ITTO20070862A1

ITTO20070862A1 - VOLTAGE ISOLATED CONVERTER WITH FEEDBACK TO THE PRIMARY AND PASSIVE SNUBBER NETWORK, AND RELATIVE CONTROL METHOD

Info

Publication number: ITTO20070862A1
Application number: IT000862A
Authority: IT
Inventors: Claudio Adragna; Salvatore Giombanco; Michele Grande; Alfio Pasqua; Salvatore Tumminaro
Original assignee: St Microelectronics Srl
Priority date: 2007-11-29
Filing date: 2007-11-29
Publication date: 2009-05-30
Also published as: CN101567633A; US20090147546A1; CN101567633B; US8270184B2

Description

D E S C R I Z I O N E DESCRIPTION

La presente invenzione è relativa ad un convertitore di tensione isolato con retroazione al primario e rete di "snubber" passiva, e ad un relativo metodo di controllo; in particolare, la seguente trattazione farà riferimento, senza per questo perdere in generalità, ad un convertitore a commutazione (switching converter) di tipo flyback, con controllo in PWM (Pulse Width Modulation). The present invention relates to an isolated voltage converter with feedback to the primary and passive "snubber" network, and to a relative control method; in particular, the following discussion will refer, without losing generality, to a flyback type switching converter, with PWM (Pulse Width Modulation) control.

Sono noti convertitori (o, in maniera analoga, regolatori o alimentatori) di tensione che presentano un isolamento galvanico tra una tensione di ingresso ed una tensione regolata di uscita, avente un valore desiderato, in cui l'isolamento galvanico è ottenuto tramite un trasformatore avente un avvolgimento primario ricevente la tensione di ingresso, ed un avvolgimento secondario fornente la tensione regolata di uscita. Generalmente vengono utilizzate due tecniche di controllo di tali convertitori di tensione, che prevedono rispettivamente una retroazione sul lato secondario o sul lato primario del trasformatore. Nel primo caso, una tensione di retroazione viene prelevata direttamente su un avvolgimento secondario del trasformatore, in parallelo all'uscita, ed inviata ad un circuito di regolazione tramite un dispositivo optoaccoppiatore, in modo da mantenere l'isolamento galvanico; nel secondo caso, la tensione di retroazione viene prelevata generalmente su un avvolgimento ausiliario, appositamente previsto sul lato primario del trasformatore. La retroazione sul lato primario consente di evitare l'utilizzo di dispositivi di isolamento esterni (ad esempio optoaccoppiatori o trasformatori aggiuntivi), ma comporta consumi più elevati e quindi un degrado dell'efficienza di regolazione. Voltage converters (or, similarly, regulators or power supplies) are known which have galvanic isolation between an input voltage and a regulated output voltage, having a desired value, in which galvanic isolation is obtained by means of a transformer having a primary winding receiving the input voltage, and a secondary winding providing the regulated output voltage. Two control techniques are generally used for these voltage converters, which respectively provide a feedback on the secondary side or on the primary side of the transformer. In the first case, a feedback voltage is taken directly on a secondary winding of the transformer, in parallel with the output, and sent to a regulation circuit through an optocoupler device, in order to maintain the galvanic isolation; in the second case, the feedback voltage is generally taken from an auxiliary winding, specially provided on the primary side of the transformer. The feedback on the primary side allows to avoid the use of external isolation devices (for example optocouplers or additional transformers), but involves higher consumption and therefore a degradation of the regulation efficiency.

Svariate tecniche di controllo sono state proposte per implementare una efficiente regolazione di tensione con retroazione dal primario, ma ad oggi nessuna si è rilevata del tutto soddisfacente. Various control techniques have been proposed to implement an efficient voltage regulation with feedback from the primary, but to date none have been found to be entirely satisfactory.

In particolare, è stato proposto l'utilizzo di un opportuno dispositivo campionatore e mantenitore (sample and hold) per il campionamento della tensione di retroazione sull'avvolgimento ausiliario al termine della demagnetizzazione del trasformatore, quando cioè il valore di tale tensione corrisponde al valore della tensione di uscita, costituendone, in modo noto, una replica fedele. In particular, the use of a suitable sampling and holding device (sample and hold) has been proposed for sampling the feedback voltage on the auxiliary winding at the end of the transformer demagnetization, i.e. when the value of this voltage corresponds to the value of the output voltage, constituting, in a known way, a faithful replica.

In dettaglio, e come mostrato in figura 1, un convertitore di tensione 1, di tipo flyback isolato con controllo della corrente di picco e retroazione al primario, presenta un primo ed un secondo terminale di ingresso INi, IN2atti a ricevere una tensione di ingresso Vin, ad esempio da un generatore di tensione 2, ed un primo ed un secondo terminale di uscita OUTi, OUT2, tra cui è collegato un condensatore di uscita 3 ed è presente una tensione di uscita Voutcon valore regolato; il convertitore di tensione 1 fornisce inoltre ad un carico una corrente di uscita Iout. In detail, and as shown in Figure 1, an isolated flyback type voltage converter 1 with peak current control and feedback to the primary, has a first and a second input terminal INi, IN2 adapted to receive an input voltage Vin , for example from a voltage generator 2, and a first and a second output terminals OUTi, OUT2, between which an output capacitor 3 is connected and an output voltage Vout with a regulated value is present; the voltage converter 1 also supplies an output current Iout to a load.

Il convertitore di tensione 1 comprende un trasformatore 4, avente un lato primario ed un lato secondario, isolato elettricamente dal lato primario, ed avente un avvolgimento primario 5, un avvolgimento secondario 6 ed un avvolgimento ausiliario 7, (quest'ultimo posizionato sul lato primario del trasformatore 4); ad esempio, il trasformatore 4 presenta un rapporto spire N tra l'avvolgimento primario 5 e l'avvolgimento secondario 6, ed un rapporto spire unitario tra l'avvolgimento secondario 6 e l'avvolgimento ausiliario 7. L'avvolgimento primario 5 presenta un primo terminale collegato al primo terminale di ingresso INi ed un secondo terminale collegato ad un interruttore di controllo 8, azionabile per controllare il funzionamento in PWM del convertitore di tensione 1; l'avvolgimento secondario 6 presenta un rispettivo primo terminale collegato al primo terminale di uscita OUTi tramite l'interposizione di un primo diodo rettificatore 9, ed un rispettivo secondo terminale collegato al secondo terminale di uscita OUT2; l'avvolgimento ausiliario 7 presenta un rispettivo primo terminale, su cui è presente una tensione ausiliaria Vaus, collegato ad un partitore resistivo 10, ed un rispettivo secondo terminale collegato ad un potenziale di riferimento. In figura 1 è inoltre mostrata l'induttanza di magnetizzazione Lmdel primario del trasformatore 4, collegata ai capi dell'avvolgimento primario 5, e l'induttanza di leakage Lpedello stesso avvolgimento primario 5, collegata al primo terminale di ingresso INi. The voltage converter 1 comprises a transformer 4, having a primary side and a secondary side, electrically insulated from the primary side, and having a primary winding 5, a secondary winding 6 and an auxiliary winding 7, (the latter positioned on the primary side of the transformer 4); for example, the transformer 4 has a turn ratio N between the primary winding 5 and the secondary winding 6, and a unitary turn ratio between the secondary winding 6 and the auxiliary winding 7. The primary winding 5 has a first terminal connected to the first input terminal INi and a second terminal connected to a control switch 8, operable to control the PWM operation of the voltage converter 1; the secondary winding 6 has a respective first terminal connected to the first output terminal OUTi through the interposition of a first rectifier diode 9, and a respective second terminal connected to the second output terminal OUT2; the auxiliary winding 7 has a respective first terminal, on which there is an auxiliary voltage Vaus, connected to a resistive divider 10, and a respective second terminal connected to a reference potential. Figure 1 also shows the magnetization inductance Lm of the primary of the transformer 4, connected to the ends of the primary winding 5, and the leakage inductance L of the same primary winding 5, connected to the first input terminal INi.

L'interruttore di controllo 8, ad esempio costituito da un transistore MOS dì potenza, presenta un primo terminale di conduzione collegato all'avvolgimento primario 5, un secondo terminale di conduzione collegato al potenziale di riferimento, tramite l'interposizione di un resistore di sense 11, ed un terminale di comando collegato ad un circuito di controllo 12, atto a controllare il funzionamento in PWM del convertitore di tensione 1. The control switch 8, consisting for example of a power MOS transistor, has a first conduction terminal connected to the primary winding 5, a second conduction terminal connected to the reference potential, through the interposition of a sense resistor 11, and a control terminal connected to a control circuit 12, adapted to control the PWM operation of the voltage converter 1.

Il partitore resistivo 10 comprende un primo ed un secondo resistore 13, 14 collegati in serie tra il primo terminale dell'avvolgimento ausiliario 7 ed il potenziale di riferimento, e definenti un nodo intermedio 15 su cui è presente una tensione di retroazione Vfb(proporzionale alla tensione ausiliaria The resistive divider 10 comprises a first and a second resistor 13, 14 connected in series between the first terminal of the auxiliary winding 7 and the reference potential, and defining an intermediate node 15 on which there is a feedback voltage Vfb (proportional to the auxiliary voltage

Vaus)· Various)

Il convertitore di tensione 1 comprende inoltre un condensatore di auto-alimentazione (self-supply) 16 collegato all'avvolgimento ausiliario 6 tramite l'interposizione di un secondo diodo rettificatore 17, ed atto a fornire, in modo noto, una tensione di autoalimentazione Vccal circuito di controllo 12 durante la fase di demagnetizzazione del trasformatore 4. The voltage converter 1 also comprises a self-supply capacitor 16 connected to the auxiliary winding 6 through the interposition of a second rectifying diode 17, and able to supply, in a known way, a self-supply voltage Vccal control circuit 12 during the demagnetization phase of the transformer 4.

In dettaglio, il circuito di controllo 12 presenta un primo ingresso collegato al nodo intermedio 15 e ricevente la tensione di retroazione Vfb, un secondo ingresso collegato al resistore di sense 11 e ricevente una tensione di sense Vs(proporzionale alla corrente che circola nell'avvolgimento primario 5), ed un'uscita collegata al terminale di comando dell'interruttore di controllo 8 e fornente un segnale di comando DR. In detail, the control circuit 12 has a first input connected to the intermediate node 15 and receiving the feedback voltage Vfb, a second input connected to the sense resistor 11 and receiving a sense voltage Vs (proportional to the current flowing in the winding primary 5), and an output connected to the control terminal of the control switch 8 and providing a control signal DR.

Il circuito di controllo 12 comprende: uno stadio di campionamento 20 collegato al nodo intermedio 15 e fornente in uscita un segnale campionato FB, risultato del campionamento e mantenimento (ad esempio effettuato ad ogni ciclo di commutazione) della tensione di retroazione Vfbal termine della fase di demagnetizzazione; uno stadio amplificatore di errore 22, avente un primo terminale di ingresso collegato all'uscita dello stadio di campionamento 20 e ricevente il segnale campionato FB, un secondo terminale di ingresso collegato ad un primo generatore di riferimento 23 e ricevente un primo segnale di riferimento Vref, il cui valore è funzione di un valore desiderato della tensione regolata di uscita Vout/ed un terminale di uscita collegato ad una rete di compensazione esterna 24 (rappresentata schematicamente in figura 1 da un'impedenza di carico). Sul terminale di uscita dello stadio amplificatore di errore 22 è presente un segnale di controllo Vcon, in tensione. The control circuit 12 comprises: a sampling stage 20 connected to the intermediate node 15 and output a sampled signal FB, the result of the sampling and maintenance (for example carried out at each switching cycle) of the feedback voltage Vfbal at the end of the demagnetization; an error amplifier stage 22, having a first input terminal connected to the output of the sampling stage 20 and receiving the sampled signal FB, a second input terminal connected to a first reference generator 23 and receiving a first reference signal Vref , the value of which is a function of a desired value of the regulated output voltage Vout / and an output terminal connected to an external compensation network 24 (represented schematically in Figure 1 by a load impedance). A voltage control signal Vcon is present on the output terminal of the error amplifier stage 22.

Il circuito di controllo 12 comprende inoltre: un primo comparatore 27, atto a confrontare il segnale di controllo Vcone la tensione di sense Vs; un blocco di pilotaggio 28, collegato in cascata al primo comparatore 27, ed atto a generare il segnale di comando DR in funzione del risultato del suddetto confronto (segnale di confronto drv_off) e di un segnale di pilotaggio drv_on ricevuto in ingresso da un generatore di clock 29. The control circuit 12 further comprises: a first comparator 27, adapted to compare the control signal V with the sense voltage Vs; a driving block 28, connected in cascade to the first comparator 27, and able to generate the command signal DR as a function of the result of the aforementioned comparison (comparison signal drv_off) and of a driving signal drv_on received in input from a generator of clock 29.

Il convertitore di tensione 1 comprende inoltre una rete di snubber 30, di tipo passivo, collegata ai capi dell'avvolgimento primario 5 del trasformatore 4. La rete di snubber 30 comprende un diodo di ricircolo 31, ed un resistore di blocco (clamp) 32 collegato in parallelo ad un condensatore di blocco 33 tra il primo terminale di ingresso INi del convertitore di tensione 1, ed il secondo terminale dell'avvolgimento primario 5 tramite l'interposizione del diodo di ricircolo 31. The voltage converter 1 also comprises a passive snubber network 30, connected to the ends of the primary winding 5 of the transformer 4. The snubber network 30 comprises a recirculation diode 31, and a clamp resistor 32 connected in parallel to a blocking capacitor 33 between the first input terminal INi of the voltage converter 1, and the second terminal of the primary winding 5 through the interposition of the recirculation diode 31.

Viene ora brevemente descritto il funzionamento generale del convertitore di tensione 1 precedentemente illustrato . The general operation of the voltage converter 1 illustrated above is now briefly described.

Data l'assenza di un optoaccoppiatore fra il lato secondario del trasformatore 4 ed il circuito di controllo 12, il valore della tensione di uscita Voutviene letto dall'avvolgimento ausiliario 7, tramite il partitore resistivo 10 a monte del secondo diodo rettificatore 17. Nel caso ideale di assenza di induttanze di leakage e di resistenze parassite del trasformatore 4 e dei fili, ed assumendo trascurabile la caduta di tensione sul primo diodo rettificatore 9, la tensione ausiliaria Vausprelevata sull'avvolgimento ausiliario 7 risulta essere proporzionale alla tensione di uscita Voutdurante il periodo in cui, fra un ciclo di commutazione ed il successivo, il primo diodo rettificatore 9 è conduttivo, in sostanza per tutta la durata della demagnetizzazione del trasformatore 4. In realtà, a causa delle induttanze di leakage del trasformatore e della resistenza equivalente al secondario del trasformatore 4, al segnale utile della tensione ausiliaria Vaussi sovrappone un'oscillazione smorzata, che fa sì che la stessa tensione ausiliaria Vaussia una replica fedele, a parte il rapporto spire del trasformatore 4, della tensione di uscita Vout, solamente nell'istante in cui la demagnetizzazione del trasformatore 4 è conclusa. Infatti, in questo istante di tempo la corrente al secondario è nulla, e quindi la resistenza equivalente al secondario non ha alcun effetto, ed inoltre le oscillazioni dovute alle induttanze di leakage si sono esaurite (assumendo che il tempo di demagnetizzazione sia sufficientemente lungo). Given the absence of an optocoupler between the secondary side of the transformer 4 and the control circuit 12, the value of the output voltage Vout is read by the auxiliary winding 7, through the resistive divider 10 upstream of the second rectifying diode 17. In the case ideal of absence of leakage inductances and parasitic resistances of the transformer 4 and of the wires, and assuming negligible the voltage drop on the first rectifying diode 9, the auxiliary voltage Vaus taken on the auxiliary winding 7 is proportional to the output voltage Vout during the period in which, between one switching cycle and the next, the first rectifying diode 9 is conductive, essentially for the entire duration of the demagnetization of the transformer 4. In reality, due to the leakage inductances of the transformer and the resistance equivalent to the secondary of the transformer 4, a damping oscillation is superimposed on the useful signal of the auxiliary voltage Vaussi ta, which causes the Vaussia auxiliary voltage itself to be a faithful replica, apart from the turns ratio of the transformer 4, of the output voltage Vout, only at the instant in which the demagnetization of the transformer 4 is completed. In fact, in this instant of time the current to the secondary is zero, and therefore the equivalent resistance to the secondary has no effect, and furthermore the oscillations due to the leakage inductances have run out (assuming that the demagnetization time is long enough).

L'andamento del segnale di uscita Voute della tensione ausiliaria Vausè mostrato in figura 2a, in cui il periodo di demagnetizzazione è indicato con Tdem; la figura 2b mostra il corrispondente andamento della corrente di demagnetizzazione Idem/la quale si annulla al termine del periodo di demagnetizzazione Tdem· The trend of the output signal Voute of the auxiliary voltage Vaus is shown in figure 2a, in which the demagnetization period is indicated with Tdem; figure 2b shows the corresponding trend of the demagnetization current Idem / which is canceled at the end of the demagnetization period Tdem

Lo stadio di campionamento 20 è pertanto configurato in modo da campionare la tensione di retroazione Vfbnell'istante di demagnetizzazione del trasformatore 4, in modo tale che il segnale campionato FB coincida, a meno del rapporto spire del trasformatore 4 e del rapporto di partizione del partitore resistivo 10, con la tensione di uscita Vout-La differenza fra il primo segnale di riferimento Vref, che rappresenta il valore della tensione di uscita da regolare, ed il segnale campionato FB costituisce il segnale di errore all'ingresso dello stadio amplificatore di errore 22. Inoltre, il segnale di controllo Vconall'uscita di tale stadio amplificatore di errore 22 determina il picco di corrente sull'avvolgimento primario, e quindi il tempo di accensione dell'interruttore di controllo 8 (in modalità PWM) . In particolare, il blocco di pilotaggio 28 fornisce al terminale di comando dell'interruttore di controllo 8 il segnale di comando DR, e provvede a caricare l'induttanza di magnetizzazione Lmdel trasformatore 4 con un'energia proporzionale al quadrato della suddetta corrente di picco. The sampling stage 20 is therefore configured in such a way as to sample the feedback voltage Vfb at the instant of demagnetization of the transformer 4, so that the sampled signal FB coincides, except for the turns ratio of the transformer 4 and the partition ratio of the divider resistive 10, with the output voltage Vout - The difference between the first reference signal Vref, which represents the value of the output voltage to be adjusted, and the sampled signal FB constitutes the error signal at the input of the error amplifier stage 22 Furthermore, the control signal V with the output of this error amplifier stage 22 determines the current peak on the primary winding, and therefore the switch-on time of the control switch 8 (in PWM mode). In particular, the control block 28 supplies the control signal DR to the control terminal of the control switch 8, and loads the magnetization inductance Lm of the transformer 4 with an energy proportional to the square of the aforementioned peak current.

Una condizione operativa in cui il segnale di comando DR presenta duty cycle e frequenza minimi è nota come "condizione di burst mode" (o condizione a basso consumo) . Tale condizione operativa si verifica in presenza di un carico in uscita molto basso; per ridurre il consumo di potenza del convertitore di tensione 1, il blocco di pilotaggio 28 comanda l'interruttore di controllo 8 con una frequenza di commutazione molto inferiore a quella utilizzata in condizione di carico normale e funzionamento ordinario (ad esempio con una frequenza di 1 kHz, anziché di 50 kHz). Gli impulsi di commutazione forniti al terminale di comando dell'interruttore di controllo 8 sono quindi maggiormente distanziati temporalmente. An operating condition in which the control signal DR has minimum duty cycle and frequency is known as a "burst mode condition" (or low power condition). This operating condition occurs in the presence of a very low output load; to reduce the power consumption of the voltage converter 1, the control block 28 drives the control switch 8 with a switching frequency much lower than that used under normal load conditions and ordinary operation (for example with a frequency of 1 kHz, instead of 50 kHz). The switching pulses supplied to the control terminal of the control switch 8 are therefore more time-spaced.

La funzione della rete di snubber 30 è inoltre quella di limitare gli "overshoot" di tensione sul terminale di conduzione dell'interruttore di controllo 8 collegato al primario del trasformatore 4, in seguito al suo spegnimento. L'energia che durante la fase di accensione dell'interruttore di controllo 8 viene immagazzinata nell'induttanza di leakage Lpeviene infatti trasferita e dissipata nella rete di snubber 30 durante la fase di spegnimento. The function of the snubber network 30 is also that of limiting the voltage "overshoots" on the conduction terminal of the control switch 8 connected to the primary of the transformer 4, following its shutdown. The energy which during the switching on phase of the control switch 8 is stored in the leakage inductance Lp is in fact transferred and dissipated in the snubber network 30 during the switching off phase.

Uno dei limiti del sistema di regolazione della tensione di uscita Voutprecedentemente descritto è costituito dal fatto che, specialmente in condizione di burst mode, la presenza della rete di snubber 30 sull'avvolgimento primario 5 può influenzare l'operazione di lettura della tensione d'uscita Voute quindi compromettere la regolazione della tensione d'uscita stessa, a meno che non si scelga di sacrificare l'efficienza del convertitore di tensione 1. One of the limits of the previously described output voltage regulation system Vout is constituted by the fact that, especially in burst mode conditions, the presence of the snubber network 30 on the primary winding 5 can influence the reading operation of the output voltage. Voute therefore compromise the regulation of the output voltage itself, unless you choose to sacrifice the efficiency of the voltage converter 1.

Scopo della presente invenzione è pertanto quello di fornire un convertitore di tensione ed un relativo metodo di controllo della tensione regolata di uscita, che permettano di superare almeno in parte i succitati svantaggi e problemi, ed in particolare che consentano, pur in presenza della rete di snubber, di conservare sia un'adeguata regolazione della tensione di uscita sia l'efficienza del convertitore di tensione. The aim of the present invention is therefore to provide a voltage converter and a relative method for controlling the regulated output voltage, which allow to overcome at least in part the aforementioned disadvantages and problems, and in particular which allow, even in the presence of the snubber, to maintain both adequate regulation of the output voltage and the efficiency of the voltage converter.

Secondo la presente invenzione vengono pertanto forniti un convertitore di tensione ed un relativo metodo di controllo, come definiti rispettivamente nelle rivendicazioni 1 e 16. According to the present invention, therefore, a voltage converter and a relative control method are provided, as defined respectively in claims 1 and 16.

La presente invenzione trae spunto dal riconoscimento, da parte della richiedente della presente domanda, di una serie di problematiche legate al convertitore di tensione 1 precedentemente descritto con riferimento all'arte nota. Tali problematiche vengono ora illustrate con riferimento alle figure 3a-3c e alle figure 4a-4c, che mostrano l'andamento di alcune grandezze elettriche relative al convertitore di tensione 1. In particolare, le figure 4a-4c mostrano, ingrandito, l'andamento di alcune delle suddette grandezze elettriche nella regione temporale evidenziata nelle figure 3a-3c. The present invention is inspired by the recognition, by the applicant of the present application, of a series of problems related to the voltage converter 1 previously described with reference to the known art. These problems are now illustrated with reference to figures 3a-3c and figures 4a-4c, which show the trend of some electrical quantities relating to the voltage converter 1. In particular, figures 4a-4c show, enlarged, the trend of some of the aforesaid electrical quantities in the temporal region shown in figures 3a-3c.

In particolare, in condizione di normale funzionamento (cioè fuori della condizione di burst mode), fra un ciclo di commutazione ed il successivo, la potenza dissipata nel resistore di blocco 32 della rete di snubber 30 è minore di quella totale fornita dal trasformatore 4, che comprende l'energia immagazzinata nell'induttanza di leakage Lpedel primario e nell'induttanza di magnetizzazione Lm; pertanto, nella fase di spegnimento dell'interruttore di controllo 8, la maggior parte dell'energia accumulata nell'induttanza di magnetizzazione Lmdel trasformatore 4 viene trasferita al secondario, e quindi al carico. In particular, in normal operating conditions (i.e. outside the burst mode condition), between one switching cycle and the next, the power dissipated in the block resistor 32 of the snubber network 30 is less than the total power supplied by the transformer 4, which includes the energy stored in the primary leakage inductance Lpedel and in the magnetizing inductance Lm; therefore, in the switching off phase of the control switch 8, most of the energy accumulated in the magnetizing inductance Lm of the transformer 4 is transferred to the secondary, and therefore to the load.

Al contrario, quando il convertitore di tensione 1 opera in condizione di burst mode, cioè a basso consumo e duty cycle e frequenza minimi, il condensatore di blocco 33 della rete di snubber 30, fra una commutazione e la successiva, si scarica quasi completamente, come evidenziato in figura 3a dall'andamento della tensione Vdampai suoi capi. Pertanto, se l'energia totale accumulata durante l'accensione dell'interruttore di controllo 8 nelle induttanze di leakage Lpee di magnetizzazione Lmnon è sufficiente a permettere la carica del condensatore di blocco 33 almeno fino al valore della tensione ai capi dell'avvolgimento secondario 6 riflessa al primario del trasformatore 4, il primo diodo rettificatore 9 rimane interdetto. On the contrary, when the voltage converter 1 operates in burst mode conditions, i.e. with low consumption and minimum duty cycle and frequency, the block capacitor 33 of the snubber network 30, between one switching and the next, discharges almost completely, as shown in Figure 3a by the trend of the voltage Vdampai its ends. Therefore, if the total energy accumulated during the switching on of the control switch 8 in the leakage inductances Lpee of magnetization Lm is not sufficient to allow the charging of the block capacitor 33 at least up to the value of the voltage across the secondary winding 6 reflected to the primary of the transformer 4, the first rectifier diode 9 remains off.

Questa situazione è illustrata nel riquadro a sinistra di figura 4a, in cui si nota che la corrente Imagche scorre nell'avvolgimento primario 5 durante la fase di demagnetizzazione è uguale alla corrente Iclampche scorre nella rete di snubber 30, mentre la corrente Isecal secondario è nulla. Al contrario, il riquadro di destra della stessa figura 4a mostra invece un ciclo di commutazione in cui la corrente Isecal secondario non è nulla, in quanto la corrente accumulata nelle induttanze di leakage Lpee di magnetizzazione Lmdel primario ha caricato sufficientemente il condensatore di blocco 33 durante il periodo di demagnetizzazione. This situation is illustrated in the box on the left of figure 4a, in which it is noted that the Imagche current flows in the primary winding 5 during the demagnetization phase is equal to the Iclamp current flows in the snubber network 30, while the secondary Isecal current is zero. . On the contrary, the right-hand panel of the same figure 4a instead shows a switching cycle in which the secondary Isecal current is not zero, since the current accumulated in the leakage inductances Lpee of magnetization Lm of the primary has sufficiently charged the block capacitor 33 during the demagnetization period.

Si potrebbe utilizzare ad ogni ciclo di commutazione una energia minima sufficiente in tutti i casi possibili a caricare il condensatore di blocco 33 della rete di snubber 30. Tuttavia, in certe condizioni operative e con un dato dimensionamento del condensatore di blocco 33 e del resistore di blocco 32 tale per cui la capacità dello stesso condensatore di blocco 33 non si scarichi completamente, potrebbe succedere che parte dell'energia immagazzinata nel primario del trasformatore 4 si trasferisca in uscita, costringendo all'utilizzo di un maggiore carico zavorra ("dummy load") per permettere la regolazione della tensione d'uscita, degradando sensibilmente l'efficienza del convertitore di tensione. At each switching cycle a minimum energy sufficient in all possible cases could be used to charge the block capacitor 33 of the snubber network 30. However, under certain operating conditions and with a given sizing of the block capacitor 33 and of the block 32 such that the capacitance of the block capacitor 33 does not discharge completely, it could happen that part of the energy stored in the primary of the transformer 4 is transferred to the output, forcing the use of a greater ballast load ("dummy load" ) to allow regulation of the output voltage, significantly degrading the efficiency of the voltage converter.

Ne consegue che nell'istante di demagnetizzazione del trasformatore 4, la tensione Vciampai capi del condensatore di blocco 33 e la tensione ausiliaria Vausprelevata dall'avvolgimento ausiliario 7 possono non essere proporzionali alla tensione d'uscita Vout, come si può notare dal confronto delle forme d'onda della tensione Vclamp/N, della tensione ausiliaria Vaus e della tensione di uscita Voutin figura 4b. It follows that in the instant of demagnetization of the transformer 4, the voltage Vcamp across the block capacitor 33 and the auxiliary voltage Vaus taken from the auxiliary winding 7 may not be proportional to the output voltage Vout, as can be seen from the comparison of the shapes waveform of the voltage Vclamp / N, of the auxiliary voltage Vaus and of the output voltage Voutin figure 4b.

In tal caso, la tensione di retroazione Vfbrisulta (a parte il rapporto spire e di partizione) inferiore alla tensione di uscita Vout, ed il circuito di controllo 12 reagisce interpretando tale situazione come un aumento del carico in uscita, erogando al secondario una potenza, in realtà non richiesta, che fa uscire il convertitore di tensione 1 dalla condizione di burst mode. Il conseguente indesiderato innalzamento della tensione di uscita Vout, rilevato dalla lettura della tensione ausiliaria Vausin seguito alla avvenuta carica del condensatore di blocco 33, porta il convertitore di tensione 1 nuovamente in condizione di burst mode. In this case, the feedback voltage Vfbris (apart from the turns and partition ratio) lower than the output voltage Vout, and the control circuit 12 reacts by interpreting this situation as an increase in the output load, supplying the secondary with a power, actually not required, which causes the voltage converter 1 to exit the burst mode condition. The consequent undesired increase in the output voltage Vout, detected by the reading of the auxiliary voltage Vausin following the charge of the block capacitor 33, brings the voltage converter 1 back to the burst mode condition.

Questi periodi transitori con gruppi di cicli di commutazione con ingresso e uscita dalla condizione di burst mode, che si possono notare dalla forma d'onda della tensione di retroazione Vfbin figura 3b, causano la perdita di regolazione della tensione di uscita Vout· Come mostrato in figura 3c, in questa condizione operativa, l'uscita Vcondello stadio amplificatore di errore 22, che costituisce il segnale di controllo della corrente di picco al primario, presenta dei picchi che determinano l'eccesso di potenza erogata in uscita. La figura 4c mostra inoltre l'andamento del segnale dì comando DR in uscita dal blocco di pilotaggio 28. These transient periods with groups of switching cycles with input and output from the burst mode condition, which can be seen from the waveform of the feedback voltage Vfbin figure 3b, cause the regulation loss of the output voltage VoutAs shown in Figure 3c, in this operating condition, the output V of the error amplifier stage 22, which constitutes the control signal of the peak current to the primary, has peaks which determine the excess power delivered at the output. Figure 4c also shows the trend of the command signal DR at the output of the driving block 28.

Oltre alla perdita della regolazione a bassi carichi, il funzionamento sopra descritto con picchi di energia che si susseguono a frequenze soniche, introduce delle armoniche che provocano problemi di interferenza elettromagnetica (EMI) e che possono causare l'emissione di rumore acustico dovuto a fenomeni di magnetostrizione del nucleo del trasformatore 4 e/o all'effetto piezoelettrico dell'ossido del condensatore di blocco 33 della rete di snubber 30. In addition to the loss of regulation at low loads, the operation described above with energy peaks that follow one another at sonic frequencies, introduces harmonics that cause problems of electromagnetic interference (EMI) and that can cause the emission of acoustic noise due to phenomena of magnetostriction of the core of the transformer 4 and / or the piezoelectric effect of the oxide of the block capacitor 33 of the snubber network 30.

Per una migliore comprensione della presente invenzione, ne vengono ora descritte forme di realizzazione preferite, a puro titolo di esempio non limitativo e con riferimento ai disegni allegati, nei quali : For a better understanding of the present invention, preferred embodiments are now described, purely by way of non-limiting example and with reference to the attached drawings, in which:

- la figura 1 mostra uno schema circuitale di un convertitore di tensione di tipo noto; Figure 1 shows a circuit diagram of a known type of voltage converter;

le figure 2a, 2b, 3a-3c e 4a-4c mostrano l'andamento di alcune grandezze elettriche nel convertitore di tensione di figura 1; figures 2a, 2b, 3a-3c and 4a-4c show the trend of some electrical quantities in the voltage converter of figure 1;

- la figura 5 mostra uno schema circuitale di un convertitore di tensione secondo una forma di realizzazione della presente invenzione; figure 5 shows a circuit diagram of a voltage converter according to an embodiment of the present invention;

- la figura 6 mostra uno schema a blocchi di uno stadio di controllo di burst mode nel convertitore di tensione di figura 5; figure 6 shows a block diagram of a burst mode control stage in the voltage converter of figure 5;

- la figura 7 mostra una possibile implementazione circuitale dello stadio di controllo di burst mode di figura 6; Figure 7 shows a possible circuit implementation of the burst mode control stage of Figure 6;

- le figure 8a-8d mostrano l'andamento di alcune grandezze elettriche nel convertitore di tensione di figura 5; figures 8a-8d show the trend of some electrical quantities in the voltage converter of figure 5;

- la figura 9 mostra uno schema a blocchi di una variante dello stadio di controllo di burst mode del convertitore di tensione di figura 5; e figure 9 shows a block diagram of a variant of the burst mode control stage of the voltage converter of figure 5; And

- le figure 10a-10c e lla-llc mostrano l'andamento comparativo di alcune grandezze elettriche nel convertitore di tensione di figura 1 e, rispettivamente, nel convertitore di tensione di figura 5. - Figures 10a-10c and 11a-llc show the comparative trend of some electrical quantities in the voltage converter of Figure 1 and, respectively, in the voltage converter of Figure 5.

Un aspetto della presente invenzione, al fine di garantire una corretta lettura della tensione di retroazione, correlata alla tensione di uscita, prevede di abilitare il campionamento della tensione di retroazione Vfbsolamente nel caso in cui si rilevi che il condensatore di blocco 33 della rete di snubber 30 abbia raggiunto lo stato di carica desiderato (ed in particolare si rilevi che lo stesso sia carico al valore della tensione di uscita Voutriflessa al primario del trasformatore 4). Un altro aspetto della presente invenzione prevede, nel caso in cui si rilevi che il condensatore di blocco 33 della rete di snubber 30 non sia carico al valore desiderato, di comandare l'accensione dell'interruttore 8 in modo da caricare il condensatore di blocco 33 stesso prima di effettuare l'operazione di campionamento. An aspect of the present invention, in order to ensure a correct reading of the feedback voltage, correlated to the output voltage, provides for enabling the sampling of the feedback voltage Vfb only in the case in which it is detected that the blocking capacitor 33 of the snubber network 30 has reached the desired state of charge (and in particular it should be noted that it is charged to the value of the output voltage Vout reflected at the primary of the transformer 4). Another aspect of the present invention provides, in the case in which it is found that the blocking capacitor 33 of the snubber network 30 is not charged to the desired value, to control the switching on of the switch 8 so as to charge the blocking capacitor 33. itself before carrying out the sampling operation.

La figura 5 mostra lo schema circuitale di un convertitore di tensione 40, realizzato secondo una forma di realizzazione della presente invenzione; elementi simili ad altri precedentemente descritti vengono identificati dagli stessi numeri di riferimento, e non vengono nuovamente descritti in dettaglio. Figure 5 shows the circuit diagram of a voltage converter 40, made according to an embodiment of the present invention; elements similar to others previously described are identified by the same reference numbers, and are not again described in detail.

In particolare, tale schema circuitale differisce da quello del convertitore di tensione 1 mostrato in figura 1, sostanzialmente per la presenza di uno stadio di controllo di burst mode 42, atto a controllare il funzionamento del convertitore di tensione durante una condizione di burst mode ed all'uscita dalla condizione di burst mode stessa, e comprendente un secondo comparatore 43 ed un controllore di burst mode 44. In particular, this circuit diagram differs from that of the voltage converter 1 shown in Figure 1, substantially due to the presence of a burst mode control stage 42, adapted to control the operation of the voltage converter during a burst mode condition and to output from the burst mode condition itself, and comprising a second comparator 43 and a burst mode controller 44.

Il secondo comparatore 43 presenta un primo ingresso collegato all'uscita dello stadio amplificatore di errore 22 e ricevente il segnale di confronto Vcon, un secondo ingresso collegato ad un secondo generatore di riferimento 45 e ricevente un secondo segnale di riferimento Vb_ref, ed un'uscita collegata al controllore di burst mode 44 ed al generatore di clock 29 e fornente un segnale di abilitazione burst mode b_en. The second comparator 43 has a first input connected to the output of the error amplifier stage 22 and receiving the comparison signal Vcon, a second input connected to a second reference generator 45 and receiving a second reference signal Vb_ref, and an output connected to the burst mode controller 44 and to the clock generator 29 and providing a burst mode enable signal b_en.

Il controllore di burst mode 44 presenta un primo ingresso collegato al nodo intermedio 15 e ricevente la tensione di retroazione Vfb; un secondo ingresso collegato all'uscita dello stadio di campionamento 20 e ricevente il segnale campionato FB; un terzo ingresso collegato all'uscita del generatore di clock 29 e ricevente il segnale di pilotaggio drv_on; un quarto ingresso collegato all'uscita del secondo comparatore 43 e ricevente il segnale di abilitazione burst mode b_en; una prima uscita collegata allo stadio di campionamento 20 e fornente un segnale di abilitazione campionamento s_en; ed una seconda uscita collegata al blocco di pilotaggio 28 e fornente un segnale di precarica pch. The burst mode controller 44 has a first input connected to the intermediate node 15 and receiving the feedback voltage Vfb; a second input connected to the output of the sampling stage 20 and receiving the sampled signal FB; a third input connected to the output of the clock generator 29 and receiving the driving signal drv_on; a fourth input connected to the output of the second comparator 43 and receiving the burst mode enabling signal b_en; a first output connected to the sampling stage 20 and providing a sampling enable signal s_en; and a second output connected to the driving block 28 and providing a precharge signal pch.

Viene ora descritto il funzionamento generale dello stadio di controllo di burst mode 42. The general operation of the burst mode control stage 42 is now described.

La caratteristica statica della tensione di controllo Vconin funzione della corrente di carico Ioutè tale per cui al diminuire dell'una diminuisce anche l'altra, in modo che decresca anche la corrente di picco al primario del trasformatore 4. In condizione di basso carico, la corrente di picco richiesta al primario presenta un valore ridotto, e la tensione di controllo Vconscende al di sotto del secondo segnale di riferimento Vbref, corrispondente ad una prefissata potenza in uscita (indicativa di una condizione di normale funzionamento del convertitore di tensione 1). Il secondo comparatore 43 rileva tale condizione e, mediante il segnale di abilitazione burst mode b_en (che si porta al valore alto), forza il convertitore di tensione 40 a lavorare in condizione di basso consumo, cioè ad una frequenza prefissata che viene scelta sufficientemente bassa al fine di diminuire la potenza dissipata in stand-by. In particolare, il segnale di abilitazione burst mode b_en comanda il generatore di clock 29 affinché il segnale di pilotaggio drv_on presenti una bassa frequenza (ad esempio pari a 1 kHz) ed un ridotto duty cycle. The static characteristic of the control voltage V as a function of the load current Iout is such that as one decreases, the other also decreases, so that the peak current at the primary of the transformer also decreases 4. In a low load condition, the peak current required at the primary has a reduced value, and the control voltage Vconsumes below the second reference signal Vbref, corresponding to a predetermined output power (indicative of a normal operating condition of the voltage converter 1). The second comparator 43 detects this condition and, by means of the burst mode enabling signal b_en (which goes to the high value), forces the voltage converter 40 to work in a condition of low consumption, i.e. at a predetermined frequency which is chosen sufficiently low. in order to decrease the power dissipated in stand-by. In particular, the burst mode enabling signal b_en controls the clock generator 29 so that the driving signal drv_on has a low frequency (for example equal to 1 kHz) and a reduced duty cycle.

In tale condizione, il controllore di burst mode 44 prende inoltre il controllo dello stadio di campionamento 20, abilitando o meno l'aggiornamento del segnale campionato FB. In particolare, tale decisione viene presa sulla base del valore attuale della tensione di retroazione Vfbe del valore precedente del segnale campionato FB. Inoltre, come verrà descritto in dettaglio in seguito, quando si rileva che durante la fase di demagnetizzazione il condensatore di blocco 33 non è sufficientemente carico, il controllore di burst mode 44 comanda il blocco di pilotaggio 28 in modo che invii una serie di impulsi di commutazione di precarica al terminale di comando dell'interruttore di controllo 8, al fine di caricare il condensatore di blocco 33 stesso, indipendentemente dalla temporizzazione del segnale di pilotaggio drv_on. In this condition, the burst mode controller 44 also takes control of the sampling stage 20, enabling or not the updating of the sampled signal FB. In particular, this decision is made on the basis of the current value of the feedback voltage Vfbe of the previous value of the sampled signal FB. Furthermore, as will be described in detail below, when it is detected that during the demagnetization phase the block capacitor 33 is not sufficiently charged, the burst mode controller 44 commands the driving block 28 so that it sends a series of pre-charge switching to the control terminal of the control switch 8, in order to charge the block capacitor 33 itself, regardless of the timing of the driving signal drv_on.

In maggiore dettaglio, e come mostrato in figura 6, il controllore di burst mode 44 comprende un terzo comparatore 46, un generatore di impulsi di precarica 47, ed una logica di precarica 48. In greater detail, and as shown in Figure 6, the burst mode controller 44 comprises a third comparator 46, a precharge pulse generator 47, and a precharge logic 48.

Il terzo comparatore 46 riceve in ingresso il segnale campionato FB (con valore campionato al ciclo di commutazione precedente) ed il valore attuale della tensione di retroazione Vfb, e fornisce in uscita un segnale di stato di carica s_ch, indicativo dello stato di carica del condensatore di blocco 33. Il generatore di impulsi di precarica 47 riceve in ingresso il segnale di pilotaggio drv_on, ed un segnale di comando set/reset dalla logica di precarica 48, genera il segnale di precarica pch (ad esempio costituito da una serie di impulsi) a partire dal segnale di pilotaggio drv_on, e fornisce in uscita il segnale di precarica pch stesso ed un segnale di conteggio N_p. La logica di precarica 48 riceve in ingresso il segnale di stato di carica s_ch ed il segnale di abilitazione burst mode b_en, e fornisce in uscita, oltre al segnale di comando set/reset, il segnale di abilitazione campionamento s_en. The third comparator 46 receives at its input the sampled signal FB (with the value sampled at the previous switching cycle) and the present value of the feedback voltage Vfb, and outputs a state of charge signal s_ch, indicative of the state of charge of the capacitor. The precharge pulse generator 47 receives in input the driving signal drv_on, and a set / reset command signal from the precharge logic 48, generates the precharge signal pch (for example constituted by a series of pulses) starting from the driving signal drv_on, and outputs the precharge signal pch itself and a counting signal N_p. The precharge logic 48 receives at its input the state of charge signal s_ch and the burst mode enabling signal b_en, and supplies at its output, in addition to the set / reset command signal, the sampling enabling signal s_en.

In uso, dopo l'ingresso in condizione di burst mode (il segnale di abilitazione burst mode b_en si è portato al valore alto), ad ogni ciclo di commutazione imposto dalla temporizzazione del segnale di precarica pch, il terzo comparatore 46 confronta, per tutta la durata della fase di demagnetizzazione del trasformatore 4, il segnale campionato FB, mantenuto nello stadio di campionamento 20 ed aggiornato al ciclo di commutazione precedente quello attuale, con il valore attuale della tensione di retroazione Vfb. In use, after entering the burst mode condition (the burst mode enabling signal b_en has been brought to the high value), at each switching cycle imposed by the timing of the precharge signal pch, the third comparator 46 compares, for the whole the duration of the demagnetization phase of the transformer 4, the sampled signal FB, maintained in the sampling stage 20 and updated to the switching cycle preceding the current one, with the current value of the feedback voltage Vfb.

Nell'ipotesi di funzionamento stazionario del convertitore di tensione 40, un valore della tensione di retroazione Vfbmaggiore o uguale a quello del segnale campionato FB indica che il condensatore dì blocco 33 si è sufficientemente caricato, e la tensione Vclampai capi dello stesso condensatore di blocco 33 è uguale alla tensione di uscita Voutriflessa al primario del trasformatore 4, cioè che il primo diodo rettificatore 9 è conduttivo e ai capi dell'avvolgimento ausiliario 7 si ha la riflessa della tensione di uscita Vout. Di conseguenza, la logica di precarica 48 comanda l'aggiornamento del segnale campionato FB, asserendo il segnale di abilitazione campionamento s_en alto. In the hypothesis of stationary operation of the voltage converter 40, a value of the feedback voltage Vfb greater than or equal to that of the sampled signal FB indicates that the block capacitor 33 is sufficiently charged, and the voltage Vclamp across the same block capacitor 33 it is equal to the output voltage Vout reflected at the primary of the transformer 4, ie that the first rectifying diode 9 is conductive and at the ends of the auxiliary winding 7 there is the reflection of the output voltage Vout. Consequently, the precharge logic 48 commands the updating of the sampled signal FB, asserting the sampling enable signal s_en high.

Al contrario, nel caso in cui durante la fase di demagnetizzazione il condensatore di blocco 33 non è carico al suo valore finale, la tensione di retroazione Vfbrisulta inferiore al segnale campionato FB. In tale circostanza, la logica di precarica 48 abilita, con l'asserzione del segnale di comando set/reset alto, il generatore di impulsi di precarica 47 a forzare una serie di cicli di commutazione di precarica ad energia e frequenza fisse (ad esempio con una frequenza di 150 kHz ed un'energia di 6 pJ per ciclo), fino a quando, durante la fase di demagnetizzazione dell'ultimo dei cicli di commutazione eseguito, il terzo comparatore 46 rileva che la tensione di retroazione Vfbha superato il valore del segnale campionato FB, così che viene nuovamente abilitato il campionamento. On the contrary, in the case in which during the demagnetization phase the block capacitor 33 is not charged to its final value, the feedback voltage Vfbris lower than the sampled signal FB. In this circumstance, the pre-charge logic 48 enables, with the assertion of the high set / reset command signal, the pre-charge pulse generator 47 to force a series of pre-charge switching cycles at fixed energy and frequency (for example with a frequency of 150 kHz and an energy of 6 pJ per cycle), until, during the demagnetization phase of the last of the switching cycles performed, the third comparator 46 detects that the feedback voltage Vfb has exceeded the value of the signal FB sampled, so that sampling is enabled again.

Inoltre, dato che un repentino aumento del carico di corrente in uscita potrebbe determinare un abbassamento della tensione di uscita Voute della tensione riflessa sull'avvolgimento ausiliario 7, con la conseguenza di non permettere l'aggiornamento del segnale campionato FB (in quanto non si verificherebbe la condizione Vfb>FB) e di portare fuori regolazione il convertitore di tensione, viene stabilito un limite massimo di cicli di commutazione dì precarica. Qualora, al termine dei cicli di commutazione di precarica previsti (determinato dal valore del segnale di fine conteggio N_p, indicativo del numero di cicli di commutazione eseguiti), la tensione di retroazione Vfbrisultasse ancora minore del valore del segnale campionato FB, la logica di precarica 48 determinerebbe in ogni caso l'aggiornamento del segnale campionato FB (asserendo alto il segnale di abilitazione s_en), consentendo al circuito di controllo 12 del convertitore di tensione di riprendere il controllo della tensione di uscita Vout. Furthermore, given that a sudden increase in the output current load could cause a lowering of the output voltage Voute of the voltage reflected on the auxiliary winding 7, with the consequence of not allowing the updating of the sampled signal FB (as it would not occur condition Vfb> FB) and to take the voltage converter out of regulation, a maximum limit of pre-charge switching cycles is established. If, at the end of the foreseen pre-charge switching cycles (determined by the value of the end-of-count signal N_p, indicative of the number of switching cycles performed), the feedback voltage Vfbr is even lower than the value of the sampled signal FB, the pre-charge logic 48 would determine in any case the updating of the sampled signal FB (by asserting high the enabling signal s_en), allowing the control circuit 12 of the voltage converter to regain control of the output voltage Vout.

In una possibile implementazione circuitale, mostrata in figura 7, la logica di precarica 48 comprende: una prima porta logica AND 50, a due ingressi, ricevente il segnale di stato di carica s_ch ed il segnale di abilitazione burst mode b_en; una prima porta logica OR 52, a tre ingressi, ricevente il segnale logico in uscita dalla prima porta logica AND 50, il complementare del segnale di abilitazione burst mode b_en da un primo invertitore logico 53, ed il segnale di fine conteggio N_p, e fornente in uscita il segnale di abilitazione campionamento s_en per lo stadio di campionamento 20; una seconda porta logica AND 54, a due ingressi, ricevente il complementare del segnale logico in uscita dalla prima porta logica AND 50 da un secondo invertitore 55, ed il segnale di abilitazione burst mode b_en, e fornente in uscita il segnale di comando set/reset per il generatore di impulsi di precarica 47. In a possible circuit implementation, shown in Figure 7, the precharge logic 48 comprises: a first logic AND gate 50, with two inputs, receiving the state of charge signal s_ch and the enabling signal burst mode b_en; a first logic OR gate 52, with three inputs, receiving the logic output signal from the first logic AND gate 50, the complementary of the burst mode enabling signal b_en from a first logic inverter 53, and the end-of-count signal N_p, and providing at the output the sampling enabling signal s_en for the sampling stage 20; a second AND logic gate 54, with two inputs, receiving the complementary of the logic output signal from the first AND logic gate 50 from a second inverter 55, and the burst mode enabling signal b_en, and supplying the command signal set / reset for the precharge pulse generator 47.

In particolare, lo stadio di campionamento 20 comprende: un blocco campionatore 20a ricevente la tensione di retroazione Vfb; un condensatore di mantenimento 20b, ai cui capi è presente il segnale campionato FB; ed un interruttore di campionamento 2Oc, interposto tra il blocco campionatore 20a ed il condensatore di mantenimento 20b. Il segnale di abilitazione campionamento s_en comanda l'interruttore di campionamento 20c, ed abilita il collegamento del condensatore di mantenimento 20b all'uscita del blocco campionatore 20a, in modo da consentire l'aggiornamento del valore del segnale campionato FB. In particular, the sampling stage 20 comprises: a sampler block 20a receiving the feedback voltage Vfb; a holding capacitor 20b, at the ends of which the sampled signal FB is present; and a sampling switch 2Oc, interposed between the sampler block 20a and the holding capacitor 20b. The sampling enabling signal s_en controls the sampling switch 20c, and enables the connection of the holding capacitor 20b to the output of the sampler block 20a, so as to allow the updating of the value of the sampled signal FB.

Il generatore di impulsi di precarica 47 comprende: un blocco di generazione di impulsi 57, che genera in uscita, in funzione del segnale di pilotaggio drv_on, il segnale di precarìca pch; ed un blocco contatore 58, collegato all'uscita del blocco di generazione di impulsi 57, atto a contare il numero di impulsi generati e fornente in uscita il segnale di fine conteggio N_j?a conteggio ultimato. The precharge pulse generator 47 comprises: a pulse generation block 57, which generates at the output, as a function of the driving signal drv_on, the precharge signal pch; and a counter block 58, connected to the output of the pulse generation block 57, able to count the number of pulses generated and output the end-of-count signal N_j? at the end of the count.

In uso, la logica di precarica 48 abilita l'aggiornamento del valore del segnale campionato FB (portando al valore alto il segnale di abilitazione campionamento s_en) quando si verifica almeno una delle seguenti condizioni: In use, the precharge logic 48 enables the updating of the value of the sampled signal FB (bringing the sampling enable signal s_en to the high value) when at least one of the following conditions occurs:

- il segnale di stato di carica s_ch commuta al valore alto, perché la tensione di retroazione Vfbha superato il segnale campionato FB; tale evento determina anche il reset del blocco contatore 58 (il conteggio si azzera) e del blocco di generazione di impulsi 57 (si arresta la generazione degli impulsi di precarica), per mezzo del segnale di comando set/reset; - the state of charge signal s_ch switches to the high value, because the feedback voltage Vfb has exceeded the sampled signal FB; this event also determines the reset of the counter block 58 (the count is reset) and of the pulse generation block 57 (the generation of the precharge pulses stops), by means of the set / reset command signal;

il segnale di fine conteggio N_p commuta al valore alto perché il blocco contatore 58 ha contato un numero prestabilito di cicli di commutazione a partire dal primo ciclo di commutazione successivo all'ingresso in condizione di burst mode; the end-of-count signal N_p switches to the high value because the counter block 58 has counted a predetermined number of switching cycles starting from the first switching cycle following the burst mode input;

il segnale di abilitazione burst mode b_en presenta valore basso, indicativo di una normale condizione di funzionamento del convertitore di tensione 40 (in cui lo stadio di controllo di burst mode 42 non influisce sull'operazione di campionamento). the burst mode enabling signal b_en has a low value, indicative of a normal operating condition of the voltage converter 40 (in which the burst mode control stage 42 does not affect the sampling operation).

Le figure 8a-8d mostrano l'andamento dei segnali coinvolti nel funzionamento dello stadio di controllo di burst mode 42; per semplicità illustrativa, la tensione ausiliaria Vausè assunta uguale alla tensione di retroazione Vfb. Come si può notare, grazie agli impulsi di precarica (forniti dal blocco di pilotaggio 28 in funzione del segnale di precarica pch), il condensatore di blocco 33 si carica progressivamente, ed il valore della tensione Vclampai suoi capi cresce fino a raggiungere il valore della tensione di uscita Voutriflessa al primario del trasformatore 4; durante la carica del condensatore di blocco 33, la tensione di retroazione Vfbsegue sostanzialmente l'andamento della tensione Vclamp. Non appena la tensione di retroazione Vfbsupera il valore del segnale campionato FB, il segnale di abilitazione campionamento s_en commuta al valore alto, abilitando l'aggiornamento del segnale campionato FB e consentendo la corretta regolazione della tensione di uscita V,out· Figures 8a-8d show the trend of the signals involved in the operation of the burst mode control stage 42; for illustrative simplicity, the auxiliary voltage Vaus is assumed to be equal to the feedback voltage Vfb. As can be seen, thanks to the pre-charge pulses (supplied by the driving block 28 as a function of the pre-charge signal pch), the block capacitor 33 charges progressively, and the value of the voltage Vclamp at its ends increases until it reaches the value of the output voltage Vout reflected at the primary of the transformer 4; during the charging of the block capacitor 33, the feedback voltage Vfb substantially follows the trend of the voltage Vclamp. As soon as the feedback voltage Vfb exceeds the value of the sampled signal FB, the sampling enable signal s_en switches to the high value, enabling the updating of the sampled signal FB and allowing the correct adjustment of the output voltage V, out

Può accadere che, in certe condizioni di carico, intermedie tra la condizione di burst mode ed una condizione di normale funzionamento, il sistema lavori alternativamente in condizione di burst mode o fuori dalla condizione di burst mode, e che quindi il segnale di controllo Vconattraversi ripetutamente (verso l'alto o verso il basso) il secondo segnale di riferimento Vb_refIn queste condizioni di lavoro, quando il sistema si trova in condizione di burst mode, il condensatore di blocco 33 si scaricherà comunque, e dunque, all'uscita dalla condizione di burst mode, bisognerà verificare il suo stato di carica, per evitare un errato campionamento della tensione di retroazione Vfb. It may happen that, under certain load conditions, intermediate between the condition of burst mode and a condition of normal operation, the system works alternatively in the condition of burst mode or outside the condition of burst mode, and that therefore the control signal Vcon crosses repeatedly (upwards or downwards) the second reference signal Vb_ref In these working conditions, when the system is in burst mode, the block capacitor 33 will discharge in any case, and therefore, upon exiting the burst mode, it will be necessary to check its state of charge, to avoid incorrect sampling of the feedback voltage Vfb.

Pertanto, un ulteriore aspetto della presente invenzione prevede di implementare la logica di controllo dello stadio di campionamento 20 precedentemente descritta anche all'uscita dalla condizione di burst mode, fino a quando non si rilevi il corretto stato di carica del condensatore di blocco 33, oppure si superi il numero massimo di cicli di precarica previsti . Therefore, a further aspect of the present invention provides to implement the control logic of the sampling stage 20 previously described also at the exit from the burst mode condition, until the correct state of charge of the block capacitor 33 is detected, or the maximum number of predicted pre-charge cycles is exceeded.

A tal fine, come mostrato in figura 9, il controllore di burst mode 44 comprende inoltre uno stadio di mantenimento 60, che riceve in ingresso il segnale di abilitazione burst mode b_en, il segnale di conteggio N_p ed il segnale di stato di carica s_ch, e fornisce in uscita per la logica di precarica 48 un segnale mantenuto b_l_en, funzione del segnale di abilitazione burst mode b_en (ed in sostituzione dello stesso segnale di abilitazione burst mode b_en). To this end, as shown in Figure 9, the burst mode controller 44 further comprises a maintenance stage 60, which receives at its input the burst mode enable signal b_en, the count signal N_p and the state of charge signal s_ch, and supplies at the output for the precharge logic 48 a maintained signal b_1_en, a function of the enabling signal burst mode b_en (and in substitution of the same enabling signal burst mode b_en).

In dettaglio, lo stadio di mantenimento 60 comprende una seconda porta logica OR 61 ricevente in ingresso il segnale di stato di carica s_ch ed il segnale di conteggio N_p; una porta logica NAND 62 ricevente l'uscita della seconda porta logica OR 61 ed il complementare del segnale di abilitazione burst mode b_en da un terzo invertitore logico 63; ed un blocco logico latch 64 avente un ingresso di segnale ricevente il segnale di abilitazione burst mode b_en, un ingresso di reset ricevente l'uscita della porta logica NAND 62, ed un'uscita fornente il segnale mantenuto b_l_en. In detail, the maintenance stage 60 comprises a second OR logic gate 61 receiving in input the state of charge signal s_ch and the count signal N_p; a NAND logic gate 62 receiving the output of the second OR logic gate 61 and the complementary of the burst mode enabling signal b_en from a third logic inverter 63; and a latch logic block 64 having a signal input receiving the burst mode enable signal b_en, a reset input receiving the output of the NAND logic gate 62, and an output providing the maintained signal b_1_en.

In questo caso, il segnale di abilitazione burst mode b_en viene memorizzato dal blocco logico latch 64 e mantenuto in uscita fino a quando non si verifica una delle due condizioni necessarie per l'aggiornamento del segnale campionato FB, cioè fino a quando il segnale di stato di carica s_ch o il segnale di conteggio N_p assumono un valore alto; in tal modo, risulta possibile abilitare, mediante il segnale mantenuto b_l_en, la logica di precarica 48 anche dopo l'uscita del convertitore di tensione 40 dalla condizione di burst mode . In this case, the burst mode enable signal b_en is stored by the latch logic block 64 and kept at the output until one of the two conditions necessary for updating the sampled signal FB occurs, i.e. until the status signal charge s_ch or the count signal N_p assume a high value; in this way, it is possible to enable, by means of the maintained signal b_1_en, the precharge logic 48 even after the voltage converter 40 has exited from the burst mode condition.

Il convertitore di tensione descritto, ed il relativo metodo di controllo, presentano numerosi vantaggi . The voltage converter described, and the relative control method, have numerous advantages.

In particolare, la soluzione descritta consente di utilizzare una rete di snubber passiva senza compromettere la regolazione della tensione di uscita Voutdel convertitore di tensione 40, ed evitando picchi di energia erogata in uscita (e gli associati problemi di EMI e di emissione di rumore acustico). Questi vantaggi sono ottenuti con limitate modifiche circuitali, senza comportare un aumento sostanziale dell'occupazione di area finale del dispositivo e degli associati costi di realizzazione. In particular, the described solution allows to use a passive snubber network without compromising the regulation of the output voltage Vout of the voltage converter 40, and avoiding peaks of energy delivered at the output (and the associated EMI and acoustic noise emission problems). . These advantages are obtained with limited circuit modifications, without entailing a substantial increase in the final area occupation of the device and in the associated manufacturing costs.

L'efficacia di regolazione della tensione di uscita Voutdel convertitore di tensione 40 secondo la presente invenzione risulta in maniera evidente dall'esame delle figure 10a-10c e lla-llc, che illustrano le prestazioni di un convertitore di tensione 1 di tipo tradizionale e, rispettivamente, del convertitore di tensione 40 stesso (con un carico di corrente in uscita pari a 1 mA). In particolare, si può notare come il convertitore di tensione 40 consenta di ottenere una migliore regolazione della tensione di uscita Vout#in assenza di picchi di energia sul segnale di confronto Vcon· L'utilizzo del convertitore di tensione 40 risulta particolarmente vantaggioso in un dispositivo caricabatteria, per fornire una tensione regolata di uscita (ad esempio pari a 12V) a partire dalla tensione di rete. The efficiency of regulating the output voltage Vout of the voltage converter 40 according to the present invention is evident from an examination of figures 10a-10c and 11a-llc, which illustrate the performances of a voltage converter 1 of the traditional type and, respectively, of the voltage converter 40 itself (with an output current load equal to 1 mA). In particular, it can be noted that the voltage converter 40 allows to obtain a better regulation of the output voltage Vout # in the absence of energy peaks on the comparison signal Vcon. The use of the voltage converter 40 is particularly advantageous in a device battery charger, to supply a regulated output voltage (for example equal to 12V) starting from the mains voltage.

Risulta infine chiaro che a quanto qui descritto ed illustrato possono essere apportate modifiche e varianti senza per questo uscire dall'ambito di protezione della presente invenzione, come definito nelle rivendicazioni allegate . Finally, it is clear that modifications and variations can be made to what is described and illustrated herein without thereby departing from the scope of protection of the present invention, as defined in the attached claims.

In particolare, lo stadio di controllo di burst mode 42 può essere presente anche nel caso in cui venga utilizzato un diodo zener in sostituzione del condensatore di blocco 33 e del resistore di blocco 32 nella rete di snubber 30; dato che tale diodo zener diventa conduttivo con una corrente molto piccola, generalmente non è necessaria una fase di precarica. In questo caso, lo stadio di controllo di burst mode 42 diventerebbe "trasparente", senza alterare il funzionamento del convertitore di tensione. In particular, the burst mode control stage 42 can also be present if a zener diode is used to replace the block capacitor 33 and the block resistor 32 in the snubber network 30; since this zener diode becomes conductive with a very small current, a pre-charging phase is generally not necessary. In this case, the burst mode control stage 42 would become "transparent", without affecting the operation of the voltage converter.

Inoltre, la tensione di retroazione Vfb, correlata al valore della tensione di uscita Vout, potrebbe essere prelevata nel convertitore di tensione 40 direttamente dall'avvolgimento primario 5 sul lato primario del trasformatore 4; in tal caso, l'avvolgimento ausiliario 7 potrebbe non essere previsto, oppure essere utilizzato solamente per fornire l'auto-alimentazione per il circuito di controllo 12' (il metodo di controllo descritto restando tuttavia invariato). Furthermore, the feedback voltage Vfb, correlated to the value of the output voltage Vout, could be taken in the voltage converter 40 directly from the primary winding 5 on the primary side of the transformer 4; in this case, the auxiliary winding 7 could not be provided, or it could be used only to supply the self-supply for the control circuit 12 '(the control method described however remaining unchanged).

Infine, la presente invenzione trova generica applicazione nei convertitori di tensione di tipo switching con retroazione al primario e con controllo della corrente di picco, essendo quindi indipendente da: la particolare tipologia di convertitore (o regolatore o alimentatore) utilizzata (sebbene la descrizione abbia fatto particolare riferimento alla tipologia flyback); la modalità di trasferimento di energia fra sorgente di alimentazione e carico, a frequenza fissa o variabile; la particolare soluzione circuitale utilizzata per implementare la funzionalità dei singoli blocchi della logica di controllo; la tipologia dell'interruttore di controllo; e la modalità di retroazione prevista sul lato primario del trasformatore. Finally, the present invention finds general application in switching type voltage converters with feedback to the primary and with peak current control, being therefore independent of: the particular type of converter (or regulator or power supply) used (although the description has made particular reference to the flyback type); the mode of energy transfer between the power source and the load, at fixed or variable frequency; the particular circuit solution used to implement the functionality of the individual blocks of the control logic; the type of control switch; and the feedback mode provided on the primary side of the transformer.

Claims

CLAIMS 1. Voltage converter (40) comprising: voltage transforming means (4) having a primary winding (5) adapted to receive an input voltage (Vj.n) and a secondary winding (6) adapted to supply an output voltage (Vout); control switch means (8) coupled to said primary winding (5); a control circuit (12) suitable for commuting said control switch means (8), said control circuit (12) being equipped with a sampler stage (20), suitable for sampling and maintaining a feedback signal (Vfb) correlated to said output voltage (Vout) and to provide a sampled signal (FB); and a voltage limiting circuit (30) equipped with charge storage means (33) adapted to be connected across said primary winding (5); characterized in that it comprises a sampling control stage (42) operatively coupled to said sampler stage (20), and able, during a given operating condition of said voltage converter (40), to enable the updating of said sampled signal ( FB) on the basis of a state of charge of said charge storage means (33).

2. Converter according to claim 1, wherein said voltage transforming means (4) have a primary side on which said primary winding (5) is arranged, a secondary side on which said secondary winding (6) is arranged, and a winding auxiliary (7), arranged on said primary side and able to supply said feedback signal (Vfb).

Converter according to claim 1 or 2, wherein said control circuit (12) is adapted to command said control switch means (8) with a first switching frequency in a first operating condition of said voltage converter (40 ); said given operating condition corresponding to a low consumption condition in which said control circuit (12) is able to control said control switch means (8) with a second switching frequency, lower than said first switching frequency.

4. Converter according to any one of the preceding claims, in which said sampling control stage (42) is adapted to enable said update, as a function of the value of said feedback signal (Vfb).

5. Converter according to claim 4, wherein said sampling control stage (42) comprises: a comparator stage (46) adapted to compare an actual value of said feedback signal (Vfb) with a previous value of said sampled signal (FB ); and a control logic (48), connected to said comparator stage (46), able to enable the updating of said sampled signal (FB) in the event that said current value of said feedback signal (Vfb) has a first relationship comparison with said previous value of said sampled signal (FB).

6. Converter according to claim 5, wherein said current value is assumed by said feedback signal (Vfb) during an actual switching cycle, and said previous value is assumed by said sampled signal (FB) during a switching cycle preceding a said actual switching cycle; and in which said first comparison relationship is satisfied when said present value of said feedback signal (Vfb) is greater than said previous value of said sampled signal (FB).

7. Converter according to any one of the preceding claims, wherein said sampling control stage (42) comprises a charge block (47), configured in such a way as to generate a charge signal (pch) suitable for commuting said switching means control (8) for causing charging of said charge storage means (33).

8. Converter according to claim 7, wherein said charge block (47) is adapted to supply said charge signal (pch) to a control terminal of said control switch means (8), if an actual value of said signal feedback (Vfb) presents a second comparison relationship with a previous value of said sampled signal (FB).

9. Converter according to claim 8, wherein said charge signal (pch) is constituted by a series of pulses; and in which said sampling control stage (42) comprises: a comparator stage (46) adapted to compare said current value of said feedback signal (Vfb) with said previous value of said sampled signal (FB); and a control logic (48) adapted to stop the generation of said charge signal (pch) when said current value of said feedback signal (Vfb) does not have said second comparison relationship with said previous value of said sampled signal (FB ), or following the generation of a predetermined number of pulses of said charge signal (pch).

Converter according to any one of the preceding claims, wherein said sampling control stage (42) comprises: a controller (44) configured so as to enable said update of said sampled signal (FB); and a detection block (43) configured so as to detect the occurrence of said given operating condition of said voltage converter (40), and to consequently provide an enabling signal (b_en) to said controller (44), such as to enable it operation.

11. Converter according to claim 10, wherein said control circuit (12) further comprises an error amplifier stage (22) adapted to amplify a difference between said sampled signal (FB) and a first reference signal (Vref), and to output a control signal (Vcon); said detection block comprising comparator means (43) adapted to perform a comparison between said comparison signal (Vcon) and a second reference signal (Vb_ref) / and to output said enabling signal (b_en) as a function of the result of said comparison .

Converter according to any one of the preceding claims, wherein said sampling control stage (42) is configured so as to enable said update on the basis of a voltage (Vclamp) across said charge storage means (33); said sampling control stage (42) being furthermore adapted to enable said update also at the exit from said given operating condition of said voltage converter (40).

Converter according to claim 12, wherein said sampling control stage (42) comprises: a controller (44) configured to enable said update of said sampled signal (FB); a detection block (43) configured so as to detect the occurrence of said given operating condition of said voltage converter (40), and to consequently provide an enabling signal (b_en) to said controller (44) such as to enable its operation ; and a holding block (60) connected to the output of said detection block (43) and adapted to maintain a value of said enabling signal (b_en) at the output from said given operating condition of said voltage converter (40) until said voltage (Vclamp) at the ends of said charge storage means (33) assumes a desired value.

Converter according to any one of the preceding claims, of the isolated type, in which said control circuit (12) is further configured so as to implement a PWM control of said control switch means (8), to control a peak current in said primary winding (5) on the basis of the value of said sampled signal (FB).

Electronic device (40), in particular a battery charger device, characterized in that it comprises a voltage converter according to any one of the preceding claims.

16. Method of controlling a voltage converter (40), said voltage converter being equipped with: voltage transforming means (4) having a primary winding (5) adapted to receive an input voltage (Vin) and a secondary winding (6) adapted to provide an output voltage (Vout); control switch means (8) coupled to said primary winding (5); and a voltage limiting circuit (30) equipped with charge storage means (33) adapted to be connected across said primary winding; said method comprising the step of controlling in switching said control switch means (8) as a function of a feedback signal (Vfb) correlated to said output voltage (Vout) / said controlling step comprising the step of sampling and maintaining said signal feedback (Vfb) to generate a sampled signal (FB), characterized in that it comprises, during a given operating condition of said voltage converter (40), the step of enabling the updating of said sampled signal (FB) on the basis of a state of charge of said charge storage means (33) .

Method according to claim 16, wherein said controlling step comprises driving said control switch means (8) with a first switching frequency in a first operating condition of said voltage converter (40); said given operating condition corresponding to a low consumption condition in which said control switch means (8) are controlled with a second switching frequency, lower than said first switching frequency.

Method according to claim 16 or 17, wherein said enabling step comprises enabling said update as a function of the value of said feedback signal (Vfb).

Method according to claim 18, wherein said enabling step comprises comparing an actual value of said feedback signal (Vfb) with a previous value of said sampled signal (FB), and enabling the updating of said sampled signal (FB ) in the case in which said present value of said feedback signal (V3⁄4) has a first comparison relationship with said previous value of said sampled signal (FB).

Method according to claim 19, wherein said current value is assumed by said feedback signal (Vfb) during an actual switching cycle, and said previous value is assumed by said sampled signal (FB) during a switching cycle preceding a said actual switching cycle; and in which said first comparison relationship is satisfied when said present value of said feedback signal (Vfb) is greater than said previous value of said sampled signal (FB).

Method according to any one of claims 16-20, further comprising the step of generating a charge signal (pch) adapted to switch said control switch means (8) to cause the charge of said charge storage means (33). ).

Method according to claim 21, wherein said charging step comprises providing said charging signal (pch) to a control terminal of said control switch means (8) if an actual value of said feedback signal (Vfb) is present a second comparison relationship with a previous value of said sampled signal (FB).

Method according to claim 22, wherein said charge signal (pch) consists of a series of pulses; and in which said charging step comprises stopping the generation of said charging signal (pch) if an actual value of said feedback signal (Vfb) does not have said second comparison relationship with said previous value of said sampled signal (FB), or following the generation of a predetermined number of pulses of said charge signal (pch) during said charging step.

Method according to any one of claims 16-23, further comprising the step of detecting the occurrence of said given operating condition of said voltage converter (40), and performing said step of enabling said update based on said detection.

Method according to claim 24, wherein said controlling step further comprises amplifying a difference between said sampled signal (FB) and a first reference signal (Vref) to provide a control signal (Vcon); said step of detecting comprising performing a comparison between said comparison signal (Vcon) and a second reference signal (Vb_ref) "and detecting the occurrence of said given operating condition of said voltage converter (40) as a function of the result of said comparison .

Method according to any one of claims 16-25, wherein said enabling step comprises enabling said update based on a voltage (Vclamp) across said charge storage means (33); said step of enabling said update being performed also at the exit from said given operating condition of said voltage converter (40), until said voltage (Vclamp) across said charge storage means (33) assumes a desired value.