ITTO20100236A1 - Dispositivo di antenna olografica riconfigurabile elettronicamente - Google Patents
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Description
DESCRIZIONE dell’Invenzione Industriale avente per titolo:
“DISPOSITIVO DI ANTENNA OLOGRAFICA RICONFIGURABILE ELETTRONICAMENTE”
DESCRIZIONE
La presente invenzione si riferisce ad un dispositivo di antenna, del tipo impiegato in applicazioni di radar e di telecomunicazioni, con controllo elettronico del diagramma di radiazione in azimuth ed elevazione.
Più in particolare, l’invenzione riguarda un dispositivo d’antenna piatto e sottile comprendente una guida d’onda dielettrica in cui un campo evanescente è accoppiato attraverso un pannello dielettrico con una schiera di elementi piezoelettrici riflettenti, la cui fase elettrica è controllata elettronicamente per ottenere la forma e l’orientamento voluti del diagramma di radiazione in trasmissione e/o ricezione.
È noto che la distribuzione di corrente sull’apertura di un’antenna può essere controllata mediante variazione meccanica della sua geometria. Ad esempio, sono presenti sul mercato antenne piatte e di ridotto spessore realizzate mediante dischi meccanici rotanti che permettono le scansioni in azimuth ed elevazione del lobo principale del diagramma di irradiazione. Ad esempio l’antenna prodotta da Thin-Kom basata su “Continuous Traverse Stub” è utilizzata nel brevetto statunitense no. US 7,432,602.
La scansione meccanica del diagramma di radiazione è tuttavia troppo lenta per applicazioni di anticollisione per automobili o UAV (Unmanned Aircraft Vehicle) o altre che richiedono antenne sottili e capacità di riconfigurazione veloce (dell’ordine dei microsecondi o meno nel caso di applicazioni radar) del diagramma di radiazione in azimuth e/o elevazione. Allo stato dell’arte sono note molteplici soluzioni di antenne basate sull’approccio classico del “phased array”, in cui il diagramma di radiazione è ottenuto imponendo una distribuzione di ampiezza e fase sull’apertura dell’antenna mediante una rete elettrica in microstriscia o guida d’onda o altra tecnologia adatta alla trasmissione di microonde ed onde millimetriche. Tuttavia, specialmente ad onde millimetriche e sub-millimetriche, il progetto e la costruzione di tali reti è di elevata complessità e costo in particolare a causa degli sfasatori di fase.
Ad esempio, nella domanda di brevetto statunitense No. US 2008/0129624, per comunicazione da mezzo mobile a satellite, è descritta una soluzione ibrida con rotazione meccanica in azimuth e rotazione elettronica in elevazione mediante una complessa rete di sfasatori basata su una pluralità di strati circuitali.
Antenne con controllo puramente elettronico del diagramma di radiazione, non solo in azimuth ma anche in elevazione e basate su tecnologia “phased array”, hanno ovviamente complessità e costo ancora maggiori.
In alternativa ai “phased array”, dove è richiesto un elemento sfasatore ogni mezza lunghezza d’onda, sono altresì noti sistemi di “digital beam forming” dove sono utilizzati sfasatori numerici sul segnale convertito a bassa frequenza. Ad esempio, nella pubblicazione "A Microwave Imaging Radar in the Near Field for Anti-Collision (MIRANDA)" (Luigi Giubbolini, IEEE Transaction on Microwave Theory and Techniques; Vol. 47 No. 9, Settembre 1999, pagg. 1891 - 1900), i segnali acquisiti da una schiera di piccole antenne aventi lobo ampio sono numericamente integrati per ottenere digitalmente il diagramma di radiazione desiderato. Sebbene il costo della tecnologia “digital beam forming” sia inferiore a quello dei “phased array”, la loro complessità è comunque elevata.
Sono altresì note antenne sottili con controllo puramente elettronico del diagramma di radiazione basate su guide d’onda dielettrica di tipo “leaky wave”. In antenne di questo tipo il campo evanescente della guida d’onda dielettrica è accoppiato con una superficie riflettente avente geometria elettrica controllabile elettronicamente. La geometria elettrica può essere controllata mediante schiere lineari o bidimensionali di sfasatori di fase controllati elettricamente mediante schiere di diodi.
Per esempio, nella domanda di brevetto statunitense no. US 2009/0153432 e nel brevetto statunitense no. US 7,151,499, è descritta una antenna con guida d’onda dielettrica in cui il suo campo evanescente è accoppiato ad una schiera lineare di diodi integrati in una unica barra monolitica di semiconduttore assieme ad una schiera di linee di ritardo che implementano degli sfasatori di 180 gradi. Il controllo elettronico “on-off” dei diodi permette di definire una geometria elettrica variabile e quindi di controllare la distribuzione di campo sull’apertura dell’antenna e conseguentemente modificare il diagramma di radiazione dell’antenna. Tuttavia, poiché la fase è controllata con un solo bit (0 o 180 gradi commutando il diodo dallo stato di conduzione allo stato di non conduzione), tale soluzione, a parità di passo minimo di scansione del lobo principale di radiazione, richiede l’utilizzo dello stesso numero di diodi utilizzati in architetture basate su “phase-shifter” con però l’inconveniente di maggiore densità planare di integrazione. L’elevato numero di dispositivi attivi (centinaia di diodi per antenna ad onde millimetriche) densamente integrati su lunghe barre monolitiche di semiconduttore crea il problema della dissipazione termica e dell’isolamento elettrico tra le giunzioni. Infatti, la corrente elettrica che determina l’irradiazione è sovrapposta alla corrente di conduzione dei diodi, e quindi quest’ultima deve essere necessariamente di intensità elevata (decine di milliampère per diodo) per poter minimizzare le perdite a radio frequenza dovute all’effetto Joule nella giunzione dei diodi in conduzione. Ciò determina elevato consumo elettrico, elevata densità di generazione di calore e quindi problemi di dissipazione termica, affidabilità e tempo di vita del dispositivo. Inoltre, per antenne ad onde millimetriche o sub-millimetriche risulta difficile confinare correnti elevate in giunzioni ravvicinate, ed è richiesto l’utilizzo di tecnologie d’integrazione specifiche e quindi costose.
Un’architettura d’antenna poco costosa, poco complessa ed in grado di riconfigurare velocemente il diagramma di irradiazione è stata proposta nel brevetto statunitense no. US 4,090,204. In questo brevetto una schiera bidimensionale di dispositivi elettromeccanici mobili permette di modificare velocemente la geometria della superficie riflettente. Ogni dispositivo elettromeccanico può essere costituito da un trasduttore piezoelettrico ricoperto sul lato riflettente con metallo di elevata conducibilità elettrica per minimizzare le perdite a radio frequenza. Lo spostamento meccanico della superficie riflettente di ogni singolo dispositivo è controllato elettricamente mediante deformazione piezoelettrica dell’elemento. La superficie riflettente è illuminata da un’antenna a trombino attraverso un pannello dielettrico avente elevata permettività dielettrica. La fase elettrica del segnale riflesso dal pannello varia proporzionalmente alla deformazione dei dispositivi piezoelettrici retrostanti. Utilizzando un pannello ad elevata permettività dielettrica, la deformazione elettromeccanica necessaria a variare la fase di 360 gradi può essere anche notevolmente inferiore a metà lunghezza d’onda. Ciò consente l’utilizzo di dispositivi piezoelettrici veloci che hanno piccole deformazioni, dell’ordine del micrometro. Tuttavia, tale antenna non può essere sottile poiché l’illuminazione del pannello proviene dall’antenna a trombino che deve necessariamente essere posta a distanza opportuna dal pannello dielettrico.
Scopo dell’invenzione è pertanto quello di indicare un dispositivo di antenna in grado di trasmettere, o ricevere, o trasmettere e ricevere un segnale a microonde od ad onde millimetriche secondo un diagramma di irradiazione velocemente riconfigurabile.
Un ulteriore scopo della presente invenzione è quello di indicare un dispositivo d’antenna che presenti elevato rendimento anche a frequenze millimetriche o sub-millimetriche.
Un ulteriore scopo della presente invenzione è quello di indicare un dispositivo d’antenna di costo economico rispetto ai dispositivi di antenna di arte nota..
Questi ed altri scopi sono ottenuti mediante il dispositivo di antenna come rivendicato nelle unite rivendicazioni che formano parte integrante della presente descrizione.
Al solo scopo di esposizione nel presente brevetto si definisce come “ologramma elettromeccanico” o brevemente “ologramma” una schiera bidimensionale o monodimensionale di attuatori elettromeccanici in cui la dimensione longitudinale di ogni singolo attuatore lungo la direzione di propagazione è controllata elettronicamente in modo indipendente. Ogni singolo attuatore è metallizzato sulla superficie riflettente ortogonale alla direzione di propagazione e la metallizzazione ha funzione di riflettore metallico a bassa perdita per il segnale a radio frequenza. L’ologramma elettromeccanico può essere ad esempio costituito da una schiera di attuatori piezoelettrici.
La particolarità dell’invenzione consiste nel combinare un alimentatore d’antenna di tipo planare “leaky wave” accoppiato mediante onda evanescente ed attraverso un pannello dielettrico ad alta permettività con un ologramma elettromeccanico. La deformazione elettromeccanica dell’ologramma determina la forma del diagramma di irradiazione. L’alta permettività del pannello dielettrico introduce vantaggiosamente un effetto dispersivo sulla fase elettrica introdotta dalla deformazione meccanica dell’ologramma; questo effetto consente di poter configurare il diagramma di radiazione operando con deformazioni meccaniche dell’ologramma molto inferiori alla lunghezza d’onda. Questa particolarità consente vantaggiosamente l’utilizzo di economiche schiere di attuatori elettromeccanici, come ad esempio schiere di trasduttori piezoelettrici, già disponibili sul mercato ed ampiamente utilizzati per varie applicazioni come ad esempio l’applicazione ecografica.
Poiché la corrente a radio frequenza che produce l’irradiazione non scorre in dispositivi elettronici, bensì sulla superficie riflettente metallica che ricopre l’ologramma elettromeccanico, l’antenna presenta intrinsecamente elevato rendimento anche a frequenze millimetriche o sub-millimetriche.
L’invenzione verrà ora dettagliatamente descritta con particolare riferimento ai disegni allegati, forniti a titolo d’esempio non limitativo, in cui:
- la Figura 1 è una vista schematica prospettica del dispositivo secondo l'invenzione; - la Figura 2a è una vista di un particolare di un ologramma elettromeccanico del dispositivo di Figura 1;
- la Figura 2b è una sezione di un primo e di un secondo pannello del dispositivo di Figura 1, con il primo pannello avente spessore sagomato lungo l’asse verticale;
- la Figura 2c è un diagramma di tipo “Hamming” della distribuzione di campo verticale su una superficie del secondo pannello di Fig. 2b ed una vista della sezione trasversale del primo pannello di Fig. 2b sagomato in modo ottimale lungo l’asse verticale per ottenere una distribuzione di campo definita;
- la Figura 3 è un diagramma normalizzato del fattore di accoppiamento del segnale evanescente tra il primo ed il secondo pannello di Fig.2b;
- la Figura 4 è un diagramma del fattore di accoppiamento del segnale evanescente tra il primo ed il secondo pannello di Fig.2b per uno specifico valore di frequenza;
- la Figura 5 è un diagramma della distribuzione di campo verticale sulla superficie del secondo pannello di Fig. 2b per vari valori di angolo di inclinazione nel piano x-z tra il primo ed il secondo pannello di Fig.2b;
- la Figura 6 è un diagramma della fase del coefficiente di riflessione del secondo pannello di Fig. 2b in funzione della distanza elettrica tra il secondo pannello e l’ologramma di Fig.2a per vari valori di permettività dielettrica del secondo pannello; - la Figura 6a è un ingrandimento del diagramma normalizzato di figura 6;
- la Figura 6b è un diagramma della fase del coefficiente di riflessione in funzione della distanza fisica tra il secondo pannello e l’ologramma elettromeccanico di Fig.2a per vari valori di permettività dielettrica del secondo pannello ed uno specifico valore di frequenza;
- la Figura 7 è un diagramma della fase del coefficiente di riflessione in funzione della distanza fisica tra il secondo pannello e l’ologramma elettromeccanico per vari valori di temperatura per un valore specifico di permettività dielettrica del secondo pannello, valore di frequenza e coefficiente di espansione termica.
Con riferimento alle Figure 1, 2a e 2b, viene illustrato un dispositivo di antenna 10 di tipo piatto e sottile secondo l'invenzione. Per semplicità di esposizione, nella descrizione qui riportata si considera il dispositivo di antenna 10 operante in trasmissione, tenendo comunque presente che il dispositivo di antenna 10 è di tipo reciproco e quindi può operare in trasmissione, in ricezione, e sia in trasmissione che in ricezione come nel caso di un utilizzo per applicazione di radar.
Il dispositivo di antenna 10 comprende un sistema di alimentazione costituito da un primo pannello 2, di tipo dielettrico, un primo lanciatore 1 ed un secondo lanciatore 3. Il primo pannello 2 di spessore l3è alimentato dal primo lanciatore 1 e/o dal secondo lanciatore 3 posti su due lati del primo pannello 2.
Tali lanciatori 1,3 possono essere realizzati con una guida di trasmissione con porta di ingresso (oppure uscita nel caso di antenna operante in ricezione, oppure ingresso e uscita in caso di dispositivo di antenna 10 operante in ricezione e trasmissione) posta ad esempio sul lato 1a del primo lanciatore 1 e terminata con impedenza di carico sul lato opposto 1b.
Mediante opportuno accoppiamento elettromagnetico tra il primo lanciatore 1 ed il primo pannello 2, il segnale è trasferito dalla porta di ingresso (uscita o ingresso/uscita) al primo pannello dielettrico 2 che opera come guida d’onda dielettrica con modo di propagazione superficiale di tipo TE o TM o una combinazione di TE e TM. In questa condizione il segnale si propaga quindi nel piano dielettrico verticalmente verso il secondo lanciatore 3 operante, in questo caso, come terminazione del primo pannello 2. Il secondo lanciatore 3, che può essere differente dal primo lanciatore 1, ha quindi lo scopo, nel caso considerato di antenna operante in trasmissione, di assorbire la potenza residua al termine della propagazione lungo il primo pannello 2 che non è stata irradiata ed evitare riflessioni spurie nel primo pannello 2.
A tal scopo, il secondo lanciatore 3 può essere terminato su ambo i lati 3a e 3b con carichi adattati. Data la struttura reciproca del sistema di alimentazione, la struttura può operare anche in senso opposto, cioè essendo alimentata sulla porta 3a o 3b. In ogni caso il dispositivo di antenna 10 può essere efficacemente alimentato utilizzando una o più porte contemporaneamente scelte tra 1a, 1b, 3a e 3b. A distanza l2dal primo pannello 2 è posto un secondo pannello 5, di tipo dielettrico, avente elevata permettività dielettrica εRe spessore l1.
Quattro distanziali 4 consentono il posizionamento relativo dei due pannelli 2,5. Ad una distanza l l0da una superficie 5b del secondo pannello 5, avente funzione riflettente, è posto un pannello metallico 7. Quattro distanziali 6 consentono il posizionamento relativo del secondo pannello 5 e del pannello metallico 7.
Sul pannello metallico 7 è posizionata una schiera di attuatori elettromeccanici 8, in particolare trasduttori piezoelettrici, di lunghezza l0aventi una superficie riflettente 8c, in particolare metallizzata, rivolta verso il secondo pannello 5 con funzione di riflettore elettromagnetico. Ogni attuatore elettromeccanico 8 è fornito di due elettrodi 8a ed 8b per il controllo elettronico della sua deformazione ∆ l nella direzione ortogonale al pannello metallico 7. Quando non è applicato alcun segnale di controllo, gli attuatori elettromeccanici 8 presentano tutti la stessa lunghezza e la schiera costituisce una superficie piatta approssimabile ad uno specchio elettromagnetico. Quando una schiera di segnali di controllo elettronico è applicata alla schiera di attuatori elettromeccanici 8 mediante le coppie di elettrodi 8a ed 8b, ogni attuatore elettromeccanico 8 modifica la sua lunghezza ed è quindi possibile configurare un qualsiasi pattern geometrico (ologramma elettromeccanico) avente la funzione di modulare nel piano x-y la fase dell’onda riflessa dal secondo pannello 5 e quindi di sintetizzare il diagramma di radiazione dell’antenna.
Il segnale applicato in ingresso al dispositivo di antenna 10 si propaga lungo l’asse verticale y nel primo pannello 2 e, durante la propagazione nel primo pannello 2, parte dell’energia del segnale è trasferita mediante onda evanescente al secondo pannello 5 che lo riflette in modo dipendente dall’ologramma elettromeccanico configurato. La distribuzione di intensità nel piano x-y del segnale accoppiato determina la forma del diagramma di radiazione, cioè il livello dei lobi secondari.
Il primo ed il secondo pannello 2 e 5 possono essere assemblati in modo parallelo od in modo inclinato. Nel primo caso la distanza l2tra i due pannelli è costante mentre nel secondo caso dipende dalle coordinate x e y indicate in Figura 1. Poiché l’intensità di accoppiamento elettromagnetico tra i due pannelli 2,5 è determinato dall’onda evanescente prodotta dal primo pannello 2, il fattore di accoppiamento decade esponenzialmente con la distanza e quindi può essere controllato modificando la distanza l2come illustrato in modo normalizzato in Figura 3 ed in Figura 4 per uno specifico valore di frequenza.
Assemblando i due pannelli in modo inclinato è possibile controllare il modulo del fattore di accoppiamento lungo gli assi verticale ed orizzontale controllando quindi la distribuzione di campo sulla superficie 5a del secondo pannello 5 e conseguentemente il livello dei lobi secondari del diagramma di radiazione rispettivamente lungo gli angoli di elevazione ed azimuth del dispositivo di antenna 10. Ad esempio, in Figura 5 sono riportati i diagrammi di distribuzione di potenza normalizzata lungo l’asse verticale in tre configurazioni per un valore specifico di frequenza. Risultati analoghi si possono ottenere variando la distanza l2lungo l’asse orizzontale.
Una variante maggiormente accurata per controllare il modulo del fattore di accoppiamento mantenendo il parallelismo dei pannelli 2 e 5 è quello di sagomare lo spessore l3del pannello 2 lungo la coordinata z nel piano x-y. In tal caso lo spessore l3non è costante come indicato in Figura 1 e quindi non lo è neanche la distanza l2tra le due superfici affacciate 2b,5a dei due pannelli 2,5. Ad esempio, la superficie 2b del primo pannello 2 può avere sezione esponenziale nel piano verticale y-z come illustrato in Figura 2b per poter ottenere una distribuzione di campo uniforme sulla superficie 5a del secondo pannello 5; oppure la superficie 2b del primo pannello 2 può avere forma quasi convessa come in Figura 2c dove il profilo è stato ottimizzato numericamente agli elementi finiti (si noti l’asimmetria verticale del profilo 2b che compensa la riduzione di potenza dell’onda superficiale che si propaga verticalmente nel primo pannello 2) per ottenere una distribuzione di campo simmetrico di tipo “Hamming” sulla superficie accoppiata 5a del secondo pannello 5.
Come descritto in seguito, il secondo pannello 5 presenta coefficiente di riflessione con modulo unitario e quindi l’onda riflessa dalla superficie 5a del secondo pannello 5, utilizzando materiale dielettrico a bassa perdita, ha la stessa distribuzione in modulo dell’onda evanescente incidente, mentre la fase è modulata dall’ologramma elettromeccanico retrostante il secondo pannello 5. Il segnale riflesso dal secondo pannello 5 costituisce quindi l’onda irradiata che si propaga nel semi-spazio antistante (z>0) attraverso il primo pannello 2 che, avendo bassa permettività dielettrica, non costituisce una discontinuità significativa lungo il percorso di radiazione. Il primo pannello 2 può anche aver funzione di radome del dispositivo di antenna 10.
In assenza del secondo pannello 5, cioè in situazione di propagazione nello spazio libero, per poter ottenere una rotazione di fase di 360 gradi sarebbe necessario imporre una traslazione delle superfici riflettenti 8c del pannello metallico 7 pari a ∆l=λ02<,>dove λ0è la lunghezza d’onda in aria del segnale irradiato. Nello spettro della radiazione a microonde o millimetrico questa variazione può essere dell’ordine di alcuni centimetri o millimetri. Ad esempio, negli spettroscopi questa variazione è ottenuta staticamente con attuatori elettromeccanici aventi ampia escursione meccanica. Tuttavia, questi attuatori a causa dell’ampia escursione meccanica sono intrinsecamente lenti e quindi inadatti allo scopo di cambiare rapidamente il diagramma di radiazione.
La presenza del secondo pannello 5 consente di ridurre vantaggiosamente l’escursione meccanica necessaria ad ottenere una rotazione di fase del segnale riflesso pari a 360 gradi. A seconda del valore di permettività dielettrica e spessore del secondo pannello 5, l’escursione meccanica può essere ridotta a valori di poche decine di micron come quelli effettivi di materiali piezoelettrici. Considerando di utilizzare per il secondo pannello 5 un materiale dielettrico a bassa perdita, il coefficiente complesso di riflessione del secondo pannello 5 è:
(1) dove εRè la permettività dielettrica del secondo pannello 5, k0= 2pi λ0è la costante di propagazione in aria, l è la distanza tra la superficie 5b del pannello 5 e la superficie riflettente 8c dei trasduttori. Il modulo del coefficiente di riflessione è unitario:
(2) e la fase è definita da:
(3) avendo imposto la condizione di rotazione di fase nel secondo pannello 5 pari a:
(4) dove kR=2pi λR=2pi ⋅ εRλ0è la costante di propagazione nel secondo pannello 5. La condizione (4) è ottenuta ponendo lo spessore del secondo pannello 5 pari a:
(5) dove il termine n⋅ λRintroduce un numero arbitrario n di rotazioni di fase complete di 360 gradi ed è inserito per poter ottenere spessori meccanici sufficienti per la fattibilità meccanica del secondo pannello 5. L’equazione (3) mostra che la variazione di fase del coefficiente di riflessione del secondo pannello 5 è sensibile al suo valore εRdi permettività. Utilizzando valori elevati di εRla variazione di fase è maggiore a parità di escursione meccanica ∆ l della distanza l.
In Figura 6 è riportato il diagramma dell’equazione (3) calcolato per quattro differenti valori di εR(1, 10, 100 e 1000) in funzione della lunghezza elettrica in gradi (k0⋅l ) della propagazione in aria tra le superfici 5b del secondo pannello 5 e superficie 8c degli attuatori elettromeccanici 8. Il valore εR= 1 identifica il caso di assenza di secondo pannello 5 e la rotazione di fase del coefficiente di riflessione è ovviamente lineare con la lunghezza elettrica. Negli altri tre casi εR= 10 , εR= 100 e εR= 1000 si nota che, sebbene la rotazione di fase complessiva per variazione ampie di l pari a ∆l=λ02 sia sempre la stessa (360 gradi), la rotazione di fase non è lineare con la traslazione e diventa più veloce in corrispondenza della lunghezza elettrica pari a 180 gradi.
La figura 6a mostra un ingrandimento della figura 6 in questa zona di lavoro: utilizzando permettività dielettrica più elevata la fase ruota più velocemente in questa zona.
La figura 6b mostra lo stesso diagramma in funzione della lunghezza fisica per una specifica frequenza di lavoro (94 GHz, λ0=3.19 mm ): come visibile, utilizzando εR= 10 , una escursione di soli 0,15 mm introduce 200 gradi di rotazione di fase; in assenza di secondo pannello 5, la rotazione di fase sarebbe di soli 34 gradi. Per avere la stessa rotazione di fase di 200 gradi in assenza del secondo pannello 5 (εR= 1 ) occorrerebbe una escursione della superficie riflettente 8c dell’attuatore elettromeccanico 8 sei volte maggiore, e cioé pari a 0,9 mm. Utilizzando invece permettività maggiore, εR= 100 ed εR= 1000 , l’escursione necessaria si riduce a 15 micron ed a 1,5 micron rispettivamente. Lo spessore del secondo pannello 5 può essere convenientemente dimensionato utilizzando nell’equazione (5) valori di n interi che approssimano il valore della radice quadrata della permettività: nei quattro casi considerati (1, 10, 100 e 1000) assumendo n pari a 1, 3, 10 e 33 si ottengono gli spessori del secondo pannello 5 pari a 3,58, 3,22, 3,26 e 3,35 mm.
Gli attuatori elettromeccanici 8 debbono essere posizionati in modo ravvicinato tra loro in modo tale da ridurre al minimo le intercapedini. Per minimizzare l’effetto di riflessione del pannello metallico 7 la lunghezza trasversale l0degli attuatori elettromeccanici 8 può essere convenientemente dimensionata attorno al valore l0= λ04<.>La dimensione orizzontale l4e verticale l5massima dei trasduttori è pari a λ02 ; con dimensioni inferiori è possibile campionare l’ologramma elettromeccanico in modo più fine riducendo l’errore di fase e controllando meglio i lobi secondari spuri determinati dall’errore di quantizzazione spaziale di fase.
Lo spessore complessivo del dispositivo di antenna 10 è inferiore a 5 lunghezze d’onda che a 94 GHz corrispondono a 16 mm.
In Figura 7 è riportato il diagramma della fase del coefficiente di riflessione della superficie 5a del secondo pannello 5 (in questo caso avente permettività dielettrica pari a 100) in funzione della distanza tra la superficie 5b dello stesso secondo pannello 5 e la superficie riflettente 8c dell’ologramma elettromeccanico per tre valori di temperatura (-40, 40 e 120 gradi Celsius).
Il valore del coefficiente di espansione termica del secondo pannello 5 considerato è ad esempio pari a 25 ppm per grado Celsius. Il diagramma mostra che l’espansione termica del pannello introduce una variazione della fase particolarmente importante per elevati valori di permettività dielettrica del secondo pannello 5. Tale variazione può essere direttamente compensata modificando la configurazione dell’ologramma elettromeccanico. Tuttavia, tale approccio richiede che l’estensione elettromeccanica degli attuatori elettromeccanici 8 sia maggiorata (circa 15 micrometri nel caso di Figura 7). Lo stesso risultato può essere convenientemente ottenuto senza modifica dell’ologramma 8 e compensando la distanza tra secondo pannello 5 ed ologramma, modificando la lunghezza fisica dei quattro distanziali 6; a tal scopo i distanziali 6 possono essere costituiti da quattro trasduttori elettromeccanici la cui estensione e’ controllabile elettricamente per compensare la rotazione di fase introdotta dall’espansione termica del pannello 5.
Dalla descrizione effettuata risultano pertanto chiare le caratteristiche della presente invenzione, così come chiari risultano i suoi vantaggi.
Numerose sono le varianti possibili al dispositivo di antenna olografica riconfigurabile elettronicamente descritto come esempio, senza per questo uscire dai principi di novità insiti nell'idea inventiva, così come è chiaro che nella sua attuazione pratica le forme dei dettagli illustrati potranno essere diverse, e gli stessi potranno essere sostituiti con degli elementi tecnicamente equivalenti.
Dunque è facilmente comprensibile che la presente invenzione non è limitata ad un dispositivo di antenna olografica riconfigurabile elettronicamente, ma è passibile di varie modificazioni, perfezionamenti, sostituzioni di parti ed elementi equivalenti senza però allontanarsi dall’idea dell’invenzione, così come è precisato meglio nelle seguenti rivendicazioni.
Claims (10)
- RIVENDICAZIONI 1. Dispositivo di antenna (10) di tipo piatto e sottile per segnali ad alta frequenza avente un diagramma di radiazione programmabile elettronicamente, detto dispositivo (10) comprendendo: - un primo pannello (2) dielettrico ed almeno un primo lanciatore (1) posto ad una prima estremità di detto primo pannello (2) per alimentare un segnale ad alta frequenza a detto dispositivo di antenna (10); - un secondo pannello (5) dielettrico disposto ad una distanza tale da detto primo pannello (2) in modo da essere accoppiato ad esso mediante un’onda evanescente generata da detto primo pannello (2); - un ologramma elettromeccanico per il controllo elettronico della direzione del diagramma di radiazione di detto dispositivo di antenna (10) comprendente una schiera di attuatori elettromeccanici (8) posti a distanza ravvicinata tra loro su un pannello metallico (7) retrostante detto secondo pannello (5), ciascuno di detti attuatori elettromeccanici (8) comprendendo una superficie riflettente (8c) alle onde ad alta frequenza rivolta verso detto secondo pannello (5), ed a ciascuno di detti attuatori elettromeccanici (8) essendo applicabile un rispettivo segnale elettrico per il controllo individuale dello spostamento meccanico di ciascuno di detti attuatori (8).
- 2. Dispositivo di antenna (10) secondo la rivendicazione 1, in cui detto primo pannello (2) è realizzato in un primo materiale dielettrico a bassa permettività dielettrica e detto secondo pannello (5) è realizzato in un secondo materiale dielettrico ad alta permettività dielettrica.
- 3. Dispositivo di antenna (10) secondo la rivendicazione 1, in cui è presente un secondo lanciatore (3) disposto ad una seconda estremità di detto primo pannello (2).
- 4. Dispositivo di antenna (10) secondo la rivendicazione 1, in cui detti attuatori elettromeccanici (8) sono trasduttori elettromeccanici di tipo piezoelettrico.
- 5. Dispositivo secondo la rivendicazione 1, in cui detto primo pannello (2) e detto secondo pannello (5) sono tra loro paralleli oppure inclinati.
- 6. Dispositivo secondo la rivendicazione 1, in cui lo spessore di detto primo pannello (2) è sagomato, in particolare secondo un profilo esponenziale oppure secondo un profilo quasi convesso.
- 7. Dispositivo secondo la rivendicazione 2, in cui lo spessore di detto secondo pannello (5) è dimensionato utilizzando valori di rotazioni di fase complete di 360° che approssimano il valore della radice quadrata della permettività dielettrica di detto secondo materiale dielettrico.
- 8. Dispositivo secondo la rivendicazione 1, in cui la lunghezza trasversale di detti attuatori elettromeccanici (8) è dimensionata intorno al valore λ0/4, dove λ0è la lunghezza d’onda di detto segnale ad alta frequenza.
- 9. Dispositivo secondo la rivendicazione 8, in cui detta lunghezza d’onda corrisponde a 3,19 mm.
- 10. Dispositivo secondo la rivendicazione 1, in cui detto secondo pannello (5) e detto pannello metallico (7) sono distanziati tra loro tramite distanziali (6), la cui estensione è controllabile elettronicamente per compensare la rotazione di fase introdotta dall’espansione termica di detto secondo pannello (5).
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