ITMI971802A1 - Radiotrasmettitore a larga banda per un segnale costituito da una pluralita' di portanti equispaziate modulate digitalmente - Google Patents

Description

DESCRIZIONE

CAMPO DI APPLICAZIONE

La presente invenzione si riferisce al campo della tecnica che riguarda i sistemi di telecomunicazioni professionali, e più precisamente ad un radiotrasmettitore a larga banda per un segnale costituito da una pluralità di portanti equispaziate modulate digitalmente.

L’utilizzo dello spettro a radiofrequenza nelle telecomunicazioni è disciplinato da norme intemazionali che assegnano specifiche bande di frequenze a determinati servizi, pubblici o privati. All'interno di queste band » e i servizi sono in genere organizzati in modo da sfruttare al meglio l'occupazione di banda, ad esempio, suddividendo la stèssa in una pluralità di canali contigui. Numerosi sono gli esempi in merito. Un primo di essi è costituito dai ponti radio telefonici, ove migliaia di canali telefonici vengono multiplati tra loro, in frequenza o nel tempo, ed i segnali multiplati utilizzati per modulare delle rispettive portanti di altrettanti canali radio, disposti in modo da risultare contigui entro una banda a microonde. Un secondo esempio è costituito dal sistema telefonico paneuropeo, definito da ora in avanti mediante l’acronimo GSM (Global System Mobile), basato sull'utilizzo a divisione di tempo di ben 124 portanti spaziate tra loro di 200 KHz, modulate digitalmente secondo uno schema GMSK (Gaussian Minimum Shift Keying), ed individualmente trasmesse entro una banda di 35-MHz (Extended GSM) posizionata attorno ai 900 MHz. Il riferimento al sistema GSM è voluto poiché, essendo lo stesso un sistema essenzialmente digitale, risulta il campo di applicazione preferenziale del trasmettitore secondo l’invenzione in oggetto. Come è noto, per modulazione digitale si intende uno schema di modulazione in cui il parametro, o i parametri, che caratterizzano le portanti modulate assumono solo un numero discreto di valori; nel GSM, come nei più moderni sistemi di telecomunicazioni, le portanti sono modulate di fase in modo ortogonale partendo da un segnale modulante costituito da burst di bit d'informazione.

PROBLEMA TECNICO

In qualunque tipo di trasmettitore per segnali digitali, oltre all’usuale filtraggio della banda immagine generata dal convertitore a radiofrequenza e del residuo di oscillatore locale, occorre dapprima filtrare le repliche dello spettro di banda base causate dalla conversione del segnale digitale in forma analogica, l’unica possibile per la trasmissione via radio. Le figg.1 e 2 illustrano quanto sopra esposto. In particolare, in fig.1 si può notare che la frequenza di campionamento fs è maggiore del doppio della banda utile BW del segnale da campionare, come stabilito dal criterio di Nyqùist per evitare sovrapposizioni spettrali nel. segnale campionato.

Nel caso di realizzazione di un trasmettitore multiportante, a seconda dell’architettura ipotizzabile, i filtraggi di cui' sopra possono risultare più, o meno, onerosi. Volendo infatti costruire un segnale multiportante di tipo digitale, sarebbe utile, sommare tra loro digitalmente il maggior numero possibile di portanti modulate, onde sfruttare al massimo la velocità consentita dalla sezione digitale che effettua una tale costruzione, compatibilmente con la massima velocità di funzionamento del convertitore digitale/analogico. Questo modo di operare comporterebbe tuttavia un notevole accorciamento delle distanze esistenti tra il bordo inferiore della banda base e la continua, da un lato, ed il bordo superiore e la frequenza fs/2, dall’altro. Le suddette distanze sono indicate con AF in fig.3 ed hanno la seguente espressione:

L’avvicinamento dello spettro utile alla continua complicherebbe il. filtraggio a radiofrequenza per eliminare il residuo di oscillatore locale e la banda immagine (vedi fig. 2), mentre lavvicinamento a fs/2 complicherebbe il filtraggio di ricostruzione per l'eliminazione delle repliche spettrali indesiderate (vedi fig. 1). Esiste quindi un compromesso tra la scelta della frequenza di campionamento fs e la larghezza di banda del segnale multiportante entro la prima zona di Nyquist. Per quanto concerne la frequenza di campionamento, essa corrisponde a quella di un segnale di clock utilizzato dalla sezione digitale. Detta frequenza deve essere necessariamente superiore a quella che risulta scegliendo due campioni per rappresentare la portante numerica modulata di fase posta all'estremità superiore dello spettro a larga banda, in quanto occorre mantenere, i suddetti margini di filtraggio. Il valore massimo della frequenza di campionamento sarebbe attualmente di circa 40 MHz, limite imposto dalla tecnologia della componentistica oggi reperibile, mentre per quanto concerne la massima larghezza di banda del segnale utile, questa verrebbe a dipendere da quanto margine si intende lasciare per semplificare i filtraggi di cui sopra. Alla frequenza di 40 MHz nessuna limitazione verrebbe invece posta dal convertitore digitale/analogico che può raggiungere tranquillamente velocità più che doppie.

Viene ora ipotizzato il progetto di un trasmettitore a larga banda per un segnale multiportante digitale, allo scopo di mettere in evidenza le difficoltà che si presentano nel voler perseguire una simile realizzazione, difficoltà che hanno finora sconsigliato questo tipo di approccio realizzativo. Nel trasmettitore ipotizzato si assume:

• frequenza di campionamento 34.6 MHz;

• numero di canali 16;

• spaziatura tra t canali 600 kHz, corrispondente ad un cluster size GSM pari a 3.

Con questi assunti risulta che la banda del segnale utile BW occupa circa 10 MHz, da allocare entro una prima zona di Nyquist larga 17.3 MHz. Considerando di posizionare la frequenza intermedia IF al centro della prima zona di Nyquist, cioè: IF = 8,65 MHz, si ottiene che le distanze AF tra i bordi dello spettro utile ed i bordi della prima zona di Nyquist hanno un valore di 3,65 MHz; i margini destinati al filtraggio sono quindi molto stretti.

in fig.4 sono illustrate le specifiche GSM 11.21 relative alle emissioni di segnali spuri (per sistemi operanti nella banda GSM). Esse prevedono che ogni segnale spurio emesso dal trasmettitore stia al disotto di -36 dBm in tutto lo spettro di frequenze fino a 1 GHz, tranne nella banda di ricezione, in cui è necessario rispettare i -98 dBm. Per frequenze superiori al GHz le specifiche impongono di non emettere più di -30 dBm, ad esclusione delle bande riservate al servizio DCS (Digital Cellular System) a 1800 MHz.

Supponendo di impiegare una potenza di oscillatore locale Ροl pari a 10 dBm, di avere nel mixer bilanciato che opera la conversione a radiofrequenza un isolamento tra oscillatore locale e radiofrequenza e che il guadagno dell'intera catena di trasmissione sia di 50 dB, si ottiene che in uscita, senza filtraggi, il residuo di oscillatore locale è pari a:

Nel caso in cui il residuo di oscillatore locale cada in banda di trasmissione occorre portare i 30 dBm a -36 dBm, cioè bisogna impiegare un filtro passa banda a radiofrequenza che ad una distanza ΔF=3.65 MHZ dai bordi della banda attenui 66 dB. Per ottenere ciò è necessario utilizzare due identici filtri di tipo Chebyshev con 6 risonatori; un simile filtraggio risulta molto oneroso.

Oltre all'inconveniente dell’onerosità del filtraggio a radiofrequenza, l'impiego di una bassa IF potrebbe comportare un secondo inconveniente costituito dal fatto che i prodotti di conversione generati dalla non linearità del mixer potrebbero cadere nella banda utile del segnale. Il mixer infatti, oltre a generare i segnali desiderati alle frequenze:

(3) produce dei segnali spuri a frequenze:

(4) per tutte la combinazioni di M e N interi positivi e negativi. Le ampiezze dei segnali spuri diminuiscono al crescere di M e N. Di questi prodotti spuri quelli che maggiormente possono disturbare il segnale a radiofrequenza sono quelli di ordine più basso, perché hanno maggiori ampiezze e, come adesso si vedrà, possono ricadere nella banda utile.

Si consideri il caso N-1 e M=2, cioè

(5) In fig.5 è riportata la situazione spettrale a radiofrequenza per la sola banda laterale superiore nel caso di spettro costituito da due soli canali a frequenza

l’uno all’inizio e l'altro alla fine dello spettro utile BW:

(6) E' facile verificare che se risulta vera la seguente condizione:

(7) il prodotto dovuto alla non linearità del secondo ordine (IMD2) del mixer cade nella banda del segnale da trasmettere. Da misure effettuate su alcuni campioni si riscontra che anche usando mixer doppiamente bilanciati si ha sempre un contributo di secondo ordine di almeno -50 dBc, che una volta amplificato non rientra più nelle specifiche di fig.4 e comunque non rispetta le specifiche riguardanti le intermodulazioni in banda di trasmissione, è quindi necessario evitare che detto contributo possa cadere nella banda del segnale da trasmettere.

Nel trasmettitore a 16 portanti del caso ipotizzato, lo spettro utile occupa la banda di frequenze comprese tra 3.65 MHz e 13.65 MHz, e BW=10 MHz, da cui:

e la condizione (7) risulta pertanto verificata, conseguentemente i prodotti spuri cadono irrimediabilmente nella banda da trasmettere. Un modo per evitare che ciò accada potrebbe essere quello di impiegare una frequenza intermedia IF più alta, ottenibile con una più elevata frequenza di clock per la sezione digitale che costruisce il segnale multiportante. Cosi facendo, a parità di banda BW, si può ottenere una · maggior distanza AF dello spettro utile BW dalla continua, fino al punto che la condizione (7) non sia più verificata, ma risulti invece verificata la condizione contraria:

(8)

Sfortunatamente gli attuali limiti tecnologici della componentistica impiegata non consentono una tale soluzione.

Gli inconvenienti sopra evidenziati hanno finora scoraggiato la realizzazione di un trasmettitore digitale del tipo ipotizzato. Infatti nelle BTS (Base Station Transceiver) dei maggiori produttori di sistemi radiomobili, dove un simile trasmettitore potrebbe essere utilmente impiegato, quello che viene effettivamente utilizzato è un trasmettitore multiportante costituito da una pluralità di trasmettitori monocanale indipendenti, accoppiati ad un'unica, o ad un numero limitato di antenne. In tal modo, non essendoci una sezione digitale del tipo di quella del trasmettitore ipotizzato, spariscono anche i relativi problemi di clock, così come quelli di filtraggio delle repliche del segnale convertito in analogico, essendo i trasmettitori a banda stretta. Viene inoltre utilizzata una seconda frequenza intermedia per semplificare ulteriormente il filtraggio a radiofrequenza.

ARTE NOTA

In fig.6 viene evidenziato un trasmettitore multiportante effettivamente impiegato in una stazione radio base, o BTS, di un sistema telefonico radiomobile GSM. Per comodità, vengono mostrati solo due degli N identici trasmettitori monocanale equipaggiati, rispettivamente indicati con All’ingresso dei trasmettitori RFTX1. RFTXN pervengono delle rispettive stringhe di bit a 270 Kbit/s che convogliano i burst di trasmissione relativi ad altrettanti canali di comunicazione assegnati agli utenti in conversazione. Questi segnali all’interno del rispettivo trasmettitore raggiungono un modulatore MOD che opera la modulazione GMSK di una portante sinusoidale a 200 KHz in forma digitale, fornendo in uscita un segnale digitale che raggiunge l’ingresso di un convertitore digitale/analogico DAC. Il campionatore del DAC viene comandato da un segnale CK di valore tale per cui lo spettro del segnale (PAM) uscente dal DAC ha bande laterali attorno ad una prima frequenza intermedia IF1. Il segnale convertito viene filtrato da un primo filtro passa banda FPB1 di ricostruzione, che seleziona la banda voluta larga 200 KHz. Il segnale uscente da FPB1 viene quindi inviato ad un ingresso di un primo mixer bilanciato MIX, a cui anche perviene un primo segnale di oscillatore locale

ad una seconda frequenza intermedia, il segnale a seconda frequenza intermedia uscente da MIX1 viene nuovamente filtrato da un secondo filtro passa banda FPB2, che seleziona la banda laterale voluta. Il segnale uscente da FPB2 viene quindi inviato ad un ingresso di un secondo mixer bilanciato MIX2 a cui perviene anche un secondo segnale di oscillatore locale, rispettivamente relativamente ai trasmettitori 1, ..., N, per la conversione- a radiofrequenza. I segnali

differiscono tra loro in frequenza e sono generati da altrettanti PLL. In ciascun trasmettitore il segnale uscente da MIX2 viene filtrato da un rispettivo filtro d'immagine FIMI che elimina la banda immagine ed il residuo di oscillatore locale dallo spettro a radiofrequenza, e quindi inviato ad un amplificatore di potenza a radiofrequenza LPA che lavora in classe A. I segnali amplificati vengono nuovamente filtrati da rispettivi filtri di canale FCH1. FCHN, ad alto Q, all'uscita dei quali sono presenti altrettanti segnali a radiofrequenza RF1, RFN che verranno trasmessi. In cascata agli N trasmettitori è posto un blocco RFCOMB ad N ingressi per i segnali RF1, RFN, che accoppia i segnali presenti ai suoi ingressi ad un ridotto numero di antenne direttive ANT1, ANT2 e ANT3, ipotizzando una configurazione "corner excited”, ottenendo con ciò un segnale di trasmissione multiportante di tipo TDMA.

La catena di blocchi che costituiscono i trasmettitori RFTX1, RFTXN è suddivisa in sezioni contigue indicate con BB, IF1, IF2 ed RF per contraddistinguere il funzionamento, rispettivamente, in banda base, alla prima frequenza intermedia ÌF1, alla seconda frequenza intermedia IF2, ed a radiofrequenza RF.

La fig.7 illustra le operazioni compiute sullo spettro di frequenze dai blocchi appartenenti alle sezioni BB, IF1, IF2 ed RF dei trasmettitori di fig.6. In (A) viene mostrata la banda del segnale a frequenza intermedia IF1 uscente dal filtro FPB1, privo delle repliche generate dal convertitore DAC; in (B) la banda del segnale traslato a IF2 uscente dal filtro FPB2; ed infine in (C) i segnali ad RF uscenti dai filtri d'immagine FIMI, .... FIMN, privi della banda immagine. L'esatto posizionamento dei canali CH1. CHN nello spettro della banda GSM è dovuto alla diversa traslazione in frequenza compiuta dai mixer MIX2, comandati da frequenze differenti per differenti canali, unitamente alla combinazione ad RF effettuata dall'accoppiatore multiplo RFCOMB.

Come si può notare in (C), grazie alla doppia conversione di frequenza, sia il residuo di oscillatore locale; che la banda laterale non voluta si trovano distanti dal segnale da trasmettere e quindi più facilmente filtrabili.

L’architettura dei trasmettitori di fig.6 corrisponde, più o meno, a quella adottata nelle BTS dei maggiori produttori di sistemi radiomobili, ciò non significa per questo che la stessa risulti priva di inconvenienti. Salta infatti subito all'occhio la gran complessità dell'insieme, dovuta essenzialmente all’architettura monocanale, la quale richiede una ripetizione di tutti i blocchi del trasmettitore per ciascun insieme degli otto canali assegnati a divisione di tempo ad una singola portante. Lo stesso dicasi, di conseguenza, per la struttura del combinatore a radiofrequenza RFCOMB che deve avere una porta d'ingresso per ciascuna portante utilizzata. A questo si sommano altresì le necessarie ridondanze, che diventano via via più onerose al crescere della complessità circuitale. Inoltre, a causa della conversione alla seconda frequenza intermedia, per ogni singolo trasmettitore occorre un mixer, un PLL ed un filtro passa banda in più, rispetto all ’utilizzo di una sola frequenza intermedia. Una simile architettura risulta troppo costosa ed ingombrante, poiché la parte analogica è ivi preponderante.

SOMMARIO DELL'INVENZIONE

Pertanto scopo della presente invenzione è quello di superare gli inconvenienti suddetti e di indicare un procedimento per la realizzazione di un radiotrasmettitore a larga banda per un segnale, costituito da una pluralità di portanti equispaziate modulate digitalmente.

Per conseguire tali scopi la presente invenzione ha per oggetto un procedimento per la realizzazione di un radiotrasmettitore digitale multiportante, caratterizzato dalle seguenti fasi di elaborazione dei segnali:

a) modulazione digitale di na, o più, grandezze distintive di singole portanti numeriche appartenenti a detto segnale multiportante, effettuata sfruttando l’informazione convogliata da sequenze di bit di trasmissione provenienti da altrettanti canali di comunicazione;

b) somma di campioni numerici delle dette portanti modulate, ottenendo una sequenza di campioni a frequenza di campionamento fs di detto segnale multiportante;

c) conversione in forma analogica della suddetta sequenza di campioni;

d) filtraggio passa banda a frequenza intermedia per la selezione di una replica nesima dello spettro di banda base del detto segnale multiportante;

e) conversione a radiofrequenza di detta replica selezionata a frequenza intermedia; f) filtraggio passa banda a radiofrequenza per la selezione di una banda laterale del segnale convertito a radiofrequenza, da amplificare ed accoppiare ad almeno una antenna trasmittente, còme anche descritto nella rivendicazione 1.

Altro oggetto dell’invenzione è un radiotrasmettitore realizzato secondo il procedimento, di cui sopra, come descritto nella rivendicazione 12.

Il grande vantaggio di un simile radiotrasmettitore sta nella semplicità della sua architettura, che demanda completamente ad una sezione digitale la costruzione di un segnale multiportante digitale, di tipo TDMA, ottenuto sommando tra di loro differenti portanti modulate digitalmente. Detta sezione utilizza allo scopo un segnale di clock la cui frequenza è necessariamente superiore a quella che risulta scegliendo due campioni per rappresentare la portante numerica modulata di fase posta all'estremità superiore dello spettro a larga banda, in quanto occorre mantenere i suddetti margini di filtràggio.

L'invenzione risolve tutti i problemi tecnici evidenziati che una simile architettura inevitabilmente comporta, compresi quelli di filtraggio a radiofrequenza che altrimenti sorgerebbero dalla mancanza di una seconda frequenza intermedia. Viéne allo scopo convertita a radiofrequenza una replica spettrale n-esima del segnale multiportante convertito in analogico, preferibilmente la seconda. Ciò consente un filtraggio più rilassato a radiofrequenza e permette di evitare che i prodotti spuri di conversione di ordine superiore cadano entro la banda utile del segnale di trasmissione (cosa che renderebbe praticamente impossibile la realizzazione dei filtri RF). Poiché lo spettro del segnale uscente dal DAC è inviluppato da. una funzione del tipo

scelta di una replica spettrale n-esima comporta il fatto .di dover introdurre una equalizzazione d'ampiezza nell'andamento della stessa.

L'equalizzazione può essere effettuata per esempio dopo la conversione in analogico per mezzo di un blocco avente funzione di trasferimento con andamento di tipo

nella zona di frequenze in cui si desidera prelevare il segnale seguito da

un blocco amplificatore che ha lo scopo di recuperare l’attenuazione introdotta dal precedente blocco equalizzatore.

Sempre secondo l'invenzione l'equaiizzazione può essere alternativamente effettuata mediante una semplice interpolazione (zero· insertion) del segnale digitale multiportante prima della conversione D/A oppure dopo la conversione in analogico. In questo contesto vengono definite “repliche" le ripetizioni periodiche dello spettro di banda base: quest’ultimo viene quindi indicato col termine "prima replica", la sua ripetizione compresa tra fs/2 e fs viene indicata con “seconda replica", e così via. Le repliche n-esime caratterizzate da n pari hanno la particolarità di essere speculari rispetto allo spettro di banda base (vedi fig.1). Se, come avviène in un utilizzo preferito, la replica da convertire a radiofrequenza è la seconda, occorre selezionare a radiofrequenza la banda laterale inferiore rispetto alla frequenza di oscillatore locale, poiché in questo modo si sfrutta la seconda inversione dello spettro operata dal mixer per riportare lo stesso nella condizione dello spèttro di banda base. Si trae inoltre vantaggio dal fatto che, così facendo, la banda laterale non desiderata, generata dal mixer, non cade mai nello spettro destinato alla ricezione GSM, dove le specifiche sono più restrittive (vedi fig. 4).

Segue una breve descrizione dell’equalizzazione di tipo zero insertion prima della conversione in analogico e la sua variante in analogico.

La tecnica zero insertion si propone di equalizzare lo spettro del segnale riducendo a T la durata dei campioni uscenti dal DAC con periodo di campionamento T=1/fs attraverso una interpolazione compiuta sugli stessi (vale la relazione T =T/η con η numero intero positivo), indifferentemente all’ingresso o all‘uscita del DAC. Ciò consente di piazzare gli zeri della funzione che inviluppa lo spettro di frequenze all’uscita del DAC, alle frequenze

L'architettura del trasmettitore· secondo l’invenzione in oggetto è tale per cui i blocchi del trasmettitore posti a valle del convertitore D/A sono unici per il complesso multicanale, contrariamente a quanto avveniva nel trasmettitore di fig.6. Ed inoltre, detti blocchi non includono un secondo mixer per la conversione ad una seconda frequenza intermedia, con il relativo PLL e filtro passa banda. Notevoli vantaggi si possono pertanto ottenere nell’utilizzo di un simile trasmettitore entro una stazione radio base (BTS) di un sistema radiomobile GSM, o DCS.

Per quanto detto, si può senz'altro affermare che l’architettura del trasmettitore multiportante secondo la presente invenzione è in grado di ridurre considerevolmente i costi di produzione delle BTS e di migliorarne la ripetitività e l'affidabilità, in quanto vengono sfruttate al massimo le possibilità offerte dalle meno costose tecniche digitali in fatto di elaborazione dei segnali, risparmiando il più possibile l'analogico.

BREVE DESCRIZIONE DEI DISEGNI

Ulteriori scopi e vantaggi della presente invenzione risulteranno chiari dalla descrizione particolareggiata che segue di un esempio di realizzazione della stessa e dai disegni annessi dati a puro titolo esplicativo e non limitativo, in cui:

- nelle figg.1, 2, 3, 5, 7 e 10 sono indicati degli spettri di frequenze di segnali che interessano vari stadi di un trasmettitore digitale, in generale;

- in fig.4 è riportato uno specchietto riassuntivo delle specifiche GSM 11.21 riguardo alle emissioni spurie ammesse aH’uscita di un trasmettitore per GSM;

- in fig.6 è indicato uno schema a blocchi di un generico trasmettitore multiportante per GSM realizzato secondo l’arte nota;

- in fig.8 è indicato uno schema a. blocchi di un trasmettitore multiportante oggetto della presente invenzione;

- in fig.8.a è indicata una variante realizzativa di un blocco DUCN di fig.8;

- in fig.8. b è indicata una variante realizzativa dei blocchi posti a valle del DAC, per realizzare l’equalizzazione mediante filtro analogico e successivo amplificatore; - in fig.8.c è indicata una variante realizzativa dei blocchi posti a monte e a valle del DAC, per realizzare l'equalizzazione mediante zero insertion nella sezione digitale; - in fig.8.d è indicata una variante realizzativa dei blocchi posti a valle del DAC, per realizzare l'equalizzazione mediante zero insertion nella sezione analogica;

- in fig.9.a è indicato l’andamento temporale di un segnale analogico s(t) all’uscita del DAC, a cui è stata applicata l'equalizzazione di tipo zero insertion;

- in fig.9.b è indicato lo spettro di frequenze S(f) del segnale di fig.9.a, in cui è evidenziata la funzione d'inviluppo;

- in fig. 10. a sono rappresentati in forma schematica i campioni del segnale all'uscita del DAC;

- in fig. 10. b è indicato lo spettro di frequenze del segnale di fig.10. a, in cui è evidenziata la funzione d’inviluppo.

DESCRIZIONE DETTAGLIATA

La fig.8 evidenzia un trasmettitore multiportante ad N ingressi a cui pervengono dei rispettivi flussi seriali di bit s1, s2, .... sN che convogliano l'informazione da trasmettere relativa ad altrettanti canali di comunicazione CH1, CH2 , CHN. Ciascun flusso seriale di bit perviene in ingresso ad un rispettivo blocco modulatore-convertitore DUC1, DUC2, DUCN, tutti della medesima architettura funzionale. Ciascuno di detti blocchi comprende:

• un rispettivo blocco MODI, MOD2, .... MODN rappresentativo ad esempio (senza che ciò sia da intendere in senso limitativo) di un modulatore numerico di fase, o di ampiezza, o di ampiezza e fase, etc.;

• un proprio oscillatore numerico, NC01, NC02, NCON, che genera dei campioni di una sinusoide digitale a frequenza, rispettivamente fp1, fp2, ..., fpN, servendosi di un segnale di clock CK che raggiunge anche i blocchi modulatori; e

• un proprio moltiplicatore digitale MP che riceve ad un primo ingresso i campioni uscenti dal relativo modulatore e . ad un secondo ingresso quelli della sinusoide numerica generata dal proprio oscillatore, e genera in uscita una sequenza di campioni rappresentativi di una rispettiva portante fp1, fp2, .... fpN modulata.

I prodotti uscenti dai blocchi DUC1 e DUC2, pervengono agli ingressi di un primo sommatore SOM1, la somma uscente viene sommata al prodotto uscente da un successivo blocco DUC3 (non visibile in figura), e così via fino a raggiungere un ultimo sommatore SOMN-1 a cui perviene il prodotto generato da DUCN. La sequenza di campioni uscente da SOMN-1 cori cadenza stabilita dal clock CK rappresenta in forma digitale il segnale multiportante da trasmettere.

All’uscita del convertitore DAC è presente un segnale analogico s(t) che viene filtrato da un filtro di ricostruzione di tipo passa banda FRIC, e giunge ad un primo ingresso di un mixer bilanciato MIX, al cui altro ingresso perviene un segnale OL proveniente da un oscillatore locale OSLOC. Il segnale a radiofrequenza uscente dal mixer attraversa un filtro d'immagine FIMM, perviene ad un amplificatore lineare di potenza LPA e viene quindi inviato in antenna.

In fig.8 i vari stadi sono suddivisi in tre sezioni contigue, rispettivamente indicate come: SEZIONE DIGITALE, SEZIONE DI CONVERSIONE DIGITALE/ANALOGICA, e SEZIONE ANALOGICA.

In fig.8. a è illustrata una variante realizzativa della sezione digitale del trasmettitore TXMP che trova applicazione in sistemi che utilizzano modulazioni digitali di tipo ortogonale, come ad esempio il sistema radiomobile GSM 900 MHz, o DCS 1800 MHz. In tal caso all’ingresso di un generico blocco modulatore-convertitore DUCN’ giunge un flusso sequenziale di bit SN a 270 Kbit/s appartenente al canale CHN, che raggiunge l’ingresso di un modulatore in quadratura MODN'. Quest’ultimo attraverso un’operazione di "mappatura" suddivide i bit d’ingresso su due vie, rispettivamente indicate con l e Q, su cui viaggiano, a frequenza di simbolo, dei simboli in fase, sulla via I, ed in quadratura, sulla via Q, utilizzati per modulare in GMSK due portanti isofrequenziali tra loro in quadratura di fase. Il blocco NCON’ fornisce le due portanti digitali, rispettivamente sfruttando allo scopo il dock CK, che raggiunge anche il blocco MODN’. L’uscita I di MODN’ ed i campioni numerici della portante pervengono a due distinti ingressi di un primo moltiplicatore MP, mentre l’uscita O di MODN’ ed i campioni numerici della portante pervengono a due distinti ingressi di un secondo moltiplicatore MP.

I campioni uscenti dai due moltiplicatori MP raggiungono due rispettivi ingressi di un sommatore SOM, alla cui uscita sono presenti i campioni numerici di una portante modulata in GMSK.

In fig. 8.b è illustrata una variante realizzativa che prevede di equalizzare la funzione che inviluppa le ampiezze del segnale uscente dal DAC, mediante l’inserzione di un filtro analogico FEQU con funzione di trasferimento di tipo

nella zona di frequenze interessate dal segnale utile seguito da un

amplificatore AMPIF che ha lo scopo di recuperare l’attenuazione introdotta dal filtro.

La fig. 8.c illustra una variante che prevede di effettuare l’equalizzazione della funzione che inviluppa le ampiezze del segnale uscente dal DAC tramite l'inserzione (a monte del DAC) di campioni digitali di valore nullo tra due campioni adiacenti del segnale da convertire (zero insertion).

Il clock CK è ottenuto da un blocco DIV2 che divide per due la frequenza di un segnale di clock 2CK generato localmente.

La sequenza di campioni digitali al’uscita dell’ultimo sommatore SOMN-1 con cadenza stabilita dal clock CK, perviene ad-un blocco ZERIN comandato direttamente dal clock 2CK ad inserire un campione digitale di tutti zeri tra due campioni successivi della sequenza che perviene al proprio ingresso. La sequenza in tal modo interpolata uscente dal blocco ZERIN .perviene all’ingresso del convertitore digitale/analogico DAC, anch’esso comandato dal clock 2CK. A questo punto il segnale convertito in analogico giunge al filtro di ricostruzione FRIC e procede come al passo precedente.

In fig.8.d è illustrata una variante realizzativa della sezione di conversione digitale/analogica del trasmettitore TXMP, in cui i campioni numerici dèi segnale multiportante uscenti dal sommatore SOMN-1 raggiungono direttamente il convertitore DAC, a cui perviene il clock CK. L'uscita del DAC è connessa ad un dispositivo TG comandato direttamente dal clock 2CK ad annullare il segnale analogico uscente dal convertitore DAC per tutta la durata di un semiperiodo del clock CK (zero insertion in forma analogica). L’uscita dei dispositivo TG è connessa all’ingresso del filtra di ricostruzione FRIC.

La sezione digitale del trasmettitore TXMP può essere realizzata secondo un’ulteriore variante, non indicata nelle figure, in cui i campioni uscenti dai blocchi DUCI, DUC2. DUCN sono sommati tra di loro secondo una strategia nota come albero binario inverso. Più precisamente, i valori da sommare vengono suddivisi a coppie ed i due termini di ogni coppia sommati, viene quindi ripetuta la stessa operazione a livelli successivi fino a raggiungere il sommatore posto alla sommità dell’albero che fornisce il risultato voluto.

Con riferimento alle figg.8, 8. a, 8.b, 8.c, 8.d, 9. a, 9.b, 10. a e 10. b, viene ora illustrato il funzionamento del trasmettitore TXMP dell’esempio non limitativo.

Per quanto concerne la sezione digitale, il numera dei canali contemporaneamente trasmessi distanti tra loro 600 KHz è N = 16, come nel trasmettitore ipotizzato nell'introduzione. In tal . modo risulta maggiormente evidente come l’invenzione renda realizzabile e vantaggioso un simile trasmettitore che risultava invece troppo oneroso, se non addirittura improponibile. La banda BW fe occupata dal segnale multiportante, con un lieve margine in eccesso, è larga 10 MHz, allocata al centro di una seconda zona di Nyquist larga 17,3 MHz (fig.10), valore questo che discende dall'aver posto a 34,6 MHz la frequenza del segnale di clock CK, indicata con fs nelle figure, compatibilmente con le velocità attualmente raggiungibili dalla componentistica utilizzata nella sezione digitale.

Lo spettro del segnale a valle della sezione digitale (cioè all'uscita del convertitore digitale/ analogico) è costituito dalla banda base del segnale desiderato (prima zona di Nyquist) costruito utilizzando la somma delle portanti generate dagli oscillatori numerici NC01, NC02. NCON, e dalle sue repliche ripetute in ogni zona di Nyquist.

La banda base del segnale (prima replica) occupa l'intervallo di frequenze che .va da 3.65 a 13.65 MHz, mentre la seconda replica occupa le frequenze comprese tra 20.95 e 30.95 MHz.

Poiché viene prelevata ia seconda replica del segnale, la frequenza intermedia risulta pari a 25,95 MHz (corrispondente al valore centrale delia seconda zona di Nyquist) sfruttando in tal modo la conversione fatta dal DAC ed evitando con ciò l'utilizzo di un apposito mixer ed oscillatore locale a frequenza intermedia. La distanza AF’ tra il bordo inferiore della banda BW e la continua risulta ora di 20,95 MHz, mentre la distanza tra il bordo superiore e lo spettro successivo è dì 7,4 MHz.

La fig. 10. a illustra l'andamento temporale del segnale analogico s(t) uscente dal convertitore DAC. Come si può notare, la durata dei campioni analogici è di T, dove T = 1/fs è il periodo del clock CK, coincidente con l’intervallo di campionamento del segnale multi portante digitale. La trasformata di Fourier S(f) di una simile forma d’onda è mostrata in fig.10.b, in cui si può notare che lo spettro corrispondente è costituito dallo spettro di banda base e dalle sue repliche (contenenti le stesse informazioni del segnale) ripetute specularmente ogni nfs, essendo n un numero intero che può assumere valori positivi e negativi. Inoltre lo spettro di tensione complessivo è inviluppato da una funzione della frequenza f del tipo

cui nulli si trovano alle frequenze n(1/T), cioè ad ogni multiplo nfs della frequenza di campionamento.

Nel caso di utilizzo di seconda replica i limiti inferiore e superiore di banda risultano rispettivamente di 20,95 e 30,95 Mz, ed il primo nullo cade, alla frequenza di fs = 34,6 Mz. In tal caso le attenuazioni dello spettro del segnale utile all'inizio dello spettro e alla fine valgono rispettivamente:

mostrando un'attenuazione di 12 dB tra il primo e l’ultimo canale della banda del segnale multiportante.

La fig. 9. a illustra invece l’andamento temporale del segnale analogico s(t) uscente dal convertitore DAC per effetto dell’inserzione dei campioni nulli operata dal blocco ZER1N posto a monte. La durata dei campioni analogici è ora dì Τ' = T/2, dove T = 1/fs è il periodo del clock CK, coincidente con l'intervallo di campionamento del segnale multiportante digitale. La trasformata di Fourier S(f) di tale segnale è rriostrata in fig.9. b, in cui si può notare che lo spettro di tensione complessivo è inviluppato da una funzione della frequenza f del tipo i cui nulli si trovano alle frequenze ri(1/T). Poiché nell’esempio T = 1/2fs, si ha che i nulli cadono a:

(9) cioè ad. ogni multiplo pari della frequenza di campionamento.

Come si può notare in fig.9.b, l'interpolazione effettuata dal blocco ZERIN ha consentito di allontanare i nulli della funzione inviluppante che altrimenti sarebbero caduti alle frequenze nfs. Ciò consente vantaggiosamente di utilizzare la seconda replica dello spettro, che risulta attenuata della stessa entità cui sarebbe stato attenuato il segnale di banda base (convenzionalmente assunto come prima replica) in assenza d’interpolazione.

li primo nullo cade ora alla frequenza di 2fs = 69.2 Mz. In tal caso le attenuazioni dello spettro del segnale utile all'inizio dello spettro e alla fine valgono rispettivamente:

implicando un dislivello di soli 1.72 dB tra il primo e l’ultimo canale del segnale multiportante.

Se si volesse scegliere la terza replica, nel caso di equalizzazione con zero insertion, le attenuazioni all'inizio dello spettro e alla fine varrebbero rispettivamente:

il dislivello tra primo e ultimo canale sarebbe di 3,6 dB e la potenza media del segnale risulterebbe all'incirca dimezzata. Queste conclusioni avvalorano la scelta della seconda replica.

Le considerazioni svolte riguardo alla zero insertion si applicano pari pari anche alla variante di fig.8.d, dove il componente analogico TG è una opportuna transmission gate.

Il filtro passa banda FRIC è un filtro di ricostruzione del segnale muitiportante che seleziona dallo spettro del segnale uscente dal DAC la sola seconda replica spettrale. Come si può notare in fig.9.b, lo spettro selezionato ha un andamento in frequenza che risulta speculare attorno a fs rispetto allo spettro di banda base. Nel caso dell'esempio la distanza dello spettro uscente dal filtro FRIC dalla continua è:

(10)

Questo valore comporta una banda di transizione destinata al filtraggio a radiofrequenza sufficientemente ampia da permettere l’impiego di un filtro d'immagine FIMM con caratteristiche meno stringenti rispetto al caso di utilizzo diretto dello spettro di banda base, dove la distanza dalla continua è di soli 3,4 MHz. L'utilizzo di una frequenza intermedia più alta rispetto a quella del trasmettitore ipotizzato nell'introduzione consente inoltre di soddisfare la condizione espressa nella (8) per evitare che i prodotti di conversione spuri del secondo ordine (IMD2) possano cadere nella banda utile del segnale. Risulta infatti:

Nel caso di equalizzazione con zero insertion è anche possibile inviare il segnale uscente dal filtro di ricostruzione FRIC in una seconda rete di enfasi RENF che opera una equalizzazione più blanda del segnale (deve cioè recuperare i restanti 1.72 dB di attenuazione tra il primo e l’ultimo canale).

La rete di enfasi può avere funzione di trasferimento con andamento EQ(f) del. tipo:

(11)

nella zona di frequenze interessate dalla banda del segnale IF (20,95÷30,95 MHz), oppure più semplicemente, poiché il dislivello tra il primo e l'ultimo canale dello spettro utile è di pochi dB, è sufficiente che abbia andamento lineare nello stesso intervallo di frequenze (questa. equalizzazione può anche venire direttamente effettuata dal filtrò di ricostruzione).

Una volta equalizzato e filtrato, il segnale giunge al mixer MIX. La frequenza del segnale OL di oscillatore locale è scelta in modo da posizionare lo spettro uscente dal mixer entro la banda di trasmissione voluta, ad esempio quella di 925-960 MHz indicata in fig.4, nel caso di GSM 900 MHz, o di 1805-1880 MHz nel caso di DCS 1800 MHz. Il mixer MIX agisce come un modulatore d'ampiezza a portante soppressa e, come è noto, genera due bande laterali attorno al segnale di OL di cui quella inferiore ha un andamento in frequenza invertito rispetto allo spettro prima della conversione. Il filtro passa banda FIMM seleziona all'uscita del mixer la banda laterale inferiore, sicché la seconda inversione dello spettro di banda base compiuta dal mixer, riporta lo spettro utile a radiofrequenza nella condizione originale. Quest'ultimo accorgimento è vantaggioso poiché in questo modo il residuo di oscillatore locale e la banda laterale non desiderata cadono in zone dello spettro dove le specifiche sulle emissioni spurie sono più favorevoli, in caso contrario tali residui cadrebbero in banda di ricezione rendendo troppo stringenti le specifiche sui filtri a radiofrequenza.

Per quanto concerne la realizzazione del filtro di ricostruzione FRIC utilizzato nell'esempio non limitativo, c'è da premettere che la distanza tra le repliche, indipendentemente da .quale di esse sia stata selezionata, è sempre di 7,4 MHz. Il filtro utilizzato è un passa banda a 8 risonatori con larghezza di banda piatta di 10 MHz ed attenuazione di 70 dB alla distanza AF = 7,4 MHz dalla frequenza di corner.

Al filtro di immagine FIMM viene richiesto di attenuare il residuo di oscillatore locale di 66 dB alla distanza AF = 20,95 MHz dalla frequenza di corner e la banda laterale non desiderata di 70 dB alla distanza AF = 41,9 MHz dal bordo della banda passante. Un tale filtro d'immagine può essere realizzato mediante la cascata di due filtri passa banda tra loro identici di tipo Chebyshev a 3 risonatori.

A titolo di confronto, l'utilizzo diretto dello spettro multiportante di banda base avrebbe comportato per il filtro FRIC la realizzazione di un passa basso a 11 celle, e per i due filtri costituenti il filtro FIMM quella di due passa banda di tipo Chebyshev entrambi a 6 risonatori che risultano difficili da realizzare. Come si può notare, il risparmio nell'utilizzo della seconda replica è considerevole. -Vengono ora maggiormente generalizzati alcuni aspetti realizzativi del trasmettitore dell'esempio non limitativo e delle sue varianti. E' infatti possibile, anche se meno conveniente, utilizzare repliche di ordine superiore alla seconda. In tal caso, fi se si vuole operare una equalizzazione di tipo zero insertion, occorre spostare il primo nullo della funzione inviluppante lo spettro del segnale convertito in analogico oltre 2fs, valore questo ottenuto inserendo un solo campione nullo durante l'interpolazione e che ben si addice alla seconda replica, ma che invece potrebbe causare attenuazioni inaccettabili tra i due bordi dello spettro utile, qualora applicato a repliche di ordine superiore. In generale, inserendo k campioni nulli durante ogni periodo di campionamento T (con k = 1, 2, la durata dei campioni digitali si riduce ad un valore ed in corrispondenza i nulli della funzione inviluppante si spostano alle frequenze:

Il problema che sorge dall'utilizzo di una replica superiore alla seconda, è quello di trovare un adatto valore di k in funzione della replica prescelta. Prendendo per convenzióne lo spettro di banda base come prima replica, indicato dal valore n = 1, si è visto che per equalizzare sufficientemente bene la seconda replica, individuata da n = 2, era sufficiente porre k =-1. Per analogia con queste conclusioni, chiamando con m il numero della replica che si intende utilizzare, risulta che k = m - 1 è il numero di campioni nulli per periodo T che occorre inserire tra campioni successivi, dopodiché la durata τ dei campioni e la posizione degli zeri della funzione inviluppante restano automaticamente assegnati. Risulta infatti: In linea di massima, una volta scelta la replica n-esima, sarebbe anche possibile inserire un numero di campioni nulli k > m - 1 tra due successivi campioni di periodo T, riducendo τ ed allargando maggiormente le distanze tra i nulli della funzione inviluppo, in tal caso sarà: Il modesto vantaggio che ne deriverebbe consistente nell’ulteriore riduzione del già contenuto dislivello residuo da equalizzare di soli 1,72 dB (si noti che l'attenuazione massima introdotta dalla funzione inviluppante nella prima zona di Nyquist è pari a 3,9 dB in corrispondenza di fs/2) potrebbe non essere completamente giustificato dall'aumento della frequenza di clock resa necessaria da una tale opportunità. Ragionando in termini di frequenza del segnale interpolato fip, si vede che la relazione fip = 2fs dell'esempio non limitativo è suscettibile delia seguente generalizzazione: fip ≥ nfs nel caso di utilizzo di una replica n-esima. Converrà in pratica generare localmente il clock a frequenza fip, in tal caso il blocco divisore DIVCK dovrà dividere fip per un divisore ≥ n, in corrispondenza della scelta di una replica π-esima. Le conclusioni tratte per l'inserzione di k campioni nulli digitali valgono egualmente bene per la variante di fig.8.b. in cui i campioni analogici vengono azzerati per un tempo corrispondente alla somma delle durate, dei k campioni digitali nulli. In ogni caso la frequenza intermedia è posta al centro della replica n-esima selezionata.

Benché l'invenzione è stata illustrata con riferimento a talune forme di realizzazione, risulta evidente che la presente invenzione non è da considerare limitata a tali forme realizzative ma varianti e modifiche sono possibili per un tecnico del settore senza fuoriuscire dall'ambito di tutela delle rivendicazioni che seguono.

Claims (21)

1. RIVENDICAZIONI 1. Procedimento per la realizzazione di un radiotrasmettitore digitale multiportante, caratterizzato dalle seguenti fasi di elaborazione dei segnali: a) modulazione digitale {DUC1, DUC2, .... DUCN) di una, o più, grandezze distintive di singole portanti numeriche (fp1, fp2, .... fpN) appartenenti a detto segnale multiportante, effettuata sfruttando l'informazione convogliata da sequenze di bit di trasmissione (si, s2, .... sN) provenienti da altrettanti canali di comunicazione (CH1. CH2. CHN); b) somma (SOM1, ..., SOMN-1) di campioni numerici delle dette portanti modulate, ottenendo una sequenza di campioni a frequenza di campionamento fs di detto segnale multiportante; c) conversione in forma analogica della suddetta sequenza di campioni; d) filtraggio passa banda a frequenza intermedia (FRIC) per la selezione di una replica n-esima dello spettro di banda-base del detto segnale multiportante; e) conversione a radiofrequenza (MIX, OSLOC) di detta replica selezionata a frequenza intermedia; f) filtraggio passa banda a radiofrequenza (FIMM) per la selezione di una banda laterale del segnale convertito a radiofrequenza, da amplificare (LPA) ed accoppiare ad almeno una antenna trasmittente.
2. 2. Procedimento secondo la rivendicazione 1, caratterizzato dal fatto che ( prevede anche la fase di effettuare una equalizzazione della funzione che inviluppa lo spettro di frequenze della detta sequenza di campioni analogici.
3. 3. Procedimento secondo la rivendicazione 2, caratterizzato dal fatto che l'equalizzazione viene effettuata tramite un filtro analogico (FEQU) con funzione di trasferimento di tipo nella banda interessata dalla replica selezionata a frequenza intermedia, posto in cascata ad un blocco amplificatore (AMPIF) con guadagno scelto in modo tale da recuperare l’attenuazione introdotta dal filtro.
4. 4. Procedimento secondo la rivendicazione 2, caratterizzato dal fatto che l'equalizzazione viene effettuata tramite inserzione di campioni nulli tra due successivi campioni di periodo T del segnale digitale {zero insertion).
5. 5. Procedimento secondo la rivendicazione 2, caratterizzato dal fatto che l'inserzione degli zeri viene fatta dopo la conversione in analogico effettuando l’azzeramento (TG) di detti campioni convertiti in analogico per un tempo corrispondente all'inserimento di k campioni nulli tra due campioni, analogici successivi, essendo k una costante che influenza in modo voluto l’andamento di ampiezza dello spettro· di frequenze della sequenza cosi interpolata di campioni analogici.
6. 6. Procedimento secondo le rivendicazioni 4 e 5 aratterizzato dal fatto che lo spettro di frequenze della detta sequenza interpolata di campioni ha un andamento d’ampiezza del tipo dove τ è la durata degli impulsi dipendente da detta costante k.
7. 7. Procedimento secondo la rivendicazione 6, caratterizzato dal fatto che la detta durata t è minore, o preferibilmente uguale, a essendo un numero intero che individua la detta replica n-esima selezionata a frequenza intermedia, quando detto spettro multiportante di banda base viene convenzionalmente assimilato ad una prima replica.
8. 8 Procedimento secondo le rivendicazioni 4 e 5, caratterizzato dal fatto che prevede. anche la fase di effettuare una ulteriore operazione di equalizzazione in cui l’andamento in frequenza dell’ampiezza di detta replica selezionata a frequenza intermedia viene moltiplicata per una funzione della frequenza del tipo EQ(f) scelta in modo da recuperare l’attenuazione tra l’inizio e la fine di detta replica selezionata.
9. 9. Procedimento secondo la rivendicazione 8, caratterizzato dal fatto che la fase aggiuntiva di equalizzazione ha andamento lineare in frequenza.
10. 10. Procedimento secondo una qualunque delle rivendicazioni precedenti, caratterizzato dal fatto che la detta replica n-esima selezionata a frequenza intermedia è tale che n sia un numero pari (quando lo spettro multiportante di banda base viene assunto come prima replica) e la detta banda laterale selezionata a radiofrequenza è quella inferiore.
11. 11. Procedimento secondo una qualunque delle rivendicazioni precedenti, caratterizzato dal fatto che detta replica n-esima selezionata è la seconda, la detta costante k essendo uguale a 1.
12. 12. Radiotrasmettitore digitale multiportante realizzato secondo il procedimento della rivendicazione 1, caratterizzato dal fatto che comprende; - mezzi di modulazione digitale (DUCI, DUC2. DUCN) di una, o più, grandezze distintive di singole portanti numeriche appartenenti a detto segnale multiportante, che sfruttano l'informazione convogliata da sequenze di bit di trasmissione (S1, S2, .... SN) provenienti da altrettanti canali di comunicazione

    - mezzi di somma (SOM1. SOMN-1) di campioni numerici delle dette portanti modulate, comandati a frequenza di campionamento fs per l'ottenimento di una sequenza di campioni di detto segnale multiportante; - mezzi convertitori digitale/analogico (DAC) della sequenza di campioni; - primi mezzi di filtraggio passa banda a frequenza intermedia (FRIC) per la selezione di una replica n-esima dello spettro di banda base del detto segnale multiportante; - mezzi di conversione a radiofrequenza (MIX, OSLOC) di detta replica selezionata a frequenza intermedia; - secondi mezzi di filtraggio passa banda a radiofrequenza (FIMM) per la selezione di una banda laterale del segnale convertito a radiofrequenza, da inviare a mezzi di amplificazione (LPA) e ad almeno un'antenna trasmittente.
13. 13. Radiotrasmettitore secondo la rivendicazione 12, caratterizzato dal fatto che comprende inoltre mezzi per l’equalizzazione dell’ampiezza della replica selezionata.
14. 14. Radiotrasmettitore secondo la rivendicazione 13, caratterizzato dal fatto che detti mezzi di equalizzazione sono costituiti da filtri analogici di enfasi seguiti da mezzi amplificatori per ricuperare l'attenuazione introdotta dai filtri.
15. 15. Radiotrasmettitore secondo la rivendicazione 13, caratterizzato dal fatto che detti mezzi di equalizzazione sono costituiti dà mezzi d’inserzione (ZERIN), o di azzeramento (TG).
16. 16. Radiotrasmettitore secondo la rivendicazione 15, caratterizzato dal fatto che i detti mezzi d'inserzione (ZERIN), o di azzeramento (TG), modificano l’andamento dello spettro di frequenze della detta sequenza interpolata di campioni analogici secondo una funzione dove τ è la durata degli impulsi dipendente da detta costante k.
17. 17. Radiotrasmettitore secondo la rivendicazione 16, caratterizzato dal fatto che comprende inoltre mezzi divisori di frequenza (DIV2) per la generazione di impulsi della detta durata τ minore, o preferibilmente uguale, essendo un numero intero che individua la detta replica n-esima selezionata a frequenza intermedia, quando detto spettro multiportante di banda base viene convenzionalmente assimilato ad una prima replica.
18. 18. Radiotrasmettitore secondo la rivèndicazione 15, caratterizzato dal fatto che comprende inoltre mezzi analogici di equalizzazione (RENF) di detta replica selezionata a frequenza intermedia, aventi funzione di trasferimento il cui modulo ha un andamento in frequenza del tipo EQ(f) scelta in modo da recuperare l'attenuazione tra l'inizio e la fine di detta banda selezionata.
19. 19. Radiotrasmettitore secondo la rivendicazione 18, caratterizzato dal fatto che detti mezzi analogici di equalizzazione (RENF) hanno funzione di trasferimento il cui modulo ha un andamento lineare in frequenza.
20. 20. Radiotrasmettitore secondo una qualunque delle rivendicazioni da 12 a 19, caratterizzato dal fatto che detti primi mezzi di filtraggio (FRIC) selezionano una replica n-esima dello spettro del segnale tale che n sia un numero pari e detti secondi (FIMM) mezzi di filtraggio passa banda selezionano una banda laterale inferiore.
21. 21. Radiotrasmettitore secondo una qualunque delle rivendicazioni da 12 a 20, caratterizzato dal fatto che detti primi mezzi di filtraggio passa banda (FRIC) selezionano una seconda replica, e detti mezzi d’inserzione (ZERIN), o di azzeramento (TG), inseriscono un solo campione nullo.