JP2000115264A - Digital modulator - Google Patents
Digital modulatorInfo
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- JP2000115264A JP2000115264A JP10279702A JP27970298A JP2000115264A JP 2000115264 A JP2000115264 A JP 2000115264A JP 10279702 A JP10279702 A JP 10279702A JP 27970298 A JP27970298 A JP 27970298A JP 2000115264 A JP2000115264 A JP 2000115264A
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- transmission
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- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
Description
【0001】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は通信装置に関し、特
に、ディジタル送信機に用いられるディジタル変調装置
に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a communication device, and more particularly, to a digital modulation device used for a digital transmitter.
【0002】[0002]
【従来の技術および発明が解決しようとする課題】一般
にディジタル送信機では、2進情報で表されるベースバ
ンド信号をアナログのRF送信信号に変換するためディ
ジタル変調装置を使用する。ディジタル変調装置にはポ
ーラ・ループ(polar loop)やカーテシアン・ループ(car
tesian loop)等を使用するものがあるが、いずれの方法
においてもIQ変調装置(直交変調装置)を使用してい
る。IQ変調装置では、同相成分(I)と直交成分
(Q)との間の90度の位相差およびゲインを正確に維
持する必要がある。さもなくば、キャリア・リークやイ
メージ周波数が発生してしまうためである。このため、
位相差およびゲインを補償する様々な試みがなされてい
るが、回路規模が大きく複雑になるというデメリットが
伴う。本発明は、IQ変調装置を用いないディジタル変
調装置を提供することを目的とする。さらに、本発明は
回路構成の簡素化を図ることを目的とする。2. Description of the Related Art In general, a digital transmitter uses a digital modulator to convert a baseband signal represented by binary information into an analog RF transmission signal. Digital modulators include polar and cartesian loops.
Some methods use a tesian loop or the like, but any method uses an IQ modulator (quadrature modulator). In an IQ modulator, it is necessary to accurately maintain a 90-degree phase difference and a gain between the in-phase component (I) and the quadrature component (Q). Otherwise, carrier leakage and image frequency will occur. For this reason,
Various attempts have been made to compensate for the phase difference and the gain, but there is a disadvantage that the circuit scale is large and complicated. An object of the present invention is to provide a digital modulator that does not use an IQ modulator. Still another object of the present invention is to simplify the circuit configuration.
【0003】[0003]
【課題を解決するための手段】上述した課題は、送信信
号の振幅を表す包絡線入力信号(102)および送信信
号の位相を表す位相データ(104)に基づいてRF送
信信号を生成するディジタル変調装置(100)により
解決される。ディジタル変調装置(100)は、RF送
信信号の周波数に等しい周波数を有し、振幅が一定な定
振幅信号を出力するリミッタ(106),位相データ
(104)と定振幅信号に基づいてRF送信周波数(f
o)を生成する送信周波数設定器(108),RF送信
信号から抽出した包絡線信号および前記包絡線入力信号
(102)の差信号を生成する差信号生成手段(11
0),並びにRF送信周波数(fo)および差信号に基
づいてRF送信信号を生成する増幅段(120)から構
成される。送信周波数設定器(108)は、位相データ
(104)と定振幅信号を受信する分周器(108
2),およびフィルタ(1084)により濾波された分
周器(1082)からの信号を受信し、RF送信周波数
を有する信号を出力する電圧制御発振器(1086)か
ら構成される。SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide a digital modulation system for generating an RF transmission signal based on an envelope input signal (102) representing the amplitude of the transmission signal and phase data (104) representing the phase of the transmission signal. Solved by the device (100). The digital modulator (100) has a frequency equal to the frequency of the RF transmission signal, outputs a constant amplitude signal having a constant amplitude, a limiter (106), and an RF transmission frequency based on the phase data (104) and the constant amplitude signal. (F
o) and a difference signal generating means (11) for generating a difference signal between the envelope signal extracted from the RF transmission signal and the envelope input signal (102).
0), and an amplification stage (120) for generating an RF transmission signal based on the RF transmission frequency (fo) and the difference signal. The transmission frequency setting unit (108) receives the phase data (104) and the frequency divider (108) for receiving the constant amplitude signal.
2) and a voltage-controlled oscillator (1086) that receives the signal from the frequency divider (1082) filtered by the filter (1084) and outputs a signal having an RF transmission frequency.
【0004】[0004]
【実施例】図1は、本発明によるディジタル変調器(1
00)を示すブロック図である。アンテナ(130)は
方向性結合器を介してアッテネータ(122)の第1端
子に結合される。アッテネータ(122)の第2端子は
リミッタ(106)の入力に結合される。リミッタ(1
06)の出力は、第1,第2入力端子を有する分数分周
器(1082)の第1入力端子に結合され、第2入力端
子はディジタル信号である位相データ(104)を受信
する。分数分周器(1082)の出力は、局部発振器
(1081)に結合される位相検出器(PD)の入力に
結合される。位相検出器PD(1083)の出力はナイ
キスト・フィルタ(1084)に入力される。ナイキス
ト・フィルタ(1084)の出力は電圧制御発振器VC
O(1086)の入力に結合される。FIG. 1 shows a digital modulator (1) according to the present invention.
00). FIG. The antenna (130) is coupled to a first terminal of the attenuator (122) via a directional coupler. A second terminal of the attenuator (122) is coupled to an input of the limiter (106). Limiter (1
The output of 06) is coupled to a first input terminal of a fractional frequency divider (1082) having first and second input terminals, the second input terminal receiving a digital signal of phase data (104). The output of the fractional divider (1082) is coupled to an input of a phase detector (PD) that is coupled to a local oscillator (1081). The output of the phase detector PD (1083) is input to the Nyquist filter (1084). The output of the Nyquist filter (1084) is a voltage controlled oscillator VC
O (1086) is coupled to the input.
【0005】一方、包絡線入力信号(102)は、送信
する信号の振幅成分に相当するアナログ信号であり、オ
ペアンプ(1104)の第1入力に結合される。ミキサ
(1102)の第1入力はリミッタ(106)の入力に
結合され、第2入力はリミッタ(106)の出力に結合
され、ミキサ(1102)の出力はオペアンプ(110
4)の第2入力に結合される。On the other hand, an envelope input signal (102) is an analog signal corresponding to an amplitude component of a signal to be transmitted, and is coupled to a first input of an operational amplifier (1104). A first input of mixer (1102) is coupled to an input of limiter (106), a second input is coupled to an output of limiter (106), and an output of mixer (1102) is an operational amplifier (110).
4) is coupled to the second input.
【0006】次に、第1,第2入力を有する変調増幅器
(1202)の第1入力は電圧制御発振器(1086)
の出力に結合され、第2入力はオペアンプ(1104)
の出力に結合される。電力増幅器(1204)の入力は
変調増幅器(1202)の出力に結合され、電力増幅器
(1204)の出力はアンテナ(130)に結合され
る。Next, a first input of a modulation amplifier (1202) having first and second inputs is connected to a voltage controlled oscillator (1086).
And the second input is an operational amplifier (1104)
To the output of An input of the power amplifier (1204) is coupled to an output of the modulation amplifier (1202), and an output of the power amplifier (1204) is coupled to an antenna (130).
【0007】図2は、包絡線入力信号(102)および
位相データ(104)を生成するブロック図を示す。図
2ではマッピングやナイキスト・フィルタ等の演算をD
SPを利用して行っているがこれに限定するものではな
い。DSPを利用すると、個々のディスクリート素子を
使用する場合に比べて回路構成が簡易になる。以下、変
調方式がπ/4QPSKである場合を例にとって説明す
る。図中左側に示されるシリアル・データは、2ビット
の信号(シンボル)に変換され、信号コンステレーショ
ン上の対応する位置にマッピングする。次にマッピング
された位置(座標)に基づいて、極座標化を行う。極座
標化は、信号の同相成分および直交成分に基づいて振幅
の大きさ(Mag)および位相(θ)を計算することに
より行われる。振幅の大きさを表す信号はナイキスト・
フィルタを介してアナログ信号に変換され、振幅データ
(102)となる。位相を表す(θ)は、微分して周波
数データに変換され、位相データ(104)となる。FIG. 2 shows a block diagram for generating an envelope input signal (102) and phase data (104). In FIG. 2, the operations such as mapping and Nyquist filter are represented by D
It is performed using the SP, but is not limited to this. The use of the DSP simplifies the circuit configuration as compared with the case where individual discrete elements are used. Hereinafter, a case where the modulation method is π / 4 QPSK will be described as an example. The serial data shown on the left side in the figure is converted into a 2-bit signal (symbol) and mapped to a corresponding position on a signal constellation. Next, polar coordinate conversion is performed based on the mapped position (coordinate). Polarization is performed by calculating the magnitude (Mag) and phase (θ) of the amplitude based on the in-phase and quadrature components of the signal. The signal representing the magnitude of the amplitude is Nyquist
The signal is converted into an analog signal via a filter and becomes amplitude data (102). (Θ) representing the phase is differentiated and converted into frequency data to become phase data (104).
【0008】動作を次に説明する。The operation will now be described.
【0009】包絡線入力信号(102)および位相デー
タ(104)には、たとえばπ/4QPSK信号の振幅
および位相を表す信号が与えられる。位相信号は例えば
4800ボーのシンボル速度を有するディジタル信号で
あり、送信周波数設定器(108)に入力される。一
方、アッテネータ(122)を介してRF送信信号がリ
ミッタ(106)に入力される。リミッタ(106)が
出力する定振幅信号は、RF送信信号の周波数に実質的
に等しいRF送信周波数を有し、一定の振幅を有する信
号である。送信周波数設定器(108)は、この定振幅
信号と位相データ(104)を利用して、RF送信周波
数(fo)にロックアップするように動作する。すなわ
ち、局部発振器(1081)から得られる周波数を定数
倍してナイキスト・フィルタ(1084)で余分な周波
数成分を除去した後、電圧制御発振器(1086)から
RF送信周波数(fo)を有する信号を変調増幅器(1
202)に出力する。The envelope input signal (102) and the phase data (104) are provided with signals representing, for example, the amplitude and phase of a π / 4 QPSK signal. The phase signal is a digital signal having a symbol rate of, for example, 4800 baud, and is input to the transmission frequency setting unit (108). On the other hand, the RF transmission signal is input to the limiter (106) via the attenuator (122). The constant amplitude signal output from the limiter (106) is a signal having an RF transmission frequency substantially equal to the frequency of the RF transmission signal and having a constant amplitude. The transmission frequency setting unit (108) operates to lock up to the RF transmission frequency (fo) using the constant amplitude signal and the phase data (104). That is, after the frequency obtained from the local oscillator (1081) is multiplied by a constant and an extra frequency component is removed by the Nyquist filter (1084), the signal having the RF transmission frequency (fo) is modulated from the voltage controlled oscillator (1086). Amplifier (1
202).
【0010】一方、ミキサ(1102)は、第1端子か
ら得られるRF送信信号と、第2端子から得られる定振
幅信号に基づいて包絡線信号すなわち振幅信号成分を抽
出し、その包絡線信号をオペアンプ(1104)の第2
入力に与える。オペアンプ(1104)の第1入力に
は、包絡線入力信号すなわち送信する信号の振幅成分に
相当するアナログ信号が与えられる。オペアンプ(11
04)は、第1,第2入力に与えられた信号の差に相当
する差信号を変調増幅器(1202)の第2入力に与え
る。変調増幅器(1202)は電圧制御発振器(108
6)からの信号およびオペアンプ(1104)からの信
号に基づいてRF送信信号を生成し、電力増幅器PA
(1204)で増幅した後、アンテナ(130)から送
信する。On the other hand, the mixer (1102) extracts an envelope signal, that is, an amplitude signal component based on the RF transmission signal obtained from the first terminal and the constant amplitude signal obtained from the second terminal, and converts the envelope signal. The second of the operational amplifier (1104)
Give to input. A first input of the operational amplifier (1104) is supplied with an envelope input signal, that is, an analog signal corresponding to an amplitude component of a signal to be transmitted. Operational amplifier (11
04) supplies a difference signal corresponding to the difference between the signals supplied to the first and second inputs to the second input of the modulation amplifier (1202). The modulation amplifier (1202) is a voltage controlled oscillator (108
6) and an RF transmission signal based on the signal from the operational amplifier (1104), and a power amplifier PA
After being amplified in (1204), it is transmitted from the antenna (130).
【0011】本実施例では分周器(1082)として分
数分周器(Fractional-N)を使用しているが、これに限
定されない。しかし、分数分周器を利用するとロック・
アップ時間を短くすることができる。ロック・アップ時
間(τ)は、一般に、局部発振器(1081)の周波数
(fr)とサンプリング数により次式に基づいて計算さ
れる。In this embodiment, a fractional frequency divider (Fractional-N) is used as the frequency divider (1082). However, the present invention is not limited to this. However, using fractional frequency dividers
Up time can be shortened. The lock-up time (τ) is generally calculated from the frequency (fr) of the local oscillator (1081) and the sampling number according to the following equation.
【0012】 τ=(1/fr)*(サンプリング数) たとえば、局部発振器の周波数(fr)が10kHzで
あり、位相データ(104)に応じて分周器(108
2)の出力が1000,1001,1002のように変
化する場合、電圧制御発振器(1086)から得られる
周波数は10kHz*1000=10MHz,10.0
1MHz,10.02MHzのように変化する。この場
合、ロック・アップ時間(τ)は、サンプリング数を例
えば100とすると、およそ1/10k*100=10
msecとなる。ロック・アップ時間を短くするには局
部発振器の周波数(fr)を高くすればよいが、分周器
の出力は一般に1000,1001,1002のような
整数値しかとることができないのでこの例の場合は上記
の値(10msec)が限界になる。本実施例では通常
の分周器ではなく分数分周器を使用しているので、その
出力は整数値に限られない。上記の場合、局部発振周波
数(fr)を1MHzとし、分数分周器からの出力を1
0.00,10.01,10.02のように変化させる
と、電圧制御発振器から得られる信号の周波数は、上記
の場合と同様に10.00MHz,10.01MHz,
10.02MHzとなる。この場合のロック・アップ時
間(τ)は、サンプリング数を同じく100とすると、
およそ1/1MHz*100=100μsecとなり、
上記の数値(10msec)と比較して1/100の時
間でロック・アップさせることができる。Τ = (1 / fr) * (number of samplings) For example, the frequency (fr) of the local oscillator is 10 kHz, and the frequency divider (108) is selected according to the phase data (104).
When the output of 2) changes like 1000, 1001, 1002, the frequency obtained from the voltage controlled oscillator (1086) is 10 kHz * 1000 = 10 MHz, 10.0
It changes like 1 MHz, 10.02 MHz. In this case, the lock-up time (τ) is about 1 / 10k * 100 = 10 when the sampling number is, for example, 100.
msec. The lock-up time can be shortened by increasing the frequency (fr) of the local oscillator. However, the output of the frequency divider can generally take only integer values such as 1000, 1001, and 1002. Is limited to the above value (10 msec). In this embodiment, since a fractional frequency divider is used instead of a normal frequency divider, the output is not limited to an integer value. In the above case, the local oscillation frequency (fr) is 1 MHz, and the output from the fractional frequency divider is 1
When the frequency is changed to 0.00, 10.01, 10.02, the frequency of the signal obtained from the voltage controlled oscillator becomes 10.00 MHz, 10.01 MHz,
It becomes 10.02 MHz. The lock-up time (τ) in this case is as follows:
Approximately 1/1 MHz * 100 = 100 μsec,
The lock-up can be performed in 1/100 time compared to the above numerical value (10 msec).
【0013】本実施例ではナイキスト・フィルタ(10
84)を使用しているが、これに限定されず、ループ・
フィルタ等の他の種類のフィルタを使用することも可能
である。しかし、ナイキスト・フィルタを利用すると、
シンボル間の遷移を滑らかに行うことができる。π/4
QPSKでは送信する信号の位相は±45度および±1
35度で変化する。位相データ(104)のシンボル・
レートが4800ボーであるとすると、周波数上は45
*4800/360=600Hz,135*4800/
360=1800Hzで変化する。このため、ループ・
フィルタを用いる場合は、シンボル間を補間することに
よって周波数の遷移を滑らかに行わせる必要がある。こ
れに対してナイキスト・フィルタを使用する場合にはシ
ンボル間の補間を要しない。ループ・フィルタの周波数
応答特性は、補間を行ったシンボル間の遷移に誤差を生
じさせないように高いカットオフ特性を要するが、ナイ
キスト・フィルタにはそのような高いカット・オフ周波
数は必要なく、滑らかな周波数応答特性を有するためで
ある。In this embodiment, the Nyquist filter (10
84), but is not limited to this.
It is also possible to use other types of filters, such as filters. But with the Nyquist filter,
The transition between symbols can be performed smoothly. π / 4
In QPSK, the phase of the signal to be transmitted is ± 45 degrees and ± 1.
It changes at 35 degrees. Symbol of phase data (104)
Assuming a rate of 4800 baud, the frequency is 45
* 4800/360 = 600Hz, 135 * 4800 /
It changes at 360 = 1800 Hz. Therefore, the loop
In the case of using a filter, it is necessary to smoothly transition the frequency by interpolating between symbols. In contrast, when a Nyquist filter is used, interpolation between symbols is not required. The frequency response characteristic of the loop filter requires a high cutoff characteristic so as not to cause an error in the transition between the interpolated symbols, but the Nyquist filter does not need such a high cutoff frequency and is smooth. This is because it has an excellent frequency response characteristic.
【0014】このように本実施例では、IQ変調器を使
用することなく信号処理を行っているので、回路構成を
複雑にすることなくディジタル変調を良好に行うことが
できる。また、本実施例のような構成を採用しているの
で、位相成分のみを伝える飽和増幅器を、増幅器(12
02)の前に使用することが可能になる。これにより、
たとえばハイゲインの多段リニア増幅器で生じる広帯域
ノイズを抑制することができる。As described above, in the present embodiment, since signal processing is performed without using an IQ modulator, digital modulation can be favorably performed without complicating the circuit configuration. Further, since the configuration as in the present embodiment is employed, the saturation amplifier that transmits only the phase component is replaced with the amplifier (12).
02) before it can be used. This allows
For example, broadband noise generated by a high-gain multi-stage linear amplifier can be suppressed.
【0015】図3は、本発明によるディジタル変調器の
他の実施例(300)を示すブロック図である。図1と
同じ参照番号を付したものは、同様の働きを行う。図3
に示す実施例では、ミキサ(124)の第1入力がアッ
テネータ(122)の第2端子に結合され、第2入力が
局部発振器(126)に結合され、ミキサ(124)の
出力がリミッタ(106)の入力およびミキサ(110
2)の第1入力に結合されている。局部発振器(12
6)は、オフセット・シンセサイザとして機能する。す
なわち、ディジタル変調器(300)の内部処理周波数
をRF送信周波数(fo)とは異なる(fi)で行わせ
ることにより、ディジタル変調器(300)内へのRF
送信周波数(fo)の回り込みを抑制するものである。
これにより、送信周波数と内部処理周波数との干渉を防
止することができる。回路を構成する素子が局部発振器
(126)およびミキサ(124)の分だけ増加する
が、RF送信周波数(fo)の回り込みの大きい部分に
与える影響を減少させることができる。FIG. 3 is a block diagram showing another embodiment (300) of the digital modulator according to the present invention. Those having the same reference numerals as in FIG. 1 perform the same operation. FIG.
In the embodiment shown in FIG. 5, a first input of the mixer (124) is coupled to a second terminal of the attenuator (122), a second input is coupled to the local oscillator (126), and an output of the mixer (124) is connected to the limiter (106). ) Input and mixer (110)
2) is coupled to the first input. Local oscillator (12
6) functions as an offset synthesizer. That is, by making the internal processing frequency of the digital modulator (300) different from the RF transmission frequency (fo) (fi), the RF into the digital modulator (300) is changed.
This is to suppress the wraparound of the transmission frequency (fo).
As a result, interference between the transmission frequency and the internal processing frequency can be prevented. The number of elements constituting the circuit is increased by the amount of the local oscillator (126) and the mixer (124), but the effect on the portion where the RF transmission frequency (fo) has a large wraparound can be reduced.
【0016】図4は、本発明によるディジタル変調器の
他の実施例(400)を示すブロック図である。図1,
図3と同じ参照番号を付したものは、同様の働きを行
う。図4に示す実施例では、図3に示す実施例に加えて
局部発振器(126)に結合される第1入力と、電圧制
御発振器(1086)の出力に結合される第2入力と、
変調増幅器(1202)の第1入力に結合される出力を
有するミキサ(128)が設けられている。図4に示す
実施例は、図3と同様に内部処理周波数(fi)を用い
てディジタル変調機内で処理を行わせるものである。図
4に示す実施例では、新たにミキサ(128)を要する
が、電圧制御発振器(1086)の出力する周波数も内
部処理周波数(fi)であり、アンテナ(130)から
のRF送信周波数(fo)の回り込みを一層抑制するこ
とができる。したがって、送信周波数と内部処理周波数
との干渉を一層防止することができる。FIG. 4 is a block diagram showing another embodiment (400) of the digital modulator according to the present invention. Figure 1
Those having the same reference numbers as in FIG. 3 perform the same function. In the embodiment shown in FIG. 4, in addition to the embodiment shown in FIG. 3, a first input coupled to the local oscillator (126) and a second input coupled to the output of the voltage controlled oscillator (1086);
A mixer (128) having an output coupled to a first input of a modulation amplifier (1202) is provided. In the embodiment shown in FIG. 4, processing is performed in the digital modulator using the internal processing frequency (fi) as in FIG. In the embodiment shown in FIG. 4, a new mixer (128) is required, but the frequency output from the voltage controlled oscillator (1086) is also the internal processing frequency (fi), and the RF transmission frequency (fo) from the antenna (130). Can be further suppressed. Therefore, interference between the transmission frequency and the internal processing frequency can be further prevented.
【0017】以上本発明をπ/4QPSK変調方式につ
いて説明してきたが、本発明はこれに限定されず、たと
えば16QAMを含むシングル・キャリア(シンボルが
1つのベクトルで表現できるのもの)変調方式一般に使
用することが可能である。Although the present invention has been described with reference to a π / 4 QPSK modulation system, the present invention is not limited to this. For example, a single carrier (one in which a symbol can be represented by one vector) modulation system including 16 QAM is generally used. It is possible to
【図1】図1は、本発明によるディジタル変調器を示す
ブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing a digital modulator according to the present invention.
【図2】図2は、DSPを利用して振幅および位相の入
力データを生成するブロック図を示す。FIG. 2 shows a block diagram for generating amplitude and phase input data using a DSP.
【図3】図3は、本発明によるディジタル変調器の他の
実施例を示すブロック図である。FIG. 3 is a block diagram showing another embodiment of the digital modulator according to the present invention.
【図4】図4は、本発明によるディジタル変調器の他の
実施例を示すブロック図である。FIG. 4 is a block diagram showing another embodiment of the digital modulator according to the present invention.
100,300,400 ディジタル変調器 102 包絡線入力信号 104 位相データ 106 リミッタ 108 送信周波数設定器 1081 局部発振器 1082 分周器 1083 位相検出器 1084 フィルタ 1086 電圧制御発振器 110 差信号生成手段 1102 ミキサ 1104 オペアンプ 120 増幅段 1202 変調増幅器 1204 電力増幅器 122 アッテネータ 124,128 ミキサ 126 局部発振器 130 アンテナ 100, 300, 400 Digital modulator 102 Envelope input signal 104 Phase data 106 Limiter 108 Transmission frequency setter 1081 Local oscillator 1082 Divider 1083 Phase detector 1084 Filter 1086 Voltage controlled oscillator 110 Difference signal generator 1102 Mixer 1104 Operational amplifier 120 Amplification stage 1202 Modulation amplifier 1204 Power amplifier 122 Attenuator 124, 128 Mixer 126 Local oscillator 130 Antenna
Claims (9)
(102)および送信信号の位相を表す位相データ(1
04)に基づいてRF送信信号を生成するディジタル変
調装置(100)であって、当該ディジタル変調装置
(100)は:前記RF送信信号の周波数と実質的に等
しい周波数を有し、実質的に一定な振幅を有する定振幅
信号を、出力するリミッタ(106);前記位相データ
(104)と前記定振幅信号に基づいてRF送信周波数
(fo)を生成する送信周波数設定手段(108);前
記RF送信信号から抽出した包絡線信号および前記包絡
線入力信号(102)の差を表す差信号を生成する差信
号生成手段(110);前記RF送信周波数(fo)お
よび前記差信号に基づいてRF送信信号を生成する増幅
手段(120);から構成され、前記送信周波数設定手
段(108)は:前記位相データ(104)と前記定振
幅信号を受信する分周器(1082);フィルタ(10
84)により濾波された前記分周器(1082)からの
信号を受信し、RF送信周波数を有する信号を出力する
電圧制御発振器(1086);から構成されることを特
徴とするディジタル変調装置(100)。An envelope input signal (102) representing an amplitude of a transmission signal and phase data (1) representing a phase of the transmission signal.
04) A digital modulator (100) for generating an RF transmission signal based on the digital modulation device (100), wherein the digital modulation device (100) has a frequency substantially equal to the frequency of the RF transmission signal and is substantially constant. A limiter (106) for outputting a constant amplitude signal having an appropriate amplitude; a transmission frequency setting means (108) for generating an RF transmission frequency (fo) based on the phase data (104) and the constant amplitude signal; Difference signal generating means (110) for generating a difference signal representing a difference between the envelope signal extracted from the signal and the envelope input signal (102); an RF transmission signal based on the RF transmission frequency (fo) and the difference signal The transmission frequency setting means (108) includes: an amplifier for receiving the phase data (104) and the constant amplitude signal; Vessel (1082); the filter (10
84: a voltage-controlled oscillator (1086) for receiving the signal from the frequency divider (1082) filtered by (84) and outputting a signal having an RF transmission frequency. ).
あることを特徴とする請求項1記載のディジタル変調装
置。2. The digital modulator according to claim 1, wherein said frequency divider is a fractional frequency divider.
ィルタまたはナイキスト・フィルタであることを特徴と
する請求項1記載のディジタル変調装置。3. The digital modulation device according to claim 1, wherein said filter (1084) is a loop filter or a Nyquist filter.
(102)および送信信号の位相を表す位相データ(1
04)に基づいてRF送信信号を生成するディジタル変
調装置(300)であって、当該ディジタル変調装置
(100)は:前記RF送信信号の周波数と所定の周波
数差を有する内部処理周波数(fi)を有し、実質的に
一定な振幅を有する定振幅信号を、出力するリミッタ
(106);前記位相データ(104)と前記定振幅信
号に基づいてRF送信周波数(fo)を生成する送信周
波数設定手段(108);前記RF送信信号から抽出し
た包絡線信号および前記包絡線入力信号(102)の差
を表す差信号を生成する差信号生成手段(110);前
記RF送信周波数(fo)および前記差信号に基づいて
RF送信信号を生成する増幅手段(120);から構成
され、前記送信周波数設定器(108)は:前記位相デ
ータ(104)と前記定振幅信号を受信する分周器(1
082);フィルタ(1084)により濾波された前記
分周器(1082)からの信号を受信し、RF送信周波
数を有する信号を出力する電圧制御発振器(108
6);から構成されることを特徴とするディジタル変調
装置(300)。4. An envelope input signal (102) representing an amplitude of a transmission signal and phase data (1) representing a phase of the transmission signal.
04) A digital modulator (300) for generating an RF transmission signal based on the internal processing frequency (fi) having a predetermined frequency difference from the frequency of the RF transmission signal. A limiter (106) for outputting a constant amplitude signal having a substantially constant amplitude; transmission frequency setting means for generating an RF transmission frequency (fo) based on the phase data (104) and the constant amplitude signal (108); difference signal generating means (110) for generating a difference signal representing a difference between the envelope signal extracted from the RF transmission signal and the envelope input signal (102); the RF transmission frequency (fo) and the difference Amplifying means (120) for generating an RF transmission signal based on a signal; the transmission frequency setting device (108) comprises: Divider for receiving the amplitude signal (1
082); a voltage-controlled oscillator (108) that receives the signal from the frequency divider (1082) filtered by the filter (1084) and outputs a signal having an RF transmission frequency.
6); a digital modulation device (300), characterized by comprising;
あることを特徴とする請求項4記載のディジタル変調装
置。5. The digital modulator according to claim 4, wherein said frequency divider is a fractional frequency divider.
ィルタまたはナイキスト・フィルタであることを特徴と
する請求項4記載のディジタル変調装置。6. The digital modulation device according to claim 4, wherein the filter (1084) is a loop filter or a Nyquist filter.
(102)および送信信号の位相を表す位相データ(1
04)に基づいてRF送信信号を生成するディジタル変
調装置(400)であって、当該ディジタル変調装置
(100)は:前記RF送信信号の周波数と所定の周波
数差を有する内部処理周波数(fi)を有し、実質的に
一定な振幅を有する、定振幅信号を出力するリミッタ
(106);前記位相データ(104)と前記定振幅信
号に基づいてRF送信周波数(fo)を生成する送信周
波数設定手段(108);前記RF送信信号から抽出し
た包絡線信号および前記包絡線入力信号(102)の差
を表す差信号を生成する差信号生成手段(110);前
記RF送信周波数(fo)および前記差信号に基づいて
RF送信信号を生成する増幅手段(120);から構成
され、前記送信周波数設定手段(108)は:前記位相
データ(104)と前記定振幅信号を受信する分周器
(1082);フィルタ(1084)により濾波された
前記分周器(1082)からの信号を受信し、内部処理
周波数(fi)を有する信号を出力する電圧制御発振器
(1086);前記内部処理周波数(fi)を有する信
号の周波数をRF送信周波数に変換するミキサ(12
8);から構成されることを特徴とするディジタル変調
装置(400)。7. An envelope input signal (102) representing an amplitude of a transmission signal and phase data (1) representing a phase of the transmission signal.
A digital modulator (400) for generating an RF transmission signal on the basis of the internal processing frequency (fi) having a predetermined frequency difference from the frequency of the RF transmission signal. A limiter (106) for outputting a constant amplitude signal having a substantially constant amplitude; transmission frequency setting means for generating an RF transmission frequency (fo) based on the phase data (104) and the constant amplitude signal (108); difference signal generating means (110) for generating a difference signal representing a difference between the envelope signal extracted from the RF transmission signal and the envelope input signal (102); the RF transmission frequency (fo) and the difference Amplifying means (120) for generating an RF transmission signal based on the signal; the transmission frequency setting means (108) comprises: A frequency divider (1082) for receiving a constant amplitude signal; a voltage controlled oscillator for receiving a signal from the frequency divider (1082) filtered by a filter (1084) and outputting a signal having an internal processing frequency (fi) (1086); a mixer (12) for converting a frequency of the signal having the internal processing frequency (fi) into an RF transmission frequency.
8). A digital modulation device (400), comprising:
あることを特徴とする請求項7記載のディジタル変調装
置。8. A digital modulator according to claim 7, wherein said frequency divider is a fractional frequency divider.
ィルタまたはナイキスト・フィルタであることを特徴と
する請求項7記載のディジタル変調装置。9. The digital modulation device according to claim 7, wherein said filter (1084) is a loop filter or a Nyquist filter.
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CN100375904C (en) * | 2002-12-24 | 2008-03-19 | 深圳安科高技术股份有限公司 | Radio frequency pulse angle phase setting method and circuit thereof |
JP2009513053A (en) * | 2005-10-21 | 2009-03-26 | エヌエックスピー ビー ヴィ | Polar modulation apparatus and method using FM modulation |
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1998
- 1998-10-01 JP JP27970298A patent/JP3984377B2/en not_active Expired - Fee Related
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