ITTO20120408A1 - Dispositivo di rilevazione di un segnale interferente per un sistema globale di navigazione satellitare - Google Patents

Description

DESCRIZIONE

“DISPOSITIVO DI RILEVAZIONE DI UN SEGNALE INTERFERENTE PER UN SISTEMA GLOBALE DI NAVIGAZIONE SATELLITAREâ€

La presente invenzione à ̈ relativa ad un dispositivo di rilevazione di un segnale interferente per un sistema globale di navigazione satellitare. In particolare, la presente invenzione si riferisce ad un dispositivo di rilevazione di un segnale interferente di tipo sinusoidale.

Come à ̈ noto, sono oggi disponibili differenti sistemi globali di navigazione satellitare (“Global Navigation Satellite System†, GNSS), quali ad esempio il cosiddetto sistema di posizionamento globale (“Global Positioning System†, GPS) ed il sistema Galileo.

In generale, un sistema globale di navigazione satellitare comprende una pluralità di satelliti, i quali sono atti a fornire dati a ricevitori di tipo elettronico, disponibili agli utenti, in maniera tale da consentire ai ricevitori stessi di determinare le proprie posizioni sulla superficie terrestre.

Più in dettaglio, riferendosi ai segnali di navigazione per indicare i segnali elettromagnetici trasmessi dai satelliti e contenenti dati elaborabili dai ricevitori per determinare le rispettive posizioni, i dati trasmessi da ciascun satellite sono modulati con una portante sinusoidale e con un rispettivo codice, noto come codice pseudocasuale (“Pseudo-random noise†, PRN). In particolare, la modulazione avviene sulla base di cosiddette tecniche a spettro allargato (“spread spectrum techniques†) e di segnali periodici ottenuti ripetendo in modo periodico i codici PRN.

In generale, assumendo di riferirsi ad una specifica banda impiegata da uno specifico sistema globale di navigazione satellitare (ad esempio, la cosiddetta banda L1 del sistema GPS), i codici da associare ai satelliti sono selezionati all’interno di una famiglia di codici, la quale include un numero finito di codici. I codici della famiglia godono di alcune proprietà comuni; ad esempio, tutti i codici della famiglia hanno una medesima durata e sono formati da un medesimo numero di cosiddetti chip.

I ricevitori conoscono la famiglia di codici, tuttavia, quando un ricevitore riceve un certo segnale di navigazione proveniente da un certo satellite, e dunque modulato con un certo codice PRN, esso non conosce a priori il codice PRN associato al certo satellite. Pertanto, durante la cosiddetta fase di acquisizione, il ricevitore determina il certo codice PRN per tentativi, ricercandolo all’interno della famiglia di codici. Una volta determinato il codice PRN associato al certo satellite, il ricevitore può demodulare correttamente i dati inviati dal certo satellite.

Un esempio di ricevitore à ̈ mostrato in figura 1. In particolare, la figura 1 mostra un ricevitore 1, il quale comprende un’antenna 2, uno stadio di ingresso 4 ed uno stadio di elaborazione numerica del segnale 6, al quale ci si riferisce in seguito come allo stadio di inseguimento 6.

L’antenna 2 à ̈ atta a ricevere segnali di navigazione ed à ̈ collegata allo stadio di ingresso 4, il quale à ̈ formato da un amplificatore di ingresso 8, da un filtro passabanda 10, da un amplificatore a controllo automatico di guadagno 12 e da un convertitore analogico-digitale 14 (“analog-to-digital converter†, A/D). L’amplificatore di ingresso 8, il filtro passabanda 10, l’amplificatore a controllo automatico di guadagno 12 ed il convertitore A/D 14 sono disposti in cascata e sono elettricamente collegati tra loro. Pertanto, riferendosi al segnale di ingresso si(t) per indicare il segnale elettrico generato dall’antenna 2 in funzione di uno o più segnali di navigazione (se presenti) e fornito all’amplificatore di ingresso 8, il convertitore A/D 14 fornisce un segnale campionato si(n), in uscita dallo stadio di ingresso 4. In particolare, il convertitore A/D 14 opera ad una frequenza di campionamento fs.

All’interno dello stadio di ingresso 4 possono essere presenti ulteriori componenti elettronici. Inoltre, lo stadio di ingresso 4 à ̈ tale per cui lo spettro del segnale campionato si(n) à ̈ una replica centrata ad una frequenza cosiddetta intermedia dello spettro del segnale di ingresso si(t).

Lo stadio di inseguimento 6 comprende un moltiplicatore di ingresso 20 ed un anello numerico di aggancio di fase 22. Il moltiplicatore di ingresso 20 ha un primo ed un secondo ingresso, i quali sono rispettivamente collegati al convertitore A/D 14 e a un’uscita dell’anello numerico di aggancio di fase 22.

Lo stadio di inseguimento 6 comprende inoltre un numero N di rami di correlazione 24, con N dispari; in particolare, in figura 1 sono mostrati solo tre rami di correlazione 24, per semplicità di visualizzazione, tuttavia il numero N di rami di correlazione 24 può essere superiore. L’insieme dei rami di correlazione 24 definisce un cosiddetto canale di correlazione.

Ciascun ramo di correlazione 24 comprende un moltiplicatore di correlazione 26 ed un accumulatore 28. In particolare, il moltiplicatore di correlazione 26 ha un primo ed un secondo ingresso, il primo ingresso essendo collegato all’uscita del moltiplicatore di ingresso 20; inoltre, il moltiplicatore di correlazione 26 ha un’uscita, la quale à ̈ collegata ad un ingresso del corrispondente accumulatore 28.

In maggior dettaglio, lo stadio di ingresso 6 comprende inoltre un discriminatore 30, un filtro di discriminazione 32 ed un oscillatore controllato numericamente 34.

Ciascun accumulatore 28 dispone di una rispettiva uscita, la quale à ̈ collegata ad un ingresso del discriminatore 30. Inoltre, il discriminatore 30 ha un’uscita, la quale à ̈ collegata ad un ingresso del filtro di discriminazione 32, la cui uscita à ̈ collegata ad un ingresso dell’oscillatore controllato numericamente 34. A sua volta, l’oscillatore controllato numericamente 34 presenta un numero di uscite pari al numero di rami di correlazione 24. Ciascuna uscita dell’oscillatore controllato numericamente 34 à ̈ collegata al secondo ingresso di un corrispondente moltiplicatore di correlazione 26.

Operativamente, assumendo che l’antenna 2 riceva un primo segnale di navigazione, modulato con un primo codice PRN1 ed avente una portante (“carrier†) ad una prima frequenza fc1, l’anello numerico ad aggancio di fase 22 fornisce sul secondo ingresso del moltiplicatore di ingresso 20 un segnale locale sl(n), di tipo digitale. In particolare, il segnale locale sl(n) à ̈ formato da una pluralità di campioni, i quali possono essere complessi. Inoltre, il segnale locale sl(n) ha una frequenza sostanzialmente pari alla summenzionata frequenza intermedia, sebbene in tali condizioni si affermi generalmente che il segnale locale sl(n) à ̈ agganciato alla portante del primo segnale di navigazione, la quale, come detto, ha frequenza pari alla prima frequenza fc1. Sebbene non mostrati in figura 1, al fine di generare il segnale locale sl(n), l’anello numerico ad aggancio di fase 22 comprende un proprio discriminatore, un filtro ed un oscillatore controllato numericamente, connessi in sequenza, l’ingresso del discriminatore essendo collegato alle uscite degli accumulatori 28.

Il moltiplicatore di ingresso 20 fornisce a sua volta un segnale di moltiplicazione sm(n), anch’esso di tipo digitale.

Relativamente all’oscillatore controllato numericamente 34, esso fornisce, su ciascuna delle proprie uscite, un corrispondente segnale periodico locale, di tipo digitale. Ciascuno dei segnali periodici locali à ̈ definito dalla ripetizione periodica di un medesimo codice di analisi PRNa; inoltre, i segnali periodici locali sono tra loro temporalmente disallineati. I campioni dei segnali periodici locali sono forniti alla frequenza di campionamento fs.

In dettaglio, uno tra gli N segnali periodici locali forniti dall’oscillatore controllato numericamente 34 definisce una sorta di riferimento temporale; in figura 1, questo segnale periodico locale à ̈ indicato con cr0(n). Ciò premesso, i segnali periodici locali differenti dal riferimento temporale sono tali per cui à ̈ possibile definire (N-1)/2 coppie di segnali ed uno sfasamento Δ. In particolare, utilizzando un indice i=1, …, (N-1)/2 per indicare singolarmente le coppie di segnali, l’i-esima coppia di segnali à ̈ formata da un primo segnale periodico locale, il quale à ̈ in anticipo rispetto al riferimento temporale cr0(n) di un tempo pari a i*Δ, e da un secondo segnale periodico locale, il quale à ̈ in ritardo rispetto al riferimento temporale cr0(n) di un tempo pari a i*Δ. A titolo puramente esemplificativo, in figura 1 à ̈ mostrata solo una coppia di segnali, il cui primo e secondo segnale periodico locale sono indicati rispettivamente con cr-1(n) e cr1(n). In altre parole, per identificare i due segnali periodici locali di una qualsiasi coppia di segnali fornita dall’oscillatore controllato numericamente, si à ̈ assunta la notazione cry(n), con y=±i.

Da un altro punto di vista, uno tra i rami di correlazione 24 riceve sul secondo ingresso del proprio moltiplicatore di correlazione 26 il riferimento temporale cr0(n). Tale ramo di correlazione 24 definisce un ramo di correlazione di prompt, mentre gli altri rami di correlazione sono suddivisi in (N-1)/2 coppie di rami di correlazione, ciascuna coppia di rami di correlazione essendo formata da un primo ed un secondo ramo di correlazione, i quali ricevono sui secondi ingressi dei propri moltiplicatori di correlazione due differenti segnali periodici locali, uno dei quali à ̈ in anticipo rispetto al riferimento temporale cr0(n), l’altro essendo in ritardo rispetto al riferimento temporale cr0(n), le entità dell’anticipo e del ritardo essendo uguali.

Ancora in maggior dettaglio, i segnali periodici locali sono forniti dall’oscillatore controllato numericamente 34 alla frequenza di campionamento fs. Inoltre, assumendo un indice z=-(N-1)/2, -(N-1)/2+1, …, 0, 1, …,(N-1)/2 per identificare singolarmente i rami di correlazione 24, e riferendosi al segnale intermedio sc,z(n) per indicare, dato il z-esimo ramo di correlazione 24, il segnale presente sull’uscita del corrispondente moltiplicatore di correlazione 26, il corrispondente accumulatore 28 à ̈ atto a sommare un numero L di campioni del segnale intermedio sc,z(n), e a dividere per lo stesso numero L il risultato di questa somma, determinando così un campione di un corrispondente segnale di correlazione sd,z(w). Per completezza, in figura 1 si à ̈ adottata la notazione z=y.

In pratica, gli accumulatori 28 fungono da blocchi di “integrate and dump†. Inoltre, i campioni dei segnali di correlazione sd,z(w) sono forniti ad una frequenza pari a fs/L, cioà ̈ l’indice w può essere interpretato come l’intero inferiore del rapporto n/L. In altre parole, dato un qualsiasi accumulatore 28 e dati un primo ed un secondo campione di un medesimo segnale di correlazione sd,z(w), il primo campione à ̈ funzione di un primo insieme di L campioni del corrispondente segnale intermedio sc,z(n), mentre il secondo campione à ̈ funzione di un secondo insieme di L campioni di tale segnale intermedio sc,z(n), i campioni del secondo insieme essendo differenti dai campioni del primo insieme.

Il discriminatore 30 riceve in ingresso gli N segnali di correlazione sd,z(w) e fornisce sulla propria uscita un segnale di pilotaggio sp(w) di tipo numerico, con campioni emessi ad una frequenza pari a fs/L. Il segnale di pilotaggio sp(w) à ̈ filtrato dal filtro di discriminazione 32, il quale à ̈ anch’esso di tipo numerico e passabasso, in maniera tale da fornire un segnale filtrato di pilotaggio spf(w). Il segnale filtrato di pilotaggio spf(w) à ̈ fornito in ingresso all’oscillatore controllato numericamente 34.

Ciò premesso, quando il ricevitore 1 opera nella cosiddetta modalità di inseguimento, e cioà ̈ successivamente alla cosiddetta fase di acquisizione, il codice di analisi PRNa à ̈ pari al primo codice PRN1, tale condizione essendo generalmente nota come aggancio di codice. Inoltre, il discriminatore 30 opera in maniera tale per cui il riferimento temporale cr0(n) à ̈ temporalmente allineato al primo segnale di navigazione, e più precisamente al primo codice PRN1, come modulante il primo segnale di navigazione. Ancora più in particolare, à ̈ possibile riferirsi alla prima sequenza modulante periodica per indicare il segnale periodico ottenuto ripetendo periodicamente il primo codice PRN1 ed impiegato per modulare il primo segnale di navigazione; in tal caso, il riferimento temporale cr0(n) risulta appunto temporalmente allineato con questa prima sequenza modulante periodica.

L’allineamento temporale à ̈ ottenuto grazie al fatto che il segnale di pilotaggio sp(w) à ̈ generato dal discriminatore 30, sulla base degli N segnali di correlazione sd,z(w), in maniera tale da essere funzione del ritardo temporale presente tra il riferimento temporale cr0(n) e la prima sequenza modulante periodica. Pertanto, quando si verifica allineamento temporale, si verifica anche una massimizzazione dei campioni del segnale di correlazione sd,0(w) in uscita dal ramo di correlazione di prompt, rispetto ai corrispondenti campioni dei segnali di correlazione sd,z(w) (con z diverso da zero) forniti dagli altri rami di correlazione 24. Inoltre, dal momento che l’anello numerico ad aggancio di fase 22 insegue la fase della portante del primo segnale di navigazione, lo stadio di inseguimento 6 risulta agganciato al primo segnale di navigazione, cioà ̈ genera localmente un segnale armonico (il segnale locale sl(n)) alla stessa frequenza della summenzionata frequenza intermedia, e quindi agganciato alla portante del primo segnale di navigazione, nonché un segnale (il riferimento temporale cr0(n)) che à ̈ temporalmente allineato con la prima sequenza modulante periodica e condivide con quest’ultima un medesimo codice.

Una volta che lo stadio di inseguimento 6 à ̈ agganciato, il ricevitore 1 può demodulare i dati contenuti nel primo segnale di navigazione, nonché derivare informazioni relative alla propria distanza dal satellite, sulla base del ritardo del primo segnale di navigazione rispetto al riferimento temporale cr0(n).

Sebbene non mostrato in figura 1, al fine di consentire la ricezione contemporanea di segnali di navigazione da parte di satelliti differenti, il ricevitore 1 include inoltre ulteriori stadi di inseguimento.

Ciò premesso, à ̈ noto che ai segnali di navigazione possono essere sovrapposti segnali interferenti.

Un segnale interferente à ̈ un segnale che, dal punto di vista di un ricevitore, rappresenta rumore, ossia limita, se non addirittura previene, la possibilità di determinare con precisione la propria posizione. In particolare, i segnali interferenti possono causare un degrado del cosiddetto rapporto segnale – densità di potenza di rumore (C/N0), e/o errori nella demodulazione dei dati. Ancora, i segnali interferenti possono causare una perdita dell’aggancio da parte dello stadio di inseguimento.

Le cause dei segnali interferenti sono molteplici e ne determinano le caratteristiche. In particolare, le interferenze possono essere alternativamente di tipo intenzionale o non intenzionale. Ad esempio, tra le interferenze non intenzionali à ̈ possibile annoverare armoniche secondarie o emissioni spurie di segnali con frequenze prossime alle frequenze utilizzate dai satelliti. Relativamente, invece, alle interferenze intenzionali, sono note tecniche cosiddette di “jamming†, le quali consentono di generare segnali atti ad impedire il riconoscimento dei segnali di navigazione da parte dei ricevitori, oppure di generare segnali di navigazione contraffatti, tali per cui i ricevitori determinano posizioni errate.

Indipendentemente dall’intenzionalità, i segnali interferenti possono essere classificati sulla base delle loro caratteristiche nel dominio del tempo e nel dominio della frequenza. In particolare, sono noti segnali interferenti di tipo cosiddetto ad onda continua (“Continuous Wave†, CW), i quali hanno bande relativamente strette (inferiori a 100 kHz), nonché segnali interferenti a banda larga. Sono altresì noti segnali interferenti di tipo cosiddetto impulsivo (“pulsed†), i quali sono tipicamente definiti da radar, nonché segnali interferenti di tipo cosiddetto a frequenza linearmente variabile, i quali, ai fini pratici, sono segnali del tipo ad onda continua, con frequenza centrale variabile nel tempo.

Ciò premesso, la maggior parte dei segnali interferenti à ̈ di tipo sinusoidale, cioà ̈ può essere modellata, in prima approssimazione, come un segnale sinusoidale. In particolare, possono essere equiparati a segnali sinusoidali i segnali interferenti di tipo ad onda continua, i segnali interferenti a frequenza linearmente variabile e i segnali interferenti di tipo impulsivo che, nei periodi di tempo di attività, sono del tipo ad onda continua.

Al fine di rilevare la presenza di segnali interferenti, sono stati proposti numerosi dispositivi e metodi. In particolare, con riferimento appunto ai segnali interferenti di tipo sinusoidale, l’articolo “Use of Multicorrelator Techniques for Interference Detection†, di C. Macabiau et al., ION NTM 2001, 22-24 gennaio 2011, Long Beach, CA, descrive un metodo di rilevazione di un segnale interferente del tipo ad onda continua, basato sull’analisi spettrale della funzione di correlazione, come disponibile all’interno di un cosiddetto ricevitore del tipo a multicorrelatore.

Sebbene il metodo descritto nel summenzionato articolo consenta effettivamente di rilevare la presenza di un segnale interferente di tipo sinusoidale, esso presuppone che il ricevitore multicorrelatore operi nella cosiddetta modalità di inseguimento, e dunque presuppone, tra l’altro, che il ricevitore multicorrelatore sia effettivamente agganciato ad un segnale di navigazione, e dunque sia agganciato alla portante ed al codice di tale segnale di navigazione. Tuttavia, à ̈ ben noto che i ricevitori possono operare in modalità differenti rispetto alla modalità di inseguimento; ad esempio, i ricevitori possono operare nella modalità di acquisizione, in cui il metodo descritto nel summenzionato articolo non à ̈ applicabile, dal momento che non vi à ̈ aggancio né di frequenza, né di codice. Inoltre, à ̈ possibile che il segnale di navigazione abbia potenza insufficiente a consentire la corretta elaborazione, e dunque l’inseguimento da parte del ricevitore.

Scopo della presente invenzione à ̈ dunque fornire un dispositivo di rilevazione di un segnale interferente di tipo sinusoidale che risolva almeno in parte gli inconvenienti dell’arte nota.

Secondo la presente invenzione vengono forniti un dispositivo ed un metodo di rilevazione di un segnale interferente, come definiti, rispettivamente, nelle rivendicazioni 1 e 11.

Per una migliore comprensione dell’invenzione, ne vengono ora descritte forme di realizzazione, a puro titolo di esempio non limitativo e con riferimento ai disegni allegati, nei quali:

- la figura 1 mostra uno schema a blocchi di un ricevitore di un sistema globale di navigazione satellitare, di tipo noto;

- la figura 2 mostra uno schema a blocchi di un dispositivo di rilevazione secondo la presente invenzione;

- la figura 3 mostra in modo schematico un sistema globale di navigazione satellitare;

- la figura 4 mostra un diagramma Cartesiano riportante i punti di una funzione di correlazione, relativi ad un dato periodo di rilevamento;

- la figura 5 mostra un esempio di uno spettro in frequenza di un segnale ottenuto mediante ripetizione periodica di un codice pseudocasuale;

- la figura 6 mostra un andamento nel tempo della frequenza di un segnale generato all’interno del dispositivo di rilevazione mostrato in figura 2;

- la figura 7 mostra schematicamente la distribuzione nel tempo di segnali generati all’interno del dispositivo di rilevazione mostrato in figura 2; e

- la figura 8 mostra andamenti di una prima ed una seconda funzione di densità di probabilità del modulo dell’autovalore di modulo massimo di una matrice di covarianza determinata dal presente dispositivo di rilevazione, rispettivamente in assenza ed in presenza di segnali interferenti.

La figura 2 mostra un dispositivo di rilevazione di un segnale interferente di tipo sinusoidale, indicato nel suo complesso con 50 ed atto ad essere impiegato in un sistema globale di navigazione satellitare 100 (figura 3). Nel seguito, per brevità, ci si riferisce al presente dispositivo di rilevazione di un segnale interferente di tipo sinusoidale come al dispositivo di rilevazione 50. Inoltre, il dispositivo di rilevazione 50 viene descritto limitatamente alle differenze rispetto al ricevitore 1 mostrato in figura 1. In particolare, componenti e segnali già presenti nel ricevitore 1 sono indicati con i medesimi numeri di riferimento, salvo laddove specificato diversamente.

In dettaglio, il dispositivo di rilevazione 50 comprende, invece dell’anello numerico ad aggancio di fase 22, un generatore a frequenza variabile 52, il quale à ̈ tale per cui il segnale locale sl(n) à ̈ formato da campioni di una forma d’onda sinusoidale avente una frequenza locale fsweep, la quale varia nel tempo come descritto in seguito.

Il dispositivo di rilevazione 50 comprende inoltre, invece del discriminatore 30, un’unità di elaborazione 54, la quale riceve in ingresso gli N segnali di correlazione sd,z(w). A tal proposito, nel seguito si assume, a titolo puramente esemplificativo, che il numero N di rami di correlazione 24 sia pari a trentuno.

In aggiunta, come mostrato ancora in figura 2, il dispositivo di rilevazione 50 non comprende il filtro di discriminazione 32. In tal modo, l’oscillatore controllato numericamente (qui indicato con 64), come peraltro anche il generatore a frequenza variabile 52, opera in anello aperto. Dal momento che l’oscillatore controllato numericamente 64 opera ora in anello aperto, nel seguito ci si riferisce ad esso come al generatore locale 64.

Relativamente al sistema globale di navigazione satellitare 100, si assume che esso sia formato da un numero S1 di satelliti in vista 102, ciascuno dei quali à ̈ associato ad un corrispondente codice PRN. In particolare, un satellite à ̈ detto in vista se il proprio segnale di navigazione à ̈ ricevuto dal dispositivo di rilevazione 50. Il sistema globale di navigazione satellitare 100 comprende inoltre un numero S2 di satelliti non in vista 104, i cui segnali di navigazione non raggiungono il dispositivo di rilevazione 50, ad esempio perché la Terra à ̈ interposta tra tali satelliti ed il dispositivo di rilevazione 50. In generale, lo stato (in vista o no) di un qualsiasi satellite muta nel tempo, pertanto, ai fini della presente descrizione, si assume di considerare, salvo laddove specificato diversamente, un generico istante tg, in cui i satelliti 102 sono appunto in vista, ed i satelliti 104 non sono in vista.

Come accennato in precedenza, a ciascun satellite à ̈ associato un corrispondente codice, sia esso in vista o meno. I codici associati ai satelliti sono di tipo di per sé noto ed appartengono ad una medesima famiglia di codici pseudocasuali, quale ad esempio la famiglia dei cosiddetti codici Gold. Pertanto, tutti i codici hanno una medesima durata temporale e sono formati da un medesimo numero di chip.

Per dovere di completezza, si assume inoltre che, indipendentemente dal fatto di essere in vista o meno, i satelliti operino in una data banda, quale ad esempio la cosiddetta banda L1 del sistema GPS.

Ciò premesso, il generatore locale 64 seleziona un codice di analisi PRNx, al quale ci si riferisce in seguito come al codice di rilevazione PRNx.

In particolare, il codice di rilevazione PRNx può ad esempio appartenere alla summenzionata famiglia di codici pseudocasuali. Alternativamente, il codice di rilevazione può essere una qualsiasi sequenza formata da un qualsiasi numero di bit/chip. Pertanto, l’uso del termine codice all’interno della locuzione “codice di rilevazione†non implica il fatto che il codice di rilevazione PRNx sia necessariamente un codice pseudocasuale.

Relativamente all’unità di elaborazione 54, essa determina, in modo di per sé noto, una cosiddetta funzione di correlazione, sulla base degli N segnali di correlazione sd,z(w).

In dettaglio, l’unità di elaborazione 54 determina la funzione di correlazione con una frequenza pari a fs/(p*L), cioà ̈ aggiorna la funzione di correlazione ad ogni periodo di rilevamento Tr= p*T, dove T=L/fsà ̈ il cosiddetto periodo di integrazione, cioà ̈ à ̈ il periodo di tempo impiegato da un qualsiasi accumulatore 28 per fornire un nuovo campione del corrispondente segnale di correlazione sd,z(w), mentre p à ̈ un numero intero maggiore o uguale ad uno; nel caso in cui p=1, il periodo di rilevamento Trcoincide con il periodo di integrazione T. In pratica, il periodo di rilevamento Trà ̈ pari alla somma di p periodi di integrazione T.

In particolare, per ciascun periodo di rilevamento Tr, l’unità di elaborazione 54 calcola un corrispondente vettore dati, formato da N elementi, ciascuno dei quali corrisponde ad un rispettivo ramo di correlazione 24. Più in particolare, considerato un periodo di rilevamento Tr, e considerato un qualsiasi elemento degli N elementi del corrispondente vettore dati, tale elemento corrispondendo ad un dato ramo di correlazione, e dunque ad un dato segnale di correlazione sd,z(w), l’elemento considerato contiene un valore pari alla somma delle parti reali dei p campioni del dato segnale di correlazione sd,z(w) generati durante i p periodi di integrazione T che formano il periodo di rilevamento Trconsiderato. Per ciascun periodo di rilevamento Tr, il corrispondente vettore dati definisce N punti della corrispondente funzione di correlazione.

Un esempio di funzione di correlazione à ̈ mostrato in figura 4; questo esempio si riferisce al ricevitore 1 mostrato in figura 1, nell’ipotesi in cui il codice di analisi PRNa generato dall’oscillatore controllato numericamente 34 sia pari al summenzionato primo codice PRN1, ed il segnale locale sl(n) sia agganciato alla portante del primo segnale di navigazione. Inoltre, l’esempio mostrato si riferisce ad un dato periodo di rilevamento Tr. Infine, le ascisse mostrate in figura 4 identificano le uscite di corrispondenti accumulatori 28, e sono tali per cui l’indice nullo identifica l’accumulatore collegato al moltiplicatore di correlazione che riceve in ingresso il riferimento temporale cr0(n).

L’unità di elaborazione 54 esegue quindi un algoritmo di stima spettrale parametrica. In particolare, considerato un qualsiasi periodo di rilevamento Tr, l’unità di elaborazione 54 calcola una corrispondente matrice di covarianza. A tal fine, l’unità di elaborazione 54 calcola il prodotto del vettore dati relativo al periodo di rilevamento considerato per un vettore pari al trasposto del vettore dati stesso, ottenendo così la matrice di covarianza, la quale à ̈ appunto la matrice di covarianza della funzione di correlazione, relativa al periodo di rilevamento considerato.

L’unità di elaborazione 54 calcola quindi gli autovalori della matrice di covarianza ed ordina gli autovalori così calcolati in modo che i corrispondenti moduli siano in ordine decrescente. Ciò premesso, à ̈ possibile dimostrare che lo spazio vettoriale relativo agli autovettori della matrice di covarianza può essere partizionato in un sottospazio di rumore, relativo al segnale di navigazione e al rumore termico, e in un sottospazio di interferenza, relativo a possibili segnali interferenti di tipo sinusoidale ricevuti dall’antenna 2 e, dunque, contenuti all’interno del segnale di ingresso si(t). Pertanto, nel caso in cui sia effettivamente presente un singolo segnale interferente di tipo sinusoidale, si verifica che, dopo aver ordinato gli autovalori in ordine di modulo decrescente, i due autovalori di modulo massimo si riferiscono al sottospazio di interferenza, mentre gli altri autovalori si riferiscono al sottospazio di rumore. Più in generale, nel caso sia presente un numero I di segnali interferenti di tipo sinusoidale, i 2*I autovalori di modulo massimo si riferiscono al sottospazio di interferenza; in particolare, i primi due autovalori di modulo massimo si riferiscono al segnale interferente avente maggior potenza, i secondi due autovalori di modulo massimo si riferiscono al segnale interferente avente la seconda maggior potenza tra i segnali interferenti, e così di seguito. Nel seguito, per semplicità di descrizione, si assume che sia presente un singolo segnale interferente; inoltre, si sottintende il fatto che il segnale interferente sia di tipo sinusoidale.

Sulla base degli autovalori, l’unità di elaborazione 54 à ̈ in grado di rilevare la presenza stessa del segnale interferente, come descritto in seguito.

Prima di descrivere ulteriormente il funzionamento dell’unità di elaborazione 54, si evidenzia come, a differenza di quanto mostrato in figura 4, in cui, dal momento che il codice di analisi PRNa à ̈ pari al primo codice PRN1 ed il segnale locale sl(n) à ̈ agganciato alla portante del primo segnale di navigazione, la funzione di correlazione presenta un picco pronunciato, la funzione di correlazione determinata dall’unità di elaborazione 54 non presenta alcun picco pronunciato, laddove per pronunciato si intende un picco il cui valore à ̈ superiore ad una data soglia, quest’ultima essendo ad esempio impostabile in funzione di una specifica implementazione del dispositivo di rilevazione 50. Infatti, come accennato in precedenza e come descritto in maggior dettaglio in seguito, la frequenza locale fsweepdel segnale locale sl(n) viene variata nel tempo in modo indipendente dal segnale di ingresso si(t), cioà ̈ in maniera tale per cui la frequenza locale fsweepnon aggancia stabilmente la frequenza di alcuna portante presente eventualmente in ingresso al dispositivo di rilevazione 50.

Si evidenzia inoltre come qualsiasi codice PRN abbia uno spettro a righe, del tipo mostrato, a titolo esemplificativo, in figura 5. Più precisamente, lo spettro mostrato in figura 5 si riferisce ad una sequenza modulante periodica ottenuta ripetendo periodicamente un certo codice PRN, la spaziatura Î ́f (in frequenza) delle righe essendo funzione del periodo di ripetizione del codice PRN, e quindi della durata del codice PRN. Con riferimento ad esempio al ricevitore 1 mostrato in figura 1, e nell’ipotesi che il codice di analisi PRNa sia pari al primo codice PRN1, si verifica che l’impatto del segnale interferente sulle prestazioni del ricevitore 1 dipende dal sovrapporsi o meno della riga spettrale che corrisponde al segnale interferente con almeno una riga dello spettro della summenzionata prima sequenza modulante periodica. Più in particolare, riferendosi alla riga interferente ed alle righe di codice per indicare, rispettivamente, i) la riga spettrale del segnale interferente, come disposta in frequenza dopo aver subito la moltiplicazione con il segnale locale sl(n) (cioà ̈, a valle del moltiplicatore di ingresso 20), e ii) le righe dello spettro della prima sequenza modulante periodica, l’effetto del segnale interferente à ̈ tanto maggiore, tanto più à ̈ ampia la riga di codice cui la riga interferente si sovrappone. Per tali motivi, nel caso di un ricevitore di tipo noto ed includente una pluralità di canali di correlazione (anche noti, semplicemente, come canali), i quali operano tipicamente impiegando codici di analisi differenti, e quindi con spettri differenti, si verifica che l’impatto del segnale interferente à ̈ differente a seconda del canale considerato.

Ciò premesso, si dimostra che la rilevazione del segnale interferente da parte dell’unità di elaborazione 54 à ̈ possibile qualora si verifichi appunto sovrapposizione tra la riga interferente e una riga di codice, quest’ultima essendo riferita allo spettro della sequenza modulante periodica relativa al codice di rilevazione PRNx generato dal generatore locale 64.

Al fine di incrementare la probabilità che la riga interferente sia effettivamente sovrapposta ad almeno una riga di codice, nonché, come precedentemente accennato, per prevenire la formazione di un picco della funzione di correlazione, il generatore a frequenza variabile 52 varia la frequenza locale fsweepdel segnale locale sl(n) durante ciascun periodo di rilevamento Tr.

In dettaglio, durante ciascun periodo di rilevamento Tr, la frequenza locale fsweepà ̈ variata (in modo continuo, oppure discreto) di una frequenza QF almeno pari alla spaziatura Î ́f tra le righe di codice relative al codice di rilevazione PRNx, cioà ̈ le righe dello spettro della sequenza modulante periodica relativa al codice di rilevazione PRNx. In tal modo, durante ciascun periodo di rilevamento, la riga interferente si sovrappone (almeno temporaneamente) ad almeno una riga di codice. Inoltre, nell’ipotesi che il segnale di ingresso si(t) comprenda un segnale di navigazione contenente una portante ad una data frequenza di portante, la quale à ̈ sostanzialmente costante durante un singolo periodo di rilevamento Tr, si verifica che la frequenza locale fsweepnon può essere pari alla data frequenza di portante per tutta la durata del periodo di rilevamento Tr, cioà ̈ l’equivalenza tra la frequenza locale fsweepe la data frequenza di portante à ̈ assente, oppure à ̈ al più temporanea. In particolare, incrementando il modulo della derivata rispetto al tempo della frequenza locale fsweepdurante il periodo di rilevamento Tr, cioà ̈ incrementando la velocità di variazione della frequenza locale fsweep, si riduce il tempo in cui à ̈ possibile che si abbia equivalenza tra la frequenza locale fsweepe la frequenza di una qualsivoglia portante in ingresso al dispositivo di rilevazione 50. In tal modo, l’impatto che tale (eventuale) equivalenza ha sulla funzione di correlazione viene sensibilmente ridotto, al punto da non consentire la formazione di picchi apprezzabili all’interno della funzione di correlazione.

A titolo puramente esemplificativo, la frequenza locale fsweeppuò essere variata nel modo mostrato in figura 6. In particolare, la frequenza locale fsweeppuò essere variata secondo un’onda triangolare compresa tra una frequenza minima Fmined una frequenza massima Fmax. Ciascun periodo dell’onda triangolare comprende una porzione ascendente, in cui la frequenza locale fsweepviene incrementata, in modo discreto, di una frequenza qf ad ogni periodo di integrazione T, a partire dalla frequenza minima Fmine fino a giungere alla frequenza massima Fmax; pertanto, all’interno di ciascun periodo di integrazione T, la frequenza locale fsweepà ̈ costante. Vale dunque la relazione qf=QF/p, nonché, come già spiegato in precedenza, T=Tr/p. Analogamente, durante la porzione discendente del periodo dell’onda triangolare, la frequenza locale fsweepviene ridotta, in modo discreto, della frequenza qf ad ogni periodo di integrazione T, a partire dalla frequenza massima Fmaxe fino a giungere nuovamente alla frequenza minima Fmin. In tal modo, la riga interferente viene portata a sovrapporsi con righe di codice appartenenti a porzioni differenti dello spettro della sequenza modulante periodica relativa al codice di rilevazione PRNx. A titolo puramente esemplificativo, nell’esempio mostrato in figura 6, si ha p=4.

Sempre a titolo puramente esemplificativo, sono possibili forme di realizzazione in cui si ha T=1ms, qf=50Hz, Tr=20ms e QF=1kHz, cioà ̈ con p=20.

Preferibilmente, la frequenza QF à ̈ maggiore della spaziatura Î ́f, in modo da tener conto anche dell’effetto Doppler che può affliggere i segnali di navigazione.

Al fine di ridurre ulteriormente la possibile formazione di picchi all’interno della funzione di correlazione, il generatore locale 64 può selezionare il codice di rilevazione PRNx, ad esempio nel generico istante tg, in modo che sia differente dal codice di qualsiasi segnale di navigazione ricevuto dal dispositivo di rilevazione 50 nel generico istante tg. A tal fine, il dispositivo di rilevazione 50 può disporre di uno stadio di rilevazione di codici 200 (indicato in tratteggio in figura 2), di tipo di per sé noto, il quale rileva, per ciascun istante di tempo, la presenza di segnali di navigazione ed i corrispondenti codici, ai quali ci si riferisce in seguito come ai codici proibiti. Lo stadio di rilevazione di codici 200 fornisce al generatore locale 64 i codici da esso rilevati, in maniera tale per cui il generatore locale 64 può selezionare il codice di rilevazione PRNx in modo che sia differente dai codici proibiti.

Alternativamente, il generatore locale 64 può selezionare il codice di rilevazione PRNx in modo che sia uguale ad un codice proibito, nel qual caso il generatore locale 64 imposta la finestra temporale TW come mostrato in figura 7.

In dettaglio, riferendosi alla sequenza modulante ricevuta (indicata con SMP) per indicare la sequenza modulante relativa al codice proibito e ricevuta dal dispositivo di rilevazione 50, essa à ̈ univocamente definita dal codice proibito stesso e da un istante di inizio t0, il quale corrisponde all’inizio di una delle infinite ripetizioni del codice proibito (indicato con PRNp) che formano la sequenza modulante ricevuta SMP. Tale istante di inizio t0viene determinato dallo stadio di rilevazione di codici 200 in modo di per sé noto.

E’ inoltre possibile definire una finestra temporale, la quale à ̈ indicativa del disallineamento temporale TW presente tra il segnale periodico locale massimamente anticipato rispetto al riferimento temporale cr0(n) ed il segnale periodico locale massimamente ritardato rispetto al riferimento temporale cr0(n); vale dunque la relazione TW=Δ*(N-1).

In maggior dettaglio, la finestra temporale comprende un numero infinito di intervalli temporali, aventi tutti ampiezza pari al disallineamento temporale TW e centrati attorno a corrispondenti istanti centrali txi, ciascun istante centrale essendo l’istante di inizio di una corrispondente ripetizione tra le infinite ripetizioni periodiche del codice di rilevazione PRNx che formano il riferimento temporale cr0(n). A titolo esemplificativo, in figura 7 à ̈ mostrato in modo qualitativo uno di tali intervalli temporali, indicato con RT.

Ciò premesso, il generatore locale 64 imposta la finestra temporale in modo tale per cui l’istante di inizio t0non cada all’interno di alcuno tra gli intervalli di tempo che formano la finestra temporale. In tal modo, pur essendo il codice di rilevazione PRNx uguale ad un codice proibito, si previene comunque l’aggancio dello stadio di inseguimento 6, e dunque si previene la formazione di picchi all’interno della funzione di correlazione.

Indipendentemente dai dettagli relativi alla selezione del codice di rilevazione PRNx, il generatore a frequenza variabile 52 definisce, insieme a ciascun ramo di correlazione 24 ed alla corrispondente uscita del generatore locale 64, un circuito equivalente formato da un filtro numerico equivalente, accoppiato ad un decimatore equivalente. In particolare, lo spettro della funzione di trasferimento del filtro numerico equivalente à ̈ uno spettro a righe; inoltre, tale spettro trasla in frequenza in funzione della frequenza locale fsweep.

Nuovamente con riferimento alle operazioni svolte dall’unità di elaborazione 54, essa seleziona una metrica, cioà ̈ un indicatore. Ad esempio, secondo una prima metrica, l’unità di elaborazione 54 pone l’indicatore pari all’autovalore di modulo massimo. Secondo una seconda metrica, l’indicatore à ̈ posto pari al rapporto tra i) la media tra i due autovalori di modulo massimo e ii) l’autovalore di modulo minimo. Secondo una terza metrica, l’indicatore à ̈ posto pari al rapporto tra i) la media tra i due autovalori di modulo massimo e ii) l’autovalore relativo al sottospazio di rumore avente modulo massimo, cioà ̈ l’autovalore avente il terzo maggior modulo. Secondo una quarta metrica, l’indicatore à ̈ posto pari al rapporto tra i) la somma dei moduli dei due autovalori di modulo massimo e ii) la somma dei moduli degli autovalori differenti dai due autovalori di modulo massimo. Infine, secondo una quinta metrica, l’indicatore à ̈ posto pari al rapporto tra i) un numeratore, pari alla somma dei moduli dei due autovalori di modulo massimo, cui sono sottratti i moduli degli autovalori aventi rispettivamente il terzo ed il quarto modulo massimo, ed ii) un denominatore, pari alla somma dei moduli degli autovalori aventi rispettivamente il terzo ed il quarto modulo massimo, cui sono sottratti i moduli degli autovalori aventi rispettivamente il quinto ed il sesto modulo massimo. Si noti che gli autovalori aventi rispettivamente il terzo, il quarto, il quinto ed il sesto modulo massimo altro non sono se non gli autovalori relativi al sottospazio di rumore aventi rispettivamente il primo, il secondo, il terzo ed il quarto modulo, in ordine di grandezza decrescente. Si noti altresì che, adottando la quinta metrica, l’indicatore à ̈ indicativo di una variazione di pendenza tra i) la coppia di autovalori relativi al sottospazio di interferenza e la prima coppia di autovalori relativi al sottospazio di rumore, e ii) la prima e la seconda coppia di autovalori relativi al sottospazio di rumore.

Indipendentemente dalla metrica adottata, l’unità di elaborazione 54 confronta l’indicatore con una soglia ed inferisce la presenza del segnale interferente, qualora l’indicatore superi la soglia.

In dettaglio, la soglia viene determinata durante una fase di calibrazione del dispositivo di rilevazione 50, la quale avviene in assenza di segnali interferenti ed à ̈ formata da uno o più periodi di rilevamento Tr.

Ad esempio, la soglia può essere determinata in modo empirico dalla stessa unità di elaborazione 54, imponendo che la soglia sia pari ad un valore tale per cui la probabilità di falso allarme à ̈ inferiore ad una certa percentuale. In altre parole, la soglia viene impostata in maniera tale per cui gli autovalori calcolati durante la fase di calibrazione sono tali per cui, durante la stessa fase di calibrazione, la presenza di un segnale interferente (in realtà, non presente) viene rilevata per non più di un certo numero di volte, rispetto al numero totale di periodi di rilevamento che formano la fase di calibrazione.

Alternativamente, l’unità di elaborazione 54 può determinare la soglia in modo teorico, calcolando in modo semianalitico la probabilità di falso allarme e la probabilità di mancata rilevazione del segnale interferente. Ad esempio, assumendo, senza alcuna perdita di generalità, di adottare la summenzionata prima metrica, la soglia può essere determinata come descritto qui di seguito.

In dettaglio, à ̈ possibile dimostrare che, in assenza di segnali interferenti, la distribuzione del modulo dell’autovalore di modulo massimo ha una densità di probabilità che ha la forma di una distribuzione gamma, la quale à ̈ modellabile come:

ï€ /ï Š

fï §ï€ ̈x,k ,ï Šï€©ï€1⁄2 x kï€ 1 e x

ï ‡( k )ïƒ—ï Š k

dove Γ(k) à ̈ pari alla cosiddetta funzione Gamma 

(<ï ‡>(k )<ï€1⁄2>kï€ 1 ï€ t

 ), x à ̈ il v l modulo0t e dt alore assunto da

dell’autovalore di modulo massimo, e k e Î ̧ sono i cosiddetti fattori di forma e di scala. I fattori k e Î ̧ sono determinati dall’unità di elaborazione 54 in modo semianalitico, sulla base della media Î1⁄4 2

EVe della varianza σ 2

EVdella distribuzione degli autovalori di modulo massimo, come determinati dall’unità di elaborazione 54 durante la fase di calibrazione, ed in particolare imponendo k=Î1⁄4 2

EV/σ 2EV

e Î ̧=σ 2

EV/Î1⁄4EV.

Si dimostra inoltre che, a seconda del fatto che sia o meno presente il segnale interferente, si verifica una modifica della distribuzione del modulo dell’autovalore di modulo massimo. In particolare, la media della distribuzione del modulo dell’autovalore di modulo massimo varia, a seconda del fatto che sia presente o meno il segnale interferente.

Disponendo della summenzionata densità di probabilità fγ(x,k,Î ̧), relativa al caso in cui non sono presenti segnali interferenti, l’unità di elaborazione 54 determina il valore della soglia. In particolare, indicando con x_th il valore della soglia, x_th à ̈ determinato in maniera tale per cui l’integrale tra x_th ed infinito della densità di probabilità fγ(x,k,Î ̧) à ̈ inferiore ad una probabilità di falso allarme, imposta dalla stessa unità di elaborazione 54.

A titolo esemplificativo, la figura 8 mostra gli andamenti (normalizzati) di una prima e di una seconda densità di probabilità fγ1(x,k,Î ̧) e fγ2(x,k,Î ̧), relative rispettivamente alla fase di calibrazione (o comunque ad una fase in cui non à ̈ presente alcun segnale interferente) e a una fase in cui à ̈ presente il segnale interferente; sull’asse delle ascisse sono indicati i moduli dell’autovalore di modulo massimo, mentre sull’asse delle ordinate sono riportate le corrispondenti occorrenze. La figura 8 evidenzia inoltre l’impatto del valore x_th della soglia sulla probabilità di mancata rilevazione, la quale à ̈ pari all’integrale tra zero e x_th della seconda densità di probabilità fγ2(x,k,Î ̧).

Indipendentemente da come l’unità di elaborazione 54 imposta la soglia, le prestazioni in termini di capacità di rilevare correttamente la presenza del segnale interferente migliorano ulteriormente se l’unità di elaborazione 54 genera un indicatore filtrato e discrimina tra la presenza e l’assenza del segnale interferente confrontando con la soglia l’indicatore filtrato, anziché l’indicatore.

Ad esempio, l’unità di elaborazione 54 può determinare l’indicatore filtrato mediante un’operazione di media mobile. In tal caso, indicando con Λf(j-1) l’indicatore filtrato calcolato dall’unità di elaborazione 54 durante un dato periodo di rilevamento Tr, ed indicando con Λ(j) l’indicatore calcolato nel successivo periodo di rilevamento Tr(ad esempio, adottando la summenzionata prima metrica), l’indicatore filtrato Λf(j) relativo a tale successivo periodo di rilevamento Trà ̈ posto pari a:

Λf(j) = (M-1)/M * Λf(j-1) 1/M * Λ(j)

dove M à ̈ un peso impostato dall’unità di elaborazione 54. In altre parole, l’unità di elaborazione 54 sottopone a filtraggio gli indicatori da essa calcolati. Ancora in altre parole, gli indicatori determinati dall’unità di elaborazione 54 sono sottoposti ad un filtraggio numerico di tipo cosiddetto IIR (“infinite impulse response†), implementabile ad esempio attraverso un filtro di Hatch. In tal modo, la probabilità di falso allarme viene ridotta, ed inoltre si effettua una media tra i contributi all’indicatore causati dalla sovrapposizione della riga interferente con righe di codice aventi potenze differenti.

I vantaggi che il presente dispositivo di rilevazione consente di ottenere emergono chiaramente dalla descrizione precedente. In particolare, grazie alla variazione in anello aperto della frequenza locale fsweep, si garantisce la sovrapposizione tra la riga interferente e almeno una riga di codice, con conseguente possibilità di rilevare il segnale interferente. Inoltre, la variazione in anello aperto della frequenza locale fsweepconsente di prevenire, o quanto meno ridurre, la formazione di picchi all’interno della funzione di correlazione, anche nel caso in cui il codice di rilevazione PRNx sia uguale al codice del segnale di navigazione ricevuto. In tal modo, la determinazione degli autovalori relativi al sottospazio di interferenza à ̈ più precisa.

Inoltre, lo stadio di inseguimento 6 del dispositivo di rilevazione 50 definisce una sorta di canale dummy, su cui l’unità di elaborazione 54 effettua l’analisi descritta. Non à ̈ quindi necessario ripetere l’analisi su più stadi di inseguimento, ciascuno relativo ad un corrispondente codice, come invece avviene nel caso di metodi di rilevazione di interferenza di tipo noto, con conseguente riduzione del carico computazionale. Ancora, dal momento che il generatore locale 64 ed il generatore a frequenza variabile 52 operano in anello aperto, la rilevazione di segnali interferenti può avvenire senza la necessità, per lo stadio di inseguimento 6, di operare in regime di inseguimento (“tracking†).

Risulta infine evidente che al presente dispositivo di rilevazione possono essere apportate modifiche e varianti, senza per questo uscire dall’ambito della presente invenzione, definito dalle rivendicazioni allegate.

Ad esempio, il vettore dati, utilizzato per calcolare la matrice di covarianza, può contenere anche le parti immaginarie dei campioni degli N segnali di correlazione sd,z(w), nel qual caso il calcolo della matrice di covarianza comporta la moltiplicazione del vettore dati con il suo trasposto complesso coniugato. Peraltro, la funzione di correlazione può essere normalizzata in modo differente da quanto descritto, cioà ̈ i campioni degli N segnali di correlazione sd,z(w) possono ad esempio essere moltiplicati per una medesima costante di normalizzazione.

E’ altresì possibile che lo stadio di inseguimento generi, anziché il segnale di moltiplicazione sm(n), di tipo complesso, un primo ed un secondo sottosegnale di moltiplicazione, contenenti rispettivamente le componenti in fase ed in quadratura del segnale campionato si(n). In tal caso, lo stadio di inseguimento può comprendere una prima pluralità di rami di correlazione, i quali operano sul primo sottosegnale di moltiplicazione, ed una seconda pluralità di rami di correlazione, i quali operano sul secondo sottosegnale di moltiplicazione, in modo di per sé noto. Inoltre, la funzione di correlazione può essere calcolata sulla base dei campioni forniti, ad esempio, dalla sola prima pluralità di rami di correlazione.

Ancora, à ̈ possibile definire metriche differenti, ad esempio relative a casi in cui vi sia più di un segnale interferente.

Claims (19)

1. RIVENDICAZIONI 1. Dispositivo di rilevazione di un segnale interferente di tipo sinusoidale, configurato per ricevere un segnale di ingresso (si(t)) e comprendente: - uno stadio di ingresso (4) configurato per campionare il segnale di ingresso, generando un segnale campionato (si(n)); - un oscillatore locale (52) configurato per generare un segnale sinusoidale locale (sl(n)) avente una frequenza locale (fsweep); - un moltiplicatore di ingresso (20) configurato per moltiplicare il segnale campionato per il segnale sinusoidale locale, generando un segnale moltiplicato (sm(n)); - un generatore locale (64) configurato per generare una pluralità di segnali periodici locali (cr-1(n), cr0(n), cr1(n)), ciascun segnale periodico locale essendo formato da una ripetizione periodica di una medesima sequenza di rilevazione (PRNx), i segnali periodici locali essendo temporalmente disallineati tra loro; - una pluralità di rami di correlazione (24), ciascun ramo di correlazione comprendendo un rispettivo moltiplicatore di correlazione (26) configurato per moltiplicare il segnale moltiplicato (sm(n)) per un corrispondente segnale periodico locale, generando un corrispondente segnale intermedio (sc,-1(n), sc,0(n), sc,1(n)), ed un rispettivo accumulatore (28) configurato per generare, ad ogni periodo di integrazione (T=L/fs), un campione di un corrispondente segnale di correlazione (sd,- 1(w), sd,0(w), sd,1(w)), detto campione essendo funzione di valori assunti dal corrispondente segnale intermedio durante detto periodo di integrazione; detto dispositivo di rilevazione comprendendo inoltre: - mezzi correlatori (54) configurati per determinare un primo vettore di valori, sulla base di campioni dei segnali di correlazione generati durante un primo periodo di rilevamento (Tr), il quale à ̈ formato da almeno un periodo di integrazione; - primi mezzi calcolatori (54) configurati per calcolare una prima matrice di covarianza del primo vettore di valori; - secondi mezzi calcolatori (54) configurati per calcolare almeno un autovalore della prima matrice di covarianza; - terzi mezzi calcolatori (54) configurati per determinare un primo indicatore, sulla base di detto almeno un autovalore della prima matrice di covarianza; - mezzi comparatori (54) configurati per confrontare il primo indicatore con una soglia e per rilevare la presenza del segnale interferente sulla base dell’esito del confronto; ed in cui l’oscillatore locale à ̈ configurato per variare la frequenza locale durante il primo periodo di rilevamento, in modo indipendente dal segnale di ingresso.
2. 2. Dispositivo di rilevazione secondo la rivendicazione 1, in cui i segnali periodici locali (cr- 1(n), cr0(n), cr1(n)) hanno uno spettro in frequenza a righe, le righe essendo equispaziate di una frequenza di spaziatura (Î ́f); ed in cui l’oscillatore locale (52) à ̈ configurato per variare, durante il primo periodo di rilevamento (Tr), la frequenza locale (fsweep) di una frequenza (QF) almeno pari alla frequenza di spaziatura.
3. 3. Dispositivo di rilevazione secondo la rivendicazione 1 o 2, in cui detti mezzi correlatori (54) sono configurati in maniera tale per cui il primo vettore di valori comprende un numero di valori pari al numero di rami di correlazione (24), ciascun valore del primo vettore essendo funzione della somma dei campioni del corrispondente segnale di correlazione (sd,-1(w), sd,0(w), sd,1(w)) generati durante il primo periodo di rilevamento (Tr).
4. 4. Dispositivo di rilevazione secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, in cui detti mezzi correlatori (54) sono inoltre configurati per generare, per ciascun periodo di rilevamento (Tr) successivo al primo periodo di rilevamento, un corrispondente vettore successivo di valori, sulla base dei campioni dei segnali di correlazione (sd,-1(w), sd,0(w), sd,1(w)) generati durante detto successivo periodo di rilevamento; ed in cui i primi mezzi calcolatori (54) sono inoltre configurati per calcolare, per ciascun vettore successivo di valori, una corrispondente matrice successiva di covarianza; ed in cui i secondi mezzi calcolatori (54) sono inoltre configurati per calcolare, per ciascuna matrice successiva di covarianza, almeno un autovalore di detta matrice successiva di covarianza; ed in cui i terzi mezzi calcolatori (54) sono inoltre configurati per determinare, per ciascuna matrice successiva di covarianza, un corrispondente indicatore successivo, sulla base di detto almeno un autovalore di detta matrice successiva di covarianza, i mezzi comparatori (54) essendo inoltre configurati per confrontare ciascun indicatore successivo con detta soglia.
5. 5. Dispositivo di rilevazione secondo la rivendicazione 4, in cui i secondi mezzi calcolatori (54) sono configurati per calcolare, per ciascuna matrice di covarianza, l’autovalore di modulo massimo; ed in cui i terzi mezzi calcolatori (54) sono inoltre configurati in maniera tale per cui, per ciascuna matrice di covarianza, il corrispondente indicatore à ̈ proporzionale al corrispondente autovalore di modulo massimo.
6. 6. Dispositivo di rilevazione secondo la rivendicazione 4 o 5, in cui i terzi mezzi calcolatori (54) sono inoltre configurati per determinare, per ciascun periodo di rilevamento (Tr), un parametro preliminare, sulla base dell’almeno un autovalore della corrispondente matrice di covarianza calcolato dai secondi mezzi calcolatori (54), il corrispondente indicatore essendo funzione di detto parametro preliminare e dell’indicatore relativo al periodo di rilevamento precedente.
7. 7. Dispositivo di rilevazione secondo una qualsiasi delle rivendicazioni da 4 a 6, in cui detto oscillatore locale (52) à ̈ configurato per variare nel tempo la frequenza locale (fsweep) tra una frequenza minima (Fmin) ed una frequenza massima (Fmax), secondo una forma d’onda includente una porzione ascendente ed una porzione discendente, ciascuna tra detta porzione ascendente e detta porzione discendente estendendosi su più di un periodo di rilevamento (Tr).
8. 8. Dispositivo di rilevazione secondo una qualsiasi delle rivendicazioni da 4 a 7, in cui l’unità di elaborazione (54) comprende inoltre mezzi calibratori (54) configurati per determinare detta soglia durante una fase di calibrazione, formata da un numero di periodi di rilevamento (Tr) e durante la quale i segnali interferenti sono assenti.
9. 9. Dispositivo di rilevazione secondo la rivendicazione 8, in cui detti mezzi calibratori (54) sono configurati per determinare detta soglia in funzione degli autovalori calcolati dai secondi mezzi calcolatori (54) durante la fase di calibrazione ed in maniera tale per cui, durante la fase di calibrazione, i mezzi comparatori (54) rilevano la presenza di un segnale interferente per un numero di volte tale per cui il rapporto tra detto numero di volte ed il numero di periodi di rilevamento (Tr) che formano la fase di calibrazione à ̈ inferiore ad una percentuale limite.
10. 10. Dispositivo di rilevazione secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, comprendente inoltre un sistema di rilevazione di codici (200) configurato per determinare la presenza di portanti sinusoidali all’interno del segnale di ingresso (si(t)) e per rilevare codici pseudocasuali che modulano dette portanti sinusoidali, il generatore locale (64) essendo configurato per impostare la sequenza di rilevazione (PRNx) in modo che sia differente dai codici pseudocasuali rilevati dal sistema di rilevazione di codici.
11. 11. Ricevitore elettronico per un sistema di navigazione satellitare, comprendente il dispositivo di rilevazione secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti.
12. 12. Metodo di rilevazione di un segnale interferente di tipo sinusoidale, comprendente le fasi di: - campionare un segnale di ingresso, generando un segnale campionato (si(n)); - generare un segnale sinusoidale locale (sl(n)) avente una frequenza locale (fsweep); - moltiplicare il segnale campionato per il segnale sinusoidale locale, generando un segnale moltiplicato (sm(n)); - generare una pluralità di segnali periodici locali (cr-1(n), cr0(n), cr1(n)), ciascun segnale periodico locale essendo formato da una ripetizione periodica di una medesima sequenza di rilevazione (PRNx), i segnali periodici locali essendo temporalmente disallineati tra loro; - moltiplicare ciascun segnale periodico locale per il segnale moltiplicato (sm(n)), generando un corrispondente segnale intermedio (sc,-1(n), sc,0(n), sc,1(n)); - per ciascun segnale intermedio, generare, ad ogni periodo di integrazione (T=L/fs), un campione di un corrispondente segnale di correlazione (sd,-1(w), sd,0(w), sd,1(w)), in funzione di valori assunti da detto segnale intermedio durante detto periodo di integrazione; - determinare un primo vettore di valori, sulla base di campioni dei segnali di correlazione generati durante un primo periodo di rilevamento (Tr), il quale à ̈ formato da almeno un periodo di integrazione; - calcolare una prima matrice di covarianza del primo vettore di valori; - calcolare almeno un autovalore della prima matrice di covarianza; - determinare un primo indicatore, sulla base di detto almeno un autovalore della prima matrice di covarianza; e - confrontare il primo indicatore con una soglia e rilevare la presenza del segnale interferente sulla base dell’esito del confronto; detto metodo di rilevazione comprendendo inoltre la fase di variare la frequenza locale durante il periodo di rilevamento, in modo indipendente dal segnale di ingresso.
13. 13. Metodo di rilevazione secondo la rivendicazione 12, in cui i segnali periodici locali (cr-1(n), cr0(n), cr1(n)) hanno uno spettro in frequenza a righe, le righe essendo equispaziate di una frequenza di spaziatura (Î ́f), ed in cui detta fase di variare la frequenza locale (fsweep) comprende variare, durante il primo periodo di rilevamento (Tr), la frequenza locale (fsweep) di una frequenza (QF) almeno pari alla frequenza di spaziatura.
14. 14. Metodo di rilevazione secondo la rivendicazione 12 o 13, in cui detta fase di determinare un primo vettore di valori comprende determinare un numero di valori pari al numero di segnali di correlazione (sd,-1(w), sd,0(w), sd,1(w)), ciascuno di detti valori essendo funzione della somma dei campioni del corrispondente segnale di correlazione generati durante il primo periodo di rilevamento (Tr).
15. 15. Metodo di rilevazione secondo una qualsiasi delle rivendicazioni da 12 a 14, comprendente inoltre la fase di generare, per ciascun periodo di rilevamento (Tr) successivo al primo periodo di rilevamento, un corrispondente vettore successivo di valori, sulla base dei campioni dei segnali di correlazione (sd,-1(w), sd,0(w), sd,1(w)) generati durante detto successivo periodo di rilevamento; detto metodo di rilevazione comprendendo inoltre, per ciascun periodo di rilevamento successivo al primo periodo di rilevamento, le fasi di: - calcolare una corrispondente matrice successiva di covarianza, relativa al corrispondente vettore successivo di valori; - calcolare almeno un autovalore di detta matrice successiva di covarianza; - determinare un corrispondente indicatore successivo, sulla base di detto almeno un autovalore di detta matrice successiva di covarianza; e - confrontare detto indicatore successivo con detta soglia.
16. 16. Metodo di rilevazione secondo la rivendicazione 15, in cui detta fase di calcolare almeno un autovalore comprende calcolare, per ciascuna matrice di covarianza, l’autovalore di modulo massimo, il corrispondente indicatore essendo proporzionale a detto autovalore di modulo massimo.
17. 17. Metodo di rilevazione secondo la rivendicazione 15 o 16, comprendente inoltre la fase di determinare, per ciascun periodo di rilevamento (Tr), un parametro preliminare, sulla base dell’almeno un autovalore della corrispondente matrice di covarianza; ed in cui detta fase di determinare un corrispondente indicatore successivo comprende determinare detto corrispondente indicatore successivo in modo che sia funzione del corrispondente parametro preliminare e dell’indicatore relativo al periodo di rilevamento precedente.
18. 18. Metodo di rilevazione secondo una qualsiasi delle rivendicazioni da 15 a 17, comprendente inoltre la fase di variare nel tempo la frequenza locale (fsweep) tra una frequenza minima (Fmin) ed una frequenza massima (Fmax), secondo una forma d’onda includente una porzione ascendente ed una porzione discendente, ciascuna tra detta porzione ascendente e detta porzione discendente estendendosi su più di un periodo di rilevamento (Tr).
19. 19. Metodo di rilevazione secondo una qualsiasi delle rivendicazioni da 12 a 18, comprendente inoltre le fasi di: - determinare la presenza di portanti sinusoidali all’interno del segnale di ingresso (si(t)); - rilevare codici pseudocasuali che modulano dette portanti sinusoidali; e - impostare la sequenza di rilevazione (PRNx) in modo che sia differente dai codici pseudocasuali rilevati.