰによる受話音声信号や、サンプリング周
波数が１６ＫＨｚの広帯域（３００Ｈｚ〜６０００Ｈ
ｚ）のＰＳＩ−ＣＥＬＰによる受話音声信号を雑音低減
処理を施した上で、ユーザに選択させることができる。
ユーザ側では選択肢が広がる。また、状況に応じて受話
音声を帯域拡張するだけでなく、入力時の帯域と同様に
することができるので、内蔵のバッテリーの減りを抑え
ることもできる。

【０１０１】なお、Ｄ／Ａ変換器６でのサンプリング周
波数を１６ＫＨｚに固定して、１６ＫＨｚ固定での第１
の帯域Ｂ₁の音声信号と、広帯域Ｂ_Wの音声信号を切り換
えるようにしてもよい。Ｄ／Ａ変換器６で用いるクロッ
クを８Ｋｚ／１６ＫＨｚと切り換えなくて済むため、ハ
ードウェア負担を減らすことができる。

【０１０２】また、アップサンプル部４５では、切り換
えスイッチ１５０における、サンプリング周波数の８Ｋ
Ｈｚ／１６ＫＨｚ切り換え持に、フィルタ出力をクリア
しておく。ノイズ発生を防ぐためである。

【０１０３】次に、図１の受信装置１内部の信号処理装
置５の他の具体例について図１０〜図１２を用いて説明
する。この他の具体例は、図１０に示すデコーダ５８
と、図１１に示す信号切換部６５とを備えてなる。

【０１０４】上記図２に示した送信装置１５の信号処理
装置２１における音声符号部での符号化方法がＶＳＥＬ
Ｐ（Vector Sum Excited Linear Prediction：ベクトル
和励起線形予測）符号化方式によるものであるとすれ
ば、デコーダ５８はＶＳＥＬＰ符号化による伝送信号を
デコードして出力端子５９にデコード音声Ｓｎｄ_Nを、
出力端子６０に線形予測係数α_Nを、出力端子６１に励
振源１Ｅｘｃ_N1を、出力端子６２に励振源２Ｅｘｃ_N2を
供給する。

【０１０５】信号切換部６５は、図１１に示すような構
成であり、上記図４に示した信号切換部３２と異なるの
は励振源切換＆拡張部６８を設けている点である。

【０１０６】ＰＳＩ−ＣＥＬＰは、コーデック自体、特
に有声音Ｖを聴感上滑らかに聞こえるような処理を行っ
ているが、ＶＳＥＬＰにはこれがなく、このために帯域
幅拡張したときに若干雑音が混入したように聞こえる。
そこで、広帯域励振源を作成する際に、励振源を切り換
える回路を内部に備えた励振源切換＆拡張部６８を用
い、図１２に示すような処理を施す。この図１２に示す
処理は、上記図６に示した励振源処理をステップＳ８７
〜ステップＳ８９のように変えたものである。

【０１０７】ＶＳＥＬＰの励振源は、コーデックに利用
されるパラメータβ(長期予測係数), bL[i](長期フィル
タ状態),γ(利得), c1[i](励起コードベクタ)により、 β * bL[i] + γ * c1[i] として作成されるが、このうち前者がピッチ成分、後者
がノイズ成分を表すので、これをβ * bL[i]とγ * c1
[i]に分け、ステップＳ８７で、一定の時間範囲におい
て、前者のエネルギーが大きい場合にはピッチが強い有
声音と考えられるため、ステップＳ８８でＹＥＳに進
み、励振源をパルス列とし、ピッチ成分のない部分では
ＮＯに進み０に抑圧した。また、ステップＳ８７でエネ
ルギーが大きくない場合には従来どおりとし、こうして
作成された狭帯域励振源にステップＳ８９でゼロ詰め処
理によりPSI-CELP同様０を詰めアップサンプルすること
で広帯域励振源とした。これにより、ＶＳＥＬＰにおけ
る有声音の聴感上の品質が向上する。

【０１０８】そして、ステップＳ９２でアップサンプル
部４５により上記オリジナル音声Ｓｎｄ_Nをアップサン
プルしたものと、ステップＳ９５で加算部４６により加
算する。このとき、ステップＳ９１で高域側に対し、約
６ＫＨｚ以上の成分を若干抑圧する高域抽出＆抑圧フィ
ルタ４２によりフィルタリングを施すことで、聴きやす
い音にしている。このフィルタ係数は上述したように選
択可能としている。

【０１０９】さらに、ステップＳ９３では、乗算部４３
を用いてユーザの好みに応じて高域側ゲインを調整可能
としている。

【０１１０】この信号切換部６５でも上記第１の雑音低
減処理（ａ）４７，第２の雑音低減処理（ｂ）４８及び
第３の雑音低減処理（ｂ）４９を行う雑音低減処理手段
を備えている。この雑音低減処理手段の第１の雑音低減
処理（ａ）４７は上記デコード音声信号中の雑音成分を
低減でき、第２の雑音低減処理（ｂ）４８及び第３の雑
音低減処理（ｂ）４９は第２のサンプリング周波数ｆ_s2
（１６ＫＨｚ）とされた第１の帯域Ｂ₁及び広帯域Ｂ_Wの
音声信号中の雑音成分を低減できる。

【０１１１】したがって、ＶＳＥＬＰによる復号化方法
を用いた信号切換部６５でも、ユーザの好みに基づい
て、サンプリング周波数が８ＫＨｚの第１の帯域Ｂ
₁（３００〜３４００Ｈｚ）の音声信号，サンプリング
周波数が１６ＫＨｚの第１の帯域Ｂ₁の音声信号又はサ
ンプリング周波数が１６ＫＨｚの広帯域Ｂ_Wの音声信号
を雑音低減処理を施した上で切り換えてＤ／Ａ変換器６
に送ることができる。

【０１１２】このため、上記図１に示した受信装置１
は、サンプリング周波数が８ＫＨｚ，１６ＫＨｚと異な
る、第１の帯域Ｂ₁（３００Ｈｚ〜３４００Ｈｚ）のＶ
ＳＥＬＰによる受話音声信号や、サンプリング周波数が
１６ＫＨｚの広帯域（３００Ｈｚ〜６０００Ｈｚ）のＶ
ＳＥＬＰによる受話音声信号を雑音低減処理を施した上
で、ユーザに選択させることができる。ユーザ側では選
択肢を広げることができる。状況に応じてＶＳＥＬＰに
よる受話音声を帯域拡張するだけでなく、入力時の帯域
と同様にすることができるので、内蔵のバッテリーの減
りを抑えることもできる。

【０１１３】さらに、図１の受信装置１内部の信号処理
装置５としては、図１３に示す信号切換部７０とその前
段の、図１４に示すデコード部とからなる信号処理装置
を他の具体例としてもよい。

【０１１４】図１４に示したデコード部は、ＶＳＥＬＰ
デコーダ７７とＰＳＩ−ＣＥＬＰデコーダ８１とを備
え、送信装置側から伝送されてくる、音声パラメータ符
号の符号化方式に応じて、デコーダ７７又は８１への音
声パラメータ符号の入力を切り換える。つまり、入力端
子７５を介して受け取った上記音声パラメータ符号を切
換スイッチ７６で、上記符号化方式の種類、つまりＶＳ
ＥＬＰ又はＰＳＩ-ＣＥＬＰに応じて切り換えている。

【０１１５】ＶＳＥＬＰデコーダ７７からの二つの励振
源１Ｅｘｃ_N1及び励振源２Ｅｘｃ_N2は出力端子７８及び
７９を介して図１３の入力端子６６及び６７に供給され
る。また、ＰＳＩ-ＣＥＬＰデコーダ８１からの励振源
ＮＥｘｃ_Nは出力端子８２を介して図１３の入力端子３
５に供給される。

【０１１６】また、ＶＳＥＬＰデコーダ７７又はＰＳＩ
−ＣＥＬＰデコーダ８１からの線形予測係数α_V又はα_p
は上記符号化方式の種類に応じて切換スイッチ８０によ
り選択されてから出力端子８３を介して図１３の入力端
子３４に供給される。

【０１１７】同様に、ＶＳＥＬＰデコーダ７７又はＰＳ
Ｉ−ＣＥＬＰデコーダ８１からのデコード音声も上記符
号化方式の種類に応じて切換スイッチ８４により選択さ
れてから出力端子８５を介して図１３の入力端子３３に
供給される。

【０１１８】また、図１３に示す、信号切換部７０側で
は、上記符号化方式の種類に応じて切り換わる切換スイ
ッチ７１により、励振源切換＆拡張部６８又は励振源拡
張部４１からの励振源出力を切り換えて、ＬＰＣ合成部
４０に供給する。

【０１１９】この信号切換部７０でも第１の雑音低減処
理（ａ）４７，第２の雑音低減処理（ｂ）４８及び第３
の雑音低減処理（ｂ）４９を行う上記雑音低減処理手段
を備えている。第１の雑音低減処理（ａ）４７は上記デ
コード音声信号中の雑音成分を低減でき、第２の雑音低
減処理（ｂ）４８及び第３の雑音低減処理（ｂ）４９は
第２のサンプリング周波数ｆ_s2（１６ＫＨｚ）とされた
第１の帯域Ｂ₁及び広帯域Ｂ_Wの音声信号中の雑音成分を
低減できる。

【０１２０】したがって、この信号切換部７０によれ
ば、送信装置側から伝送されてくる伝送信号の符号化方
式の種類に応じ、サンプリング周波数が８ＫＨｚ，１６
ＫＨｚと異なる、第１の帯域Ｂ₁（３００Ｈｚ〜３４０
０Ｈｚ）の受話音声信号や、サンプリング周波数が１６
ＫＨｚの広帯域（３００Ｈｚ〜６０００Ｈｚ）の受話音
声信号を雑音低減処理を施した上で、ユーザに選択させ
ることができる。ユーザ側では選択肢を広げることがで
きる。状況に応じて受話音声を帯域拡張するだけでな
く、入力時の帯域と同様にすることができるので、内蔵
のバッテリーの減りを抑えることもできる。

【０１２１】さらに、上記図１の受信装置１内部の信号
処理装置５は、図１５に示すような信号切換部９０を備
えてもよい。

【０１２２】信号切換部９０の入力端子９１には、上記
音声パラメータ符号の内、ＬＰＣ残差である励振源が供
給される。また、入力端子９２には線形予測係数αが供
給される。入力端子９１からの励振源は、ＬＰＣ合成フ
ィルタ９３に送られると共に、アップサンプル部１００
に送られる。入力端子９２からの線形予測係数はＬＰＣ
合成フィルタ９３に送られる。

【０１２３】ＬＰＣ合成フィルタ９３は、入力端子９１
からの励振源を基に、入力端子９２からの線形予測係数
を用いて音声信号を合成する。ＬＰＣ合成フィルタ９３
で合成された音声信号は、上記雑音低減処理手段の第１
の雑音低減処理（ａ）１６１及びアップサンプル部９４
に供給される。

【０１２４】第１の雑音低減処理（ａ）１６１は、上記
第１の雑音低減処理（ａ）４７と同様に動作する。ここ
では説明を省略する。

【０１２５】アップサンプル部９４は、ＬＰＣ合成フィ
ルタ９３で合成された音声信号のサンプリング周波数ｆ
_s1をアップサンプルする。アップサンプルされた上記音
声信号は、上記雑音低減処理手段の第２の雑音低減処理
（ｂ）１６２及びバンドバスフィルタ（ＢＰＦ）９５に
供給される。

【０１２６】第２の雑音低減処理（ｂ）１６２は上記第
２の雑音低減処理（ｂ）４８と同様に動作する。すなわ
ち、上記図６に示した構成と同様の構成の雑音低減処理
手段の第１の雑音低減処理（ａ）１６１をサンプリング
周波数が１６ＫＨｚの第１の帯域Ｂ₁又は広帯域Ｂ_Wの音
声信号における２（＝ｆ_s2／ｆ_s1）倍のサンプルに対し
て施している。

【０１２７】バンドパスフィルタ９５はアップサンプル
部９４からの出力のうち所定の帯域のみを通過させ、加
算部９６に供給する。このアップサンプル部９４、バン
ドパスフィルタ９５、加算部９６に通じる経路は、元の
周波数帯域の成分の信号を合成された音声信号に付加す
るための経路である。

【０１２８】また、ＬＰＣ合成フィルタ９３から線形予
測係数−自己相関変換部９７に線形予測係数が送られ
る。線形予測係数−自己相関変換部９７は、線形予測係
数を自己相関に変換するものである。この自己相関は狭
帯域コードブック９８に送られると共に、破擦音検出部
９９に送られる。

【０１２９】また、入力端子９１からの励振源は、アッ
プサンプル部１００でアップサンプルされ、ローパスフ
ィルタ１０１、ブースト部１０２を介して、ＬＰＣ合成
フィルタ１０３に送られる。ブースト部１０２は、破擦
音や摩擦音が検出された場合に励振源をブーストするた
めのもので、ブースト部１０２のブースト量は、破擦音
検出部９９の出力により制御される。

【０１３０】狭帯域コードブック９８には、予め複数の
音声信号のパターンから得られた狭帯域音声信号の自己
相関情報がコードベクタとして格納されている。狭帯域
コードブック９８で、線形予測係数−自己相関変換部９
７からの自己相関と、狭帯域コードブック９８に格納さ
れている自己相関情報とが比較され、マッチング処理が
行われる。そして、最もマッチしている自己相関情報の
インデックスが広帯域コードブック１０４に送られる。

【０１３１】広帯域コードブック１０４には、狭帯域コ
ードブック９８と対応して、狭帯域コードブック９８を
作成したときと同一のパターンの音声信号から得られる
広帯域音声信号の自己相関情報がコードベクタとして格
納されている。狭帯域コードブック９８で最もマッチし
ている自己相関情報が判断されると、このインデックス
が広帯域コードブック１０４に送られ、広帯域コードブ
ック１０４により、最もマッチしていると判断された狭
帯域の自己相関情報に対応する広帯域の自己相関情報が
読み出される。

【０１３２】広帯域コードブック１０４から読み出され
た広帯域の自己相関情報は、自己相関−線形予測係数変
換部１０５に送られる。自己相関−線形予測係数変換部
１０５により、自己相関から線形予測係数への変換が行
われる。この線形予測係数がＬＰＣ合成フィルタ１０３
に送られる。

【０１３３】ＬＰＣ合成フィルタ１０３ではＬＰＣ合成
が行われ、これにより、広帯域音声信号が合成される。
ＬＰＣ合成フィルタ１０３で合成された音声信号は、高
域抽出＆抑圧フィルタ１０６及び乗算部１０７に供給さ
れる。

【０１３４】高域抽出＆抑圧フィルタ１０６は、ＬＰＣ
合成フィルタ１０３からの合成出力から入力狭帯域音声
信号の周波数帯域３００Ｈｚ〜３４００Ｈｚの信号成分
を除去し、３４００Ｈｚ以上の信号成分を抽出すると共
に、ユーザの好みに応じて高い周波数成分を抑圧する。
乗算部１０７は、高域抽出＆抑圧フィルタ１０６からの
フィルタ出力に端子１０８から調整されたゲインを乗算
する。

【０１３５】そして、加算部９６は、乗算部１０７から
の乗算出力に、ＢＰＦ９５を介した元の狭帯域音声信号
成分を加算し、広帯域の音声信号を出力する。この広帯
域の音声信号は上記雑音低減処理手段の第３の雑音低減
処理（ｂ）１６３に供給される。

【０１３６】第３の雑音低減処理（ｂ）１６３は上記第
３の雑音低減処理（ｂ）４９と同様に動作する。すなわ
ち、上記第２の雑音低減処理（ｂ）１６２と同様に、上
記図６に示した雑音低減処理手段の第１の雑音低減処理
（ａ）１６１をサンプリング周波数が１６ＫＨｚの広帯
域Ｂ_Wの音声信号における２（＝ｆ_s2／ｆ_s1）倍のサン
プルに対して施している。

【０１３７】第１の雑音低減処理（ａ）１６１からの第
１の雑音低減処理出力と、第２の雑音低減処理（ｂ）１
６２からの第２の雑音低減処理出力と、第３の雑音低減
処理（ｂ）１６３からの第３の雑音低減処理出力は切り
換えスイッチ１０９の被選択端子ａ，ｂ，ｃに供給され
る。

【０１３８】すなわち、切り換えスイッチ１０９は、上
記第１のサンプリング周波数ｆ_s1（＝８ＫＨｚ）の第１
の帯域Ｂ₁（３００Ｈｚ〜３４００Ｈｚ）の雑音低減処
理が施された音声信号を被選択端子ａで受け、第２のサ
ンプリング周波数ｆ_s2（＝１６ＫＨｚ）の第１の帯域Ｂ
₁（３００Ｈｚ〜３４００Ｈｚ）の雑音低減処理が施さ
れた音声信号を被選択端子ｂで受け、第２のサンプリン
グ周波数ｆ_s2（＝１６ＫＨｚ）の広帯域Ｂ_w（３００Ｈ
ｚ〜６０００Ｈｚ）の雑音低減処理が施された音声信号
を被選択端子ｃで受ける。そして、切り換え制御信号端
子１２９からの切り換え制御信号に基づいて選択片ｄを
切り換えることにより、いずれか一の雑音低減処理が施
された音声信号をＤ／Ａ変換器６に供給する。

【０１３９】以上より、この図１５に示した信号切換部
９０を備える受信装置でも、サンプリング周波数が８Ｋ
Ｈｚ，１６ＫＨｚと異なる、第１の帯域Ｂ₁（３００Ｈ
ｚ〜３４００Ｈｚ）の受話音声信号や、サンプリング周
波数が１６ＫＨｚの広帯域（３００Ｈｚ〜６０００Ｈ
ｚ）の受話音声信号を、雑音低減処理を施した上でユー
ザに選択させることができる。

【０１４０】なお、上記受信装置１内部の信号処理装置
５は、各信号切換部３２，６５，７０及び９０内に、雑
音低減処理の後段又は前段に接続するようにポストフィ
ルタを備えても良い。

【０１４１】このポストフィルタは、本件出願人が既に
出願した、特開平９−１２７９９６号公報に開示されて
いる、音声復号化方法及び装置で適用している技術によ
り、上記各音声信号にスペクトル整形及び聴感上の品質
向上のためのポストフィルタ処理を施す。

【０１４２】図１６には、上記音声復号化方法及び装置
を適用した第１のポストフィルタ処理（ａ）１７１，第
２のポストフィルタ処理（ｂ）１７２，第３のポストフ
ィルタ処理（ｂ）１７３を第１の雑音低減処理（ａ）４
７，第２の雑音低減処理（ｂ）４８，第３の雑音低減処
理（ｂ）４９の各後に接続した信号切換部３２を示す。
また、図１７には、ポストフィルタの詳細な構成を示
す。

【０１４３】ポストフィルタの要部となるスペクトル整
形フィルタ１３１は、ホルマント強調フィルタ１３２と
高域強調フィルタ１３３とからなっている。このスペク
トル整形フィルタ１３１からの出力は、スペクトル整形
によるゲイン変化を補正するためのゲイン調整器１３４
に送られており、このゲイン調整器１３４のゲインＧ
は、ゲイン制御回路１３６により決定される。ゲイン制
御回路１３６は、スペクトル整形フィルタ１３１の入力
と出力とを比較してゲイン変化を計算し、ゲイン調整器
１３４のゲインＧの補正値を算出する。ここで、スペク
トル整形フィルタ１３１の上記入力とは端子１３５を介
して供給される、雑音低減処理部（ａ）４７で雑音が低
減された上記デコード音声信号Ｓｎｄ_Nであり、上記出
力とは端子１３７を介してこのポストフィルタから導出
されるフィルタ出力である。

【０１４４】このポストフィルタの動作について詳細に
説明する。

【０１４５】図１７のスペクトル整形フィルタ１３１の
特性ＰＦ(Ｚ)は、線形予測係数αiを用いると、次の
（６）式のように表せる。

【０１４６】

【数５】

【０１４７】この（６）式の分数部分がホルマント強調
フィルタ特性を、（１−ｋｚ^-1）の部分が高域強調フィ
ルタ特性をそれぞれ表す。また、β，γ，ｋは定数であ
り、一例としてβ＝0.6，γ＝0.8，ｋ＝0.3を挙げるこ
とができる。

【０１４８】また、ゲイン調整回路１３４のゲインＧ
は、次の（７）式のように表せる。

【０１４９】

【数６】

【０１５０】この式中のｘ（ｉ）はスペクトル整形フィ
ルタ１３１の入力、すなわち上記広帯域音声信号Ｓｎｄ
_wであり、ｙ（ｉ）はスペクトル整形フィルタの出力で
ある。

【０１５１】ここで、上記スペクトル整形フィルタ１３
１の係数の更新周期は、図１８に示すように、ＬＰＣ合
成部４０の係数であるα_wの更新周期と同じく、２０サ
ンプル、２．５ｍｓｅｃであるのに対し、ゲイン調整回
路１３４のゲインＧの更新周期は、１６０サンプル、２
０ｍｓｅｃである。

【０１５２】このように、ポストフィルタ１７１のスペ
クトル整形フィルタ１３１の係数の更新周期に比較し
て、ゲイン調整回路１３４のゲインＧの更新周期を長く
とることにより、ゲイン調整の変動による悪影響を防止
している。

【０１５３】すなわち、一般のポストフィルタにおいて
は、スペクトル整形フィルタの係数の更新周期とゲイン
の更新周期とを同じにしており、このとき、ゲインの更
新周期を２０サンプル、２．５ｍｓｅｃとすると、図１
８からも明らかなように、１ピッチ周期の中で変動する
ことにより、クリックノイズを生じる原因となる。そこ
で、ポストフィルタでは、ゲインの切換周期をより長
く、例えば１フレーム分の１６０サンプル、２０ｍｓｅ
ｃとすることにより、ゲインの変動を防止することがで
きる。また逆に、スペクトル整形フィルタ１３１の係数
の更新周期を１６０サンプル、２０ｍｓｅｃと長くする
ときには、短時間の音声スペクトルの変化にポストフィ
ルタ特性が追従できず、良好な聴感上の品質改善が行え
ないが、このフィルタ係数の更新周期を２０サンプル、
２．５ｍｓｅｃと短くすることにより、効果的なポスト
フィルタ処理が可能となる。

【０１５４】ところで、このポストフィルタは、上記第
１のポストフィルタ処理として上記第１のサンプリング
周波数ｆ_s1（８ＫＨｚ）の音声信号を生成するために送
信装置から伝送されてきた伝送信号に基づく音声パラメ
ータ符号（例えばα）を処理に用いているが、第２のポ
ストフィルタ処理（ｂ）１７２，第３のポストフィルタ
処理（ｂ）１７３が実際に施されるは、第２のサンプリ
ング周波数ｆ_s2（１６ＫＨｚ）とされた音声信号に対し
てである。このため、第２のポストフィルタ処理（ｂ）
１７２，第３のポストフィルタ処理（ｂ）１７３は、上
記図１７に示した構成によるポストフィルタの第１のポ
ストフィルタ処理をサンプリング周波数が１６ＫＨｚの
音声信号における２（＝ｆ_s2／ｆ_s1）倍のサンプルに対
して施している。

【０１５５】このようにして第１のポストフィルタ処理
は雑音低減処理済みの上記デコード音声信号のスペクト
ル整形及び聴感上の品質を効果的に向上できる。また、
第２のポストフィルタ処理（ｂ）１７２，第３のポスト
フィルタ処理（ｂ）１７３は雑音低減処理済みの第２の
サンプリング周波数ｆ_s2（１６ＫＨｚ）とされた第１の
帯域Ｂ₁及び広帯域Ｂ_Wの音声信号のスペクトル整形及び
聴感上の品質を効果的に向上できる。

【０１５６】すなわち、図１６に示した信号切換部３２
は、切り換えスイッチ１５０により、第１の雑音低減処
理（ａ）４７，第２の雑音低減処理（ｂ）４８及び第３
の雑音低減処理（ｂ）４９で雑音が低減され、第１のポ
ストフィルタ（ａ）１７１，第２のポストフィルタ
（ｂ）１７２及び第３のポストフィルタ（ｂ）１７３で
スペクトル整形及び聴感上の品質が効果的に向上された
音声信号、つまりサンプリング周波数が８ＫＨｚの第１
の帯域Ｂ₁（３００〜３４００Ｈｚ）の音声信号と、サ
ンプリング周波数が１６ＫＨｚの第１の帯域Ｂ₁（３０
０〜３４００Ｈｚ）の音声信号と、サンプリング周波数
が１６ＫＨｚの広帯域Ｂ_W（３００〜６０００Ｈｚ）の
広帯域音声信号とを切り換えてＤ／Ａ変換器６に送るこ
とができる。

【０１５７】なお、上記信号切換部３２、６５、７０又
は９０を備えた信号処理装置を用いた受信装置は、送信
装置と一体化され、図１９に示すような、携帯電話装置
１１０を構成してもよい。この携帯電話装置１１０も、
ＰＤＣとして、現在広くしようされている、ディジタル
携帯電話に適用できる。

【０１５８】この携帯電話装置１１０で、マイクロホン
１１１から入力された音声信号は、アンプ１１２，ボリ
ューム１１３，アンチエイリアシングフィルタ１１４及
びＡ／Ｄ変換器１１５を経由して信号処理装置１１６の
メモリ１１６ａに格納される。

【０１５９】メモリ１１６ａに格納された音声信号は、
信号処理装置１１６内部の音声符号化部で符号処理さ
れ、音声パラメータ符号として出力される。

【０１６０】この音声パラメータ符号は、制御部１１７
及びＲＦ（ＲＦ送信）アンプ１１８及びアンテナ１１９
を経由して基地局へ送信される。

【０１６１】ここで、信号処理装置１１６内部の音声符
号化部は、伝送路により制限される狭帯域化を考慮した
音声パラメータ符号を制御部１１７を介してＲＦアンプ
１１８に供給する。

【０１６２】また、アンテナ１１９を介して基地局から
受信した音声パラメータ符号は、ＲＦアンプ１１８、制
御部１１７を経由して信号処理装置１２２のメモリ１２
２ａに格納される。

【０１６３】信号処理装置１２２のメモリ１２２ａに格
納された音声パラメータ符号は、信号処理装置１２２の
復号部で復号処理された後、所定の信号処理が施されて
出力される。

【０１６４】信号処理装置１２２から出力信号は、Ｄ／
Ａ変換器１２３でアナログ信号とされた後、アンチエイ
リアシングフィルター１２４、ボリューム１２５及びア
ンプ１２８を経由してスピーカ１２７から出力される。

【０１６５】ここで、信号処理装置１２２は、上記信号
切換部３２、６５、７０又は９０を備えてなる。したが
って、この図１９に示した携帯電話装置１１０は、受話
側でサンプリング周波数を２倍にした高品質の広帯域音
声信号の、スペクトル整形及び聴感上の品質を効果的に
向上し、かつ、雑音成分を低減することができる。

【０１６６】なお、上記実施の形態では、受信装置、送
信装置、携帯電話装置を、ＰＤＣとして使用されている
ディジタル携帯電話装置に適用できるとして説明した
が、広帯域（ワイドバンド）ＣＤＭＡ方式、すなわち、
周波数帯域幅が広い移動体通信システムにも適用が可能
である。

【０１６７】

【発明の効果】以上、本発明によれば、サンプリング周
波数が例えば８ＫＨｚ，１６ＫＨｚと異なる、第１の帯
域Ｂ₁（３００Ｈｚ〜３４００Ｈｚ）のＰＳＩ−ＣＥＬ
Ｐ又はＶＳＥＬＰによる受話音声信号や、サンプリング
周波数が１６ＫＨｚの広帯域（３００Ｈｚ〜６０００Ｈ
ｚ）のＰＳＩ−ＣＥＬＰ又はＶＳＥＬＰによる受話音声
信号に雑音低減処理を施した上で、ユーザに選択させる
ことができる。このため、ユーザ側では選択肢が広が
る。また、状況に応じて受話音声を帯域拡張するだけで
なく、入力時の帯域と同様にすることができるので、内
蔵のバッテリーの減りを抑えることもできる。また、ポ
ストフィルタを施し、スペクトル整形及び聴感上の品質
を効果的に向上させた上で、ユーザに選択させてもよ
い。

【０１６８】したがって、聴覚的品質を向上させた受話
音声を得ることのできる受信装置及び方法、通信装置及
び方法の提供を実現できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態となる受信装置の構成を示
すブロック図である。

【図２】上記図１に示した受信装置に音声パラメータ符
号を基地局を介して送信する送信装置の構成を示すブロ
ック図である。

【図３】上記図１に示した受信装置内部の信号処理装置
を信号切換部と共に構成するＰＳＩ−ＣＥＬＰデコーダ
を示す図である。

【図４】上記図１に示した受信装置内部の信号処理装置
をＰＳＩ−ＣＥＬＰデコーダと共に構成する信号切換部
を示すブロック図である。

【図５】上記図４に示した信号切換部に含まれる励振源
拡張部の詳細な構成を示すブロック図である。

【図６】上記図４に示した信号切換部に含まれる雑音低
減処理手段の詳細な構成を示すブロック図である。

【図７】上記図４に示した信号切換部の詳細な動作を説
明するためのフローチャートである。

【図８】上記図４に示した信号切換部で用いられるコー
ドブックに使われるトレーニングデータ生成処理を説明
するためのフローチャートである。

【図９】上記コードブックの生成を説明するためのフロ
ーチャートである。

【図１０】上記図１に示した受信装置内部の信号処理装
置の他の具体例に含まれるＶＳＥＬＰデコーダを示す図
である。

【図１１】上記図１に示した受信装置内部の信号処理装
置の他の具体例に含まれる信号切換部の構成を示すブロ
ック図である。

【図１２】上記図１１に示した信号切換部の詳細な動作
を説明するためのフローチャートである。

【図１３】上記図１に示した受信装置内部の信号処理装
置のさらに他の具体例に含まれる信号切換部の構成を示
すブロック図である。

【図１４】上記図１に示した受信装置内部の信号処理装
置のさらに他の具体例に含まれるデコード部の構成を示
すブロック図である。

【図１５】上記図１に示した受信装置内部の信号処理装
置の、またさらに他の具体例に含まれる信号切換部の構
成を示すブロック図である。

【図１６】上記図４に示した信号切換部内の雑音低減処
理部の後段にポストフィルタを接続した構成を示すブロ
ック図である。

【図１７】上記図１６に示した信号切換部に含まれるポ
ストフィルタの詳細な構成を示すブロック図である。

【図１８】上記ポストフィルタのフィルタ係数更新周期
とゲイン更新周期とを説明するための図である。

【図１９】上記各信号切換部を用いた信号処理装置を含
んだ受信装置を、送信装置と一体化して有してなる、携
帯電話装置の構成を示すブロック図である。

【符号の説明】

１受信装置、１５送信装置、２１信号処理装置、
２７ＰＳＩ−ＣＥＬＰデコーダ、３２帯域幅拡張
部、３６線形予測係数→自己相関（α_N→ｒ_N）変換
部、３７自己相関広帯域化部、３８広帯域コードブ
ック、３９自己相関→線形予測係数変換部、４０Ｌ
ＰＣ合成部、４１励振源拡張部、４５アップサンプ
ル部、４６加算部、４７雑音低減処理（ａ）、４
８，４９雑音低減処理（ｂ）、１５０切り換えスイ
ッチ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者大森士郎東京都品川区北品川６丁目７番35号ソニー株式会社内Ｆターム(参考） 5D045 CC01 DA11 5J064 AA01 BA01 BB07 BB12 BC01 BC06 BC12 BC18 BC19 BC25 BC27 BD02 9A001 CC05 EE04 HH15 KK56

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】第１のサンプリング周波数ｆ_s1の音声信
号を生成するために送信装置から伝送されてきた伝送信
号に基づく音声パラメータ符号を使って生成した第１の
帯域Ｂ₁の音声信号のサンプリング周波数を第２のサン
プリング周波数ｆ_s2（ｆ_s2＞ｆ_s1）に変換するサンプリ
ングレート変換手段と、上記音声パラメータ符号を使って生成した第１のサンプ
リング周波数ｆ_s1の第１の帯域Ｂ₁の音声信号に第１の
雑音低減処理を施すと共に、上記サンプリングレート変
換手段からの第２のサンプリング周波数ｆ_s2の第１の帯
域Ｂ₁の音声信号に第２の雑音低減処理を施す雑音低減
処理手段と、この雑音低減処理手段からの第１の雑音低減処理出力と
第２の雑音低減処理出力とを切り換える切換手段とを備
えることを特徴とする受信装置。
【請求項２】上記雑音低減処理手段は、上記第１のサ
ンプリング周波数ｆ_s1の音声信号を生成するために送信
装置から伝送されてきた伝送信号に基づく音声パラメー
タ符号から検出された背景雑音区間の雑音レベルに応じ
て制御信号を形成し、この制御信号に基づいた上記第１
の雑音低減処理を上記第１のサンプリング周波数ｆ_s1の
第１の帯域Ｂ₁の音声信号に施すことを特徴とする請求
項１記載の受信装置。
【請求項３】上記雑音低減処理手段は、上記第１の雑
音低減処理を上記サンプリングレート変換手段からの第
２のサンプリング周波数ｆ_s2の第１の帯域Ｂ₁の音声信
号におけるｆ_s2／ｆ_s1倍のサンプルに対し、上記第２の
雑音低減処理として施すことを特徴とする請求項２記載
の受信装置。
【請求項４】上記伝送信号はＰＳＩ−ＣＥＬＰ符号化
又はＶＳＥＬＰ符号化された信号であり、上記雑音低減
処理手段は上記ＰＳＩ−ＣＥＬＰ符号化又はＶＳＥＬＰ
符号化された信号を復号して得られた音声パラメータ符
号から検出した背景雑音区間の雑音レベルに応じて制御
信号を形成し、この制御信号に基づいた第１の雑音低減
処理を上記第１のサンプリング周波数ｆ_s1の第１の帯域
Ｂ₁の音声信号に施すことを特徴とする請求項１記載の
受信装置。
【請求項５】上記雑音低減処理手段は、上記第１の雑
音低減処理を、上記サンプリングレート変換手段からの
第２のサンプリング周波数ｆ_s2の第１の帯域Ｂ₁の音声
信号におけるｆ_s2／ｆ_s1倍のサンプルに対し、上記第２
の雑音低減処理として施すことを特徴とする請求項４記
載の受信装置。
【請求項６】上記切り換え手段が上記第１のサンプリ
ング周波数ｆ_s1の上記第１の雑音低減処理出力から上記
第２のサンプリング周波数ｆ_s2の上記第２の雑音低減処
理出力に切り換えるときに、上記サンプリングレート変
換手段はフィルタ状態の初期化を行うことを特徴とする
請求項１記載の受信装置。
【請求項７】上記音声パラメータ符号を使って上記第
１の帯域Ｂ₁の帯域外成分である第２の帯域Ｂ₂の第２の
サンプリング周波数ｆ_s2の音声信号を推測する帯域外成
分推測手段と、上記サンプリングレート変換手段からの第２のサンプリ
ング周波数ｆ_s2の第１の帯域Ｂ₁の音声信号に上記帯域
外成分推測手段で推測された第２のサンプリング周波数
ｆ_s2の第２の帯域Ｂ₂の音声信号を加算する加算手段と
を備え、上記雑音低減処理手段は上記加算手段からの加算出力に
第３の雑音低減処理を施し、上記切り換え手段は上記第３の雑音低減処理出力も上記
第１及び第２の処理出力とともに切り換えることを特徴
とする請求項１記載の受信装置。
【請求項８】上記雑音低減処理手段は、上記第１の雑
音低減処理を上記加算手段からの加算出力におけるｆ_s2
／ｆ_s1倍のサンプルに対し、第３の雑音低減処理として
施すことを特徴とする請求項７記載の受信装置。
【請求項９】上記帯域外成分推測手段は、上記音声パ
ラメータ符号としての線形予測残差を帯域拡張する部分
と、上記音声パラメータ符号としての線形予測係数を広
帯域に拡張する部分とからなることを特徴とする請求項
７記載の受信装置。
【請求項１０】上記線形予測係数を広帯域に拡張する
部分は、上記線形予測係数を自己相関に変換する第１変
換部と、第１変換部の自己相関を予め広帯域の自己相関
を格納したコードブックを参照することにより拡張する
自己相関拡張部と、この自己相関拡張部からの拡張自己
相関を拡張線形予測係数に変換する第２の変換部とを備
えることを特徴とする請求項９記載の受信装置。
【請求項１１】上記線形予測残差を帯域拡張する部分
は、上記線形予測残差をアップサンプルするアップサン
プル部を備えることを特徴とする請求項９記載の受信装
置。
【請求項１２】上記伝送信号はＰＳＩ−ＣＥＬＰ符号
化又はＶＳＥＬＰ符号化された信号であり、上記帯域外
成分推測手段は上記ＰＳＩ−ＣＥＬＰ符号化又はＶＳＥ
ＬＰ符号化された信号を復号して得られた音声パラメー
タ符号を使って上記第１の帯域Ｂ₁の帯域外成分である
第２の帯域Ｂ₂の第２のサンプリング周波数ｆ_s2の音声
信号を推測することを特徴とする請求項７記載の受信装
置。
【請求項１３】上記第１の雑音低減処理及び第２の雑
音低減処理の前又は後で第１のポストフィルタ処理及び
第２のポストフィルタ処理を行うポストフィルタ手段を
備えることを特徴とする請求項１記載の受信装置。
【請求項１４】上記ポストフィルタ手段は、上記第１
のサンプリング周波数ｆ_s1の音声信号を生成するために
送信装置から伝送されてきた伝送信号に基づく音声パラ
メータ符号に応じて第１のポストフィルタ処理を上記第
１の雑音低減処理の入力信号又は出力信号に施すことを
特徴とする請求項１３記載の受信装置。
【請求項１５】上記ポストフィルタ手段は、復号化さ
れた信号が入力され、フィルタ係数が第１の周期で更新
されるスペクトル整形フィルタ手段と、このスペクトル
整形フィルタ手段からの出力が入力され、ゲインが上記
第１の周期とは異なる第２の周期で更新されるゲイン調
整手段とを有することを特徴とする請求項１４記載の受
信装置。
【請求項１６】上記ポストフィルタ手段は、上記第２
の周期を上記第１の周期よりも長くすることを特徴とす
る請求項１５記載の受信装置。
【請求項１７】上記ポストフィルタ手段は、第１のポ
ストフィルタ処理を上記第２の雑音低減処理の入力信号
又は出力信号におけるｆ_s2／ｆ_s1倍のサンプルに対し、
第２のポストフィルタ処理として施すことを特徴とする
請求項１４記載の受信装置。
【請求項１８】上記ポストフィルタ手段は、上記第３
の雑音低減処理の前又は後で第３のポストフィルタ処理
を行うことを特徴とする請求項１３記載の受信装置。
【請求項１９】上記ポストフィルタ手段は、第１のポ
ストフィルタ処理を上記第３の雑音低減処理の入力信号
又は出力信号におけるｆ_s2／ｆ_s1倍のサンプルに対し、
第３のポストフィルタ処理として施すことを特徴とする
請求項１８記載の受信装置。
【請求項２０】第１のサンプリング周波数ｆ_s1の音声
信号を生成するために送信装置から伝送されてきた伝送
信号に基づく音声パラメータ符号を使って生成した第１
のサンプリング周波数ｆ_s1の第１の帯域Ｂ₁の音声信号
に第１の雑音低減処理を施して得られる第１の雑音低減
処理出力と、上記音声パラメータ符号を使って生成した
第１の帯域Ｂ₁の音声信号のサンプリング周波数を第２
のサンプリング周波数ｆ_s2（ｆ_s2＞ｆ_s1）に変換して得
た第２のサンプリング周波数ｆ_s2の第１の帯域Ｂ₁の音
声信号に第２の雑音低減処理を施して得られた第２の雑
音低減処理出力とを、切り換えることを特徴とする受信
方法。
【請求項２１】上記第１の雑音低減処理は、上記第１
のサンプリング周波数ｆ_s1の音声信号を生成するために
送信装置から伝送されてきた伝送信号に基づく音声パラ
メータ符号から検出された背景雑音区間の雑音レベルに
応じて形成された制御信号に基づいており、上記第１の
サンプリング周波数ｆ_s1の第１の帯域Ｂ₁の音声信号に
施されることを特徴とする請求項２０記載の受信方法。
【請求項２２】上記第２の雑音低減処理は、上記第１
の雑音低減処理を、上記第２のサンプリング周波数ｆ_s2
の第１の帯域Ｂ₁の音声信号におけるｆ_s2／ｆ_s ₁倍のサ
ンプルに対して施すことを特徴とする請求項２１記載の
受信方法。
【請求項２３】入力音声信号に第１のサンプリング周
波数ｆ_s1による符号化処理を施して伝送信号を生成する
送信手段と、上記第１のサンプリング周波数ｆ_s1の音声信号を生成す
るために送信手段から伝送されてきた伝送信号に基づく
音声パラメータ符号を使って生成した第１のサンプリン
グ周波数ｆ_s1の第１の帯域Ｂ₁の音声信号に第１の雑音
低減処理を施して得られる第１の雑音低減処理出力と、
上記音声パラメータ符号を使って生成した第１の帯域Ｂ
₁の音声信号のサンプリング周波数を第２のサンプリン
グ周波数ｆ_s2（ｆ_s2＞ｆ_s1）に変換して得た第１の帯域
Ｂ₁の音声信号に第２の雑音低減処理を施して得られた
第２の雑音低減処理出力とを、切り換えて出力する受信
手段とを備えることを特徴とする通信装置。
【請求項２４】上記受信手段は、上記第１のサンプリング周波数ｆ_s1の音声信号を生成す
るために送信装置から伝送されてきた伝送信号に基づく
音声パラメータ符号を使って生成した第１の帯域Ｂ₁の
音声信号のサンプリング周波数を第２のサンプリング周
波数ｆ_s2（ｆ_s2＞ｆ_s1）に変換するサンプリングレート
変換手段と、上記音声パラメータ符号を使って生成した第１のサンプ
リング周波数ｆ_s1の第１の帯域Ｂ₁の音声信号に第１の
雑音低減処理を施すと共に、上記サンプリングレート変
換手段からの第２のサンプリング周波数ｆ_s2の第１の帯
域Ｂ₁の音声信号に第２の雑音低減処理を施す雑音低減
処理手段と、この雑音低減処理手段からの第１の雑音低減処理出力と
第２の雑音低減処理出力とを切り換える切換手段とを備
えることを特徴とする請求項２３記載の通信装置。
【請求項２５】上記雑音低減処理手段は、上記第１の
サンプリング周波数ｆ_s1の音声信号を生成するために送
信装置から伝送されてきた伝送信号に基づく音声パラメ
ータ符号から検出された背景雑音区間の雑音レベルに応
じて制御信号を形成し、この制御信号に基づいた上記第
１の雑音低減処理を上記第１のサンプリング周波数ｆ_s1
の第１の帯域Ｂ₁の音声信号に施すことを特徴とする請
求項２４記載の通信装置。
【請求項２６】上記雑音低減処理手段は、上記第１の
雑音低減処理を上記サンプリングレート変換手段からの
第２のサンプリング周波数ｆ_s2の第１の帯域Ｂ₁の音声
信号におけるｆ_s2／ｆ_s1倍のサンプルに対し、上記第２
の雑音低減処理として施すことを特徴とする請求項２５
記載の通信装置。
【請求項２７】上記伝送信号はＰＳＩ−ＣＥＬＰ符号
化又はＶＳＥＬＰ符号化された信号であり、上記雑音低
減処理手段は上記ＰＳＩ−ＣＥＬＰ符号化又はＶＳＥＬ
Ｐ符号化された信号を復号して得られた音声パラメータ
符号から検出した背景雑音区間の雑音レベルに応じて制
御信号を形成し、この制御信号に基づいた第１の雑音低
減処理を上記第１のサンプリング周波数ｆ_s1の第１の帯
域Ｂ₁の音声信号に施すことを特徴とする請求項２４記
載の通信装置。
【請求項２８】上記雑音低減処理手段は、上記第１の
雑音低減処理を、上記サンプリングレート変換手段から
の第２のサンプリング周波数ｆ_s2の第１の帯域Ｂ₁の音
声信号におけるｆ_s2／ｆ_s1倍のサンプルに対し、上記第
２の雑音低減処理として施すことを特徴とする請求項２
７記載の通信装置。
【請求項２９】上記切り換え手段が上記第１のサンプ
リング周波数ｆ_s1の上記第１の雑音低減処理出力から上
記第２のサンプリング周波数ｆ_s2の上記第２の雑音低減
処理出力に切り換えるときに、上記サンプリングレート
変換手段はフィルタ状態の初期化を行うことを特徴とす
る請求項２４記載の通信装置。
【請求項３０】上記音声パラメータ符号を使って上記
第１の帯域Ｂ₁の帯域外成分である第２の帯域Ｂ₂の第２
のサンプリング周波数ｆ_s2の音声信号を推測する帯域外
成分推測手段と、上記サンプリングレート変換手段からの第２のサンプリ
ング周波数ｆ_s2の第１の帯域Ｂ₁の音声信号に上記帯域
外成分推測手段で推測された第２のサンプリング周波数
ｆ_s2の第２の帯域Ｂ₂の音声信号を加算する加算手段と
を備え、上記雑音低減処理手段は上記加算手段からの加算出力に
第３の雑音低減処理を施し、上記切り換え手段は上記第３の雑音低減処理出力も上記
第１及び第２の処理出力とともに切り換えることを特徴
とする請求項２４記載の通信装置。
【請求項３１】上記雑音低減処理手段は、上記第１の
雑音低減処理を上記加算手段からの加算出力におけるｆ
_s2／ｆ_s1倍のサンプルに対し、第３の雑音低減処理とし
て施すことを特徴とする請求項３０記載の通信装置。
【請求項３２】上記帯域外成分推測手段は、上記音声
パラメータ符号としての線形予測残差を帯域拡張する部
分と、上記音声パラメータ符号としての線形予測係数を
広帯域に拡張する部分とからなることを特徴とする請求
項３０記載の通信装置。
【請求項３３】上記線形予測係数を広帯域に拡張する
部分は、上記線形予測係数を自己相関に変換する第１変
換部と、第１変換部の自己相関を予め広帯域の自己相関
を格納したコードブックを参照することにより拡張する
自己相関拡張部と、この自己相関拡張部からの拡張自己
相関を拡張線形予測係数に変換する第２の変換部とを備
えることを特徴とする請求項３２記載の通信装置。
【請求項３４】上記線形予測残差を帯域拡張する部分
は、上記線形予測残差をアップサンプルするアップサン
プル部を備えることを特徴とする請求項３２記載の通信
装置。
【請求項３５】上記伝送信号はＰＳＩ−ＣＥＬＰ符号
化又はＶＳＥＬＰ符号化された信号であり、上記帯域外
成分推測手段は上記ＰＳＩ−ＣＥＬＰ符号化又はＶＳＥ
ＬＰ符号化された信号を復号して得られた音声パラメー
タ符号を使って上記第１の帯域Ｂ₁の帯域外成分である
第２の帯域Ｂ₂の第２のサンプリング周波数ｆ_s2の音声
信号を推測することを特徴とする請求項３０記載の通信
装置。
【請求項３６】上記第１の雑音低減処理及び第２の雑
音低減処理の前又は後で第１のポストフィルタ処理及び
第２のポストフィルタ処理を行うポストフィルタ手段を
備えることを特徴とする請求項２４記載の通信装置。
【請求項３７】上記ポストフィルタ手段は、上記第１
のサンプリング周波数ｆ_s1の音声信号を生成するために
送信装置から伝送されてきた伝送信号に基づく音声パラ
メータ符号に応じて第１のポストフィルタ処理を上記第
１の雑音低減処理の入力信号又は出力信号に施すことを
特徴とする請求項３６記載の通信装置。
【請求項３８】上記ポストフィルタ手段は、復号化さ
れた信号が入力され、フィルタ係数が第１の周期で更新
されるスペクトル整形フィルタ手段と、このスペクトル
整形フィルタ手段からの出力が入力され、ゲインが上記
第１の周期とは異なる第２の周期で更新されるゲイン調
整手段とを有することを特徴とする請求項３７記載の通
信装置。
【請求項３９】上記ポストフィルタ手段は、上記第２
の周期を上記第１の周期よりも長くすることを特徴とす
る請求項３８記載の通信装置。
【請求項４０】上記ポストフィルタ手段は、第１のポ
ストフィルタ処理を上記第２の雑音低減処理の入力信号
又は出力信号におけるｆ_s2／ｆ_s1倍のサンプルに対し、
第２のポストフィルタ処理として施すことを特徴とする
請求項３７記載の通信装置。
【請求項４１】上記ポストフィルタ手段は、上記第３
の雑音低減処理の前又は後で第３のポストフィルタ処理
を行うことを特徴とする請求項３６記載の通信装置。
【請求項４２】上記ポストフィルタ手段は、第１のポ
ストフィルタ処理を上記第３の雑音低減処理の入力信号
又は出力信号におけるｆ_s2／ｆ_s1倍のサンプルに対し、
第３のポストフィルタ処理として施すことを特徴とする
請求項４１記載の通信装置。
【請求項４３】入力音声信号に第１のサンプリング周
波数ｆ_s1による符号化処理を施して伝送信号を生成する
と共に、上記第１のサンプリング周波数ｆ_s1の音声信号
を生成するために送信装置から伝送されてきた伝送信号
に基づく音声パラメータ符号を使って生成した第１のサ
ンプリング周波数ｆ_s1の第１の帯域Ｂ₁の音声信号に第
１の雑音低減処理を施して得られる第１の雑音低減処理
出力と、上記音声パラメータ符号を使って生成した第１
の帯域Ｂ₁の音声信号のサンプリング周波数を第２のサ
ンプリング周波数ｆ_s2（ｆ_s2＞ｆ_s1）に変換して得た第
２のサンプリング周波数ｆ_s2の第１の帯域Ｂ₁の音声信
号に第２の雑音低減処理を施して得られた第２の雑音低
減処理出力とを、切り換えて出力することを特徴とする
通信方法。
【請求項４４】上記第１の雑音低減処理は、上記第１
のサンプリング周波数ｆ_s1の音声信号を生成するために
送信装置から伝送されてきた伝送信号に基づく音声パラ
メータ符号から検出された背景雑音区間の雑音レベルに
応じて形成された制御信号に基づいており、上記第１の
サンプリング周波数ｆ_s1の第１の帯域Ｂ₁の音声信号に
施されることを特徴とする請求項４３記載の通信方法。
【請求項４５】上記第２の雑音低減処理は、上記第１
の雑音低減処理を、上記第２のサンプリング周波数ｆ_s2
の第１の帯域Ｂ₁の音声信号におけるｆ_s2／ｆ_s ₁倍のサ
ンプルに対して施すことを特徴とする請求項４４記載の
通信方法。