JPH05175743A - Power amplifier - Google Patents
Power amplifierInfo
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- JPH05175743A JPH05175743A JP3327232A JP32723291A JPH05175743A JP H05175743 A JPH05175743 A JP H05175743A JP 3327232 A JP3327232 A JP 3327232A JP 32723291 A JP32723291 A JP 32723291A JP H05175743 A JPH05175743 A JP H05175743A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、無線装置等における電
力増幅器に関し、特にπ／４シフトＱＰＳＫ変調等の線
形変調方式を用いる無線装置の送信電力増幅器におい
て、線形性と高効率という相反する特性を両立させるこ
とができる電力増幅器に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a power amplifier in a radio device or the like, and more particularly, in a transmission power amplifier of a radio device using a linear modulation method such as π / 4 shift QPSK modulation, there are contradictory characteristics of linearity and high efficiency. The present invention relates to a power amplifier that can achieve both.
【０００２】自動車電話，携帯電話等の無線装置におい
ては、変調方式としてπ／４シフトＱＰＳＫ変調等の線
形変調方式が用いられている。このような線形変調方式
を使用する無線装置の送信電力増幅器においては、その
特性上、線形性が良好であるとともに、高効率であるこ
とが要求される。In wireless devices such as car phones and mobile phones, a linear modulation system such as π / 4 shift QPSK modulation is used as a modulation system. A transmission power amplifier of a wireless device using such a linear modulation system is required to have good linearity and high efficiency due to its characteristics.
【０００３】そこで、電力増幅器を効率の良い非線形領
域で動作させながら、発生する歪みを負帰還ループによ
って除去することによって、この二つの特性を両立させ
ることができる歪み補償方式を用いた電力増幅器が要望
されている。Therefore, there is a power amplifier using a distortion compensation system which can achieve both of these two characteristics by removing the generated distortion by a negative feedback loop while operating the power amplifier in an efficient non-linear region. Is requested.
【０００４】[0004]
【従来の技術】電力増幅器における、歪み補償のための
フィードバック方法を大別すると、振幅歪みのみを帰還
する方式と、振幅，位相の両方を帰還する方式とがあ
る。2. Description of the Related Art A feedback method for compensating for distortion in a power amplifier is roughly classified into a method of feeding back only amplitude distortion and a method of feeding back both amplitude and phase.
【０００５】図９は、従来の歪み補償方式（１）を示し
たものであって、振幅歪みのみを帰還する従来例を示
し、１１は送信ベースバンド信号Ｉ，Ｑによってローカ
ル信号を直交変調する直交変調器、１２は直交変調器１
１のローカル信号を発生するローカル発振器、１３は振
幅変調器、１４は振幅歪み成分を帰還する帰還増幅器、
１５は送信出力を発生する電力増幅器、１６は送信電力
の一部を取り出す方向性結合器、１７は方向性結合器１
６の出力を検波する検波器、１８はベースバンド信号の
包絡線成分（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）1/2 を通す検波器、１９は検
波器１７の出力と検波器１８の出力との差を求める減算
器である。FIG. 9 shows a conventional distortion compensation method (1), which shows a conventional example in which only amplitude distortion is fed back. Reference numeral 11 quadrature modulates a local signal with transmission baseband signals I and Q. Quadrature modulator, 12 is a quadrature modulator 1
1 is a local oscillator that generates a local signal, 13 is an amplitude modulator, 14 is a feedback amplifier that feeds back an amplitude distortion component,
Reference numeral 15 is a power amplifier for generating a transmission output, 16 is a directional coupler for extracting a part of transmission power, and 17 is a directional coupler 1.
6 is a detector for detecting the output, 18 is a detector for passing the envelope component (I 2 + Q 2 ) 1/2 of the baseband signal, 19 is the difference between the output of the detector 17 and the output of the detector 18. It is a subtractor.
【０００６】フィルタ処理された送信ベースバンド信号
における同相成分Ｉと直交成分Ｑとに対して、その包絡
線成分（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）1/2 を図示されない演算部で求め
る。直交変調器１１において、ローカル発振器１２のロ
ーカル信号を、送信ベースバンド信号Ｉ，Ｑで直交変調
して、π／４シフトＱＰＳＫ信号等の変調波信号を発生
し、この信号を振幅変調器１３を経て電力増幅器１５に
加えて線形増幅して、送信出力を発生する。The envelope component (I 2 + Q 2 ) 1/2 of the in-phase component I and the quadrature component Q in the filtered transmission baseband signal is calculated by a not-shown arithmetic unit. In the quadrature modulator 11, the local signal of the local oscillator 12 is quadrature-modulated with the transmission baseband signals I and Q to generate a modulated wave signal such as a π / 4 shift QPSK signal, and this signal is supplied to the amplitude modulator 13. Then, in addition to the power amplifier 15, linear amplification is performed to generate a transmission output.
【０００７】送信出力の一部を方向性結合器１６を経て
取り出して、検波器１７によって検波することによっ
て、振幅歪みが生じた変調波の包絡線成分を検出する。
一方、送信ベースバンド信号から求めた理想的な包絡線
成分（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）1/2 を検波器１７と同様な特性を有
する検波器１８を通すことによって、歪みがない場合の
変調波の包絡線成分を検出する。A part of the transmission output is taken out through the directional coupler 16 and detected by the detector 17 to detect the envelope component of the modulated wave in which the amplitude distortion has occurred.
On the other hand, the ideal envelope component (I 2 + Q 2 ) 1/2 obtained from the transmission baseband signal is passed through the wave detector 18 having the same characteristics as the wave detector 17, so that the modulated wave in the case of no distortion can be obtained. Detect the envelope component.
【０００８】減算器１９において両検波器１７，１８の
出力の差を求めることによって、電力増幅器１５に基づ
く振幅歪み成分を検出する。この歪み成分を帰還増幅器
１４を経てＫ倍に増幅し、電力増幅器１５の前段に挿入
された振幅変調器１３に加えることによって、入力信号
を振幅変調し、得られた信号を電力増幅器１５において
増幅する。The subtractor 19 detects the difference between the outputs of the detectors 17 and 18 to detect the amplitude distortion component based on the power amplifier 15. This distortion component is amplified K times via the feedback amplifier 14 and applied to the amplitude modulator 13 inserted in the preceding stage of the power amplifier 15 to amplitude-modulate the input signal, and the obtained signal is amplified in the power amplifier 15. To do.
【０００９】このように、図９に示された従来方式にお
いては、電力増幅器の振幅歪み成分を検出して、この信
号によって負帰還を行うことによって、電力増幅器に基
づく変調波の振幅歪みを除去するようにしている。As described above, in the conventional method shown in FIG. 9, the amplitude distortion component of the power amplifier is detected by detecting the amplitude distortion component of the power amplifier and performing negative feedback with this signal. I am trying to do it.
【００１０】図１０は、従来の歪み補償方式（２）を示
したものであって、振幅歪みと位相歪みの両方を帰還す
る従来例を示し、カルテシアン方式として知られたもの
である。図９におけると同じものを同じ番号で示し、２
１は直交変調波を復調する直交復調器、２２はローカル
発振器１２のローカル信号を移相する移相器、２３，２
４は減算器、２５，２６はそれぞれ減算器２３，２４の
出力をＫ倍する帰還増幅器、２７，２８は加算器であ
る。FIG. 10 shows a conventional distortion compensation method (2), which shows a conventional example in which both amplitude distortion and phase distortion are fed back, which is known as the Cartesian method. The same parts as those in FIG.
1 is a quadrature demodulator for demodulating a quadrature modulated wave, 22 is a phase shifter for shifting the local signal of the local oscillator 12, and 23, 2
Reference numeral 4 is a subtractor, 25 and 26 are feedback amplifiers for multiplying the outputs of the subtractors 23 and 24 by K, and 27 and 28 are adders.
【００１１】方向性結合器１６を経て取り出された送信
出力の一部を、直交復調器２１において直交変調器１１
と同じローカル信号を用いて直交復調することによっ
て、同相成分と直交成分とに変換する。In the quadrature demodulator 21, a part of the transmission output extracted through the directional coupler 16 is quadrature modulator 11.
By performing quadrature demodulation using the same local signal as, the in-phase component and the quadrature component are converted.
【００１２】減算器２３において、直交復調器２１から
の歪みを有する同相成分と、歪みのないベースバンド信
号の同相成分との差を求めることによって、歪みの同相
成分を求める。同様に、減算器２４において、直交復調
器２１からの歪みを有する直交成分と、歪みのないベー
スバンド信号の直交成分との差を求めることによって、
歪みの直交成分を求める。The subtractor 23 obtains the in-phase component of the distortion by obtaining the difference between the in-phase component having the distortion from the quadrature demodulator 21 and the in-phase component of the undistorted baseband signal. Similarly, in the subtractor 24, the difference between the orthogonal component having distortion from the orthogonal demodulator 21 and the orthogonal component of the baseband signal without distortion is obtained,
Find the orthogonal component of distortion.
【００１３】帰還増幅器２５，２６によって、求められ
た歪みの同相成分と直交成分とを増幅してそれぞれＫ倍
し、加算器２７，２８において、ベースバンド信号の同
相成分と直交成分とに加算する。これによって、同相成
分と直交成分とについてそれぞれ負帰還が行われること
によって、振幅歪みと位相歪みの両方が補償される。The in-phase component and the quadrature component of the obtained distortion are amplified by the feedback amplifiers 25 and 26 and multiplied by K, respectively, and are added to the in-phase component and the quadrature component of the baseband signal in the adders 27 and 28. .. As a result, negative feedback is performed on the in-phase component and the quadrature component, respectively, so that both amplitude distortion and phase distortion are compensated.
【００１４】図１１は、従来の歪み補償方式（３）を示
したものであって、振幅歪みと位相歪みとを極座標系の
信号として帰還する従来例を示し、ポーラ・ループ方式
として知られたものである。図９におけると同じものを
同じ番号で示し、３１，３２はリミッタ、３３，３４は
ミキサ、３５は減算器、３６はループフィルタである。
また３７は位相比較器（ＰＤ）、３８はループフィル
タ、３９は電圧制御発振器（ＶＣＯ）、４０はシンセサ
イザ、４１はミキサである。FIG. 11 shows a conventional distortion compensation method (3), which shows a conventional example in which amplitude distortion and phase distortion are fed back as signals in a polar coordinate system, and is known as a polar loop method. It is a thing. The same components as those in FIG. 9 are indicated by the same numbers, 31 and 32 are limiters, 33 and 34 are mixers, 35 is a subtractor, and 36 is a loop filter.
Further, 37 is a phase comparator (PD), 38 is a loop filter, 39 is a voltage controlled oscillator (VCO), 40 is a synthesizer, and 41 is a mixer.
【００１５】直交変調器１１は、ベースバンド信号Ｉ，
Ｑによってローカル発振器１２のローカル信号を直交変
調して、π／４シフトＱＰＳＫ等の変調波信号を発生す
る。これをリミッタ３１で振幅制限し、その入出力をミ
キサ３３で乗算することによって、入力の振幅成分を検
出する。The quadrature modulator 11 has a baseband signal I,
The local signal of the local oscillator 12 is quadrature-modulated by Q to generate a modulated wave signal such as π / 4 shift QPSK. The limiter 31 limits the amplitude, and the mixer 33 multiplies its input and output to detect the input amplitude component.
【００１６】一方、方向性結合器１６を経て送信出力の
一部を取り出し、これとシンセサイザ４０からの定振幅
のキャリア信号とをミキサ４１で乗算することによっ
て、送信信号の検波出力が得られるので、これをリミッ
タ３２で振幅制限し、その入出力をミキサ３４で乗算す
ることによって、送信出力の振幅成分を検出する。さら
に、減算器３５で両ミキサ３３，３４の出力の差をとる
ことによって、送信出力の振幅歪みの成分を検出する。On the other hand, a part of the transmission output is taken out through the directional coupler 16 and the detection signal of the transmission signal is obtained by multiplying this by the constant amplitude carrier signal from the synthesizer 40 in the mixer 41. , The amplitude is limited by the limiter 32, and the input / output thereof is multiplied by the mixer 34 to detect the amplitude component of the transmission output. Further, the subtractor 35 detects the difference between the outputs of the mixers 33 and 34 to detect the amplitude distortion component of the transmission output.
【００１７】一方、両リミッタ３１，３２の出力を位相
比較器３７で比較することによって、送信出力の位相歪
みの成分が検出されるので、この信号でＶＣＯ３９を制
御することによって、位相歪みを有する定振幅の信号を
出力する。振幅変調器１３では、ＶＣＯ３９からの定振
幅の信号を減算器３５からの振幅歪みの信号で振幅変調
することによって、直交変調器１１の変調波出力に対応
する変調波信号を出力する。ただしこの変調波信号は、
前述のように電力増幅器に基づく位相歪みと、振幅歪み
の成分とを含んでいる。On the other hand, a phase distortion component of the transmission output is detected by comparing the outputs of both limiters 31 and 32 with the phase comparator 37. Therefore, by controlling the VCO 39 with this signal, the phase distortion is provided. Output a constant amplitude signal. The amplitude modulator 13 amplitude-modulates the constant-amplitude signal from the VCO 39 with the amplitude-distortion signal from the subtractor 35 to output a modulated wave signal corresponding to the modulated wave output of the quadrature modulator 11. However, this modulated wave signal is
As described above, the phase distortion based on the power amplifier and the amplitude distortion component are included.
【００１８】電力増幅器１５は、振幅変調器１３からの
信号を増幅して送信出力を発生するが、その入力は前述
のように位相歪みと、振幅歪みの成分とを含んでいるの
で、一巡の負帰還が行われることによって、送信出力に
おいて、位相と振幅の歪み補償が行われる。The power amplifier 15 amplifies the signal from the amplitude modulator 13 to generate a transmission output, but since the input thereof includes the phase distortion and the amplitude distortion component as described above, it makes a loop. By performing negative feedback, phase and amplitude distortion compensation is performed at the transmission output.
【００１９】[0019]
【発明が解決しようとする課題】図９に示された従来の
歪み補償方式（１）においては、電力増幅器の振幅歪み
は補償されるが、位相歪みは補償されないため、電力増
幅器のもつ固有のＡＭ−ＰＭ変換特性によって、送信出
力の変調波信号に位相歪みが生じることを避けられな
い。In the conventional distortion compensation system (1) shown in FIG. 9, amplitude distortion of the power amplifier is compensated, but phase distortion is not compensated. Due to the AM-PM conversion characteristic, it is inevitable that phase distortion occurs in the modulated wave signal of the transmission output.
【００２０】図１２は、電力増幅器に非線形歪みがある
場合の変調波の出力スペクトラムの計算例を示し、Ａは
三次歪みに基づくスペクトラム成分、Ｂは五次歪みに基
づくスペクトラム成分である。実線は入力振幅に対する
出力振幅歪み（ＡＭ−ＡＭ歪み）と、入力振幅に対する
出力位相歪み（ＡＭ−ＰＭ歪み）とがある場合を示し、
点線は入力振幅に対する出力位相歪み（ＡＭ−ＰＭ歪
み）のみがある場合を示している。FIG. 12 shows an example of calculation of the output spectrum of a modulated wave when the power amplifier has non-linear distortion. A is a spectrum component based on third-order distortion, and B is a spectrum component based on fifth-order distortion. The solid line shows the case where there is output amplitude distortion (AM-AM distortion) with respect to input amplitude and output phase distortion (AM-PM distortion) with respect to input amplitude,
The dotted line shows the case where there is only output phase distortion (AM-PM distortion) with respect to input amplitude.
【００２１】従来の歪み補償方式（１）によれば、振幅
歪みを除去できるので、図１２の点線のような特性が得
られるが、電力増幅器の固有のＡＭ−ＰＭ変換特性によ
って、変調波に位相歪みが加わる。このため出力スペク
トラムには、大きな三次歪みが生じる。従って従来の歪
み補償方式（１）では、良好な特性を得ることは出来な
い。According to the conventional distortion compensation method (1), since amplitude distortion can be removed, the characteristic shown by the dotted line in FIG. 12 can be obtained. However, due to the AM-PM conversion characteristic peculiar to the power amplifier, a modulated wave is generated. Phase distortion is added. Therefore, a large third-order distortion occurs in the output spectrum. Therefore, the conventional distortion compensation method (1) cannot obtain good characteristics.
【００２２】図１０に示された従来の歪み補償方式
（２）では、ＡＭ−ＡＭ歪みと、ＡＭ−ＰＭ歪みの両方
を補償することができるので、特性上は問題を生じな
い。しかしながら、カルテシアン・ループが有効に動作
するためには、変調器と復調器のローカル信号の位相が
一致していることが必要である。In the conventional distortion compensation method (2) shown in FIG. 10, both AM-AM distortion and AM-PM distortion can be compensated, so there is no problem in characteristics. However, in order for the Cartesian loop to work effectively, the local signals of the modulator and demodulator must be in phase.
【００２３】このため、復調器のローカル位相を調整す
る移相器が必要になる。復調器の最適ローカル位相は、
電力増幅器の入力レベル，使用周波数，温度，経年変化
等によって大きく変化するため、常に最適値に調整でき
るような可変移相器であることが必要である。Therefore, a phase shifter for adjusting the local phase of the demodulator is required. The optimum local phase of the demodulator is
It is necessary to have a variable phase shifter that can be adjusted to an optimum value at all times because it changes greatly depending on the input level of the power amplifier, the operating frequency, temperature, aging, and the like.
【００２４】しかしながら、移相器において、このよう
に常に移相量を最適に保つことは困難である。移相器の
移相量の設定が正しく行われないまま、カルテシアン・
ループを動作させると、歪みの同相成分と直交成分とが
正しく帰還されないため、ループが不安定になって発振
する。However, in the phase shifter, it is difficult to always keep the optimum amount of phase shift in this way. If the phase shift amount of the phase shifter is not set correctly,
When the loop is operated, the in-phase component and the quadrature component of the distortion are not fed back correctly, and the loop becomes unstable and oscillates.
【００２５】そのため、移相器が正しく設定されるまで
は、カルテシアン・ループを動作させることができな
い。一方、移相器は電力増幅器を動作させなければ、移
相量を測定できないため、その設定を行うことができな
い。Therefore, the Cartesian loop cannot be operated until the phase shifter is set correctly. On the other hand, in the phase shifter, the amount of phase shift cannot be measured without operating the power amplifier, and therefore the setting cannot be performed.
【００２６】従って、ある時間の間は、カルテシアン・
ループを動作させずに、電力増幅器を動作させる必要が
生じるが、これによって、歪み補償が行われていない、
劣化したスペクトラムを有する変調波が送信されること
になるという問題がある。Therefore, during a certain time, Cartesian
It is necessary to operate the power amplifier without operating the loop, but this does not perform distortion compensation.
There is a problem that a modulated wave having a deteriorated spectrum will be transmitted.
【００２７】さらに、図１１に示された従来の歪み補償
方式（３）では、構成が複雑であるとともに、極座標系
の信号において振幅と位相とが明確に分離されていない
ため、調整が困難であるという問題がある。Further, in the conventional distortion compensation method (3) shown in FIG. 11, the structure is complicated, and the amplitude and the phase are not clearly separated in the signal of the polar coordinate system, so that the adjustment is difficult. There is a problem.
【００２８】本発明はこのような従来技術の課題を解決
しようとするものであって、π／４シフトＱＰＳＫ変調
波等の線形変調波信号を増幅する電力増幅器において、
増幅器の振幅歪みと位相歪みの両方を補償することがで
き、増幅器モジュールに固有のＡＭ−ＰＭ特性に依存し
ない、良好な線形性を有する電力増幅器を提供すること
ができるようにすることを目的としている。The present invention is intended to solve the above-mentioned problems of the prior art, and in a power amplifier for amplifying a linear modulation wave signal such as a π / 4 shift QPSK modulation wave,
The purpose of the present invention is to provide a power amplifier capable of compensating for both amplitude distortion and phase distortion of an amplifier and having good linearity independent of the AM-PM characteristic inherent in an amplifier module. There is.
【００２９】また振幅と位相の両方を帰還するカルテシ
アン・ループ方式の場合のように、復調器におけるロー
カル信号の位相の不確定の問題を生じることがなく、従
ってカルテシアン・ループ方式と比較して、回路規模を
小さくすることが可能な電力増幅器を提供することがで
きるようにすることを目的としている。Further, unlike the case of the Cartesian loop system in which both the amplitude and the phase are fed back, the problem of the uncertainty of the phase of the local signal in the demodulator does not occur, and therefore, the comparison with the Cartesian loop system is performed. Therefore, it is an object of the present invention to provide a power amplifier capable of reducing the circuit scale.
【００３０】さらに、極座標系の信号によって帰還を行
って振幅歪みと位相歪みとを補償する際に、極座標系に
おける振幅の信号と位相の信号とを分離することによっ
て、調整が容易で特性が良好な電力増幅器を提供するこ
とができるようにすることを目的としている。Furthermore, when feedback is performed by the polar coordinate system signal to compensate for the amplitude distortion and the phase distortion, by separating the amplitude signal and the phase signal in the polar coordinate system, the adjustment is easy and the characteristics are good. It is an object of the present invention to provide a power amplifier of various types.
【００３１】[0031]
【課題を解決するための手段】図１は、本発明の原理的
構成（１）を示したものであって、直交座標系の信号に
よって帰還を行って、電力増幅器の歪み補償を行う場合
を示したものである。FIG. 1 shows a principle configuration (1) of the present invention. In the case of performing feedback compensation by a signal of a rectangular coordinate system to compensate for distortion of a power amplifier. It is shown.
【００３２】本発明は、図１にその原理的構成を示すよ
うに、直交座標表現された入力ベースバンド信号によっ
て直交変調を行って変調波信号を作成する直交変調器１
１を有し、この変調波信号を増幅して送信出力を発生す
る電力増幅器１５において、電力増幅器１５の入出力信
号の位相差を検出する位相差検出手段１と、この位相差
に応じて入力ベースバンド信号の位相を回転させて直交
変調器１１に入力する位相回転器５４と、電力増幅器１
５の入力包絡線成分と出力包絡線成分との振幅差を検出
する振幅差検出手段２と、この振幅差に応じて直交変調
器１１の出力信号を振幅変調して電力増幅器１５の入力
信号を発生する振幅変調器１３とを備えたものである。The present invention has a quadrature modulator 1 for producing a modulated wave signal by performing quadrature modulation with an input baseband signal expressed in Cartesian coordinates, as shown in the principle configuration of FIG.
In the power amplifier 15 having 1 and amplifying the modulated wave signal to generate the transmission output, the phase difference detecting means 1 for detecting the phase difference between the input and output signals of the power amplifier 15 and the input according to the phase difference. The phase rotator 54 for rotating the phase of the baseband signal and inputting it to the quadrature modulator 11, and the power amplifier 1
5, an amplitude difference detecting means 2 for detecting an amplitude difference between the input envelope component and the output envelope component, and the output signal of the quadrature modulator 11 is amplitude-modulated according to the amplitude difference to output the input signal of the power amplifier 15. And an amplitude modulator 13 for generating.
【００３３】図２は、本発明の原理的構成（２）を示し
たものであって、極座標系の信号によって帰還を行っ
て、電力増幅器の歪み補償を行う場合を示したものであ
る。FIG. 2 shows the principle configuration (2) of the present invention, and shows the case where the feedback is performed by the signal of the polar coordinate system to compensate the distortion of the power amplifier.
【００３４】本発明は、図２にその原理的構成を示すよ
うに、直交座標表現された入力ベースバンド信号に基づ
く変調波信号入力を増幅して送信出力を発生する電力増
幅器１５において、入力ベースバンド信号を極座標表現
された位相信号と振幅信号とに変換する直交−極座標変
換器６１と、電力増幅器１５の入出力信号の位相差に応
じて位相信号の位相を変化させる位相補償手段３と、位
相補償手段３の出力位相信号に応じて位相変調された位
相変調信号を発生する位相変調手段４と、振幅信号と電
力増幅器１５の出力包絡線成分との差に応じて振幅信号
の振幅を変化させる振幅補償手段５と、振幅補償手段５
の出力振幅信号に応じて位相変調信号を振幅変調して電
力増幅器１５の入力信号を発生する振幅変調手段６とを
備えたものである。As shown in the principle configuration of FIG. 2, the present invention uses a power amplifier 15 that amplifies a modulated wave signal input based on an input baseband signal expressed in rectangular coordinates and generates a transmission output. A rectangular-polar coordinate converter 61 for converting the band signal into a phase signal and a polar signal expressed in polar coordinates; a phase compensating means 3 for changing the phase of the phase signal according to the phase difference between the input and output signals of the power amplifier 15; The amplitude of the amplitude signal is changed according to the difference between the amplitude modulator and the output envelope signal of the power amplifier 15, and the phase modulator 4 that generates a phase-modulated signal that is phase-modulated according to the output phase signal of the phase compensator 3. Amplitude compensating means 5 and amplitude compensating means 5
The amplitude modulation means 6 for amplitude-modulating the phase-modulated signal according to the output amplitude signal of 1 to generate the input signal of the power amplifier 15.
【００３５】また本発明はこの場合に、位相変調手段４
が位相補償手段３の出力位相信号に応じてローカル信号
の位相を変化させて出力する無限移相器６３からなるも
のである。In this case, the present invention also provides the phase modulation means 4
Is an infinite phase shifter 63 that changes the phase of the local signal according to the output phase signal of the phase compensating means 3 and outputs it.
【００３６】また本発明はこの場合に、位相変調手段４
が位相補償手段３の出力位相信号を微分する微分器６６
と、微分器６６の出力によって出力位相を変化する電圧
制御発振器６７とからなるものである。In this case, the present invention also provides the phase modulation means 4
Is a differentiator 66 for differentiating the output phase signal of the phase compensation means 3.
And a voltage controlled oscillator 67 whose output phase is changed by the output of the differentiator 66.
【００３７】また本発明はこの場合に、位相変調手段４
および振幅変調手段６が、位相補償手段３の出力位相信
号と振幅補償手段５の出力振幅信号とを直交座標からな
る同相成分と直交成分とに変換して出力する極−直交座
標変換器６８と、極−直交座標変換器６８の同相成分と
直交成分とから直交変調を行って電力増幅器１５の変調
波信号入力を発生する直交変調器６９とからなるもので
ある。In this case, the present invention also provides the phase modulation means 4
And a polar-orthogonal coordinate converter 68 for converting the output phase signal of the phase compensating means 3 and the output amplitude signal of the amplitude compensating means 5 into an in-phase component and a quadrature component composed of orthogonal coordinates and outputting them. , A quadrature modulator 69 that performs quadrature modulation from the in-phase component and the quadrature component of the polar-quadrature coordinate converter 68 to generate a modulated wave signal input to the power amplifier 15.
【００３８】さらに本発明はこのような電力増幅器にお
いて、電力増幅器１５の出力変調波信号を直交座標から
なる同相成分と直交成分とに変換する直交復調器７１
と、この同相成分と直交成分とを極座標からなる位相信
号と振幅信号とに変換する直交−極座標変換器７２とを
備え、位相補償手段３が、直交−極座標変換器６１の出
力位相信号における位相変化量と直交−極座標変換器７
２の出力位相信号における位相変化量との差を直交−極
座標変換器６１の出力位相信号に加算して位相変調手段
４に入力し、振幅補償手段５が直交−極座標変換器６１
の出力振幅信号と直交−極座標変換器７２の出力振幅信
号との差に応じて直交−極座標変換器６１の出力振幅信
号の振幅を変化させて振幅変調手段６に入力するもので
ある。Further, according to the present invention, in such a power amplifier, a quadrature demodulator 71 for converting the output modulated wave signal of the power amplifier 15 into an in-phase component and a quadrature component composed of quadrature coordinates.
And a quadrature-polar coordinate converter 72 for converting the in-phase component and the quadrature component into a phase signal composed of polar coordinates and an amplitude signal, and the phase compensating means 3 provides the phase in the output phase signal of the quadrature-polar coordinate converter 61. Change amount and Cartesian-polar coordinate converter 7
2 is added to the output phase signal of the orthogonal-polar coordinate converter 61 and input to the phase modulating means 4, and the amplitude compensating means 5 is added to the orthogonal-polar coordinate converter 61.
The amplitude of the output amplitude signal of the orthogonal-polar coordinate converter 61 is changed according to the difference between the output amplitude signal of 1 and the output amplitude signal of the orthogonal-polar coordinate converter 72, and is input to the amplitude modulation means 6.
【００３９】さらに本発明はこのような電力増幅器にお
いて、電力増幅器１５の出力変調波信号を直交座標から
なる同相成分と直交成分とに変換する直交復調器７１
と、この同相成分と直交成分とを極座標からなる位相信
号と振幅信号とに変換する直交−極座標変換器７２とを
備え、位相補償手段３が、直交−極座標変換器６１の出
力位相信号における位相変化量と直交−極座標変換器７
２の出力位相信号における位相変化量との差を直交−極
座標変換器６１の出力位相信号に加算して位相変調手段
４に入力し、振幅補償手段５が直交−極座標変換器６１
の出力振幅信号と直交−極座標変換器７２の出力振幅信
号との差に応じて直交−極座標変換器６１の出力振幅信
号の振幅を変化させて振幅変調手段６に入力するととも
に、位相変調手段４および振幅変調手段６が、位相補償
手段３の出力位相信号と振幅補償手段５の出力振幅信号
とを直交座標からなる同相成分と直交成分とに変換して
出力する極−直交座標変換器６８と、極−直交座標変換
器６８の同相成分と直交成分とから直交変調を行って電
力増幅器１５の変調波信号入力を発生する直交変調器６
９とからなるものである。Further, according to the present invention, in such a power amplifier, a quadrature demodulator 71 for converting the output modulated wave signal of the power amplifier 15 into an in-phase component and a quadrature component having orthogonal coordinates.
And a quadrature-polar coordinate converter 72 for converting the in-phase component and the quadrature component into a phase signal composed of polar coordinates and an amplitude signal, and the phase compensating means 3 provides the phase in the output phase signal of the quadrature-polar coordinate converter 61. Change amount and Cartesian-polar coordinate converter 7
2 is added to the output phase signal of the orthogonal-polar coordinate converter 61 and input to the phase modulating means 4, and the amplitude compensating means 5 is added to the orthogonal-polar coordinate converter 61.
The amplitude of the output amplitude signal of the orthogonal-polar coordinate converter 61 is changed according to the difference between the output amplitude signal of 1 and the output amplitude signal of the orthogonal-polar coordinate converter 72, and the amplitude is input to the amplitude modulating means 6, and the phase modulating means 4 is also supplied. And a polar-orthogonal coordinate converter 68 for converting the output phase signal of the phase compensating means 3 and the output amplitude signal of the amplitude compensating means 5 into an in-phase component and a quadrature component composed of orthogonal coordinates and outputting them. , A quadrature modulator 6 that performs quadrature modulation from the in-phase component and the quadrature component of the polar-quadrature coordinate converter 68 to generate a modulated wave signal input to the power amplifier 15.
9 and 9.
【００４０】[0040]
【作用】図１に原理的構成を示された電力増幅器では、
位相差検出手段１によって、電力増幅器１５の入出力信
号の位相差を検出し、位相回転器５４で、この位相差に
応じて入力ベースバンド信号の位相を回転させて直交変
調器１１に入力して、このベースバンド信号で直交変調
を行って変調波信号を作成する。また、振幅差検出手段
２によって、電力増幅器１５の入力包絡線成分と出力包
絡線成分との振幅差を検出し、振幅変調器１３で、この
振幅差に応じて直交変調器１１の出力変調波信号を振幅
変調して電力増幅器１５の入力信号を発生する。In the power amplifier whose basic configuration is shown in FIG.
The phase difference detecting means 1 detects the phase difference between the input and output signals of the power amplifier 15, and the phase rotator 54 rotates the phase of the input baseband signal in accordance with this phase difference and inputs it to the quadrature modulator 11. Then, the baseband signal is subjected to quadrature modulation to create a modulated wave signal. Further, the amplitude difference detecting means 2 detects the amplitude difference between the input envelope component and the output envelope component of the power amplifier 15, and the amplitude modulator 13 outputs the output modulated wave of the quadrature modulator 11 according to the amplitude difference. The signal is amplitude-modulated to generate the input signal of the power amplifier 15.
【００４１】従って、この発明によれば、直交座標系の
信号によって帰還を行って、電力増幅器の振幅歪みと位
相歪みの両方を補償することができる。Therefore, according to the present invention, it is possible to compensate for both the amplitude distortion and the phase distortion of the power amplifier by performing feedback with the signal of the rectangular coordinate system.
【００４２】図２に原理的構成を示された電力増幅器で
は、直交−極座標変換器６１によって、入力ベースバン
ド信号Ｉ，Ｑを極座標表現された位相信号φ＝ｔａｎ-1
Ｑ／Ｉと、振幅信号ｒ＝（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）1/2 とに変換す
る。そして、位相補償手段３によって、電力増幅器１５
の入出力信号の位相差に応じて、変換されて生じた位相
信号φの位相を変化させ、位相変調手段４で、変化させ
た出力位相信号に応じて位相変調された位相変調信号を
発生する。一方、振幅補償手段５によって、変換されて
生じた振幅信号ｒと電力増幅器１５の出力包絡線成分と
の差に応じて、振幅信号ｒの振幅を変化させ、振幅変調
手段６で、変化させた出力振幅信号に応じて、位相変調
手段４の位相変調信号を振幅変調して電力増幅器１５の
入力信号を発生する。In the power amplifier whose principle configuration is shown in FIG. 2, a phase signal φ = tan −1 in which the input baseband signals I and Q are expressed in polar coordinates by the orthogonal-polar coordinate converter 61.
Q / I and amplitude signal r = (I 2 + Q 2 ) 1/2 are converted. Then, by the phase compensating means 3, the power amplifier 15
The phase of the converted phase signal φ is changed in accordance with the phase difference between the input and output signals, and the phase modulating means 4 generates a phase-modulated signal phase-modulated in accordance with the changed output phase signal. .. On the other hand, the amplitude of the amplitude signal r is changed according to the difference between the amplitude signal r generated by the amplitude compensating means 5 and the output envelope component of the power amplifier 15, and changed by the amplitude modulating means 6. The phase modulation signal of the phase modulation means 4 is amplitude-modulated according to the output amplitude signal to generate the input signal of the power amplifier 15.
【００４３】従って、この発明によれば、極座標系の信
号によって帰還を行って、電力増幅器の振幅歪みと位相
歪みの両方を補償することができる。Therefore, according to the present invention, it is possible to compensate for both the amplitude distortion and the phase distortion of the power amplifier by performing feedback with the signal of the polar coordinate system.
【００４４】この場合、図４に示すように、位相変調手
段４は、無限移相器６３によって、位相補償手段３の出
力位相信号に応じてローカル信号の位相を変化させて位
相変調信号を発生することによって実現される。In this case, as shown in FIG. 4, in the phase modulation means 4, the infinite phase shifter 63 changes the phase of the local signal according to the output phase signal of the phase compensation means 3 to generate the phase modulation signal. It is realized by doing.
【００４５】また図５に示すように、位相変調手段４
は、位相補償手段３の出力位相信号を時間微分した信号
ｆによって、電圧制御発振器６７の周波数を制御して、
位相変調信号を発生することによって実現される。Further, as shown in FIG. 5, the phase modulation means 4
Controls the frequency of the voltage-controlled oscillator 67 by a signal f obtained by time-differentiating the output phase signal of the phase compensation means 3,
It is realized by generating a phase modulation signal.
【００４６】またこの場合、図６に示すように、位相変
調手段４と振幅変調手段６は、位相補償手段３の出力位
相信号φ’と振幅補償手段５の出力振幅信号ｒ’とを直
交座標系の同相成分Ｉ’と直交成分Ｑ’とに変換し、こ
の同相成分Ｉ’と直交成分Ｑ’とから直交変調を行って
電力増幅器１５の変調波信号入力を発生することによっ
て実現される。Further, in this case, as shown in FIG. 6, the phase modulating means 4 and the amplitude modulating means 6 make the output phase signal φ ′ of the phase compensating means 3 and the output amplitude signal r ′ of the amplitude compensating means 5 orthogonal coordinates. It is realized by converting into the in-phase component I ′ and the quadrature component Q ′ of the system, and performing the quadrature modulation from the in-phase component I ′ and the quadrature component Q ′ to generate the modulated wave signal input of the power amplifier 15.
【００４７】さらにこの場合、図７に示すように、位相
補償手段３と振幅補償手段４は、電力増幅器１５の出力
変調波信号を直交座標からなる同相成分Ｉ’と直交成分
Ｑ’とに変換し、この同相成分Ｉ’と直交成分Ｑ’とを
極座標からなる位相信号φ’と振幅信号ｒ’とに変換し
て、位相補償手段３が、入力ベースバンド信号から変換
された位相信号φにおける位相変化量Δφと、位相信号
φ’における位相変化量Δφ’との差を位相信号φに加
算して位相変調手段４に入力し、振幅補償手段５が、入
力ベースバンド信号から変換された振幅信号ｒと振幅信
号ｒ’との差に応じて振幅信号ｒの振幅を変化させて振
幅変調手段６に入力することによって実現される。Further, in this case, as shown in FIG. 7, the phase compensating means 3 and the amplitude compensating means 4 convert the output modulated wave signal of the power amplifier 15 into the in-phase component I'and the quadrature component Q'which are in quadrature coordinates. Then, the in-phase component I ′ and the quadrature component Q ′ are converted into a phase signal φ ′ composed of polar coordinates and an amplitude signal r ′, and the phase compensating means 3 in the phase signal φ converted from the input baseband signal. The difference between the phase change amount Δφ and the phase change amount Δφ ′ in the phase signal φ ′ is added to the phase signal φ and input to the phase modulation means 4, and the amplitude compensating means 5 converts the amplitude converted from the input baseband signal. It is realized by changing the amplitude of the amplitude signal r according to the difference between the signal r and the amplitude signal r ′ and inputting the amplitude signal to the amplitude modulation means 6.
【００４８】さらにこの場合、図８に示すように、位相
補償手段３と振幅補償手段４は、電力増幅器１５の出力
変調波信号を直交座標からなる同相成分Ｉ”と直交成分
Ｑ”とに変換し、この同相成分Ｉ”と直交成分Ｑ”とを
極座標からなる位相信号φ”と振幅信号ｒ”とに変換し
て、位相補償手段３が、入力ベースバンド信号から変換
された位相信号φにおける位相変化量Δφと、位相信号
φ”における位相変化量Δφ”との差を位相信号φに加
算して位相変調手段４に入力し、振幅補償手段５が、入
力ベースバンド信号から変換された振幅信号ｒと振幅信
号ｒ”との差に応じて振幅信号ｒの振幅を変化させて振
幅変調手段６に入力することによって実現され、位相変
調手段４および振幅変調手段６は、位相補償手段３の出
力位相信号φ’と振幅補償手段５の出力振幅信号ｒ’と
を直交座標系の同相成分Ｉ’と直交成分Ｑ’とに変換
し、この同相成分Ｉ’と直交成分Ｑ’とから直交変調を
行って電力増幅器１５の変調波信号入力を発生すること
によって実現される。Further, in this case, as shown in FIG. 8, the phase compensating means 3 and the amplitude compensating means 4 convert the output modulated wave signal of the power amplifier 15 into an in-phase component I "and a quadrature component Q" which are in quadrature coordinates. Then, the in-phase component I ″ and the quadrature component Q ″ are converted into a phase signal φ ″ composed of polar coordinates and an amplitude signal r ″, and the phase compensating means 3 in the phase signal φ converted from the input baseband signal. The difference between the phase change amount Δφ and the phase change amount Δφ ″ in the phase signal φ ″ is added to the phase signal φ and input to the phase modulation means 4, and the amplitude compensation means 5 causes the amplitude converted from the input baseband signal. This is realized by changing the amplitude of the amplitude signal r according to the difference between the signal r and the amplitude signal r ″ and inputting it to the amplitude modulation means 6, and the phase modulation means 4 and the amplitude modulation means 6 are provided in the phase compensation means 3. Output phase signal φ'and amplitude compensation The output amplitude signal r ′ of the means 5 is converted into an in-phase component I ′ and a quadrature component Q ′ of the orthogonal coordinate system, and the in-phase component I ′ and the quadrature component Q ′ are quadrature-modulated to modulate the power amplifier 15. It is realized by generating a wave signal input.
【００４９】[0049]
【実施例】図３は、本発明の実施例（１）を示したもの
であって、直交座標系の信号によって帰還を行う場合を
示している。図９におけると同じものを同じ番号で示
し、５１，５２はリミッタ、５３はミキサ、５４は入力
信号の位相を制御信号に応じて回転させる位相回転器で
ある。FIG. 3 shows an embodiment (1) of the present invention, in which feedback is performed by a signal in a rectangular coordinate system. The same components as those in FIG. 9 are indicated by the same numbers, 51 and 52 are limiters, 53 is a mixer, and 54 is a phase rotator that rotates the phase of an input signal in accordance with a control signal.
【００５０】送信出力の一部を方向性結合器１６を経て
取り出し、検波器１７によって検波することによって得
られた、振幅歪みが生じた変調波の包絡線成分と、入力
ベースバンド信号の包絡線成分（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）1/2 を検
波器１７と同様な特性を有する検波器１８を通すことに
よって得られた、歪みがない場合の変調波の包絡線成分
との差を、減算器１９によって求めることによって、電
力増幅器１５に基づく振幅歪み成分を検出する。この歪
み成分を帰還増幅器１４を経てＫ倍に増幅して、電力増
幅器１５の前段に挿入された振幅変調器１３に加えるこ
とによって入力信号を振幅変調し、この信号を電力増幅
器１５において増幅する。An envelope component of the modulated wave having amplitude distortion and an envelope of the input baseband signal obtained by extracting a part of the transmission output through the directional coupler 16 and detecting it by the detector 17. The difference between the component (I 2 + Q 2 ) 1/2 and the envelope component of the modulated wave in the case of no distortion, which is obtained by passing the component (I 2 + Q 2 ) 1/2 through the detector 18 having the same characteristics as the detector 17, is subtracted. Then, the amplitude distortion component based on the power amplifier 15 is detected. This distortion component is amplified K times via the feedback amplifier 14 and applied to the amplitude modulator 13 inserted in the preceding stage of the power amplifier 15 to amplitude-modulate the input signal, and the power amplifier 15 amplifies this signal.
【００５１】一方、リミッタ５１によって、電力増幅器
１５の入力信号を一定振幅に制限し、また方向性結合器
１６によって取り出された送信出力の一部を、リミッタ
５２によって一定振幅に制限する。両リミッタ５１，５
２の出力レベルが同一である場合、ミキサ５３によって
両信号を乗算することによって、電力増幅器１５に基づ
く位相回転量に比例した出力が、ミキサ出力として得ら
れる。On the other hand, the limiter 51 limits the input signal of the power amplifier 15 to a constant amplitude, and limits a part of the transmission output extracted by the directional coupler 16 to a constant amplitude. Both limiters 51, 5
When the output levels of 2 are the same, by multiplying both signals by the mixer 53, an output proportional to the amount of phase rotation based on the power amplifier 15 is obtained as a mixer output.
【００５２】位相回転器５４は、ミキサ５３の出力に応
じて入力ベースバンド信号Ｉ，Ｑの位相を回転させて、
同相成分Ｉ’，直交成分Ｑ’を発生する。直交変調器１
１は、この信号Ｉ’，Ｑ’によってローカル発振器１２
のローカル信号を直交変調して、変調波信号を発生す
る。The phase rotator 54 rotates the phases of the input baseband signals I and Q according to the output of the mixer 53,
An in-phase component I ′ and a quadrature component Q ′ are generated. Quadrature modulator 1
1 is the local oscillator 12 due to the signals I ′ and Q ′.
The quadrature modulation is performed on the local signal to generate a modulated wave signal.
【００５３】このように、図３の実施例によれば、電力
増幅器１５で生じる位相歪みの補償を行うことができ
る。一方、電力増幅器１５の振幅歪みは、図９に示され
た従来例の場合と同様にして補償される。As described above, according to the embodiment shown in FIG. 3, it is possible to compensate for the phase distortion generated in the power amplifier 15. On the other hand, the amplitude distortion of the power amplifier 15 is compensated in the same manner as in the case of the conventional example shown in FIG.
【００５４】従って、図３に示された本発明の実施例で
は、電力増幅器に基づく振幅歪みと位相歪みとを補償す
ることができるので、良好な線形性を有する電力増幅器
を実現することが可能となる。Therefore, in the embodiment of the present invention shown in FIG. 3, since the amplitude distortion and the phase distortion based on the power amplifier can be compensated, the power amplifier having good linearity can be realized. Becomes
【００５５】図４〜図８は、本発明の実施例（２）〜
（６）を示したものであって、極座標系の信号によって
帰還を行う場合を示している。4 to 8 show the embodiment (2) to the present invention.
(6) shows the case where feedback is performed by a signal in a polar coordinate system.
【００５６】図４は、本発明の実施例（２）を示したも
のであって、図３におけると同じものを同じ番号で示
し、６１は直交座標系の信号を極座標系の信号に変換す
る直交−極座標変換器、６２は減算器、６３は無限移相
器（ＥＰＳ）、６４は無限移相器６３のローカル発振
器、６５は加算器である。FIG. 4 shows an embodiment (2) of the present invention, in which the same components as those in FIG. 3 are designated by the same reference numerals, and 61 is a signal for converting a rectangular coordinate system signal into a signal for a polar coordinate system. An orthogonal-polar coordinate converter, 62 is a subtractor, 63 is an infinite phase shifter (EPS), 64 is a local oscillator of the infinite phase shifter 63, and 65 is an adder.
【００５７】直交−極座標変換器６１は、入力ベースバ
ンド信号における直交座標系からなる同相成分Ｉ，直交
成分Ｑを、極座標系からなる位相φ＝ｔａｎ-1Ｑ／Ｉ，
振幅ｒ＝（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）1/2 に変換して出力する。The orthogonal-polar coordinate converter 61 converts the in-phase component I and the quadrature component Q of the input baseband signal in the orthogonal coordinate system into the phase φ = tan -1 Q / I of the polar coordinate system.
Amplitude r = (I 2 + Q 2 ) 1/2 is converted and output.
【００５８】リミッタ５１によって、電力増幅器１５の
入力信号を一定振幅に制限した信号と、リミッタ５２に
よって、方向性結合器１６を経て取り出した送信出力の
一部を同一振幅に制限した信号とを、ミキサ５３によっ
て乗算することによって、電力増幅器１５に基づく位相
回転量に比例した出力を得る。そしてこの信号と、直交
−極座標変換器６１の位相φの信号との差を減算器６２
によって求め、この差の信号によって無限移相器６３を
制御することによって、ローカル発振器６４のローカル
信号に位相変調を行って位相変調信号を発生し、この信
号を振幅変調器１３に入力する。The limiter 51 limits the input signal of the power amplifier 15 to a constant amplitude, and the limiter 52 limits a part of the transmission output extracted through the directional coupler 16 to the same amplitude. By multiplying by the mixer 53, an output proportional to the amount of phase rotation based on the power amplifier 15 is obtained. The difference between this signal and the signal of the phase φ of the orthogonal-polar coordinate converter 61 is subtracted by the subtractor 62.
Then, the infinite phase shifter 63 is controlled by the signal of this difference to perform phase modulation on the local signal of the local oscillator 64 to generate a phase modulation signal, and this signal is input to the amplitude modulator 13.
【００５９】また、送信出力の一部を方向性結合器１６
を経て取り出し、検波器１７によって検波することによ
って得られた、振幅歪みが生じた出力変調波の包絡線成
分と、直交−極座標変換器６１の振幅ｒの信号を、検波
器１７と同様な特性を有する検波器１８を通して得られ
た入力変調波の包絡線成分との差を、減算器１９によっ
て求めることによって、電力増幅器１５に基づく振幅歪
み成分を検出する。この歪み成分を帰還増幅器１４を経
てＫ倍に増幅したのち、加算器６５で直交−極座標変換
器６１の振幅ｒの出力に加算して得られた信号によっ
て、振幅変調器１３において振幅変調を行う。Further, a part of the transmission output is directional coupler 16
The signal having the amplitude r of the orthogonal-polar coordinate converter 61 and the envelope component of the output modulated wave in which the amplitude distortion has been obtained, which is obtained by performing the detection by the detector 17, and the signal having the same characteristic as that of the detector 17 are obtained. The amplitude distortion component based on the power amplifier 15 is detected by finding the difference from the envelope component of the input modulated wave obtained through the detector 18 having the. The distortion component is amplified K times through the feedback amplifier 14, and then added to the output of the amplitude r of the orthogonal-polar coordinate converter 61 by the adder 65 to perform amplitude modulation in the amplitude modulator 13. ..
【００６０】図５は、本発明の実施例（３）を示したも
のであって、図４におけると同じものを同じ番号で示
し、６６は入力信号を微分した出力を発生する微分器、
６７は電圧制御発振器（ＶＣＯ）である。FIG. 5 shows an embodiment (3) of the present invention, in which the same components as those in FIG. 4 are designated by the same reference numerals, and 66 is a differentiator for generating an output by differentiating an input signal,
67 is a voltage controlled oscillator (VCO).
【００６１】図５の実施例においては、図４の実施例に
おける、無限移相器６３によって位相変調する部分が、
微分器６６と電圧制御発振器６７とによって置き換えら
れている。In the embodiment shown in FIG. 5, the portion of the embodiment shown in FIG. 4 which performs phase modulation by the infinite phase shifter 63 is
It is replaced by a differentiator 66 and a voltage controlled oscillator 67.
【００６２】減算器６２によって、直交−極座標変換器
６１の位相φの出力と、ミキサ５３において得られた、
電力増幅器１５に基づく位相回転量に比例した出力との
差の信号を求める。そしてこの信号を微分器６６によっ
て微分することによって、変調信号の瞬時周波数ｆ＝１
／２π（ｄφ／ｄｔ）を得、この信号によって電圧制御
発振器６７の周波数を制御することによって、位相変調
信号を得て振幅変調器１３に入力する。By the subtractor 62, the output of the phase φ of the rectangular-polar coordinate converter 61 and the mixer 53 are obtained,
The signal of the difference from the output proportional to the amount of phase rotation based on the power amplifier 15 is obtained. Then, by differentiating this signal by the differentiator 66, the instantaneous frequency f = 1 of the modulated signal
/ 2π (dφ / dt) is obtained, and the frequency of the voltage controlled oscillator 67 is controlled by this signal to obtain a phase modulation signal and input it to the amplitude modulator 13.
【００６３】振幅変調器１３以後における、電力増幅お
よび歪み補償の方法は、図４に示された実施例の場合と
同様である。The method of power amplification and distortion compensation after the amplitude modulator 13 is the same as that of the embodiment shown in FIG.
【００６４】図６は、本発明の実施例（４）を示したも
のであって、図４におけると同じものを同じ番号で示し
ている。６８は極−直交座標変換器であって、変調入力
信号における極座標系からなる位相信号φ’，振幅信号
ｒ’を、直交座標系からなる同相成分Ｉ’，直交成分
Ｑ’に変換して出力する。また６９は直交変調器であっ
て、信号Ｉ’，Ｑ’によってローカル発振器７０のロー
カル信号を直交変調して、変調波信号を発生する。FIG. 6 shows an embodiment (4) of the present invention, in which the same components as those in FIG. 4 are designated by the same reference numerals. Reference numeral 68 denotes a polar-orthogonal coordinate converter, which converts a phase signal φ'and an amplitude signal r'in a polar coordinate system of a modulated input signal into an in-phase component I'and a quadrature component Q'in a rectangular coordinate system and outputs them. To do. A quadrature modulator 69 quadrature modulates the local signal of the local oscillator 70 with the signals I ′ and Q ′ to generate a modulated wave signal.
【００６５】図６の実施例においては、図４の実施例に
おける、無限移相器６３によって位相変調し、振幅変調
器１３によって振幅変調する部分が、極−直交座標変換
器６８と、直交変調器６９とによって置き換えられてい
る。In the embodiment shown in FIG. 6, the parts of the embodiment shown in FIG. 4 which are phase-modulated by the infinite phase shifter 63 and amplitude-modulated by the amplitude modulator 13 are the polar-orthogonal coordinate converter 68 and the orthogonal modulation. Is replaced by the device 69.
【００６６】減算器６２によって、直交−極座標変換器
６１の位相φの信号と、ミキサ５３において得られた、
電力増幅器１５に基づく位相回転量に比例した出力との
差の位相信号φ’を求める。The signal of the phase φ of the rectangular-polar coordinate converter 61 and the signal obtained in the mixer 53 are obtained by the subtracter 62.
A phase signal φ ′ that is a difference from the output proportional to the amount of phase rotation based on the power amplifier 15 is obtained.
【００６７】また、送信出力の一部を方向性結合器１６
を経て取り出し、検波器１７によって検波して得られ
た、振幅歪みが生じた変調波の包絡線成分と、直交−極
座標変換器６１の振幅ｒの信号を検波器１７と同様な特
性を有する検波器１８を通して得られた、入力変調波の
包絡線成分との差を、減算器１９によって求める。この
差の信号を帰還増幅器１４によってＫ倍に増幅したの
ち、加算器６５で直交−極座標変換器６１の振幅ｒの出
力に加算することによって、振幅信号ｒ’を得る。A part of the transmission output is used as a directional coupler 16.
Of the modulated wave having amplitude distortion and the amplitude r of the rectangular-polar coordinate converter 61, which is obtained by detecting with the detector 17 and has a characteristic similar to that of the detector 17. The subtracter 19 obtains the difference between the envelope component of the input modulated wave obtained through the subtractor 18. The signal of this difference is amplified K times by the feedback amplifier 14, and then added to the output of the amplitude r of the orthogonal-polar coordinate converter 61 by the adder 65 to obtain the amplitude signal r ′.
【００６８】極−直交座標変換器６８は、極座標系から
なる位相信号φ’，振幅信号ｒ’を、直交座標系からな
る同相成分Ｉ’，直交成分Ｑ’に変換する。直交変調器
６９は、ローカル発振器７０のローカル信号を、同相成
分Ｉ’と直交成分Ｑ’とによって直交変調して、変調波
信号を発生して、電力増幅器１５に入力する。The polar-rectangular coordinate converter 68 converts the phase signal φ'and the amplitude signal r'made of the polar coordinate system into the in-phase component I'and the quadrature component Q'made of the rectangular coordinate system. The quadrature modulator 69 quadrature modulates the local signal of the local oscillator 70 with the in-phase component I ′ and the quadrature component Q ′, generates a modulated wave signal, and inputs the modulated wave signal to the power amplifier 15.
【００６９】図７は、本発明の実施例（５）を示したも
のであって、図４におけると同じものを同じ番号で示
し、７１は直交復調器、７２は直交−極座標変換器、７
３は減算器、７４は帰還増幅器、７５は加算器、７６，
７７は遅延器（τ）、７８，７９，８０は減算器、８１
は加算器である。FIG. 7 shows an embodiment (5) of the present invention, in which the same parts as those in FIG. 4 are indicated by the same numbers, 71 is a quadrature demodulator, 72 is a quadrature-polar coordinate converter, 7
3 is a subtractor, 74 is a feedback amplifier, 75 is an adder, 76,
77 is a delay device (τ), 78, 79 and 80 are subtractors, 81
Is an adder.
【００７０】直交−極座標変換器６１は、入力ベースバ
ンド信号の同相成分Ｉ，直交成分Ｑを位相信号φ，振幅
信号ｒに変換して出力する。この位相信号φによってロ
ーカル発振器６４からローカル信号を与えられた無限移
相器６３を制御することによって、位相変調信号を得て
振幅変調器１３に入力する。一方、振幅信号ｒによって
振幅変調器１３において振幅変調を行うことによって、
変調波信号を得て、電力増幅器１５に入力する。The orthogonal-polar coordinate converter 61 converts the in-phase component I and the quadrature component Q of the input baseband signal into the phase signal φ and the amplitude signal r and outputs them. By controlling the infinite phase shifter 63 to which the local signal is given from the local oscillator 64 by this phase signal φ, a phase modulation signal is obtained and input to the amplitude modulator 13. On the other hand, by performing amplitude modulation in the amplitude modulator 13 with the amplitude signal r,
The modulated wave signal is obtained and input to the power amplifier 15.
【００７１】方向性結合器１６を経て取り出された電力
増幅器１５の出力の一部を、直交復調器７１において、
無限移相器６３と同じローカル発振器６４のローカル信
号によって直交復調することによって、同相成分Ｉ’と
直交成分Ｑ’とを復調する。In the quadrature demodulator 71, a part of the output of the power amplifier 15 taken out through the directional coupler 16 is
The in-phase component I ′ and the quadrature component Q ′ are demodulated by performing quadrature demodulation with the local signal of the same local oscillator 64 as the infinite phase shifter 63.
【００７２】同相成分Ｉ’と直交成分Ｑ’とを、直交−
極座標変換器７２によって、位相信号φ’と振幅信号
ｒ’とに変換する。減算器７３によって、振幅信号ｒ’
と直交−極座標変換器６１の出力振幅信号ｒとの差をと
り、この差の信号を帰還増幅器７４でＫ倍し、加算器７
５で振幅信号ｒに加算して振幅変調器１３の変調入力を
作成する。The in-phase component I'and the quadrature component Q'are quadrature-
The polar coordinate converter 72 converts the phase signal φ ′ into the amplitude signal r ′. The subtractor 73 causes the amplitude signal r ′
And the output amplitude signal r of the Cartesian-polar coordinate converter 61, the difference signal is multiplied by K by the feedback amplifier 74, and the adder 7
At 5 the sum is added to the amplitude signal r to create the modulation input of the amplitude modulator 13.
【００７３】一方、位相信号φ’は、直交復調器のロー
カル信号の位相が、無限移相器６３の出力の基準位相と
合致していないため、このままでは、直交−極座標変換
器６１の位相信号φに帰還することができない。On the other hand, since the phase of the local signal of the quadrature demodulator does not match the reference phase of the output of the infinite phase shifter 63, the phase signal φ'is the phase signal of the quadrature-polar coordinate converter 61 as it is. I cannot return to φ.
【００７４】そこで、入力位相信号φを遅延器７６で遅
延させた信号ともとの位相信号φとの差を減算器７８で
求めて得られた入力の位相変化量Δφと、位相信号φ’
を遅延器７７で遅延させた信号ともとの位相信号φ’と
の差を減算器７９で求めて得られた復調信号の位相変化
量Δφ’とを、減算器８０で比較してその差を求め、こ
の差の信号を加算器８１で入力位相信号φに加算して、
無限移相器６３の制御信号を作成する。Therefore, the difference between the input phase signal φ delayed by the delay device 76 and the original phase signal φ is obtained by the subtractor 78, and the input phase change amount Δφ and the phase signal φ ′ are obtained.
Is delayed by the delay unit 77 and the difference between the original phase signal φ ′ and the phase change amount Δφ ′ of the demodulated signal obtained by the subtractor 79 is compared by the subtractor 80 and the difference is calculated. Then, the signal of this difference is added to the input phase signal φ by the adder 81,
A control signal for the infinite phase shifter 63 is created.
【００７５】この場合、位相変化量Δφ，Δφ’には、
直交復調器７１のローカル信号の位相が影響しないの
で、電力増幅器１５に基づく位相歪みが正しく帰還され
て、位相補償が行われる。In this case, the phase change amounts Δφ and Δφ ′ are
Since the phase of the local signal of the quadrature demodulator 71 does not affect, the phase distortion based on the power amplifier 15 is correctly fed back and the phase compensation is performed.
【００７６】図８は、本発明の実施例（６）を示したも
のであって、図６および図７におけると同じものを同じ
番号で示している。FIG. 8 shows an embodiment (6) of the present invention, in which the same components as those in FIGS. 6 and 7 are designated by the same reference numerals.
【００７７】入力ベースバンド信号の同相成分Ｉ，直交
成分Ｑを、直交−極座標変換器６１によって、位相信号
φ，振幅信号ｒに変換して出力する。一方、方向性結合
器１６を経て取り出された電力増幅器１５の出力の一部
を、直交復調器７１において、直交変調器６９と同じロ
ーカル発振器７０のローカル信号によって直交復調する
ことによって、同相成分Ｉ”と直交成分Ｑ”を復調す
る。さらに直交−極座標変換器７２によって直交座標系
から極座標系に変換することによって、位相信号φ”と
振幅信号ｒ”とを出力する。The in-phase component I and the quadrature component Q of the input baseband signal are converted into the phase signal φ and the amplitude signal r by the quadrature-polar coordinate converter 61 and output. On the other hand, a part of the output of the power amplifier 15 extracted through the directional coupler 16 is quadrature demodulated by the quadrature demodulator 71 by the local signal of the same local oscillator 70 as that of the quadrature modulator 69. "And the quadrature component Q" are demodulated. Further, the orthogonal-polar coordinate converter 72 converts the rectangular coordinate system into the polar coordinate system, thereby outputting the phase signal φ ″ and the amplitude signal r ″.
【００７８】減算器７３によって、振幅信号ｒ”と直交
−極座標変換器６１の出力振幅信号ｒとの差を求め、こ
の差の信号を帰還増幅器７４でＫ倍し、加算器７５で振
幅信号ｒに加算して、極−直交座標変換器６８の振幅信
号入力ｒ’を作成する。The subtractor 73 obtains the difference between the amplitude signal r ″ and the output amplitude signal r of the rectangular-polar coordinate converter 61, the difference signal is multiplied by K in the feedback amplifier 74, and the adder 75 adds the amplitude signal r. To produce the amplitude signal input r ′ of the polar-rectangular coordinate converter 68.
【００７９】また、入力位相信号φを遅延器７６で遅延
させた信号ともとの位相信号φとの差を減算器７８で求
めて得られた入力の位相変化量Δφと、位相信号φ”を
遅延器７７で遅延させた信号ともとの位相信号φ”との
差を減算器７９で求めて得られた復調信号の位相変化量
Δφ”とを、減算器８０で比較してその差を求め、この
差の信号を加算器８１で入力位相信号φに加算して、極
−直交座標変換器６８の位相信号入力φ’を作成する。Also, the input phase signal φ is delayed by the delay device 76 and the difference between it and the original phase signal φ is obtained by the subtractor 78, and the input phase change amount Δφ and the phase signal φ ″ are obtained. The difference between the signal delayed by the delay unit 77 and the original phase signal φ ″ is obtained by the subtractor 79 and the phase change amount Δφ ″ of the demodulated signal is compared by the subtractor 80 to obtain the difference. , The difference signal is added to the input phase signal φ by the adder 81 to generate the phase signal input φ ′ of the polar-rectangular coordinate converter 68.
【００８０】極−直交座標変換器６８は、極座標系から
なる振幅信号入力ｒ’と位相信号入力φ’とを、直交座
標系からなる同相成分Ｉ’と直交成分Ｑ’とに変換す
る。直交変調器６９は、同相成分Ｉ’と直交成分Ｑ’と
によって、ローカル発振器７０のローカル信号を直交変
調して変調波信号を作成して、電力増幅器１５に入力す
る。The polar-rectangular coordinate converter 68 converts the amplitude signal input r'and the phase signal input φ'made of the polar coordinate system into the in-phase component I'and the quadrature component Q'made of the orthogonal coordinate system. The quadrature modulator 69 quadrature modulates the local signal of the local oscillator 70 with the in-phase component I ′ and the quadrature component Q ′ to create a modulated wave signal, and inputs the modulated wave signal to the power amplifier 15.
【００８１】このように、振幅と位相とをそれぞれ独立
に帰還して補償を行うので、直交復調器におけるローカ
ル信号の位相制御が不要となる。In this way, since the amplitude and the phase are fed back independently to perform the compensation, the phase control of the local signal in the quadrature demodulator becomes unnecessary.
【００８２】[0082]
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、電
力増幅器の振幅歪みと位相歪みをともに補償できるの
で、増幅器モジュールに固有のＡＭ−ＰＭ特性に依存す
ることなく、良好な線形性を有する電力増幅器を実現す
ることができる。As described above, according to the present invention, since both the amplitude distortion and the phase distortion of the power amplifier can be compensated, good linearity can be obtained without depending on the AM-PM characteristic peculiar to the amplifier module. It is possible to realize a power amplifier having the same.
【００８３】また、電力増幅器の歪みの検出に直交復調
器を用いる場合でも、復調器ローカル信号の位相制御を
行う必要がないので、カルテシアン・ループ方式の場合
に問題となった、複雑なループ制御等が不要となる。Further, even when the quadrature demodulator is used to detect the distortion of the power amplifier, it is not necessary to control the phase of the demodulator local signal, so that a complicated loop which becomes a problem in the case of the Cartesian loop system is generated. No control is required.
【図１】本発明の原理的構成（１）を示す図である。FIG. 1 is a diagram showing a principle configuration (1) of the present invention.
【図２】本発明の原理的構成（２）を示す図である。FIG. 2 is a diagram showing a basic configuration (2) of the present invention.
【図３】本発明の実施例（１）を示す図である。FIG. 3 is a diagram showing an embodiment (1) of the present invention.
【図４】本発明の実施例（２）を示す図である。FIG. 4 is a diagram showing an embodiment (2) of the present invention.
【図５】本発明の実施例（３）を示す図である。FIG. 5 is a diagram showing an embodiment (3) of the present invention.
【図６】本発明の実施例（４）を示す図である。FIG. 6 is a diagram showing an embodiment (4) of the present invention.
【図７】本発明の実施例（５）を示す図である。FIG. 7 is a diagram showing an embodiment (5) of the present invention.
【図８】本発明の実施例（６）を示す図である。FIG. 8 is a diagram showing an embodiment (6) of the present invention.
【図９】従来の歪み補償方式（１）を示す図である。FIG. 9 is a diagram showing a conventional distortion compensation method (1).
【図１０】従来の歪み補償方式（２）を示す図である。FIG. 10 is a diagram showing a conventional distortion compensation method (2).
【図１１】従来の歪み補償方式（３）を示す図である。FIG. 11 is a diagram showing a conventional distortion compensation method (3).
【図１２】電力増幅器に非線形歪みがある場合の変調波
の出力スペクトラムの計算例を示す図である。FIG. 12 is a diagram showing a calculation example of an output spectrum of a modulated wave when the power amplifier has nonlinear distortion.
１ 位相差検出手段 ２ 振幅差検出手段 ３ 位相補償手段 ４ 位相変調手段 ５ 振幅補償手段 ６ 振幅変調手段 １１ 直交変調器 １３ 振幅変調器 １５ 電力増幅器 ５４ 位相回転器 ６１ 直交−極座標変換器 ６３ 無限移相器 ６８ 極−直交座標変換器 ７２ 直交−極座標変換器 1 phase difference detection means 2 amplitude difference detection means 3 phase compensation means 4 phase modulation means 5 amplitude compensation means 6 amplitude modulation means 11 quadrature modulator 13 amplitude modulator 15 power amplifier 54 phase rotator 61 quadrature-polar coordinate converter 63 infinite transfer Phaser 68 Polar-Cartesian coordinate converter 72 Cartesian-Polar coordinate converter
Claims (7)
号によって直交変調を行って変調波信号を作成する直交
変調器（１１）を有し該変調波信号を増幅して送信出力
を発生する電力増幅器（１５）において、 該電力増幅器（１５）の入出力信号の位相差を検出する
位相差検出手段（１）と、 該位相差に応じて入力ベースバンド信号の位相を回転さ
せて前記直交変調器（１１）に入力する位相回転器（５
４）と、 該電力増幅器（１５）の入力包絡線成分と出力包絡線成
分との振幅差を検出する振幅差検出手段（２）と、 該振幅差に応じて前記直交変調器（１１）の出力信号を
振幅変調して前記電力増幅器（１５）の入力信号を発生
する振幅変調器（１３）とを備えたことを特徴とする電
力増幅器。1. A power amplifier which has a quadrature modulator (11) for performing quadrature modulation with an input baseband signal expressed in quadrature coordinates to create a modulated wave signal, and amplifies the modulated wave signal to generate a transmission output. In (15), phase difference detecting means (1) for detecting the phase difference between the input and output signals of the power amplifier (15), and the quadrature modulator for rotating the phase of the input baseband signal according to the phase difference. Input to (11) Phase rotator (5
4), an amplitude difference detecting means (2) for detecting an amplitude difference between the input envelope component and the output envelope component of the power amplifier (15), and the quadrature modulator (11) according to the amplitude difference. An amplitude modulator (13) for amplitude-modulating an output signal to generate an input signal of the power amplifier (15).
号に基づく変調波信号入力を増幅して送信出力を発生す
る電力増幅器（１５）において、 入力ベースバンド信号を極座標表現された位相信号と振
幅信号とに変換する直交−極座標変換器（６１）と、 前記電力増幅器（１５）の入出力信号の位相差に応じて
前記位相信号の位相を変化させる位相補償手段（３）
と、 該位相補償手段（３）の出力位相信号に応じて位相変調
された位相変調信号を発生する位相変調手段（４）と、 前記振幅信号と前記電力増幅器（１５）の出力包絡線成
分との差に応じて前記振幅信号の振幅を変化させる振幅
補償手段（５）と、 該振幅補償手段（５）の出力振幅信号に応じて前記位相
変調信号を振幅変調して前記電力増幅器（１５）の入力
信号を発生する振幅変調手段（６）とを備えたことを特
徴とする電力増幅器。2. A power amplifier (15) for amplifying a modulated wave signal input based on an input baseband signal expressed in Cartesian coordinates to generate a transmission output, wherein a phase signal and an amplitude signal expressed in polar coordinates of the input baseband signal. And a phase compensation means (3) for changing the phase of the phase signal according to the phase difference between the input and output signals of the power amplifier (15).
A phase modulation means (4) for generating a phase modulation signal phase-modulated according to the output phase signal of the phase compensation means (3), the amplitude signal and the output envelope component of the power amplifier (15). Amplitude compensating means (5) for changing the amplitude of the amplitude signal according to the difference between, and the power amplifier (15) for amplitude-modulating the phase modulation signal according to the output amplitude signal of the amplitude compensating means (5). And an amplitude modulation means (6) for generating the input signal of 1.
手段（３）の出力位相信号に応じてローカル信号の位相
を変化させて出力する無限移相器（６３）からなること
を特徴とする請求項２に記載の電力増幅器。3. The phase modulating means (4) comprises an infinite phase shifter (63) for changing and outputting the phase of the local signal according to the output phase signal of the phase compensating means (3). The power amplifier according to claim 2.
手段（３）の出力位相信号を微分する微分器（６６）
と、該微分器（６６）の出力によって出力位相を変化す
る電圧制御発振器（６７）とからなることを特徴とする
請求項２に記載の電力増幅器。4. A differentiator (66) for differentiating the output phase signal of the phase compensating means (3) by the phase modulating means (4).
And a voltage-controlled oscillator (67) whose output phase is changed by the output of the differentiator (66).
手段（６）が、前記位相補償手段（３）の出力位相信号
と前記振幅補償手段（５）の出力振幅信号とを直交座標
からなる同相成分と直交成分とに変換して出力する極−
直交座標変換器（６８）と、該極−直交座標変換器（６
８）の同相成分と直交成分とから直交変調を行って前記
電力増幅器（１５）の変調波信号入力を発生する直交変
調器（６９）とからなることを特徴とする請求項２に記
載の電力増幅器。5. The phase modulating means (4) and the amplitude modulating means (6) are composed of rectangular coordinates of the output phase signal of the phase compensating means (3) and the output amplitude signal of the amplitude compensating means (5). Pole that outputs by converting into in-phase component and quadrature component −
Cartesian coordinate converter (68) and polar-orthogonal coordinate converter (6
The power according to claim 2, which comprises a quadrature modulator (69) for performing quadrature modulation from the in-phase component and the quadrature component of 8) to generate a modulated wave signal input of the power amplifier (15). amplifier.
前記電力増幅器（１５）の出力変調波信号を直交座標か
らなる同相成分と直交成分とに変換する直交復調器（７
１）と、該同相成分と直交成分とを極座標からなる位相
信号と振幅信号とに変換する直交−極座標変換器（７
２）とを備え、前記位相補償手段（３）が、前記直交−
極座標変換器（６１）の出力位相信号における位相変化
量と前記直交−極座標変換器（７２）の出力位相信号に
おける位相変化量との差を前記直交−極座標変換器（６
１）の出力位相信号に加算して前記位相変調手段（４）
に入力し、前記振幅補償手段（５）が前記直交−極座標
変換器（６１）の出力振幅信号と前記直交−極座標変換
器（７２）の出力振幅信号との差に応じて前記直交−極
座標変換器（６１）の出力振幅信号の振幅を変化させて
前記振幅変調手段（６）に入力することを特徴とする電
力増幅器。6. The power amplifier according to claim 2, wherein
A quadrature demodulator (7) for converting the output modulated wave signal of the power amplifier (15) into an in-phase component and a quadrature component having rectangular coordinates.
1) and a quadrature-polar coordinate converter (7) that converts the in-phase component and the quadrature component into a phase signal and an amplitude signal composed of polar coordinates.
2) and the phase compensating means (3) is
The difference between the phase change amount in the output phase signal of the polar coordinate converter (61) and the phase change amount in the output phase signal of the orthogonal-polar coordinate converter (72) is calculated as the orthogonal-polar coordinate converter (6).
The phase modulating means (4) is added to the output phase signal of 1).
And the amplitude compensating means (5) converts the rectangular-polar coordinate conversion according to the difference between the output amplitude signal of the rectangular-polar coordinate converter (61) and the output amplitude signal of the rectangular-polar coordinate converter (72). A power amplifier characterized in that the amplitude of the output amplitude signal of the device (61) is changed and input to the amplitude modulating means (6).
前記電力増幅器（１５）の出力変調波信号を直交座標か
らなる同相成分と直交成分とに変換する直交復調器（７
１）と、該同相成分と直交成分とを極座標からなる位相
信号と振幅信号とに変換する直交−極座標変換器（７
２）とを備え、前記位相補償手段（３）が、前記直交−
極座標変換器（６１）の出力位相信号における位相変化
量と前記直交−極座標変換器（７２）の出力位相信号に
おける位相変化量との差を前記直交−極座標変換器（６
１）の出力位相信号に加算して前記位相変調手段（４）
に入力し、前記振幅補償手段（５）が前記直交−極座標
変換器（６１）の出力振幅信号と前記直交−極座標変換
器（７２）の出力振幅信号との差に応じて前記直交−極
座標変換器（６１）の出力振幅信号の振幅を変化させて
前記振幅変調手段（６）に入力するとともに、前記位相
変調手段（４）および振幅変調手段（６）が、前記位相
補償手段（３）の出力位相信号と前記振幅補償手段
（５）の出力振幅信号とを直交座標からなる同相成分と
直交成分とに変換して出力する極−直交座標変換器（６
８）と、該極−直交座標変換器（６８）の同相成分と直
交成分とから直交変調を行って前記電力増幅器（１５）
の変調波信号入力を発生する直交変調器（６９）とから
なることを特徴とする電力増幅器。7. The power amplifier according to claim 2, wherein
A quadrature demodulator (7) for converting the output modulated wave signal of the power amplifier (15) into an in-phase component and a quadrature component having rectangular coordinates.
1) and a quadrature-polar coordinate converter (7) that converts the in-phase component and the quadrature component into a phase signal and an amplitude signal composed of polar coordinates.
2) and the phase compensating means (3) is
The difference between the phase change amount in the output phase signal of the polar coordinate converter (61) and the phase change amount in the output phase signal of the orthogonal-polar coordinate converter (72) is calculated as the orthogonal-polar coordinate converter (6).
The phase modulating means (4) is added to the output phase signal of 1).
And the amplitude compensating means (5) converts the rectangular-polar coordinate conversion according to the difference between the output amplitude signal of the rectangular-polar coordinate converter (61) and the output amplitude signal of the rectangular-polar coordinate converter (72). The amplitude of the output amplitude signal of the output device (61) is changed and input to the amplitude modulation means (6), and the phase modulation means (4) and the amplitude modulation means (6) are used for the phase compensation means (3). A polar-quadrature coordinate converter (6) for converting the output phase signal and the output amplitude signal of the amplitude compensating means (5) into an in-phase component and a quadrature component composed of rectangular coordinates and outputting them.
8) and quadrature modulation from the in-phase component and the quadrature component of the polar-quadrature coordinate converter (68) to perform the power amplifier (15).
And a quadrature modulator (69) for generating a modulated wave signal input of the power amplifier.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3327232A JPH05175743A (en) | 1991-12-11 | 1991-12-11 | Power amplifier |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3327232A JPH05175743A (en) | 1991-12-11 | 1991-12-11 | Power amplifier |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05175743A true JPH05175743A (en) | 1993-07-13 |
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ID=18196801
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3327232A Withdrawn JPH05175743A (en) | 1991-12-11 | 1991-12-11 | Power amplifier |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05175743A (en) |
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