JP2000206249A - 電荷検出器用の改良された出力回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 電荷信号の精確な決定をする。 【解決手段】 制御された電流源が該センサー素子に接
続されているがそれはそれを通して該漏洩電流の主要な
成分を供給するためであり、そして該センサー素子に該
漏洩電流の残りの成分を供給するためにフイードバック
抵抗器が該増幅器の入力ターミナルと出力ターミナルの
間に接続されている。該漏洩電流の該残りの成分を実質
的に一定に保持するように該漏洩電流の該主要な成分を
制御するために典型的にモスフエットにより構成される
該制御された電流源は該フイードバック抵抗器を跨ぐ電
圧の変化に応答する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は検出器のアクチブな（ac
tive）画素により作られた電荷を読み出す（read）ため
の電荷検出器に関する。

【０００２】

【従来の技術】腫瘍（tumors）を位置探しする（locati
ng）ためのトモグラフイ（tomography）で使用する公知
の診断技術は該腫瘍の位置が放射性アイソトープの位置
の検出により得られるよう、該腫瘍を標的とする放射性
アイソトープを患者の血流中への注射することを含んで
いる。典型的に、該放射性アイソトープは該腫瘍サイト
からディスパース（disperse）される高エネルギーガン
マ線（high energy γ-rays）を放射する。該腫瘍の精
確な位置を決定するように望ましい検出を達成するため
に、体から正常に放射されるガンマ線のみを検出しそし
て他の方向へディスパースされるガンマ線は無視するよ
うな仕方で該患者の体を画像形成する必要がある。

【０００３】本発明の目的で、コンプトンカメラ（Comp
ton camera）は、ガンマ線により励起された時その１つ
が信号を発する、複数のアドレス可能な（addressabl
e）画素を有する丁度もう１種類の２次元画像センサと
見なしてもよい。特定すると、各画素は、ガンマ線で叩
かれると、電荷信号を発生するダイオードである。放射
性アイソトープにより放射されたガンマ線は、もしそれ
が電荷信号を創りそれによりそのエネルギーの幾らかを
差し出す（give up）ことによりコンプトン効果（Compt
on effect）を創る場合のみ、検出される。実際は、入
射ガンマ線が層（layer）の少なくとも１つでコンプト
ン効果を発生させる確率を増加させるように各々が少な
くとも１つのセンサーモジュールを含む幾つかの間を隔
てたセンサー層（spaced-apart sensor layers）を有す
る複合センサー（composite sensor）を使用するのが通
常である。該多層センサーモジュール（multilayer sen
sormodule）はコンプトンカメラの第１の検出器を構成
する。かくしてコンプトン効果を発生させると、次いで
該ガンマ線は該第１の検出器から外に現れる。しかしな
がら、該入射ガンマ線の角度を計算するために、該現れ
た（emergent）ガンマ線は第２の検出器に向けられその
中でそれは完全に吸収され、それによりその残りのエネ
ルギーの全てを差し出す（giving up）。

【０００４】ガンマ線カメラに使用されるコンプトン効
果の原理はコンプトン散乱ガンマ放射線カメラ（Compto
n scattering γ-radiation camera）と放射線学的（ra
diological）画像を創る方法を説明するリー（Lee）の
米国特許第４，５２９、８８２号で良く説明されてい
る。かくして本質的にこの様なカメラは光子（photon）
により衝突されると電子の正孔の対（electron-hole pa
irs）を発生するためにソリッドステートの半導体材料
で形成された検出器を含んでいる。更に該カメラは同じ
光子からの両衝突が中で起こるこの様な衝突の順序付け
られた対を識別することを可能にする。光子は本質的に
３つの仕方で半導体と相互作用出来る。かくして、第１
の場合は、コンプトン散乱は第１の光子と該半導体の原
子との間の衝突から起こりそれにより第１の光子は第１
の光子の元の通路に対し０乃至１８０度の間で変わる角
度に該衝突により発射される第２の光子に変換される。
コンプトン散乱の衝突はそれにより作られ発射される光
子が該衝突を引き起こした入射光子より少ないエネルギ
ーを持つようにさせる。

【０００５】光子が半導体と持つことの出来る第２の種
類の衝突は光電的吸収（photoelectric absorption）で
あるが、その際該光子は該衝突で捕捉（arrest）されか
くしてそのエネルギーの全てを電子の正孔の対（electr
on-hole pairs）の形成にさし出す（giving up）。かく
して、光電的吸収が起こると、吸収された光子のエネル
ギーは作られた電子の正孔の対の数を検出することによ
り決定出来る。

【０００６】光子が半導体と持つことが出来る第３の種
類の衝突は対の生成（pair production）であるが、そ
れにより該光子は吸収されそしてそのエネルギーは電子
と陽電子（electron-positron）の対の生成に変換され
る。しかしながら、これは最も通常的に使用されるガン
マ線のそれを越える非常に高エネルギーレベルで入射す
る放射でのみ起こり得る。

【０００７】医学的画像形成用に使用される時は、ガン
マ線カメラは、適当な処理の後、体の中の腫瘍の位置の
指示を提供出来なければならない。この目的には、該腫
瘍は放射性トレーサ（radioactive tracer）を使用して
放射性にされそしてコンプトン散乱を作るためにガンマ
線でボンバードされる（bomberded）。結果的な第１及
び第２光子はそれぞれの検出器で検出される。第２光子
のエネルギーはコンプトン散乱の角度の関数である量だ
け第１の入射光子のそれより常に少ない。この理由で、
第１及び第２光子のピークエネルギー（peak enerugy）
は精確に決定されねばならないがそれはコンプトン散乱
の角度を知ることは該腫瘍の位置を次ぎの式により推測
可能にするからである。

【０００８】

【数１】 ここで、θはコンプトン散乱の角度、E₁は第１の光子の
ピークエネルギー、E₂は第２の光子のピークエネルギ
ー、そして511keVは入射ガンマ線のエネルギーである。

【０００９】本発明に関する限り、ガンマ線が電荷検出
器内の画素を叩くと、それにより作られる結果の電子は
測定される電荷の流れを高める。本出願人の名前で１９
９９年１月２７日に発行された欧州特許第８９３，７０
５号で説明されている様に、該電荷検出器は本質的に２
つの要素を含んでおり、画素アレー（pixel array）と
エイシック（ASIC）｛アップリケーションスペシフイッ
ク集積回路（application-specific integrated circui
t）｝として作られた読み出し回路（reading circuit）
とである。該画素アレーの各画素は約振幅１ｎＡの付随
逆漏洩電流（associated reverse leakage current）を
有する逆バイアスされた（reverse biased）ダイオード
により構成されている。ガンマ線が該ダイオードを叩く
（strikes）と、該ダイオードは瞬間的に順方向に（for
ward）バイアスされ、それにより該ダイオードの空乏層
（diode's depletion layer）を横切る電荷の流れを高
める。

【００１０】シリコンダイオードでは、該空乏層の有効
幅は３．６ｅＶのエネルギーギャップに対応する。ガン
マ線は典型的に１４０ｋｅＶの桁のエネルギーを有して
おり、かくしてガンマ線当たり約４０，０００個の自由
電子を生じる。これらの電荷は電流を高めるがその値
は、典型的には２０ｎｓである該電荷を集めるに要する
時間に逆比例する。最終電流信号は漏洩電流により生じ
る１ｎＡのベースラインの上に典型的には振幅３００ｎ
Ａの桁のシャープなピークとして現れる。

【００１１】図１は１０で総合的に描かれた逆バイアス
ダイオード１１により構成された画素を読み出すため
（for reading）の従来技術の読み出し回路（prior art
reading circuit）の部分を略図的に示している。該画
素アレーの各ダイオード用に、該エイシック（ASIC）
は、フイードバック抵抗器１３と該ダイオード１１を叩
くガンマ線により作られた電荷に比例する電流を出力す
る電荷積算器として動作するキャパシタ１４とを有する
オペアンプ（OP-AMP）１２を備えている。該ダイオード
１１の逆漏洩電流はI_Lで示される、一方ガンマ線が該ダ
イオードを叩く時作られる電流はI_Sとして示される。ガ
ンマ線が吸収されない定常状態では、ほんの僅かな漏洩
電流I_L該ダイオードを通して流れ、これは該フイードバ
ック抵抗器１３を経由して流れる。典型的には、低ノイ
ズを達成するために該フイードバック抵抗器１３の値は
１００ＭΩを上回る。かくして、該漏洩電流I_Lの大きさ
が１ｎＡの様に低いと仮定しても、該フイードバック抵
抗器を跨ぐ電圧降下はかなりの値の０．１ボルトとな
る。事実、該漏洩電流は１ｎＡの最適値より幾分高い場
合が儘あるかも知れずその場合、勿論、該フイードバッ
ク抵抗器を跨ぐ電圧降下は０．１ボルトより大きい。こ
れは該オペアンプ１２の電力消費を増加させるのみでな
く、遙かに深刻なこととして、該オペアンプ１２を悪く
バイアスして飽和を起こさせそしてガンマ線が該画素を
叩く時実際の信号I_Sを測定するその能力を劣化させる。

【００１２】図２はこの問題に対する従来技術の解決策
を略図的に示す。かくして、回路２０は図１に示す回路
１０と動作的に等価に描かれているが僅かに配置換えさ
れたトポロジー（re-arranged topology）を有してい
る。この場合、逆バイアスされたダイオード２１により
構成された画素が示されているが、その陰極は直流阻止
キャパシタ（DC blocking capacitor）２３を経由して
オペアンプ２２の入力に接続されている。フイードバッ
クキャパシタ２４は、図１で示したそれと同様に、従来
の電荷積算器を形成するためにオペアンプ２２を跨いで
接続されている。しかしながら、図２に示す回路トポロ
ジーでは、該フイードバック抵抗器は、大地｛ジーエヌ
デー（GND）｝と該ダイオード２１の陽極との間に接続
された抵抗器２５により構成されておりそれはそれを通
して該逆バイアス電流I_Lを供給するためである。ガンマ
線が吸収されない、定常状態（steady-state conditio
n）では、僅かな漏洩電流I_Lのみが該ダイオード２１を
通して流れるが、これは該抵抗器２５を経由して流れ
る。しかしながら、この場合、変化する電流信号I_Sは通
過させるが該定常状態の直流成分（steady-state DC co
mponent）I_Lを阻止させる該直流阻止キャパシタ２３の
ために該漏洩電流I_Lは該オペアンプ２２に到達出来な
い。

【００１３】回路的には、図２に示す配置は良く作動す
る。しかしながら、それは該画素と該オペアンプとが個
別部品として物理的に分離されているガンマカメラ（γ
-camera）で使用される種類の多数画素センサーには適
用出来ず、かくして該フイードバック抵抗器を該オペア
ンプを跨ぐ代わりに直接該ダイオードに接続する如何な
る可能性とも矛盾する。該オペアンプと付随回路とは該
エイシック（ASIC）内で供給されそして該フイードバッ
ク抵抗器を遮断することは不可能なことは覚えられてい
る。更に、図２に示す該回路トポロジーを支えるよう該
エイシックが再設計されると例え仮定しても、これは、
各画素に関して、外部抵抗器が該エイシックに接続され
ることをやがて必要とする。該エイシックが、込み合っ
た回路及びそれに付随する配線と組み合わされて設置さ
れるプリント回路基板の小さな物理的寸法は全てこの様
な可能性には不利になる。

【００１４】

【発明が解決しようとする課題】従って本発明の目的は
逆漏洩電流を阻止する間に積分された電荷信号の精確な
決定を可能にするために２次元画像センサー内の画素の
アレーを読み出すための電荷検出器の入力回路を提供す
ることである。

【００１５】

【課題を解決するための手段】本発明に依れば、電荷検
出器用の入力回路が提供されるが、該入力回路は入力タ
ーミナルと出力ターミナルとを有する増幅器と、高エネ
ルギー粒子検出時それにデータ信号を供給しそして高エ
ネルギー粒子の無い場合は漏洩電流を通過させるために
該入力ターミナルに接続されている検出器素子と、それ
を通して該漏洩電流の主要な成分を供給するために該検
出器素子に接続された制御された電流源と、該漏洩電流
の残りの成分を該検出器素子に供給するために該増幅器
の該入力ターミナルと該出力ターミナル間に接続されフ
イードバック抵抗器とを具備しており、その該残りの成
分を実質的に一定に保持するように該漏洩電流の該主要
な成分を制御するために該制御された電流源は該フイー
ドバック抵抗器を跨ぐ電圧の変化に応答することを特徴
としている。

【００１６】

【実施例】本発明を理解してそしてそれが実際に如何に
実施されるかを見るために、次の図面を参照して、これ
に限定しない単なる例として、好ましい実施例をここに
説明する。

【００１７】図３は、ガンマ線の様な高エネルギー粒子
が逆バイアスされた（reverse biased）ダイオード３１
により構成された画素を叩く（strikes）時作られる電
荷を読み出す電荷検出器用の入力回路３０の詳細を略図
的に示す回路である。可変電流源３２は該ダイオード３
１の陰極に接続されているがそれはそれへ逆漏洩電流を
供給するためである。フイードバック用の抵抗器３４と
キャパシタ３５とを有するオペアンプ（OP-AMP）３３は
該ダイオード３１を叩く該ガンマ線により作られた電荷
に比例する電流を出力する電荷積算器（charge integra
tor）として動作する。該オペアンプ３３は電荷検出の
増幅器(charge-sensitive amplifier)として機能しそし
て、典型的に、該フイードバック抵抗器３４は低ノイズ
（low noise）を達成するために１００ＭΩを越える値
を有する。該ダイオード３１の逆漏洩電流がI_Lとして示
される一方ガンマ線が該ダイオード３１を叩く時作られ
るはI_Sとして示される。ガンマ線が吸収されない、定常
状態では、僅かのの漏洩電流だけが該ダイオード３１を
通して流れる。この電流は該フイードバック抵抗器３４
を通って流れてはならないがそれはかくして該フイード
バック抵抗器３４を跨いで発生する電圧が該オペアンプ
３３を飽和させるのを防止するためである。

【００１８】該回路のトポロジーを説明して来たが、こ
こで本発明の原理を説明する。該フイードバック抵抗器
３４を跨ぐ電圧はボルトメータ３５を使用してモニター
（monitored）されそして該電流源３２は該ボルトメー
タ３５上に示される電圧がゼロになる迄制御される。こ
れが起こると、該漏洩電流の全ては該電流源３２により
供給されそして該フイードバック抵抗器３４を通しては
何も流れない。

【００１９】実際は、手動調整を要する電流源を使うこ
とは殆ど実際的でなくそしてスペース上の配慮から該フ
イードバック抵抗器３４間にボルトメータを接続するこ
とに通常は不利に作用する。上記で述べた様に、該回路
の詳細３０が多数のアドレス可能な画素を有する画素セ
ンサーにより作られた電荷を読み出すための読み出し回
路の１部である時は、該読み出し回路をエイシック（AS
IC）上に設置するのが通常である。通常の場合はそうで
ないが、例え該フイードバック抵抗器３４のターミナル
がアクセス可能であっても該画素の各々は該ボルトメー
タ３５を該エイシックに接続するための空間を残さない
該エイシック上の適当な半田用パッドに次いで配線され
る。

【００２０】図４は図３を参照して上記で説明した回路
の実際的な実施例を示すが、そこでは該電流源は自己制
御的であり、かくして該フイードバック抵抗器を跨ぐ電
圧を外部的にモニターする必要が回避されている。ｐ型
のモスフエット（MOSFET）４０｛アクチブ（active）素
子を構成する｝がダイオード４１の陰極に接続されてい
るがそれはそれに逆漏洩電流を供給するためである。フ
イードバック抵抗器４３とキャパシタ４４とを有するオ
ペアンプ４２は電荷積算器として動作するがそれは該ダ
イオード４１を叩くガンマ線により作られる電荷に比例
する電流を出力する。該フイードバック抵抗器４３を跨
ぐ電圧は、その低い電圧点（low voltage point）がそ
の非反転入力（non-inverting input）にそしてその高
い電圧点（high voltage point）がその反転入力（inve
rting input）に供給される様にオペアンプ（OP-AMP）
４５に供給される。該オペアンプ（OP-AMP）４５の出力
は該モスフエット（MOSFET）４０のグリッドターミナル
（grid terminal）４６（そしてその制御ターミナルを
構成している）に供給される制御電圧として作用する。
該ダイオード４１の逆漏洩電流はI_Lとして示される、一
方該ガンマ線がダイオード４１を叩く時作られる電流は
I_Sとして示される。

【００２１】該回路は次ぎの様に動作する。該フイード
バック抵抗器４３を跨ぐ電圧の何等かの増加は該オペア
ンプ（OP-AMP）４５の反転入力に供給されるが該オペア
ンプの出力はその結果低下する。該モスフエット（MOSF
ET）４０は線形抵抗器の様に挙動しその抵抗はそのグリ
ッドターミナルに供給される該制御電圧に比例してい
る。かくして、該オペアンプ（OP-AMP）４５により供給
される該グリッド電圧が降下すると、該モスフエット
（MOSFET）４０の抵抗も又降下し、結果として該モスフ
エット（MOSFET）を通るより多くの電流を供給する。該
モスフエット（MOSFET）４０により供給される電流は該
漏洩電流I_Lの主要な成分を構成し、残りの成分は該フイ
ードバック抵抗器４５を経由して供給される。その結
果、もし該モスフエット（MOSFET）４０により供給され
る該漏洩電流I_Lの主要な成分が増加する場合は、該フイ
ードバック抵抗器４５により供給される残りの成分は減
少し、それにより該フイードバック抵抗器を跨ぐ電圧は
減少させる。該フイードバック抵抗器４５を跨ぐ電圧が
降下すると反対のことが起こる。何れの場合も、該モス
フエット（MOSFET）４０は、該フイードバック抵抗器を
跨ぐ電圧をその平衡値に回復させる傾向を有する自己制
御する電流源として作用する。

【００２２】図５は図４を参照して上記で説明した回路
の代替えの実施例を示すそこではｎ型のモスフエット
（MOSFET）５０（アクチブ素子を構成している）がダイ
オード５１の陽極に接続されているがそれはそれに逆漏
洩電流を供給するためである。フイードバック抵抗器５
３とキャパシタ５４とを有するオペアンプ（OP-AMP）５
２は該ダイオード５１を叩くガンマ線により作られる電
荷に比例する電流を出力する電荷積算器として動作す
る。該フイードバック抵抗器５３を跨ぐ電圧は低い電圧
点がその非反転入力に供給されそして高い電圧点がその
反転入力に供給される様にオペアンプ（OP-AMP）５５に
供給される。該オペアンプ（OP-AMP）５５の出力は該モ
スフエット（MOSFET）５０のグリッドターミナル（そし
てその制御ターミナルを構成する）５６に供給される制
御電圧として作用する。

【００２３】該回路の動作は次ぎの様である。該フイー
ドバック抵抗器５３を跨ぐ電圧の何等かの増加は該オペ
アンプ（OP-AMP）５５の反転入力に供給されるがその結
果その出力は降下する。該オペアンプ（OP-AMP）５５に
より供給された該グリッド電圧が降下すると、該モスフ
エット（MOSFET）５０の抵抗も又降下し、該モスフエッ
ト（MOSFET）はその結果それを通してより多くの電流を
吸い込む（sinks）。モスフエット（MOSFET）５０によ
り通過させられた該電流は該漏洩電流I_Lの主要な成分を
構成し、残りの成分は該フイードバック抵抗器５５を経
由して供給される。その結果、もし該モスフエット（MO
SFET）５０により通過させられた該漏洩電流のI_Lの主要
な成分が増加する場合は、該フイードバック抵抗器５５
により供給される該残りの成分は減少し、それにより該
フイードバック抵抗器を跨ぐ電圧を減少させる。該フイ
ードバック抵抗器５５を跨ぐ電圧が降下した時は反対の
ことが起こる。何れの場合も、該モスフエット（MOSFE
T）５０は該フイードバック抵抗器を跨ぐ電圧をその平
衡値に回復させる傾向がある自己制御する電流源として
作用する。

【００２４】図４及び５に示す両回路で、平衡が確立さ
れそこでは該フイードバック抵抗器を跨ぐ電圧がそれぞ
れ該オペアンプ（OP-AMP）４２と５２により構成される
該電荷検出増幅器（charge-sensitive amplifier）のオ
フセット（offset）へと安定するが、これは無視出来
る。

【００２５】高エネルギー粒子検出器の部分を形成する
電荷検出増幅器でこの様な配置が使用される時、ガンマ
線がセンサー画素（ダイオード４１と５１により構成さ
れる）を叩く時作られる該電流、ISが該安定化ループに
関与しないことは重要である。この様な関与は、もし防
止されなければ、該増幅器オペアンプ（OP-AMP）に供給
される信号電流を減少させる傾向があり、それにより誤
りの検出器信号を与える。医学的トモグラフイ（medica
l tomography）用に使用されるコンプトンカメラでは、
該信号の大きさは該信号が腫瘍によるコンプトン散乱か
ら得られ、従って純正であるか、或いは２次散乱から得
られ、従って無視されねばならないかに関しての指示と
して役立つ。従って、該検出器信号の如何なる減少も避
けねばならない。これは、該電荷検出増幅器オペアンプ
（OP-AMP）の時定数を該キャパシタとフイードバック抵
抗器により構成される該電荷積算器のそれよりも遙かに
大きくすることにより達成出来る。この様な手段による
と、該安定化作用のループは１時的でありそしてガンマ
線が画素を叩く時作られる純正のセンサー信号に長期間
の影響を及ぼさすことはない。

【００２６】本発明の回路を或る程度詳細に説明した
が、今度はセンサーモジュール内のアクチブな画素によ
り発せられるデータ信号を読み出すためのシステムを説
明する。この様なシステムは、その内容が実質的に全体
がここで提示されるにも拘わらず、我々の同時係属中の
欧州特許第８９３，７０５号で説明されていることは注
意されるべきである。

【００２７】図６及び７は、電荷信号を作るために入射
ガンマ線に応答するシリコンダイオードにより構成され
た５１２個の画素のアレー１１２を有するセンサーモジ
ュール１１１を含み１１０として全体的に描かれたシス
テムを示す略図である。例によれば、該センサーモジュ
ール１１１は患者の体のトモグラフイ画像形成（tomogr
aphic imaging）での使用のためのコンプトンカメラ（C
ompton camera）の部分であってもよい。この様なコン
プトンカメラは２つの別々の検出器を備えており、その
１つは多層センサーでありその多数の層は該コンプトン
効果を増加するよう役立っておりそしてその各々は該デ
ータ信号が読み出されるようにするためそれ自身の独立
した読み出し回路を備えている。該第２の検出器は、そ
れ自身は本発明の特徴ではないが、該第１の検出器から
現れる該ガンマ線を吸収するための同様な画素アレー又
は何等かの他の適当なセンサーであってもよい。結果と
して、該ガンマ線は第２の検出器内にその残りのエネル
ギーを差し出しそれにより該ガンマ線の角度が公知の仕
方で計算されることを可能にする。

【００２８】本発明はかくして画素アレー１１２が各々
が３２個の画素を有する１６のグループに配列される第
１の検出器に第１に適用可能である。該センサーモジュ
ール１１１は、もし望むならば１つのエイシック（ASI
C）に組み合わせてもよいが、１対のアップリケーショ
ンスペシフイック集積回路（application specific int
egrated circuit）｛エイシックス（ASICs）｝１１３ａ
及び１１３ｂの対の形で、該画素アレー１１２の画素の
１６グループの各々に関してのチップ上に積載された弁
別回路（on-chip discrimination circuitry ）を含ん
でいる。該エイシック１１３ａ及び１１３ｂの詳細は該
図面の図１１を参照して下記で与えられる。画素の種々
のグループを順々に（sequentially）選択しそして該選
択されたグループの画素をそれぞれ第１及び第２データ
バス１１５と１１６に接続するために該弁別回路のそれ
ぞれの出力チャンネルは読み出し回路１１４に供給され
る。特定的には、第１のデータバス１１５内の対応する
データラインに供給される複合信号を得るために各グル
ープの画素は多数入力の弁別器へ供給される。かくし
て、該複合信号レベルはそれぞれのグループ内の画素の
全てから得られそしてもし該グループ内の画素の何れか
が”アクチブ”ならばハイ（HIGH）そしてそうでなけれ
ばロー（LOW）である。その結果、唯１つのデータライ
ンがハイ（HIGH）で画素の１６のグループのどれがアク
チブで一方、全部で、或る４８０画素を含む残りの１５
グループに対応する他の１５のデータラインはロー（LO
W）であり、該４８０画素のどれも”アクチブ”でない
ことを示す。かくして、説明した様に該５１２画素を１
６グループにグループ化し１つのアクチブなグループと
残りの１５のイナクチブなグループとに弁別することに
より、該１つの”アクチブな”画素の位置は非常に著し
く狭められるが、勿論、この段階で、このグループの３
２画素のどれが”アクチブ”な画素であるかは未だ分か
らないが。

【００２９】第１のデータバス１１５の全部で１６本の
データラインは１６入力ＯＲゲート１２０（第１の論理
回路を構成している）のそれぞれの入力に接続されるが
該ＯＲゲートの出力はもし該１６本のデータラインの何
れか１つ以上がハイ（HIGH）である場合はその結果ハイ
（HIGH）となり該対応するグループが”アクチブ（acti
ve）”であることを示す。もし該センサーモジュール１
１１内の該５１２画素の１つも”アクチブ”でない場合
は、該ＯＲゲート１２０の出力はロー（LOW）となる
（第２の論理レベルを構成する）。下記で説明する様
に、図面の図８を特に参照すると、幾つかのセンサーモ
ジュールは各々が複数のセンサーモジュールを有する多
層の画像センサーを形成する様に組み立てられてもよ
い。各センサーモジュールは付随するＯＲゲート１２０
を有しそして各モジュール内の該ＯＲゲートの出力は２
入力ＡＮＤゲート１２１（第２論理回路を構成してい
る）の１つの入力に供給されるがその第２入力には第２
検出器（図示せず）からの出力が供給される。その結
果、各センサーモジュールの該ＡＮＤゲート１２１の出
力は、もしそれぞれのセンサーモジュールの該ＯＲゲー
ト１２０の少なくとも１つの出力がハイ（HIGH）であ
り、そして同時に該第２の検出器の出力がハイ（HIGH）
である場合のみハイ（HIGH）となる。かくして該ＡＮＤ
ゲート１２１は第１及び第２の両検出器から発せられる
電荷発射の時間的一致が実時間で確定されることを可能
にする。ガンマ線は該画像センサーを斜めに叩くかも知
れずそしてもしそれが１層で部分的に吸収される場合は
その角度はその引き続く検出の可能性を変化させる。

【００３０】データラインのどれがハイ（HIGH）である
かを決定しそれにより該アクチブなグループのアイデテ
ィティ（Identity）を確定するためにデコーデイング回
路１２２は第１のデータバスに接続されそしてそのデー
タラインの各々の上の複合信号に応答する。画素応答と
実質的に一致している第１の論理レベルの創生の時刻に
対応するタイムスタンプ（time stamp）を発生するため
にタイミング回路１２３は該ＡＮＤゲート１２１経由で
ＯＲゲート１２０の出力に接続されそしてＯＲゲート１
２０の出力がハイ（HIGH）である（すなわち第１の論理
レベル）ことに応答する.ここで△tは実際の電荷発射と
その弁別（discrimination）との時間差であるが、”ア
クチブ”な画素により発生されたデータ信号がその発生
後時間遅延（time delay）t_p=△t+t_Dでサンプルされる
ように、エイシック（ASIC）１１３内のサンプルアンド
ホールド回路（図示せず）内のラッチへ、遅延ライン１
２５を経由して供給される時間遅延t_Dを発生するために
該タイミング回路１２３と接続された遅延ゲート１２４
（遅延回路を構成している）は、該ＯＲゲート１２０の
出力がハイとなることに応答する。

【００３１】選択されたグループ内の画素の各々のそれ
ぞれの信号レベルをその上で受信するために、第２のデ
ータバス１１６はシークエンサ１２７（選択回路を構成
している）を経由して該グループの選択された１つの中
の画素の各々に接続されたアナログデータライン１２６
により構成されている。シークエンサ１２７は遅延ライ
ン１２５経由でそのスタート入力へ供給されるスタート
信号に応答するがそれは今度は該アクチブグループ内の
各画素の信号レベルに対応するアナログ信号を該アナロ
グデータライン１２６上に直列に出力するようアクチブ
グループ内の画素アドレスを通して循環する（cyclin
g）ためである。該アナログデータライン１２６はＡ−
Ｄ変換器｛エイデーシー（ADC）｝１３０に接続されて
おり、その出力は該アクチブグループ内の対応する画素
の信号レベルを表すデジタル信号である。

【００３２】該エイデーシー１３０によるデジタル信号
出力はデジタルシグナルプロセサー１３１に供給される
が該デジタルシグナルプロセサー｛デーエスピー（DS
P）｝は該選択されたグループ内の各画素の信号レベル
を弁別しきい値（discriminating threshold）と比較す
るようプログラムされておりそれは該アクチブ画素を信
号レベルが該弁別しきい値を越える様な画素と識別する
ためである。

【００３３】選択されたグループ内のその信号レベル
が”アクチブ”な画素にふさわしくない該１３１画素に
付随する平均コモンモードノイズレベル（average comm
on mode noise level）を決定するために該デーエスピ
ー１３１は又コモンモードノイズレベル決定回路（comm
on mode noise level determination circuit）として
機能する。該１３１イナクチブ（inactive）画素のコモ
ンモードノイズレベルは平均化されそして次いでコモン
モードノイズの修正を行うよう該”アクチブ”な画素の
信号レベルから減算される。該デーエスピー１３１は該
モジュール番号、該アクチブグループアイデンティティ
（identity）、該アクチブ画素アイデンティティ、該ア
クチブ画素のタイムスタンプそしてそのコモンモードノ
イズを修正された信号レベル（common mode noise-corr
ected signal level）を表すデータを含むデジタルデー
タ流れを作る。最終デジタルデータ流れは次いでコンピ
ユータ１３２に伝送されるがそこではそれは所要の様に
処理されるがこれは本発明の特徴ではない。該モジュ−
ル番号は予めプログラムされたコードであるが、それは
対応するセンサーモジュール１１１にダウンロードされ
かつかくしてどのセンサーモジュールからデータ信号が
発せられたかを識別する。該タイムスタンプは該識別さ
れた画素により電荷発射が起こった時刻を共通の実時間
クロック（realtime clock）（図示せず）に基づいて指
定する。入射ガンマ線の位置とその入射角を計算するた
めに第１の検出器からの一致するデータが第２検出器か
らの対応するデータと組み合わされる時これらのデータ
は関連がある。しかしながら、タイムスタンプは第１及
び第２検出器からの電荷発射の時刻の一致を確定するた
めには使用されず、これは図面の図６及び７を参照して
上記で説明した様に論理ゲートを使用して実時間で確定
されることは注意されるべきである。

【００３４】読み出し回路１１４のアナログ及びデジタ
ル部分には別個の電源（図示せず）が備えられるのでア
ナログ及びデジタル電力は鎖線で示す様に区別される。
アナログとデジタルの部品間の望ましい差異（desired
differentiation）を保持するがその２者間で阻害され
ないデータ転送が許容されるように、光カプラー（phot
o-couplers）が使用される。

【００３５】図８は多層センサー１４０がコンプトンカ
メラ（Compton camera）用の第１の検出器の部分であり
そして各々が１４１と呼称されそして図面の図６を参照
して上記で説明された９つのセンサーモジュール１１１
のアレーを含んでいる５枚の平行で同一のセンサー板
（sensor plane）を有する多層センサー１４０を絵画的
に示している。各センサー板１４１の該センサーモジュ
ール111の各々はそれぞれの読み出し回路（reading cir
cuit）１４２に接続されているので、各センサー板用に
９つの読み出し回路が必要とされる。該読み出し回路１
４２の各々のそれぞれの出力１４３はデータバス１４４
を経由してコンピユータ１４５に接続される。該センサ
ー１４０上に当たるガンマ線はその全ての層１４１を貫
通するに充分なエネルギーを有しているが、もし少なく
とも１枚のセンサー板の画素により部分的に吸収されれ
ばその場合のみ電荷データ信号を作る。上記で注意した
様に、多層を備えていることはコンプトン効果が該セン
サーの少なくとも１つの画素内で起こる確率を増加させ
る。同じ目的は又各センサー板の表面積を増加させるこ
とにより実現出来ることは注意されるべきである。

【００３６】”アクチブ”な画素により発せられた該電
荷信号が該読み出し回路１４２により読み出され得るよ
うに、該電荷信号は、前置された増幅の後（after pre-
amplification）、最初に波形化されねばならず（must
first be shaped）その後そのピーク高さ（peak magnit
ude）はサンプルされ測定されてもよい。図９は同じ時
刻t₀に発生しそして各々が異なるピーク値V_pを有するそ
れぞれの電荷信号を表す３つのカーブ１５０，１５１そ
して１５２をグラフ式に示す。

【００３７】戻って図面の図６を参照して読み出し回路
の説明を参照すると、”アクチブ”な画素により発生さ
れるデータ信号がその発生後時間遅延t_pでサンプルされ
るように時間遅延t_Dが遅延ライン１２５を経由して該エ
イシック１１３ａ内のサンプルアンドホールド（sample
and hold）回路（図１０の１６４として示す）のラッ
チ（latch）へ供給されることが思い出される。該時間
遅延t_Dは△tの値と該波形化器（shaper）のアールシー
（RC）時定数から既知であるピーク時刻t_pに基づいて予
め決められるので、もし時刻t₀に於ける該信号のスター
トが分かっている場合は該ピーク値V_pを得るように該カ
ーブは精確に該ピーク時刻t_pにサンプルされる。実際
は、これは実行可能ではなく、それは入射ガンマ線から
結果として起こる実際の画素データと該信号レベルとの
間を弁別することが最初に必要なので該”アクチブ”な
画素から発する該電荷信号の時刻t₀は決して精確に決定
出来ないからである。この様な弁別（discrimination）
は従来の比較器を使用して該信号を予め決められたしき
い値（threshold）１５３と比較することにより行われ
る。該信号の各々が該しきい値１５３を通過するに要す
る時間は該信号のピーク値V_pに左右されかくして信号の
１つずつで変化する。この効果は”タイムウオーク（ti
me walk）”として知られておりそしてそれぞれのピー
ク値を得るように該３つの信号の各々を正しい時刻にサ
ンプルするために補償（compensated）されねばならな
い。この様な補償が無ければ、各カーブが該しきい値を
通過する時刻と該カーブがそのピーク値に達する時刻と
の間に一定の遅延はない。

【００３８】図１０ａと１０ｂはそれにより望ましい補
償がもたらされ得るタイムウオーク問題の解決策をグラ
フ図で示す。かくして、図１０ａは既知のピーク時刻t_p
を有する典型的な積分された電荷カーブ（charge curv
e）１５５を示す。上記説明の様に、これはそれ自体は
該ピーク値V_pを精確に測定するには充分ではないが理由
は上記で説明した様にしきい値弁別器（threshold disc
riminator）を使用して信頼可能な時刻の元（time orig
in）t₀を決定することが最初に必要だからである。

【００３９】この目的を達成するために、緩慢な波形化
器（slow shaper）のピーク時間t_pより非常に著しく短
い時間△tの後に該しきい値を横切るシャープ（sharp）
なカーブ１５６（図１０ｂに示す）を作るために本発明
は非常に著しくより即応型の時定数（very much faster
time constant）を有する第２の波形化器（shaper）を
提供する。かくして該カーブ１５６から該信号が画素デ
ータに対応し、該信号のベースラインに対応するもので
ないことを決定して、t_p-△tに等しい時間遅延t_Dの後第
１のカーブ１５５はサンプルされてよい。該速いライズ
タイムのカーブ（fast rise time curve）１５６も又タ
イムウオーク（time walk）に曝され従って△tはそのピ
ーク値に左右されるので△tは精確には知られないこと
は、勿論、真実である。しかしながら、△tの値はt_pの
値に比較すれば非常に小さいのでt _pの値を読み出すため
にその後第１のカーブ１５５がサンプルされる該遅延t_p
-△tには△tの誤差は無視出来る影響しか与えない。

【００４０】図１１は、タイムウオークを補償するため
に種々の時定数を有するドゥプリケートされた（duplic
ated）波形化器の応用品を図解する読み出し回路１４２
の詳細を示す。該読み出し回路１４２が他の図面で示さ
れた部品を含んでいる限りでは、同一引用番号が使用さ
れている。かくして、選択されたグループ内の各画素１
１２はフイードバックキャパシタ１６２と抵抗器１６
２’を有する前置増幅器１６１により形成された積算器
１６０に半田パッド１５９を経由して供給される。該前
置増幅器１６１の積分された出力は第１のシーアール−
アールシー波形化器（CR-RC shaper）１６３（緩慢な波
形化器 slow shaperを構成する）により濾過され次いで
サンプルアンドホールドユニット（sample and hold un
it）１６４へ渡される。各グループ内の１３２の画素の
各々に対応する信号がサンプルされ処理され得るように
該サンプルアンドホールドユニット１６４のアナログ出
力はマルチプレクサ１６５により多重化される（multip
lexed）。

【００４１】図１１では該画素１１２は明確化のためだ
けの理由で第１のエイシック１１３ａ内で参照されてい
ることは注意すべきである。実際には該画素１１２は、
該エイシック１１３ａとは物理的に差異のあるユニット
でありそしてその画素１１２の各々が該エイシック１１
３ａ内のそれぞれの半田パッド（solder pad）１５９に
配線された（hard-wired）センサーモジュール１１１内
に含まれる。図４又は５の何れかに示した入力回路は同
じ半田パッド１５９に同様に接続されそして該フイード
バック抵抗器１６２’を通して流れる電流が該前置増幅
器１６１のオフセットに等しいその平衡値（equilibriu
m value）に保持されることを保証する。

【００４２】又前置増幅器１６１の出力は、第１の波形
化器１６３のそれより１０倍の桁で短い積分時間（すな
わち、ピーク時間）を有する第２のシーアール−アール
シー波形化器（CR-RC shaper）１６６｛即応型の波形化
器（fast shaper）を構成する｝に供給される。該第２
の波形化器１６６の出力はレベル弁別器（level discri
minator）１６７に供給されるが該弁別器のしきい値は
純正の信号と信号ベースラインとの間を弁別するに充分
な大きさ（magnitude）である。該レベル弁別器１６７
の出力は単安定マルチバイブレータ（monostable）１６
８に供給されるが該単安定マルチバイブレータの出力は
モスフエット（MOSFET）１６９のゲートに接続されてい
る。かくして該モスフエット（MOSFET）１６９をオンに
スイッチする短いトリガーパルス（trigger pulse）を
作るために該単安定マルチバイブレータ１６８は該それ
ぞれのグループの”アクチブな”画素に応答する。各グ
ループのモスフエット（MOSFET）１６９はワイヤドＯＲ
（wired OR）構成で接続されているのでもし該選択され
たグループ内の画素の何れかが”アクチブ”である場合
は、該モスフエット（MOSFET）１６９の組み合わされた
出力はハイ（HIGH）となる。

【００４３】かくして、第２波形化器１６６は”アクチ
ブ”な画素に関して非常に速い弁別を可能にしその後そ
のピーク値V_pを確立するために第１の波形化器１６３に
より発生され緩慢に積分された信号が一定の遅延時間t_D
の後精確にサンプルされる。

【００４４】図１２ａから１２ｆは全てが共通の時間ベ
ースに依り描かれた”アクチブ”な画素に付随した種々
の信号レベルを要約したものである。かくして、図１２
ａはガンマ線によって叩かれた結果として画素により発
せられる実際の電荷信号を示す。上記説明の様に、この
信号は時刻t₀にスタートするシャープな（sharp）電流
バルスであり、殆ど瞬間的にピーク値まで上昇しそして
次いで衰えてゼロ迄引きずる。

【００４５】図１２ｂは前置された増幅の後の対応する
波形を表す。上記で述べた様に、該前置増幅器は該デー
タ信号が発せられた時レベルのシャープな変化を有する
アナログ電圧信号を作るように該電荷データ信号を積分
する。レベルの該シャープな変化は該データ信号のスタ
ート時刻t₀を規定する（define）。

【００４６】図１２ｃと１２ｄはそれぞれ該緩慢な（sl
ow）及び即応型の（fast）波形化された（shaped）デー
タ信号を示す。図１１ｃでは該波形化された信号は該ス
タート時刻t₀の後時刻t_pにピーク値V_pまで上昇しそして
次いで該点線で示す様に衰えてゼロまで引きずる。該波
形は該ピーク値V_pを捕まえるために該時刻t_pでサンプル
（sample）されそしてホールド（hold）されねばならな
い。該即応型の波形化された信号は該スタート時刻t₀に
続く時間間隔△tの後に該しきい値を通って上昇するこ
とは図１１ｄではっきり示されている。

【００４７】図１２ｅは時刻t_p＋△tに発生されたシャ
ープな方形波でありそして遅延回路１２４をトリガー
（trigger）しそれによりt_p-△tに等しい更なる遅延時
間t_D後に図１２ｃに示された緩慢な積分された信号がそ
のピーク値V_pでサンプルされるようにモスフエット（MO
SFET）１６９を経由して該遅延回路１２４（図６に示
す）に供給される該単安定マルチバイブレータ１６８
（図１１に示す）の出力を示す。

【００４８】緩慢な及び即応型の波形化器（shaper）を
利用する並列型弁別法を使用することは本発明のセンサ
ーに対し特定の利便を有しているが、該並列型弁別法の
原理がより一般的な応用を見出すことは評価されるもの
である。特に、高速が本質的でない場合は、画素データ
がより高い精確度で読み出されることを可能にするため
に、その全画素が読み出される公知の画像サンサーでこ
の様な弁別法は有利に使用されることは注意されるべき
である。同様に、他の変型が、請求される本発明の範囲
から離れることなしに、説明された特定の実施例に行わ
れてもよいことは明らかである。

【００４９】本発明の範囲から離れることなく説明され
た特定の実施例に変型が加えられてもよいことは評価さ
れる。かくして、例えば、本発明はガンマ線放射の検出
に特に関係して説明されたが、同じ原理は他の高エネル
ギー粒子の検出用にも同じ様に良く適用出来ることは理
解されるべきである。更に評価される様に、この様な高
エネルギー粒子は光子でも荷電粒子でもよい。

【００５０】又該好ましい実施例は電荷検出型増幅器の
使用に特に関しているが、本発明は又例えそれらが本来
ノイズの多い場合でも現在の増幅器の使用にも適用可能
である。

【００５１】同様に、コンプトンカメラ内の多数画素セ
ンサーを使用することが説明されたが、該同じ原理はハ
イブリッド（hybrid）光子検出器での使用そして光電子
増倍管の読み出し（readout）用での使用にも同じく良
く適合していることは理解される。

【００５２】又該センサーモジュールがシリコンに基づ
いている時、各画素はダイオードであることが有効であ
ることを指摘されるべきである。しかしながら、該画素
が高抵抗素子（high resistive elements）である場合
に他の半導体センサーも使用されてよい。

【００５３】本発明の特徴と態様を示せば以下の通りで
ある。

【００５４】１．センサー素子（３１，４１，５１）を
有する電荷検出器用の入力回路（３０）において、入力
ターミナルと出力ターミナルとを有する増幅器（３３，
４２，５２）と、高エネルギー粒子の検出時それにデー
タ信号を供給するためにそして高エネルギー粒子の無い
場合は漏洩電流を通過させるために該入力ターミナルに
接続されたセンサー素子（３１，４１，５１）と、それ
を通して該漏洩電流の主要な成分を供給するために該セ
ンサー素子に接続された制御された電流源（３２，４
０，５０）と、該漏洩電流の残りの成分を該センサー素
子に供給するために該増幅器の該入力ターミナルと該出
力ターミナルとの間に接続されたフイードバック抵抗器
（３４，４４，５４）とを具備しており、該漏洩電流の
該残りの成分を実質的に一定に保持するよう該漏洩電流
の該主要な成分を制御するために該制御された電流源は
該フイードバック抵抗器を跨ぐ電圧の変化に応答するこ
とを特徴とする電荷検出器用入力回路。

【００５５】２．上記１の該入力回路に於いて、該制御
された電流源はそれに制御電圧を印加するための制御タ
ーミナルを有しそして該制御電圧の大きさに左右される
抵抗を有するアクチブ素子（４０，５０）を通して供給
される電源電圧を有し、そして該制御電圧は該フイード
バック抵抗器を跨ぐ電圧の関数であることを特徴とする
入力回路。

【００５６】３．上記２の該入力回路に於いて、該アク
チブ素子（４０，５０）はモスフエット（MOSFET）であ
りそして該制御ターミナルは応答しやすく（responsive
ly）該フイードバック抵抗器に接続された、そのグリッ
ドターミナル（grid terminal）であり、それにより該
フイードバック抵抗器を跨ぐ電圧の変化は該グリッドタ
ーミナルに供給された該制御電圧内に同じ極性の変化を
誘起しそして従って該モスフエット（MOSFET）により導
通される該漏洩電流の該主要な成分内に同じ極性の変化
を誘起し、それにより該フイードバック抵抗器により供
給される該残りの電流内に反対極性の変化を誘起しそし
て該フイードバック抵抗器を跨ぐ電圧を安定なレベルに
保持する傾向があることを特徴とする入力回路。

【００５７】４．上記３の該入力回路に於いて、該フイ
ードバック抵抗器を跨ぐ電圧の増加が該モスフエット
（MOSFET）のグリッドターミナルに接続された出力を有
するオペアンプ（OP-AMP）の反転入力（inverting inpu
t）に供給されることを特徴とする入力回路。

【００５８】５．上記４の該入力回路に於いて、該モス
フエット（MOSFET）はｐ型デバイス（p-type device）
（４０）であり、そして該センサー素子（４１）の陰極
は該増幅器（４２）の入力ターミナル接続されているこ
とを特徴とする入力回路。

【００５９】６．上記４の該入力回路に於いて、該モス
フエット（MOSFET）はｎ型デバイス（n-type device）
（５０）であり、そして該センサー素子（５１）の陽極
は該増幅器（５２）の入力ターミナル接続されているこ
とを特徴とする入力回路。

【００６０】７．上記１乃至６の何れか１つの該入力回
路に於いて、該増幅器は電流検出デバイス（current-se
nsitive device）であることを特徴とする入力回路。

【００６１】８．上記１乃至６の何れか１つの該入力回
路に於いて、該増幅器（３３，４２，５２）は電荷検出
デバイス（charge-sensitive device）であり、そして
該センサー素子により発せられる電荷信号を積分するた
めに該増幅器の該入力ターミナルと該出力ターミナル間
にキャパシタ（３５，４４，５４）が接続されているこ
とを特徴とする入力回路。

【００６２】９．上記８の入力回路に於いて、該漏洩電
流が前記データ信号によっては実質的に全く供給されな
いように、該増幅器は該キャパシタとフイードバック抵
抗器の組み合わせのそれよりも遙かに長い時定数を有す
ることを特徴とする入力回路。

【００６３】１０．上記１乃至９の何れか１つの該入力
回路に於いて、該増幅器とフイードバック抵抗器とは該
センサー素子（１１２）とは物理的に別個の回路（１１
３ａ，１１３ｂ）内に収容されていることを特徴とする
入力回路。

【００６４】１１．各々が上記１乃至１０の何れか１つ
の入力回路に接続されている複数のセンサー素子を有す
るセンサーモジュール（１１２）。

【００６５】１２．上記１１のセンサーモジュール（１
１１）内のアクチブな画素により発せられる（emitte
d）データ信号を読み出す（reading）ためのシステム
（１１０）に於いて、該センサーモジュールは少なくと
も２つのグループに配列された複数のアドレス可能な
（addressable）画素を有しているが、該システムが該
アクチブな画素自身を識別することなく該アクチブな画
素を含むアクチブなグループを識別するために画素の前
記グループの各々に共通に接続されそして前記データ信
号に応答する識別回路（identifying circuit）（１１
３ａ、１１３ｂ）と、該アクチブな画素を識別するため
に、該アクチブなグループ内の各画素に関するデータ信
号の大きさを読み出すために該識別回路に応答しやすく
（responsively）接続された読み出し回路（１１４）と
を具備することを特徴とする上記１１のセンサーモジュ
ール内のアクチブな画素により発せられるデータ信号を
読み出すためのシステム。

【００６６】１３．上記１２のシステムに於いて、該読
み出し回路（１１４）が、その信号の大きさが弁別する
しきい値（discriminating threshold）を越える画素の
様なアクチブな画素を識別するために各データ信号の大
きさを前記弁別するしきい値と比較するための弁別回路
（discriminating circuit）（１３１）を具備すること
を特徴とするシステム。

【００６７】１４．上記１２の該システムに於いて、該
弁別回路（１３１）が更に、前記残りの画素に付随した
平均コモンモードノイズレベル（average common mode
noise level）を決定するためのコモンモードノイズレ
ベル決定回路（common mode noise level determinatio
n circuit）と、該アクチブな画素の信号レベルから前
記平均コモンモードノイズレベルを減算するために該コ
モンモードノイズレベル決定回路に接続されたコモンモ
ードノイズ修正回路とを具備することを特徴とするシス
テム。

【００６８】１５．上記１２乃至１４の何れか１つの該
システムに於いて、前記センサーモジュール（１１１）
は多層センサー（１４０）の層内に収容される（accomm
odated）ことを特徴とするシステム。

【００６９】１６．上記１２乃至１６の何れか１つの該
システムに於いて、該又は各センサーモジュール（１１
１）は入射高エネルギー粒子が部分的に吸収されそして
減少したエネルギーを有してそこから現れる第１の検出
器の素子であり、そして該第１の検出器から現れる該入
射高エネルギー粒子を全部吸収するため第２の検出器が
更に備えられていることを特徴とするシステム。

【００７０】１７．上記１６のシステムが更に、該第１
の検出器の”アクチブ”な画素と該高エネルギー粒子が
吸収される該第２の検出器内の既知の位置とに、共通の
時刻ベースによって、それぞれのタイムスタンプ（time
stamp）を組み合わさせるために第１及び第２の双方の
検出器と接続されたタイミング回路と、該”アクチブ”
な画素の位置と前記高エネルギー粒子の方向とを計算す
るために該第１及び第２検出器に接続されそして該第１
及び第２検出器から実質的に同時に発せられるデータ信
号の前記タイムスタンプに応答するコンピユータ（１３
２）とを具備することを特徴とするシステム。

【００７１】１８．上記１３の該システムに於いて、該
読み出し回路（１１４）が、前記スタート時刻t₀にイニ
シエーション（initiation）信号を作るために前記電気
信号に応答するイニシエーション回路（１６６）と、純
正の信号と信号ベースラインレベルとの間を弁別するよ
う前記イニシエーション信号の後予め決められた時間△
tの時に該データ信号の大きさを測定するために応答し
やすく該イニシエーション回路に接続されたレベル決定
回路（leveldetermination circuit）（１６３，１６
４，１６５）とを具備することを特徴とするシステム。

【００７２】１９．上記１８の該システムに於いて、該
電気信号はシャープ（sharp）に立ち上がる電流パルス
として発せられ、そして該電気信号を発した時レベルの
シャープな変化を有するアナログ電圧ステップ（analog
voltage step）を作るように該電流パルスを積分する
ための積分回路を含む前置増幅器（１６１）を該イニシ
エーション回路（１６０）は備えていることを特徴とす
るシステム。

【００７３】２０．上記１８又は１９のシステムに於い
て、該データ信号は電荷の発射から得られておりそして
比例する電圧信号を発生するため該電荷を波形化（shap
ing）するために該読み出し回路（１４２）は該アクチ
ブなグループ内の各画素に関する少なくとも１つの波形
化器（shaper）を備えることを特徴とするシステム。

【００７４】２１．上記２０の該システムに於いて、各
画素は高エネルギー放射（high energy radiation）に
より叩かれた（struck）時電荷を発射するための半導体
ダイオードであることを特徴とするシステム。

【００７５】２２．上記２０の該システムに於いて、各
画素は高抵抗素子（high resistiveelement）であるこ
とを特徴とするシステム。

【００７６】２３．上記２０乃至２２の何れか１つの該
システムに於いて、該読み出し回路（１４２）は該アク
チブなグループ内の各画素に関して即応型（fast）の時
定数を有しそして予め決められたしきい値の上に速やか
に立ち上がる即応型の応答カーブを発生するように該電
荷を波形化するために前記イニシエーション信号に応答
する即応型の波形化器（fast shaper）（１６６）と、
緩慢な（slow）時定数を有しそして高いＳＮ比を有する
緩慢な応答カーブを発生するように該電荷を波形化する
ために前記イニシエーション信号に応答する緩慢な波形
化器（slow shaper）（１６３）と、該即応型の応答カ
ーブが前記予め決められたしきい値を越える時間遅延△
tを決定するために該即応型の波形化器に接続された遅
延回路（１２４）と、実質的にそのピーク値で該緩慢な
応答カーブをサンプルするように、t_pは該緩慢な応答カ
ーブがそのピーク値に到達する時刻とした場合に,更な
る時間間隔t_p-△tで該緩慢な応答カーブをサンプルする
ために、該遅延回路と該緩慢な波形化器に接続されたサ
ンプリング回路とを備えることを特徴とするシステム。

【００７７】２４．上記２３のシステムに於いて、該即
応型の及び緩慢な波形化器とが１つの集積回路で供給さ
れることを特徴とするシステム。

【００７８】２５．上記２３のシステムに於いて、該即
応型の及び緩慢な波形化器とが別々で相互接続された集
積回路（１１３ａ，１１３ｂ）で供給されることを特徴
とするシステム。

【００７９】２６．上記２４又は２５のシステムが、前
記センサーモジュール内の画素の各グループに接続され
た第１のバスを具備しており、それは該それぞれのグル
ープ内の該画素の全てから得られる複合信号レベルを前
記第１のデータバス内の並列データラインに沿って供給
するためであり、該システムは又該第１のデータバスに
接続されそして該アクチブなグループのアイデンティテ
ィ（identity）を決定するために前記複合信号に応答す
るデコーディング（decoding）回路（１２２）と、もし
前記第１のデータバスの該信号レベルの１つが”アクチ
ブ”な画素にふさわしい場合は第１の論理レベルを作り
そしてそうでない場合は第２の論理レベルを作るために
該第１のデータバスに接続された第１の論理回路（１２
０）と、該第１の論理手段に接続されそして前記第１の
論理レベルの創生の時刻に対応するタイムスタンプを発
生するために該第１の論理レベルに応答するタイミング
回路（１２３）と、該タイミング回路に接続されそして
前記時間間隔t_p-△tに等しい時間遅延を発生するために
該第１の論理レベルに応答する遅延回路（１２４）と、
前記グループの選択された１つ内の該画素の各々に選択
手段（１２７）を経由して接続されるがそれは該選択さ
れたグループ内の該画素の各々のそれぞれの信号レベル
をその上に受信するためである第２のデータバス（１１
６）と、その信号レベルが前記弁別するしきい値を越え
る画素の様な該アクチブな画素を識別するよう該選択さ
れたグループ内の各画素の該信号レベルを弁別するしき
い値と比較するために該第２のデータバスに接続された
弁別回路（１３１）と、その信号レベルが”アクチブ”
な画素にふさわしくない該選択されたグループ内の画素
に付随する平均コモンモードノイズレベルを決定するた
めに該第２のデータバスに接続されたコモンモードノイ
ズレベル決定回路（１３１）と、”アクチブ”な画素の
コモンモードノイズを修正された信号レベルを決定する
ためそして該アクチブなグループのアイデンティティ
と、該アクチブな画素のアイデンティティと、該タイム
スタンプとそして該コモンモードノイズを修正された信
号レベルとを表すデータを含むデジタルデータの流れを
作るために該タイミング回路（１２３）と該コモンモー
ドノイズレベル決定回路（１３１）とに接続されたプロ
セサー（１３１）とを具備することを特徴とするシステ
ム。

【００８０】２７．上記２６のシステムに於いて、該選
択されたグループの画素の該信号レベルを等価なデジタ
ル信号に変換するためにＡ−Ｄ変換器（１３０）が該第
２データバスに接続されており、そして該プロセサーが
デジタルシグナルプロセサー（１３１）であることを特
徴とするシステム。

【００８１】２８．上記２３の該システムに於いて、前
記センサーモジュール（１１１）は第１の検出器内に収
容されており該検出器内では入射高エネルギー粒子は部
分的に吸収されそして減少したエネルギーを有してそこ
から現れ、そして更に、該第１の検出器から現れる該入
射高エネルギー粒子を全て吸収するために少なくとも１
つの第２検出器と、該少なくとも１つの第２検出器内に
対応相手（counterpart）を有しない前記第１の検出器
内の信号を拒絶するために該第１検出器の各センサーモ
ジュール内の該それぞれの第１の論理回路（１２０）の
出力と該少なくとも１つの第２検出器の出力とに接続さ
れた第２論理回路（１２１）とが備えられており、それ
により両検出器に依り検出される純正信号と前記検出器
によりランダムに発せられるランダムノイズ（random n
oise emitted randomly）とを弁別することを特徴とす
るシステム。

【００８２】２９．上記１２乃至２８の何れか１つの該
システムに於いて、該センサーモジュールはコンプトン
カメラ（Compton camera）内の検出器の部分であること
を特徴とするシステム。

【００８３】３０．上記１２乃至２８の何れか１つの該
システムに於いて、該センサーモジュールはハイブリッ
ド光子検出器（hybrid photon detector）内の検出器の
部分であることを特徴とするシステム。

【００８４】３１．上記１２から２８の何れか１つの該
システムに於いて、該センサーモジュールは光電子増倍
管の部分であることを特徴とするシステム。

【図面の簡単な説明】

【図１】センサー画素を読み出すための従来技術の読み
出し回路の部分を示す回路図である。

【図２】センサー画素を読み出すための改良された従来
技術の読み出し回路の部分を示す回路図である。

【図３】画素アレーのダイオードに逆方向漏洩電流を供
給するための可変電流源を有する読み出し回路の詳細を
略図で示す回路図である。

【図４】自己制御型電流源を使用する図３に示す該読み
出し回路の実際的実施例を示す回路図である。

【図５】自己制御型電流源を使用する図３に示す該読み
出し回路の実際的実施例を示す回路図である。

【図６】本発明のセンサーを読み出すための読み出し回
路を含むシステムを示す略図である。

【図７】本発明のセンサーを読み出すための読み出し回
路を含むシステムを示す略図である。

【図８】画像センサーのスタックされたアレー（stacke
d array）を含む本発明の多層センサー（multi-layer s
ensor）を絵画的に示す。

【図９】積分された電荷信号内のタイムウオーク（time
walk）の結果をグラフ式に示す。

【図１０】積分された電荷信号のタイムウオークに付随
する問題に対する本発明の解決策をグラフ式に示す。

【図１１】本発明の読み出し回路の詳細を示す略図であ
る。

【図１２】全て共通の時間ベースで描かれた読み出し回
路に付随する種々の波形をグラフ式に示す。

【符号の説明】

１０ 従来技術の読み出し回路 １１、２１、３１、４１、５１ 逆バイアスダイオード １２、２２、３３、４２、５２ オペアンプ １３、３４、４３、５３ フイードバック抵抗器 １４、４４、５４ キャパシタ ２０ 従来技術の解決策の回路部分 ２３ 直流阻止キャパシタ ２４ フイードバックキャパシタ ２５ 抵抗器 ３０ 本発明の電荷検出器用の入力回路 ３２ 可変電流源 ３５ キャパシタ、ボルトメータ ４０ ｐ型のモスフエット（MOSFET） ４５ オペアンプ ４６ グリッドターミナル ５０ ｎ型のモスフエット（MOSFET） ５５ オペアンプ ５６ グリッドターミナル １１０ データ信号読み出しシステム １１１ センサーモジュール １１２ 画素のアレー １１３ エイシック（ASIC） １１３Ａ、１１３Ｂ １チップ型弁別回路 １１４ 読み出し回路 １１５ 第１データバス １１６ 第２データバス １２０ １６入力ＯＲゲート １２１ ２入力ＡＮＤゲート １２２ デコーディング回路 １２３ タイミング回路 １２４ 遅延ゲート １２５ 遅延ライン １２６ アナログデータライン １２７ シークエンサ １３０ Ａ−Ｄ変換器 １３１ デジタルシグナルプロセサー １３２ コンピユータ １４０ 多層センサー １４１ センサー板 １４２ 読み出し回路 １４３ 読み出し回路の出力 １４４ データバス １４５ コンピユータ １５０、１５１、１５２ 電荷信号のカーブ １５３ 予め決められたしきい値 １５５ 充電カーブ １５６ シャープなカーブ １５９ 半田パッド １６０ 積算器 １６１ 前置増幅器 １６２ フイードバックキャパシタ １６２’ 抵抗器 １６３ 第１のシーアール−アールシー波形化器 １６４ サンプルアンドホールドユニット １６５ マルチプレクサ １６６ 第２のシーアール−アールシー波形化器 １６７ レベル弁別器 １６８ 単安定マルチバイブレータ １６９ モスフエット（MOSFET）

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】センサー素子を有する電荷検出器用の入力
   回路において、 入力ターミナルと出力ターミナルとを有する増幅器と、 高エネルギー粒子の検出時それにデータ信号を供給する
   ためにそして高エネルギー粒子の無い場合は漏洩電流を
   通過させるために該入力ターミナルに接続されたセンサ
   ー素子と、 それを通して該漏洩電流の主要な成分を供給するために
   該センサー素子に接続された制御された電流源と、 該漏洩電流の残りの成分を該センサー素子に供給するた
   めに該増幅器の該入力ターミナルと該出力ターミナルと
   の間に接続されたフイードバック抵抗器とを具備してお
   り、 該漏洩電流の該残りの成分を実質的に一定に保持するよ
   う該漏洩電流の該主要な成分を制御するために該制御さ
   れた電流源は該フイードバック抵抗器を跨ぐ電圧の変化
   に応答することを特徴とする電荷検出器用入力回路。
2. 【請求項２】各々が請求項１の入力回路に接続されてい
   る複数のセンサー素子を有するセンサーモジュール。
3. 【請求項３】請求項２のセンサーモジュール内のアクチ
   ブな画素により発せられるデータ信号を読み出すための
   システムに於いて、該センサーモジュールは少なくとも
   ２つのグループに配列された複数のアドレス可能な画素
   を有しており、該システムが該アクチブな画素自身を識
   別することなく該アクチブな画素を含むアクチブなグル
   ープを識別するために画素の前記グループの各々に共通
   に接続されそして前記データ信号に応答する識別回路
   と、 該アクチブな画素を識別するために、該アクチブなグル
   ープ内の各画素に関するデータ信号の大きさを読み出す
   ために該識別回路に応答しやすく接続された読み出し回
   路とを具備することを特徴とする請求項２のセンサーモ
   ジュール内のアクチブな画素により発せられるデータ信
   号を読み出すためのシステム。