ITBO20110454A1 - METHODS FOR CHECKING POSITION AND / OR DIMENSIONS OF MECHANICAL PARTS - Google Patents
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Description
DESCRIZIONE DESCRIPTION
del brevetto per Invenzione Industriale dal titolo: of the patent for Industrial Invention entitled:
“METODI PER CONTROLLARE POSIZIONE E/O DIMENSIONI DI PEZZI MECCANICI†⠀ œMETHODS TO CHECK THE POSITION AND / OR SIZE OF MECHANICAL PARTSâ €
SETTORE DELLA TECNICA TECHNIQUE SECTOR
La presente invenzione à ̈ relativa a metodi per controllare posizione e/o dimensioni di un pezzo meccanico. The present invention relates to methods for controlling the position and / or dimensions of a mechanical part.
In particolare, la presente invenzione trova vantaggiosa, ma non esclusiva, applicazione nelle macchine utensili a controllo numerico per determinare la posizione e/o le dimensioni di pezzi meccanici lavorati, cui la descrizione che segue farà esplicito riferimento senza per questo perdere in generalità . In particular, the present invention finds advantageous, but not exclusive, application in numerically controlled machine tools for determining the position and / or dimensions of machined mechanical parts, to which the following description will make explicit reference without thereby losing generality.
ARTE ANTERIORE ANTERIOR ART
Com’à ̈ noto, un sistema di controllo per controllare la posizione e/o misurare le dimensioni di un pezzo meccanico lavorato comprende una sonda, la quale à ̈ provvista di un sensore di contatto ed à ̈ montata mobile sulla macchina utensile che lavora, o che ha lavorato, il pezzo meccanico, ed una stazione base remota, la quale à ̈ fissa alla struttura della macchina utensile e riceve dalla sonda mobile segnali a radiofrequenza oppure a raggi infrarossi che incorporano informazioni relative a posizione e/o dimensioni del pezzo meccanico oppure all’istante temporale esatto in cui la sonda mobile tocca il pezzo meccanico. Normalmente, la sonda à ̈ alimentata a batteria e quindi il suo consumo elettrico à ̈ un fattore cruciale nel determinare il successo commerciale del sistema di controllo e misura. As it is known, a control system for controlling the position and / or measuring the dimensions of a machined mechanical piece includes a probe, which is equipped with a contact sensor and is mounted movably on the machine tool that works , or that has worked, the mechanical piece, and a remote base station, which is fixed to the structure of the machine tool and receives from the mobile probe radiofrequency or infrared signals that incorporate information relating to the position and / or dimensions of the piece mechanical or at the exact moment in time in which the mobile probe touches the mechanical piece. Normally, the probe is battery powered and therefore its electrical consumption is a crucial factor in determining the commercial success of the control and measurement system.
Le versioni a raggi infrarossi hanno riscosso un maggiore successo commerciale in quanto le modalità di propagazione favoriscono l’isolamento di sistemi non in vista, contrariamente a quanto avviene per segnali a radio frequenza. Inoltre, l’installazione di sistemi di controllo a raggi infrarossi non deve soddisfare, di norma, severi requisiti di compatibilità elettromagnetica, che richiedono procedure di omologazione molto onerose. The infrared versions have enjoyed greater commercial success as the propagation modes favor the isolation of systems that are not in sight, contrary to what happens for radio frequency signals. Furthermore, the installation of infrared control systems does not normally have to meet strict requirements of electromagnetic compatibility, which require very onerous approval procedures.
Nei sistemi di controllo e misura a raggi infrarossi la sonda à ̈ provvista di un trasmettitore a raggi infrarossi, per esempio almeno un LED a infrarossi, e la stazione base à ̈ provvista di almeno un ricevitore a raggi infrarossi, per esempio un fotodiodo a infrarossi. La trasmissione via etere dei segnali a infrarossi utili tra la sonda e la stazione base può essere disturbata dalla illuminazione degli ambienti in cui à ̈ collocata la macchina utensile e il relativo sistema di controllo e misura. Infatti, le lampade fluorescenti e le lampade ad incandescenza possono emettere, in maniera imprevedibile, componenti spettrali nell’infrarosso. In infrared measurement and control systems, the probe is equipped with an infrared transmitter, for example at least one infrared LED, and the base station is equipped with at least one infrared receiver, for example an infrared photodiode . The over-the-air transmission of infrared signals between the probe and the base station can be disturbed by the lighting of the rooms where the machine tool and its control and measurement system are located. In fact, fluorescent lamps and incandescent lamps can emit, in an unpredictable way, spectral components in the infrared.
Esistono diverse soluzioni circuitali che permettono una certa immunità dai disturbi ottici. Per esempio, il brevetto statunitense numero US 7,350,307 B2 descrive un sistema di controllo e misura in cui la stazione base comprende un circuito di comparazione, il quale ricostruisce il segnale digitale confrontando il segnale ottico ricevuto con una opportuna soglia, e un circuito di generazione e controllo della soglia, il quale à ̈ configurato per variare la soglia in funzione del valore di picco del segnale ottico utile e in funzione delle caratteristiche dei segnali ottici di disturbo. There are several circuit solutions that allow a certain immunity from optical disturbances. For example, the United States patent number US 7,350,307 B2 describes a control and measurement system in which the base station comprises a comparison circuit, which reconstructs the digital signal by comparing the received optical signal with a suitable threshold, and a generation circuit and threshold control, which is configured to vary the threshold as a function of the peak value of the useful optical signal and as a function of the characteristics of the optical disturbance signals.
Tuttavia, la soluzione proposta in US 7,350,307 B2 non à ̈ completamente immune dai disturbi ottici nel caso di uso particolarmente intenso di lampade fluorescenti. However, the solution proposed in US 7,350,307 B2 is not completely immune from optical disturbances in the case of particularly intense use of fluorescent lamps.
Esistono sistemi di controllo e misura in cui la sonda trasmette segnali ottici costituiti da una portante impulsiva a raggi infrarossi modulata ON-OFF dai bit dei messaggi da trasmettere alla stazione base. In particolare, la portante impulsiva a infrarossi à ̈ costituita da una serie di impulsi a raggi infrarossi che si succedono con una frequenza superiore alle frequenze maggiormente interessate, abitualmente, dai disturbi ottici. Il ricevitore della stazione base comprende un opportuno filtro passa banda centrato sulla frequenza della portante impulsiva per attenuare fortemente le componenti di disturbo al di fuori della banda del filtro. In ogni caso, le tecniche che impiegano portanti modulate ON-OFF comportano, a parità di altre condizioni, un maggiore consumo di corrente e quindi una durata inferiore della carica delle batterie della sonda. There are control and measurement systems in which the probe transmits optical signals consisting of an ON-OFF modulated infrared ray impulsive carrier by the bits of the messages to be transmitted to the base station. In particular, the infrared impulsive carrier is constituted by a series of infrared ray pulses that follow one another with a frequency higher than the frequencies most commonly affected by optical disturbances. The base station receiver comprises a suitable band pass filter centered on the frequency of the impulsive carrier to strongly attenuate the disturbing components outside the filter band. In any case, the techniques that use ON-OFF modulated carriers entail, other things being equal, a higher current consumption and therefore a shorter duration of the probe's battery charge.
DESCRIZIONE DELLA INVENZIONE DESCRIPTION OF THE INVENTION
Scopo della presente invenzione à ̈ di realizzare un sistema per controllare la posizione e/o le dimensioni di un pezzo meccanico che sia esente dagli inconvenienti sopra descritti e, nello stesso tempo, sia di facile ed economica realizzazione. The purpose of the present invention is to provide a system for controlling the position and / or the dimensions of a mechanical piece which is free from the drawbacks described above and, at the same time, is easy and economical to produce.
In accordo con la presente invenzione vengono forniti metodi per controllare posizione o dimensioni di un pezzo meccanico secondo quanto definito nelle rivendicazioni allegate. According to the present invention, methods are provided for controlling the position or dimensions of a mechanical piece as defined in the attached claims.
BREVE DESCRIZIONE DEI DISEGNI BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS
La presente invenzione verrà ora descritta con riferimento ai disegni annessi, che ne illustrano un esempio di attuazione non limitativo, in cui: The present invention will now be described with reference to the attached drawings, which illustrate a non-limiting example of embodiment, in which:
- la figura 1 illustra, in maniera schematica, una macchina utensile a controllo numerico provvista del sistema di controllo realizzato secondo i dettami della presente invenzione; Figure 1 is a schematic illustration of a numerically controlled machine tool provided with the control system made according to the dictates of the present invention;
- la figura 2 illustra uno schema a blocchi dettagliato della sonda del sistema di controllo della figura 1; Figure 2 illustrates a detailed block diagram of the probe of the control system of Figure 1;
- la figura 3 illustra uno schema elettrico di principio di un filtro passa banda di ingresso della sezione di ricezione della sonda della figura 2; Figure 3 illustrates a basic electrical diagram of an input band-pass filter of the receiving section of the probe of Figure 2;
- la figura 4 illustra un diagramma di flusso di un algoritmo di regolazione del guadagno dei mezzi amplificatori della sezione di ricezione della sonda della figura 2; Figure 4 illustrates a flow diagram of an algorithm for adjusting the gain of the amplifier means of the receiving section of the probe of Figure 2;
- la figura 5 illustra uno schema a blocchi dettagliato della stazione base del sistema di controllo della figura 1; Figure 5 illustrates a detailed block diagram of the base station of the control system of Figure 1;
- la figura 6 illustra uno schema a blocchi della sezione di ricezione della stazione base del sistema di controllo della figura 1 secondo una ulteriore forma di attuazione dell’invenzione; Figure 6 illustrates a block diagram of the receiving section of the base station of the control system of Figure 1 according to a further embodiment of the invention;
- la figura 7 illustra uno schema elettrico di principio di una parte della sezione di ricezione della figura 6; Figure 7 illustrates a basic electrical diagram of a part of the receiving section of Figure 6;
- la figura 8 illustra uno schema a blocchi più dettagliato di uno stadio finale della sezione di ricezione della figura 6; Figure 8 illustrates a more detailed block diagram of a final stage of the receiving section of Figure 6;
- le figure da 9 a 12 illustrano uno schema a blocchi più dettagliato dello stadio finale della sezione di ricezione della figura 6 secondo ulteriori forme di attuazione dell’invenzione; - Figures 9 to 12 show a more detailed block diagram of the final stage of the receiving section of Figure 6 according to further embodiments of the invention;
- la figura 13 illustra due esempi di forme d’onda generate dalla sezione di trasmissione della sonda della figura 2; e Figure 13 illustrates two examples of waveforms generated by the transmission section of the probe of Figure 2; And
- le figure da 14 a 17 mostrano l’andamento delle forme d’onda di segnali presenti nello stadio finale della sezione di ricezione della figura 6, secondo alcune delle forme di attuazione delle figure da 9 a 12. - Figures 14 to 17 show the trend of the waveforms of signals present in the final stage of the receiving section of Figure 6, according to some of the embodiments of Figures 9 to 12.
FORME DI ATTUAZIONE PREFERITE DELL’INVENZIONE PREFERRED FORMS OF IMPLEMENTATION OF THE INVENTION
Nella figura 1, con 1 à ̈ genericamente indicato, nel suo complesso, una macchina utensile a controllo numerico, con 2 un pezzo meccanico lavorato dalla macchina 1 e ancora posizionato sulla macchina 1 stessa e con 3 un sistema di controllo per controllare la posizione e/o le dimensioni del pezzo meccanico 2. La macchina 1 comprende una propria unità di controllo numerico 4. Il sistema di controllo 3 comprende una sonda 6, la quale à ̈ montata sulla macchina 1 in modo da potersi muovere, per esempio mediante slitte 7, nell’area in cui si trova il pezzo meccanico 2, e una stazione base 8 remota, la quale à ̈ fissata al basamento della macchina 1 ad una certa distanza dalla sonda 6, à ̈ collegata con la unità di controllo numerico 4 tramite opportuni mezzi di interfaccia 5 ed à ̈ in grado di comunicare, via segnali a raggi infrarossi, con la sonda 6. Secondo una forma di attuazione non illustrata, i mezzi di interfaccia 5 sono integrati nella stazione base 8. In figure 1, 1 generally indicates, as a whole, a numerically controlled machine tool, with 2 a mechanical piece machined by machine 1 and still positioned on the machine 1 itself and with 3 a control system to control the position and / or the dimensions of the mechanical piece 2. The machine 1 includes its own numerical control unit 4. The control system 3 comprises a probe 6, which is mounted on the machine 1 so that it can move, for example by means of slides 7 , in the area where the mechanical part 2 is located, and a remote base station 8, which is fixed to the base of the machine 1 at a certain distance from the probe 6, is connected to the numerical control unit 4 by means of suitable interface means 5 and is able to communicate, via infrared ray signals, with the probe 6. According to an embodiment not shown, the interface means 5 are integrated in the base station 8.
Secondo la presente invenzione, la sonda 6 à ̈ costituita, per esempio, da una sonda a rilevazione di tocco e comprende, in particolare, un braccetto mobile provvisto, ad una propria estremità , di un tastatore 9, un dispositivo di rilevamento 9a, il quale à ̈ atto a generare, non appena il tastatore 9 tocca il pezzo meccanico 2, un opportuno segnale elettrico, e un ricetrasmettitore mobile 10 per trasmettere informazioni relative allo stato della sonda 6 alla stazione base 8 via segnali a raggi infrarossi, e ricevere informazioni di controllo dalla stazione base 8 via segnali a raggi infrarossi. La sonda 6 comprende, inoltre, un microcontrollore 11 collegato con il dispositivo di rilevamento 9a per ricevere il segnale elettrico generato dal dispositivo di rilevamento 9a e con il ricetrasmettitore mobile 10 per controllarne il funzionamento. La stazione base 8 comprende un ricetrasmettitore remoto 12 per comunicare via raggi infrarossi con la sonda 6 e un microcontrollore 13 per controllare il funzionamento del ricetrasmettitore remoto 12 e dialogare con la unità a controllo numerico 4 tramite i mezzi di interfaccia 5. According to the present invention, the probe 6 is constituted, for example, by a touch detection probe and comprises, in particular, a movable arm provided, at one end, with a feeler 9, a detection device 9a, the which is adapted to generate, as soon as the feeler 9 touches the mechanical piece 2, an appropriate electrical signal, and a mobile transceiver 10 to transmit information relating to the status of the probe 6 to the base station 8 via infrared signals, and receive information control from base station 8 via infrared signals. The probe 6 further comprises a microcontroller 11 connected with the detection device 9a to receive the electrical signal generated by the detection device 9a and with the mobile transceiver 10 to control its operation. The base station 8 comprises a remote transceiver 12 to communicate via infrared rays with the probe 6 and a microcontroller 13 to control the operation of the remote transceiver 12 and to communicate with the numerical control unit 4 through the interface means 5.
I ricetrasmettitori 10 e 12 si scambiano, in uso, segnali a raggi infrarossi ottenuti modulando una portante impulsiva con opportuni messaggi codificati in binario. La portante impulsiva à ̈ costituita da una serie di impulsi a raggi infrarossi che si succedono con una frequenza compresa tra 100 kHz e 10 MHz, e in particolare compresa tra 300 kHz e 600 kHz. La portante impulsiva viene modulata in ampiezza dai messaggi binari. Vantaggiosamente, la modulazione di ampiezza à ̈ una modulazione ON-OFF. Inoltre, la frequenza della portante impulsiva à ̈ selezionabile all’interno di un insieme di più valori comprendente, per esempio, 350 kHz, 450 kHz e 570 kHz, in modo da definire altrettanti canali di comunicazione che non interferiscono tra di loro, come verrà spiegato meglio in seguito. The transceivers 10 and 12 exchange, in use, infrared ray signals obtained by modulating an impulsive carrier with suitable binary coded messages. The impulsive carrier is constituted by a series of infrared ray pulses that follow each other with a frequency between 100 kHz and 10 MHz, and in particular between 300 kHz and 600 kHz. The impulsive carrier is modulated in amplitude by the binary messages. Advantageously, the amplitude modulation is an ON-OFF modulation. Furthermore, the frequency of the impulsive carrier can be selected within a set of several values including, for example, 350 kHz, 450 kHz and 570 kHz, in order to define as many communication channels that do not interfere with each other, such as it will be explained better later.
Con riferimento alla figura 2, il ricetrasmettitore mobile 10 della sonda 6 comprende una sezione di ricezione 14, una sezione di trasmissione 15 e un dispositivo regolatore digitale 16 costituito, per esempio, da un FPGA (Field Programmable Gate Array) opportunamente configurato per regolare in tempo reale alcuni parametri delle sezioni di ricezione 14 e trasmissione 15. Il dispositivo regolatore 16 Ã ̈, a sua volta, controllato dal microcontrollore 11. With reference to Figure 2, the mobile transceiver 10 of the probe 6 comprises a receiving section 14, a transmission section 15 and a digital regulator device 16 constituted, for example, by an FPGA (Field Programmable Gate Array) suitably configured to regulate in real time some parameters of the reception 14 and transmission 15 sections. The regulator device 16 is, in turn, controlled by the microcontroller 11.
La sezione di ricezione 14 comprende dispositivi di ricezione con uno o più fotodiodi 17 a raggi infrarossi, in particolare quattro fotodiodi 17, i quali sono orientatati in modo da garantire una ricezione omnidirezionale, sono collegati in parallelo tra di loro e sono utilizzati in modalità fotovoltaica, cioà ̈ non sono polarizzati, e un filtro passa banda 18 sintonizzabile sulla frequenza desiderata della portante impulsiva, collegato immediatamente a valle dei fotodiodi 17. I fotodiodi 17 sono utilizzati in modalità fotovoltaica per ridurre il consumo di corrente elettrica della sonda 6, che à ̈ alimentata da una batteria. The receiving section 14 comprises receiving devices with one or more infrared photodiodes 17, in particular four photodiodes 17, which are oriented so as to ensure omnidirectional reception, are connected in parallel with each other and are used in photovoltaic mode. , that is, they are not polarized, and a band-pass filter 18 tunable to the desired frequency of the impulsive carrier, connected immediately downstream of the photodiodes 17. The photodiodes 17 are used in photovoltaic mode to reduce the electrical current consumption of the probe 6, which is It is powered by a battery.
La sezione di ricezione 14 comprende, inoltre, mezzi amplificatori a guadagno variabile 19 per amplificare il segnale fornito dal filtro passa banda 18 e fornire un corrispondente segnale amplificato VA e una sezione di comparazione, la quale comprende un filtro passa basso 20 per filtrare il segnale amplificato VA e un comparatore 21 per squadrare il segnale amplificato VA, cioà ̈ produrre un corrispondente segnale elaborato, in particolare un segnale binario VD, sulla base di un confronto tra il segnale amplificato filtrato VF e un segnale somma VTS costituito dalla somma del segnale amplificato VA con un segnale di riferimento o soglia di comparazione VTH. Il filtro passa basso 20 à ̈ collegato all’ingresso invertente del comparatore 21. L’introduzione del filtro passa basso 20 nella sezione di comparazione permette di aumentare l’immunità del segnale binario VD rispetto alle fluttuazioni del valore medio del segnale amplificato VA. Il segnale amplificato filtrato VF rappresenta, in sostanza, il valor medio del segnale amplificato VA. The receiving section 14 also comprises variable gain amplifier means 19 for amplifying the signal supplied by the band-pass filter 18 and providing a corresponding amplified signal VA and a comparison section, which comprises a low-pass filter 20 for filtering the signal. amplified VA and a comparator 21 for squaring the amplified signal VA, i.e. producing a corresponding processed signal, in particular a binary signal VD, based on a comparison between the filtered amplified signal VF and a sum signal VTS consisting of the sum of the amplified signal VA with a reference signal or VTH comparison threshold. The low pass filter 20 is connected to the inverting input of the comparator 21. The introduction of the low pass filter 20 in the comparison section allows to increase the immunity of the binary signal VD with respect to the fluctuations of the mean value of the amplified signal IT GOES. The filtered amplified signal VF essentially represents the average value of the amplified signal VA.
Secondo una ulteriore forma di attuazione equivalente (non illustrata) dell’invenzione, il comparatore 21 ha l’ingresso invertente collegato ad un potenziale fisso di riferimento e la sezione di ricezione 14 à ̈ priva del filtro passa basso 20 della figura 2 e comprende un filtro passa alto che elimina la componente continua dal segnale amplificato VA, il quale à ̈ costituito, per esempio, da una capacità in serie ad una resistenza ed à ̈ collegato tra l’uscita dei mezzi amplificatori 19 e il nodo sommatore che fornisce il segnale somma VTS. According to a further equivalent embodiment (not shown) of the invention, the comparator 21 has the inverting input connected to a fixed reference potential and the receiving section 14 does not have the low pass filter 20 of Figure 2 and comprises a high pass filter which eliminates the direct component from the amplified signal VA, which is constituted, for example, by a capacitance in series with a resistor and is connected between the output of the amplifier means 19 and the summing node which provides the VTS sum signal.
Con riferimento sempre alla figura 2, il dispositivo regolatore 16 riceve il segnale binario VD, che à ̈ ancora ad alta frequenza, ed à ̈ configurato per ricostruire, a partire dal segnale binario VD, l’inviluppo in banda base del segnale ricevuto dalla sonda 6, cioà ̈ il messaggio binario ricevuto e originariamente trasmesso dalla stazione base 8. Le tecniche di ricostruzione dell’inviluppo possono essere molteplici. Secondo una soluzione preferita, che ha fornito i migliori risultati, il dispositivo regolatore 16 à ̈ configurato in modo da implementare un filtro passa basso IIR (Infinite Impulse Response), che non à ̈ illustrato e che riceve il segnale binario VD, e un comparatore ad isteresi (non illustrato) collegato all’uscita del filtro IIR, che riceve il segnale binario filtrato e fornisce, l’inviluppo in banda base del segnale ricevuto. Always referring to Figure 2, the regulator device 16 receives the binary signal VD, which is still at high frequency, and is configured to reconstruct, starting from the binary signal VD, the base band envelope of the signal received by the probe 6, that is the binary message received and originally transmitted by the base station 8. The techniques for reconstructing the envelope can be many. According to a preferred solution, which gave the best results, the regulator device 16 is configured to implement a low pass filter IIR (Infinite Impulse Response), which is not shown and which receives the binary signal VD, and a comparator hysteresis (not shown) connected to the output of the IIR filter, which receives the filtered binary signal and provides the baseband envelope of the received signal.
Il dispositivo regolatore 16 Ã ̈ configurato per regolare il guadagno dei mezzi amplificatori 19 in funzione del segnale binario VD. Il dispositivo regolatore 16 Ã ̈ pure configurato per regolare la soglia VTH in funzione del segnale binario VD tramite un convertitore DAC (Digital to Analog Converter) 22. Inoltre, il dispositivo regolatore 16 Ã ̈ configurato per regolare la frequenza di centro banda del filtro passa banda 18. The regulator device 16 is configured to regulate the gain of the amplifier means 19 as a function of the binary signal VD. The regulator device 16 is also configured to regulate the VTH threshold as a function of the binary signal VD by means of a DAC (Digital to Analog Converter) 22. Furthermore, the regulator device 16 is configured to regulate the center band frequency of the pass filter. band 18.
I mezzi amplificatori 19 comprendono una pluralità di stadi amplificatori 23a-23c, i quali sono collegati in cascata tra loro e hanno, ciascuno, un guadagno G costante, e mezzi selettori 24, i quali comprendono una pluralità di ingressi di selezione collegati, ciascuno, all’uscita di uno degli stadi amplificatori 23a-23c. Nell’esempio illustrato dalla figura 2, gli stadi amplificatori 23a-23c sono tre e sono appunto indicati in successione, a partire dal filtro 18, con 23a, 23b e 23c. Il mezzi selettori 24 sono configurati per essere comandati dal dispositivo regolatore 16 in modo da selezionare l’uscita di uno degli stadi amplificatori 23a-23c e quindi selezionare un diverso livello di amplificazione. Il guadagno G di ogni stadio amplificatore 23a-23c à ̈ pari a circa 25 dB in modo tale che il livello di amplificazione sia selezionabile in un insieme di valori comprendente 25 dB, 50 dB e 75 dB. The amplifier means 19 comprise a plurality of amplifier stages 23a-23c, which are connected in cascade to each other and each have a constant G gain, and selector means 24, which comprise a plurality of connected selection inputs, each, at the output of one of the amplifier stages 23a-23c. In the example illustrated in Figure 2, the amplifier stages 23a-23c are three and are indicated in succession, starting from the filter 18, with 23a, 23b and 23c. The selector means 24 are configured to be controlled by the regulator device 16 so as to select the output of one of the amplifier stages 23a-23c and then select a different amplification level. The G gain of each 23a-23c amplifier stage is approximately 25 dB so that the amplification level is selectable in a set of values comprising 25 dB, 50 dB and 75 dB.
La figura 3 illustra uno schema elettrico di principio del filtro passa banda 18. Il filtro passa banda 18 comprende una pluralità di induttanze 25, le quali sono collegate in parallelo tra loro, e una rispettiva pluralità di interruttori 26, ciascuno dei quali à ̈ disposto in serie ad una rispettiva induttanza 25. Gli interruttori 26 sono comandati, in apertura e chiusura, dal dispositivo regolatore 16 per selezionare la frequenza di centro banda del filtro passa banda 18, e quindi per selezionare il canale di comunicazione da ascoltare. Le induttanze 25, quando i rispettivi interruttori 26 sono chiusi, sono collegate in parallelo ai fotodiodi 17. I fotodiodi 17 presentano rispettive capacità che si sommano (fotodiodi 17 in parallelo) dando luogo ad una capacità complessiva non trascurabile in parallelo alle induttanze 25. La frequenza di centro banda à ̈ selezionabile in un insieme di frequenze definito da almeno parte di tutte le possibili combinazioni di apertura e chiusura degli interruttori 26, esclusa la combinazione di tutti gli interruttori 26 aperti. L’esempio di attuazione della figura 3, che illustra due induttanze 25, permette di selezionare tre diverse frequenze di centro banda, cioà ̈ tre diversi canali di comunicazione, chiudendo soltanto uno o l’altro interruttore 26 oppure entrambi gli interruttori 26. E’ indispensabile che almeno una delle induttanze 25 sia collegata in parallelo ai fotodiodi 17 per offrire un carico a bassa impedenza per le componenti continua e a bassa frequenza della corrente elettrica generata dai fotodiodi 17 in presenza di luce ambiente. Infatti, poiché i fotodiodi 17 non sono polarizzati, se la tensione che si forma ai loro capi dovesse superare poche centinaia di millivolt, le giunzioni dei fotodiodi risulterebbero polarizzate direttamente e ciò causerebbe una inaccettabile riduzione della loro sensibilità ottica. Figure 3 illustrates a basic electrical diagram of the band-pass filter 18. The band-pass filter 18 comprises a plurality of inductances 25, which are connected in parallel with each other, and a respective plurality of switches 26, each of which is arranged in series with a respective inductance 25. The switches 26 are commanded, in opening and closing, by the regulator device 16 to select the center band frequency of the band-pass filter 18, and then to select the communication channel to be listened to. The inductances 25, when the respective switches 26 are closed, are connected in parallel to the photodiodes 17. The photodiodes 17 have respective capacities which are added together (photodiodes 17 in parallel) giving rise to a not negligible overall capacity in parallel to the inductances 25. The center band frequency can be selected in a set of frequencies defined by at least part of all the possible opening and closing combinations of the switches 26, excluding the combination of all the switches 26 open. The example of implementation of Figure 3, which illustrates two inductances 25, allows you to select three different mid-band frequencies, that is, three different communication channels, by closing only one or the other switch 26 or both switches 26. It is essential that at least one of the inductances 25 is connected in parallel to the photodiodes 17 to offer a low impedance load for the continuous and low frequency components of the electric current generated by the photodiodes 17 in the presence of ambient light. In fact, since the photodiodes 17 are not polarized, if the voltage that forms at their ends were to exceed a few hundred millivolts, the junctions of the photodiodes would be directly polarized and this would cause an unacceptable reduction in their optical sensitivity.
Il filtro passa banda 18 comprende, inoltre, un circuito di regolazione fine 27, il quale à ̈ provvisto di uno o più diodi varicap, à ̈ collegato in parallelo alle induttanze 25 ed à ̈ comandato dal dispositivo regolatore 16. Il circuito di regolazione fine 27 fornisce una capacità aggiuntiva regolabile in fase di taratura della sonda 6 tramite il dispositivo regolatore 16 per compensare le tolleranze delle induttanze 25 e delle capacità dei fotodiodi 17 e centrare con migliore precisione la frequenza di centro banda sulla frequenza del segnale impulsivo trasmesso dalla stazione base 8. The band pass filter 18 also comprises a fine adjustment circuit 27, which is equipped with one or more varicap diodes, is connected in parallel to the inductances 25 and is controlled by the regulator device 16. The fine adjustment circuit 27 provides an additional adjustable capacity during the calibration phase of the probe 6 by means of the regulator device 16 to compensate the tolerances of the inductances 25 and of the capacities of the photodiodes 17 and to center with better precision the center band frequency on the frequency of the impulsive signal transmitted by the base station 8.
Con riferimento di nuovo alla figura 2, la sezione di trasmissione 15 del ricetrasmettitore mobile 10 della sonda 6 comprende uno o più LED 28 a raggi infrarossi, un duplicatore di tensione 29 controllato dal dispositivo regolatore 16 per raddoppiare la tensione VL di alimentazione dei LED, e mezzi di pilotaggio dei LED 30, i quali comprendono un convertitore DAC controllato dal dispositivo regolatore 16 e un circuito di conversione tensione/corrente per trasformare la tensione di pilotaggio dei LED in uscita dal DAC in una corrente di pilotaggio per i LED 28. La tensione di pilotaggio dei LED à ̈ costituita da una portante impulsiva modulata da un messaggio binario da trasmettere alla stazione base 8. Il circuito duplicatore di tensione permette di pilotare più LED 28 collegati in serie. In particolare, il circuito duplicatore di tensione comprende una pluralità di banchi di capacità che per la maggior parte del tempo sono collegati in parallelo ad una tensione di alimentazione (es. 3.6 V) e che vengono collegati in serie su comando del dispositivo regolatore 16 solo quando à ̈ necessario effettuare la trasmissione e disporre di una tensione raddoppiata per potere pilotare correttamente i LED. Referring again to Figure 2, the transmission section 15 of the mobile transceiver 10 of the probe 6 comprises one or more infrared LEDs 28, a voltage doubler 29 controlled by the regulator device 16 to double the supply voltage VL of the LEDs, and driving means for the LEDs 30, which comprise a DAC converter controlled by the regulator device 16 and a voltage / current conversion circuit for transforming the driving voltage of the LEDs at the output of the DAC into a driving current for the LEDs 28. driving voltage of the LEDs consists of an impulsive carrier modulated by a binary message to be transmitted to the base station 8. The voltage doubler circuit allows to drive several LEDs 28 connected in series. In particular, the voltage doubler circuit comprises a plurality of capacity banks which for most of the time are connected in parallel to a supply voltage (e.g. 3.6 V) and which are connected in series upon command of the regulator device 16 only when it is necessary to carry out the transmission and have a doubled voltage to be able to drive the LEDs correctly.
La struttura della sezione di trasmissione 15 permette di regolare dinamicamente l’ampiezza dell’inviluppo della tensione di pilotaggio dei LED, e quindi l’intensità dei raggi infrarossi emessi dai LED 28, per ottimizzare il consumo di potenza elettrica della sonda 6 nelle diverse fasi di funzionamento. Inoltre, la struttura della sezione di trasmissione 15 permette di sagomare opportunamente i bit del messaggio binario che modulano la portante impulsiva, cioà ̈ l’inviluppo della tensione di pilotaggio di LED, in modo tale da attenuare le componenti spettrali lontane dalla frequenza della portante impulsiva che potrebbero interferire con altre sonde dello stesso tipo funzionanti contemporaneamente con diverse frequenze portanti. La figura 13 illustra due esempi di sagomatura dell’inviluppo della tensione di pilotaggio dei LED. L’inviluppo indicato con VLq ha una sagomatura rettangolare mentre l’inviluppo indicato con VLs à ̈ sagomato secondo una porzione di sinusoide. L’inviluppo VLs ha le componenti spettrali su canali limitrofi più attenuate delle analoghe componenti dell’inviluppo VLq. The structure of the transmission section 15 allows to dynamically adjust the amplitude of the envelope of the driving voltage of the LEDs, and therefore the intensity of the infrared rays emitted by the LEDs 28, to optimize the electrical power consumption of the probe 6 in the different phases of operation. Furthermore, the structure of the transmission section 15 allows to suitably shape the bits of the binary message that modulate the impulsive carrier, i.e. the envelope of the driving voltage of LEDs, in such a way as to attenuate the spectral components far from the carrier frequency. impulsive that could interfere with other probes of the same type operating simultaneously with different carrier frequencies. Figure 13 illustrates two examples of shaping the envelope of the driving voltage of the LEDs. The envelope indicated with VLq has a rectangular shape while the envelope indicated with VLs is shaped according to a portion of a sinusoid. The VLs envelope has the spectral components on neighboring channels that are more attenuated than the analogous components of the VLq envelope.
Un altro esempio di sagomatura, non mostrata in figura, prevede di modulare il segnale binario con una portante con inferiore distorsione armonica, ad esempio di forma sinusoidale. Con tale accorgimento si riducono le componenti spettrali a frequenze multiple della portante e quindi le interferenze su canali relativamente distanti. Another example of shaping, not shown in the figure, provides for modulating the binary signal with a carrier with lower harmonic distortion, for example of a sinusoidal shape. With this expedient the spectral components at multiple frequencies of the carrier and therefore the interference on relatively distant channels are reduced.
Sempre con riferimento alla figura 2, la sonda 6 comprende una unità di alimentazione 32 provvista di una batteria elettrica e di un alimentatore a commutazione (“switching-mode power supply†) per alimentare tutti i componenti elettrici ed elettronici della sonda 6. Il dispositivo regolatore 16, seguendo le istruzioni del microcontrollore 11, può disabilitare la unità di alimentazione 32 lasciando che la sonda 6 funzioni per un lasso di tempo limitato sfruttando la sola carica delle capacità elettriche di filtraggio e livellamento dell’unità di alimentazione 32. Tale modalità di funzionamento à ̈ utile durante la fase di ricezione per ridurre i disturbi elettromagnetici prodotti dall’alimentatore a commutazione sui circuiti di ricezione e quindi migliorare le prestazioni della sonda 6. Again with reference to figure 2, the probe 6 comprises a power supply unit 32 equipped with an electric battery and a switching-mode power supply (â € œswitching-mode power supplyâ €) to power all the electrical and electronic components of the probe 6. regulator device 16, following the instructions of the microcontroller 11, can disable the power supply unit 32 leaving the probe 6 to work for a limited period of time by exploiting only the charge of the electrical filtering and leveling capacities of the power supply unit 32. operating mode It is useful during the reception phase to reduce the electromagnetic disturbances produced by the switching power supply on the reception circuits and therefore improve the performance of the probe 6.
Infine, la sonda 6 comprende dei dispositivi segnalatori 33 acustici e/o visivi comandati dal microcontrollore 11 per fornire informazioni sullo stato della sonda 6 all’operatore della macchina utensile 1. Finally, the probe 6 comprises acoustic and / or visual signaling devices 33 controlled by the microcontroller 11 to provide information on the status of the probe 6 to the operator of the machine tool 1.
Come anticipato in precedenza, il dispositivo regolatore 16 à ̈ configurato per regolare il guadagno dei mezzi amplificatori 19 e la soglia VTH in funzione del segnale binario VD, allo scopo di compensare la grande variabilità dell’intensità dei segnali ricevuti e potere, quindi, ricostruire in maniera ottimale l’inviluppo in banda base del segnale ricevuto dalla sonda 6, cioà ̈ il messaggio binario ricevuto. Queste due regolazioni avvengono secondo rispettivi algoritmi, descritti qui di seguito. As previously mentioned, the regulator device 16 is configured to adjust the gain of the half-amplifiers 19 and the threshold VTH as a function of the binary signal VD, in order to compensate for the great variability of the intensity of the received signals and power, therefore, optimally reconstruct the base band envelope of the signal received by probe 6, ie the binary message received. These two adjustments take place according to respective algorithms, described below.
Con riferimento alla figura 4, che illustra un diagramma di flusso dell’algoritmo relativo alla regolazione del guadagno dei mezzi amplificatori 19, prima di tutto la soglia VTH viene fissata ad un valore iniziale V1 opportuno (blocco 100 della figura 4) e viene selezionata l’uscita del primo stadio amplificatore 23a (blocco 101). Il valore V1 viene definito nel modo seguente. Il segnale amplificato VA oscilla in modo sostanzialmente simmetrico attorno al suo valor medio, che à ̈ rappresentato dal segnale amplificato filtrato VF, ed ha un valore di picco, rispetto al valor medio, limitato ad un valore VAM pari a meno alla metà della tensione di alimentazione degli stadi amplificatori 23a-23c. With reference to Figure 4, which illustrates a flow diagram of the algorithm relating to the adjustment of the gain of the amplifier means 19, first of all the threshold VTH is set at a suitable initial value V1 (block 100 of Figure 4) and is selected the output of the first amplifier stage 23a (block 101). The V1 value is defined as follows. The amplified signal VA oscillates in a substantially symmetrical way around its average value, which is represented by the filtered amplified signal VF, and has a peak value, with respect to the average value, limited to a VAM value equal to less than half the voltage of powering the amplifier stages 23a-23c.
Il valore V1 à ̈ circa pari al valore VAM diviso per il guadagno tipico degli stadi amplificatori 23a-23c. Per esempio, con una tensione di alimentazione pari a 3 V, un guadagno tipico di 25 dB e un valore VAM pari a 1.25 V, il valore V1 à ̈ circa pari a 75 mV. In tal modo, quando il valore di picco del segnale all’uscita di uno degli stadi amplificatori 23a-23b à ̈ maggiore del valore V1, lo stadio amplificatore successivo 23b-23c à ̈ saturo e quindi non deve essere utilizzato. Questa condizione si verifica per valori del segnale amplificato VA inferiori al suo valor medio e produce valori del segnale somma VTS inferiori ai corrispondenti valori del segnale amplificato filtrato VF, e quindi impulsi a livello basso del segnale binario VD. Nel caso in cui la condizione sopra citata non si verifichi, il segnale binario VD rimane costantemente a livello alto. Pertanto, se il segnale binario VD non rimane costantemente a livello alto, ossia presenta impulsi a livello basso, che significa che il valore di picco del segnale amplificato VA à ̈ maggiore della soglia VTH (uscita NO del blocco 102), allora la selezione del primo stadio amplificatore 23a à ̈ corretta e l’algoritmo termina; altrimenti (uscita SI del blocco 102) viene selezionata l’uscita del secondo stadio amplificatore 23b (blocco 103). Si rifà la medesima verifica sul segnale binario VD (blocco 104) e se à ̈ negativa (uscita NO del blocco 104), allora la selezione del secondo stadio amplificatore 23b à ̈ corretta e l’algoritmo termina; altrimenti (uscita SI del blocco 104) viene selezionata l’uscita del terzo stadio amplificatore 23c (blocco 105) e poi l’algoritmo termina. The V1 value is approximately equal to the VAM value divided by the typical gain of amplifier stages 23a-23c. For example, with a supply voltage of 3 V, a typical gain of 25 dB, and a VAM value of 1.25 V, the V1 value is approximately equal to 75 mV. In this way, when the peak value of the signal at the output of one of the amplifier stages 23a-23b is greater than the value V1, the subsequent amplifier stage 23b-23c is saturated and therefore must not be used. This condition occurs for values of the amplified signal VA lower than its average value and produces values of the sum signal VTS lower than the corresponding values of the filtered amplified signal VF, and therefore low-level pulses of the binary signal VD. In the event that the aforementioned condition does not occur, the binary signal VD remains constantly at a high level. Therefore, if the binary signal VD does not remain constantly at a high level, that is, it has pulses at a low level, which means that the peak value of the amplified signal VA is greater than the threshold VTH (output NO of block 102), then the selection of the first amplifier stage 23a is correct and the algorithm ends; otherwise (output SI of block 102) the output of the second amplifier stage 23b (block 103) is selected. The same check is made on the binary signal VD (block 104) and if it is negative (NO output of block 104), then the selection of the second amplifier stage 23b is correct and the algorithm ends; otherwise (output SI of block 104) the output of the third amplifier stage 23c is selected (block 105) and then the algorithm ends.
L’algoritmo della figura 4 fa riferimento all’esempio di tre stadi amplificatori 23a-23c. E’ ovvio che nel caso di più di tre stadi amplificatori la parte finale dell’algoritmo va replicata per ciascuno stadio aggiuntivo. The algorithm of figure 4 refers to the example of three amplifier stages 23a-23c. It is obvious that in the case of more than three amplifier stages the final part of the algorithm must be replicated for each additional stage.
Conclusa la regolazione del guadagno dei mezzi amplificatori 19 si esegue la regolazione della soglia VTH, che avviene secondo l’algoritmo descritto qui di seguito, per trovare un valore ottimale della soglia VTH. Inizialmente, la soglia VTH viene fissata ad un valore pari alla metà di un intervallo definito dalla dinamica massima consentita del segnale amplificato VA, cioà ̈ metà del valore VAM, in modo da definire un sottointervallo superiore e uno inferiore. Se il segnale somma VTS presenta dei valori inferiori ai corrispondente valori del segnale amplificato filtrato VF, che significa che il valore di picco del segnale amplificato VA à ̈ maggiore della soglia VTH, allora la soglia VTH viene fissata ad un nuovo valore corrispondente al centro del sottointervallo superiore; altrimenti la soglia VTH viene fissata ad un nuovo valore corrispondente al centro del sottointervallo inferiore. Si itera questa procedura fino a quando la soglia VTH si trovi sufficientemente vicina, a meno della risoluzione del convertitore DAC 22, al valore di picco del segnale amplificato VA. Il valore di soglia VTH da utilizzare per la ricostruzione dell’inviluppo del segnale ricevuto viene posto alla metà del valore di picco individuato. Once the gain adjustment of the half-amplifiers 19 has been completed, the VTH threshold is adjusted, which takes place according to the algorithm described below, in order to find an optimal value of the VTH threshold. Initially, the VTH threshold is set at a value equal to half of an interval defined by the maximum allowed dynamics of the amplified signal VA, that is, half of the VAM value, in order to define an upper and a lower sub-interval. If the sum signal VTS has values lower than the corresponding values of the filtered amplified signal VF, which means that the peak value of the amplified signal VA is greater than the VTH threshold, then the VTH threshold is fixed at a new value corresponding to the center of the upper subrange; otherwise the VTH threshold is set at a new value corresponding to the center of the lower sub-interval. This procedure is iterated until the VTH threshold is close enough, less than the resolution of the DAC 22, to the peak value of the amplified VA signal. The VTH threshold value to be used for the reconstruction of the envelope of the received signal is placed at the half of the detected peak value.
Le procedure di regolazione del guadagno dei mezzi amplificatori 19 e della soglia di comparazione VTH presuppongono che il segnale ottico sia sempre presente in ricezione alla sonda 6. Per questo la stazione base 8 trasmette, prima di ogni messaggio, un preambolo di durata sufficiente, in modo tale che la sonda 6 possa tarare in modo sostanzialmente continuo la sua sezione di ricezione 14, cioà ̈ regolare il guadagno dei mezzi amplificatori 19 e la soglia di comparazione VTH a valori ottimali. In questo modo, la sonda 6 può adeguare la propria sensibilità ottica alla effettiva qualità del canale ottico. Inoltre, il microcontrollore 11 può utilizzare le regolazioni della sezione di ricezione 14 effettuate durante il preambolo per fare una stima della qualità del canale ottico, la stima venendo utilizzata per regolare l’alimentazione della sezione di trasmissione, in particolare la tensione di pilotaggio dei LED di trasmissione. Quindi, in presenza di un canale ottico particolarmente robusto, per esempio quando la sonda 6 à ̈ molto vicina alla stazione base 8 o comunque à ̈ nella direzione di una ottima visibilità ottica, la sezione di trasmissione 15 può diminuire la corrente elettrica da alimentare ai LED 28 per ridurre l’intensità dei raggi infrarossi trasmessi, e quindi permettere alla sonda 6 di risparmiare potenza elettrica. The procedures for adjusting the gain of the amplifier means 19 and of the comparison threshold VTH presuppose that the optical signal is always present in reception at the probe 6. For this reason the base station 8 transmits, before each message, a preamble of sufficient duration, in in such a way that the probe 6 can calibrate its receiving section 14 in a substantially continuous manner, that is to say, adjust the gain of the amplifier means 19 and the comparison threshold VTH to optimal values. In this way, probe 6 can adjust its optical sensitivity to the actual quality of the optical channel. Furthermore, the microcontroller 11 can use the adjustments of the reception section 14 made during the preamble to make an estimate of the quality of the optical channel, the estimate being used to regulate the power supply of the transmission section, in particular the driving voltage of the Transmission LED. Therefore, in the presence of a particularly robust optical channel, for example when the probe 6 is very close to the base station 8 or in any case it is in the direction of excellent optical visibility, the transmission section 15 can decrease the electric current to be fed to the LED 28 to reduce the intensity of the infrared rays transmitted, and therefore allow the probe 6 to save electrical power.
Con riferimento alla figura 5, il ricetrasmettitore remoto 12 della stazione base 8 comprende una sezione di ricezione 34 e una sezione di trasmissione 35. Le sezioni di ricezione 34 e trasmissione 35 hanno una struttura sostanzialmente digitale e comunicano direttamente con il microcontrollore 13 della stazione base 8. In particolare, come illustrato dall’esempio della figura 5, il ricetrasmettitore remoto 12 comprende un circuito integrato digitale, in particolare un dispositivo FPGA (Field Programmable Gate Array) 36 che implementa parte dei blocchi funzionali di entrambe le sezioni di ricezione 34 e trasmissione 35. With reference to Figure 5, the remote transceiver 12 of the base station 8 comprises a receiving section 34 and a transmission section 35. The receiving sections 34 and transmission 35 have a substantially digital structure and communicate directly with the microcontroller 13 of the base station 8. In particular, as illustrated by the example of Figure 5, the remote transceiver 12 comprises a digital integrated circuit, in particular an FPGA (Field Programmable Gate Array) device 36 which implements part of the functional blocks of both reception sections 34 and transmission 35.
La stazione base 8 comprende, inoltre, una unità di alimentazione 37 collegabile ad una alimentazione elettrica esterna, per esempio la rete elettrica o alla alimentazione elettrica di bordo dalla macchina 1, per alimentare tutti i componenti elettrici ed elettronici della stazione base 8. The base station 8 also comprises a power supply unit 37 which can be connected to an external power supply, for example the electrical network or to the on-board power supply from the machine 1, to power all the electrical and electronic components of the base station 8.
Le tensioni di alimentazione che si possono trovare nelle diverse applicazioni sono le più disparate e in alcuni casi impediscono di collegare il telaio del ricevitore al riferimento di massa dell'elettronica. Tale situazione à ̈ particolarmente deleteria per la suscettibilità ai disturbi elettrici che ne consegue, in quanto le inevitabili capacità parassite fra telaio e circuiti elettronici iniettano in questi ultimi i disturbi, quando essi consistono in rapide variazioni della differenza di potenziale fra telaio e riferimento di massa dei circuiti elettronici. La unità di alimentazione 37 comprende un convertitore isolato, in particolare un convertitore DC/DC flyback provvisto di una unità elettronica di controllo in grado di fornire le necessarie diverse tensioni di alimentazione ai componenti elettronici della stazione base 8. Il convertitore DC/DC flyback permette di isolare elettricamente l’alimentazione elettrica di bordo della macchina 1 da tutti i componenti elettronici della stazione base 8; à ̈ così possibile collegare il telaio della stazione base 8 direttamente alla massa dell'elettronica. In questo modo, la differenza di potenziale tra il telaio metallico esterno della stazione base 8 ed i componenti elettronici viene stabilmente annullata e quindi i disturbi elettrici indotti sui componenti elettronici dalle capacità parassite tra telaio metallico ed i componenti vengono drasticamente ridotti. The power supply voltages that can be found in the different applications are the most disparate and in some cases prevent the receiver chassis from being connected to the electronics ground reference. This situation is particularly deleterious for the susceptibility to electrical disturbances that follows, as the inevitable parasitic capacities between chassis and electronic circuits inject disturbances into the latter, when they consist of rapid variations in the potential difference between chassis and ground reference. of electronic circuits. The power supply unit 37 comprises an isolated converter, in particular a flyback DC / DC converter equipped with an electronic control unit capable of supplying the necessary different power supply voltages to the electronic components of the base station 8. The flyback DC / DC converter allows to electrically isolate the on-board power supply of the machine 1 from all the electronic components of the base station 8; It is thus possible to connect the base station chassis 8 directly to the electronics ground. In this way, the potential difference between the external metal frame of the base station 8 and the electronic components is stably canceled and therefore the electrical disturbances induced on the electronic components by the parasitic capacities between the metal frame and the components are drastically reduced.
La sezione di trasmissione 35 comprende uno o più LED 38 a raggi infrarossi, un blocco di trasmissione 40, il quale riceve, dal microcontrollore 13, un messaggio da trasmettere via etere alla sonda 6 e trasforma tale messaggio in un corrispondente segnale digitale di controllo dei LED, un convertitore DAC 39 controllato dal blocco di trasmissione 40 per fornire una tensione di pilotaggio dei LED e mezzi di pilotaggio di LED 39a, i quali comprendono un circuito di conversione tensione/corrente per trasformare la tensione di pilotaggio in una corrente di pilotaggio per i LED 38. Il blocco di trasmissione 40 à ̈ implementato nel dispositivo FPGA 36. Diversamente dalla sonda 6, la sezione di trasmissione 35 non comprende alcun circuito duplicatore di tensione in quanto, grazie alla unità di alimentazione 37 collegata alla alimentazione elettrica esterna, à ̈ disponibile una tensione di alimentazione dei LED sufficientemente alta. A parte questa differenza, la struttura della sezione di trasmissione 35 à ̈ analoga a quella della sezione di trasmissione 15 della sonda 6 illustrata nella figura 2, per permettere di regolare dinamicamente l’ampiezza dell’inviluppo della tensione di pilotaggio dei LED allo scopo di ottimizzare il consumo di potenza elettrica della stazione base 8 nelle diverse fasi di funzionamento e attenuare le componenti spettrali lontane dalla frequenza portante. The transmission section 35 comprises one or more infrared LEDs 38, a transmission block 40, which receives, from the microcontroller 13, a message to be transmitted over the air to the probe 6 and transforms this message into a corresponding digital control signal of the LED, a DAC converter 39 controlled by the drive block 40 to provide a driving voltage for the LEDs and a LED driving means 39a, which includes a voltage / current conversion circuit for transforming the driving voltage into a driving current for the LED 38. The transmission block 40 is implemented in the FPGA device 36. Unlike the probe 6, the transmission section 35 does not include any voltage doubler circuit since, thanks to the power supply unit 37 connected to the external power supply, à A sufficiently high supply voltage for the LEDs is available. Apart from this difference, the structure of the transmission section 35 is similar to that of the transmission section 15 of the probe 6 illustrated in Figure 2, to allow dynamically adjusting the amplitude of the envelope of the driving voltage of the LEDs at purpose of optimizing the electrical power consumption of the base station 8 in the various phases of operation and attenuating the spectral components far from the carrier frequency.
La sezione di ricezione 34 comprende dispositivi di ricezione con uno o più fotodiodi 41 a raggi infrarossi, che sono collegati in parallelo tra di loro e polarizzati inversamente, e mezzi di elaborazione con mezzi amplificatori 42 per amplificare il segnale fornito dai fotodiodi 41 e fornire un segnale ricevuto amplificato VAB e una unità di conversione e filtraggio 43 collegata all’uscita dei mezzi amplificatori 42 per fornire un corrispondente segnale amplificato digitale VDB codificato con un numero elevato di bit, per esempio 24 bit. La unità di conversione e filtraggio 43 à ̈ costituita da un componente integrato che comprende, in cascata, un convertitore ADC sigma-delta 44 e un filtro passa banda 45 sintonizzabile sulla frequenza desiderata della portante impulsiva. Il convertitore sigma-delta 44 ha una uscita digitale codificata con un numero elevato di bit e il filtro passa banda 45 à ̈ un filtro FIR (Finite Impulse Response). Secondo l’esempio illustrato nella figura 5, l’uscita del convertitore sigma-delta 44 à ̈ codificata a 24 bit e il filtro passa banda 45 à ̈ un filtro del 95-esimo ordine (96 taps). La risposta del filtro passa banda 45 à ̈ configurabile modificando il valore dei coefficienti del filtro. La selezione della frequenza della portante impulsiva, e quindi del canale di comunicazione tra la stazione base 8 e la sonda 6, à ̈ effettuabile attraverso la scrittura dei registri interni del filtro passa banda 45. In particolare, il dispositivo FPGA 36 à ̈ atto a sintonizzare il filtro passa banda 45 sul canale di comunicazione desiderato su comando del microcontrollore 13. The receiving section 34 comprises receiving devices with one or more infrared photodiodes 41, which are connected in parallel with each other and inversely biased, and processing means with amplifier means 42 for amplifying the signal provided by the photodiodes 41 and providing a received amplified signal VAB and a conversion and filtering unit 43 connected to the output of the amplifier means 42 to supply a corresponding digital amplified signal VDB encoded with a large number of bits, for example 24 bits. The conversion and filtering unit 43 consists of an integrated component which comprises, in cascade, a sigma-delta ADC converter 44 and a band-pass filter 45 tunable to the desired frequency of the impulsive carrier. The sigma-delta converter 44 has a digital output coded with a high number of bits and the band pass filter 45 is a FIR (Finite Impulse Response) filter. According to the example shown in Figure 5, the output of the sigma-delta converter 44 is encoded at 24 bits and the band pass filter 45 is a 95th order filter (96 taps). The response of the band pass filter 45 is configurable by changing the value of the filter coefficients. The selection of the frequency of the impulsive carrier, and therefore of the communication channel between the base station 8 and the probe 6, can be carried out by writing the internal registers of the band pass filter 45. In particular, the FPGA device 36 is suitable for tune the band pass filter 45 to the desired communication channel on command of the microcontroller 13.
La sezione di ricezione 34 comprende, inoltre, un blocco raddrizzatore 46, il quale à ̈ collegato all’uscita della unità di conversione e filtraggio 43 per raddrizzare il segnale digitale VDB mediante una operazione di valore assoluto e fornire un corrispondente segnale raddrizzato VRB, un filtro passa basso 47, il quale à ̈ costituito, per esempio, da un filtro IIR collegato all’uscita del blocco raddrizzatore 46 per fornire un corrispondente segnale raddrizzato filtrato VFB, un blocco generatore di soglia 48 per calcolare una soglia di comparazione VTB in funzione del segnale raddrizzato filtrato VFB, e un blocco comparatore 49 per determinare, in funzione del confronto tra il segnale raddrizzato filtrato VFB e la soglia VTB, un segnale di uscita corrispondente all’inviluppo in banda base del segnale ricevuto dalla stazione base 8, cioà ̈ il segnale ricevuto depurato dalla portate impulsiva. L’inviluppo in banda base fornito dal blocco comparatore 49, o segnale di uscita, à ̈ indicato, nella figura 5, con VIB. La sezione di ricezione 34 comprende, infine, un blocco di ricezione 50 per trasformare l’inviluppo in banda base VIB in un corrispondente messaggio binario ricevuto MSG, che viene comunicato al microcontrollore 13. In particolare, il blocco 50 comprende registri, che vengono letti dal microcontrollore 13, e implementa uno o più algoritmi per scrivere il messaggio binario ricevuto MSG su tali registri e verificarne la validità . Il blocco raddrizzatore 46, il filtro passa basso 47, il blocco generatore di soglia 48, il blocco comparatore 49 e il blocco di ricezione 50 sono implementati nel dispositivo FPGA 36. The receiving section 34 further comprises a rectifier block 46, which is connected to the output of the conversion and filtering unit 43 to rectify the digital signal VDB by means of an absolute value operation and provide a corresponding rectified signal VRB, a low pass filter 47, which consists, for example, of an IIR filter connected to the output of the rectifier block 46 to supply a corresponding rectified filtered signal VFB, a threshold generator block 48 to calculate a comparison threshold VTB as a function of the filtered rectified signal VFB, and a comparator block 49 to determine, as a function of the comparison between the filtered rectified signal VFB and the threshold VTB, an output signal corresponding to the baseband envelope of the signal received from the base station 8 , that is, the received signal purified by the impulsive flow rate. The baseband envelope supplied by the comparator block 49, or output signal, is indicated, in Figure 5, with VIB. The reception section 34 finally comprises a reception block 50 for transforming the envelope in baseband VIB into a corresponding received binary message MSG, which is communicated to the microcontroller 13. In particular, the block 50 comprises registers, which are read by the microcontroller 13, and implements one or more algorithms to write the received binary message MSG on these registers and verify its validity. The rectifier block 46, the low pass filter 47, the threshold generator block 48, the comparator block 49 and the receive block 50 are implemented in the FPGA device 36.
Il blocco generatore di soglia 48 implementa, e quindi comprende, un rivelatore di picco (non illustrato) con tempi di salita più brevi dei tempi di discesa per generare un segnale di picco che insegue il picco del segnale raddrizzato filtrato VFB e un blocco attenuatore (non illustrato) per generare la soglia VTB riducendo l’ampiezza di tale segnale di picco di circa il 50%. La soglia VTB così ottenuta insegue il picco del segnale raddrizzato filtrato VFB, e quindi si adatta alla potenza del segnale ottico ricevuto dalla sezione di ricezione 34. The threshold generator block 48 implements, and therefore includes, a peak detector (not shown) with rise times shorter than the fall times to generate a peak-tracking signal of the filtered rectified signal VFB and an attenuator block ( not shown) to generate the VTB threshold by reducing the amplitude of this peak signal by approximately 50%. The VTB threshold thus obtained tracks the peak of the rectified filtered VFB signal, and therefore adapts to the power of the optical signal received by the receiving section 34.
Secondo una ulteriore forma di attuazione della invenzione, la portante impulsiva a raggi infrarossi trasmessa per lo scambio di messaggi tra la sonda 6 e la stazione base 8 à ̈ modulata in frequenza da messaggi binari. Per esempio, a ciascun bit a livello logico alto corrisponde una frequenza pari a 450 kHz e a ciascun bit a livello logico basso corrisponde una frequenza pari a 100 kHz. Nel caso di più canali di comunicazione, la frequenza della portante impulsiva per la trasmissione di un bit a livello logico alto à ̈ selezionabile all’interno di un insieme di più valori comprendente, per esempio, 350 kHz, 450 kHz e 570 kHz, mentre a ciascun bit a livello logico basso corrisponde la frequenza di 100 kHz. Questa forma di attuazione differisce, da quelle illustrate nelle figure 2 e 5, essenzialmente per la logica di funzionamento della parte del dispositivo FPGA che genera la tensione di pilotaggio dei LED. According to a further embodiment of the invention, the infrared ray impulsive carrier transmitted for the exchange of messages between the probe 6 and the base station 8 is modulated in frequency by binary messages. For example, each logic high bit corresponds to a frequency of 450 kHz and each logic low bit corresponds to a frequency of 100 kHz. In the case of several communication channels, the frequency of the impulsive carrier for the transmission of a bit at a high logic level can be selected within a set of several values including, for example, 350 kHz, 450 kHz and 570 kHz, while to each bit at low logic level corresponds the frequency of 100 kHz. This embodiment differs from those illustrated in Figures 2 and 5 essentially in the operating logic of the part of the FPGA device which generates the driving voltage of the LEDs.
Secondo una ulteriore forma di attuazione della invenzione, la portante impulsiva a raggi infrarossi trasmessa à ̈ modulata in fase, per esempio associando uno sfasamento pari 0° della portante impulsiva a ciascun bit a livello logico alto e uno sfasamento pari a 180° a ciascun bit a livello logico basso. According to a further embodiment of the invention, the transmitted infrared ray impulsive carrier is modulated in phase, for example by associating a phase shift equal to 0 ° of the impulse carrier to each bit at a high logic level and a phase shift equal to 180 ° to each bit at a low logic level.
Secondo un ulteriore aspetto dell’invenzione, viene fornito un protocollo di comunicazione tra la sonda 6 e la stazione base 8, ossia un metodo per comunicare messaggi tra la sonda 6 e la stazione base 8. According to a further aspect of the invention, a communication protocol is provided between the probe 6 and the base station 8, ie a method for communicating messages between the probe 6 and the base station 8.
Il protocollo di comunicazione prevede una fase iniziale di programmazione della sonda 6, che comprende lo scambio bidirezionale e non simultaneo di messaggi tra la stazione base 8 e la sonda 6 allo scopo di configurare una serie di parametri della sonda 6, per esempio la frequenza del canale di comunicazione, un timer di spegnimento, ecc. The communication protocol provides an initial phase of programming the probe 6, which includes the bidirectional and non-simultaneous exchange of messages between the base station 8 and the probe 6 in order to configure a series of parameters of the probe 6, for example the frequency of the communication channel, a sleep timer, etc.
Terminata la fase di programmazione, la sonda 6 si pone in uno stato di attesa (“standby state†), in cui trasmette periodicamente un segnale faro (“beacon signal†) per segnalare alla stazione base 8 la sua disponibilità alla attivazione. At the end of the programming phase, the probe 6 goes into a standby state (â € œstandby stateâ €), in which it periodically transmits a beacon signal (â € œbeacon signalâ €) to signal to the base station 8 its availability for activation.
La stazione base 8, quando decide di attivare la sonda 6, risponde al segnale faro trasmettendo un messaggio di conferma di attivazione (“activation acknowledge†). La sonda 6 a sua volta risponde trasmettendo un messaggio di identificazione contenente l’identificativo della sonda 6. A questo punto, la stazione base 8 ordina alla sonda 6 di commutare nello stato di ciclo (“operating state†), trasmettendo un opportuno messaggio di comando di ciclo, e si mette in ascolto di messaggi trasmessi dalla sonda 6. The base station 8, when it decides to activate the probe 6, responds to the beacon signal by sending an activation confirmation message (â € œactivation acknowledgeâ €). The probe 6 in turn responds by transmitting an identification message containing the identification of the probe 6. At this point, the base station 8 orders the probe 6 to switch to the cycle state (â € œoperating stateâ €), transmitting an appropriate cycle command message, and listens for messages transmitted by the probe 6.
I messaggi trasmessi dalla sonda 6 nello stato di ciclo comprendono messaggi di stato e messaggi di variazione. I messaggi di stato comprendono informazioni sullo stato del dispositivo di rilevamento 9a e/o informazioni sullo stato della batteria della unità di alimentazione 32. In particolare, in assenza di tocco tra il tastatore 9 e il pezzo meccanico 2, la sonda trasmette periodicamente messaggi di stato, alternando, per esempio quattro successivi messaggi di stato di tastatore a un messaggio di stato di batteria. La stazione base 8, immediatamente dopo avere ricevuto un messaggio di stato di batteria, trasmette una messaggio di conferma di ricezione. Invece, quando si verificano eventi di tocco e di distacco, cioà ̈ quando il tastatore 9 inizia a toccare il pezzo meccanico 2 e, rispettivamente, termina di toccare il pezzo meccanico 2, la sonda 6 trasmette, il prima possibile, o comunque con un ritardo ripetibile, una sequenza di due messaggi di variazione. La stazione base 8, immediatamente dopo avere ricevuto i due messaggi di variazione, trasmette l’informazione alla unità di controllo numerico 4. I ritardi con cui vengono ripetuti i messaggi di variazione possono essere differenziati in funzione del canale di comunicazione (portante impulsiva) usato. Tale accorgimento consente di minimizzare la probabilità che più messaggi di variazione siano trasmessi simultaneamente da diverse sonde 6 funzionanti simultaneamente con diverse portanti impulsive. Infatti la collisione di messaggi di variazione trasmessi da più sonde 6 potrebbe causare seri malfunzionamenti in casi particolarmente sfavorevoli, per esempio quando il segnale utile viene ricevuto molto debolmente e segnali interferenti su canali adiacenti vengono ricevuti con forte intensità . The messages transmitted by the probe 6 in the cycle state include status messages and change messages. The status messages include information on the status of the detection device 9a and / or information on the status of the battery of the power supply unit 32. In particular, in the absence of touch between the feeler 9 and the mechanical part 2, the probe periodically transmits messages of status, alternating, for example, four successive probe status messages with a battery status message. The base station 8, immediately after receiving a battery status message, transmits an acknowledgment of receipt message. On the other hand, when touch and detachment events occur, i.e. when the feeler 9 begins to touch the mechanical piece 2 and, respectively, stops touching the mechanical piece 2, the probe 6 transmits, as soon as possible, or in any case with a repeatable delay, a sequence of two change messages. The base station 8, immediately after receiving the two change messages, transmits the information to the numerical control unit 4. The delays with which the change messages are repeated can be differentiated according to the communication channel (impulsive carrier) used. This expedient allows to minimize the probability that several variation messages are transmitted simultaneously by different probes 6 operating simultaneously with different impulsive carriers. In fact, the collision of variation messages transmitted by several probes 6 could cause serious malfunctions in particularly unfavorable cases, for example when the useful signal is received very weakly and interfering signals on adjacent channels are received with high intensity.
Inoltre, come anticipato in precedenza, il protocollo di comunicazione tra la sonda 6 e la stazione base 8 prevede che la stazione base 8 trasmetta, immediatamente prima di ogni messaggio, un rispettivo preambolo di durata sufficiente tale per cui la sonda 6 possa tarare la sua sezione di ricezione 14. Furthermore, as previously mentioned, the communication protocol between the probe 6 and the base station 8 provides that the base station 8 transmits, immediately before each message, a respective preamble of sufficient duration such that the probe 6 can calibrate its receiving section 14.
La figura 6 illustra la sezione di ricezione del ricetrasmettitore remoto 12 della stazione base 8 secondo una ulteriore forma di attuazione dell’invenzione, in cui gli elementi corrispondenti sono indicati con gli stessi numeri e sigle della figura 5. Secondo tale forma di attuazione, la sezione di ricezione del ricetrasmettitore remoto 12 ha una struttura sostanzialmente analogica e comprende mezzi di elaborazione con uno stadio ricevitore 51 di tipo omodina, cioà ̈ del tipo a conversione di frequenza, collegato all’uscita dei dispositivi di ricezione, in particolare dei mezzi amplificatori 42, per fornire il segnale raddrizzato filtrato VFB che rappresenta un segnale di ingresso elaborato, e uno stadio squadratore formatore di impulsi digitali 52 collegato all’uscita dello stadio ricevitore 51 per fornire l’inviluppo in banda base VIB del segnale ricevuto dalla stazione base 8. Figure 6 illustrates the receiving section of the remote transceiver 12 of the base station 8 according to a further embodiment of the invention, in which the corresponding elements are indicated with the same numbers and abbreviations of Figure 5. According to this embodiment, the receiving section of the remote transceiver 12 has a substantially analog structure and comprises processing means with a receiver stage 51 of the homodyne type, i.e. of the frequency conversion type, connected to the output of the receiving devices, in particular of the means amplifiers 42, to supply the rectified filtered VFB signal representing a processed input signal, and a digital pulse shaper stage 52 connected to the output of the receiver stage 51 to provide the VIB baseband envelope of the signal received by the base station 8.
Con riferimento alla figura 6, lo stadio ricevitore 51 del tipo a conversione di frequenza comprende un oscillatore locale 53 per generare un primo segnale di riferimento VO1 avente nominalmente la stessa frequenza della portante impulsiva del segnale ricevuto, uno sfasatore 54 alimentato dall’oscillatore 53 per generare un secondo segnale di riferimento VO2 in quadratura con l’altro segnale di riferimento VO1, due miscelatori non lineari 55 costituiti, per esempio, da rispettivi moltiplicatori per miscelare separatamente ciascuno dei segnali di riferimento VO1 e VO2 con il segnale ricevuto amplificato VAB e due filtri passa basso 56 identici collegati, ciascuno, all’uscita di un rispettivo miscelatore 55 per fornire due rispettivi segnali in banda base VBB1 e VBB2. L’ampiezza dei segnali VBB1 e VBB2 à ̈ proporzionale al prodotto dell'inviluppo in banda base del segnale ricevuto moltiplicato per il seno e, rispettivamente, il coseno di una stessa quantità , la quale à ̈ funzione della inevitabile differenza di frequenza e di fase tra la portante impulsiva del segnale ricevuto e il segnale di riferimento VO1, dato che essi non sono fra loro sincronizzati. With reference to Figure 6, the receiver stage 51 of the frequency conversion type comprises a local oscillator 53 for generating a first reference signal VO1 having nominally the same frequency as the impulsive carrier of the received signal, a phase shifter 54 fed by the oscillator 53 to generate a second reference signal VO2 in quadrature with the other reference signal VO1, two non-linear mixers 55 consisting, for example, of respective multipliers to separately mix each of the reference signals VO1 and VO2 with the amplified received signal VAB and two identical low pass filters 56 each connected to the output of a respective mixer 55 to supply two respective baseband signals VBB1 and VBB2. The amplitude of the VBB1 and VBB2 signals is proportional to the product of the base band envelope of the received signal multiplied by the sine and, respectively, the cosine of the same quantity, which is a function of the inevitable difference in frequency and phase between the impulsive carrier of the received signal and the reference signal VO1, since they are not synchronized with each other.
Lo stadio ricevitore 51 comprende, inoltre, un circuito rivelatore 57, il quale riceve i due segnali VBB1 e VBB2 e fornisce il segnale raddrizzato filtrato VFB. Lo stadio ricevitore 51 permette una sintonizzazione precisa sulle diverse portanti impulsive senza dovere modificare i parametri dei filtri, grazie all’utilizzo dell’oscillatore locale 53, la cui frequenza à ̈ programmabile con precisione da logica. Allo stesso tempo, lo stadio ricevitore 51 à ̈ una soluzione più semplice ed economica di quella digitale della figura 5. Infatti, il segnale di riferimento VO1 à ̈ comunque già disponibile, perché viene utilizzato dalla sezione di trasmissione della stazione base 8 per generare i segnali da trasmettere alla sonda 6, senza la necessità di ulteriori complicazioni circuitali per la sua sintesi. Inoltre, lo stadio ricevitore 51 produce un filtraggio passa banda centrato sulla portante impulsiva con prestazioni equivalenti a quelle della soluzione digitale della figura 5, pur impiegando filtri passa basso 56 di ordine non particolarmente elevato a paragone della complessità del filtro passa banda 45 della fig. 5. The receiver stage 51 further comprises a detector circuit 57, which receives the two signals VBB1 and VBB2 and supplies the filtered rectified signal VFB. The receiver stage 51 allows precise tuning on the various impulsive carriers without having to modify the parameters of the filters, thanks to the use of the local oscillator 53, whose frequency can be programmed with precision by logic. At the same time, the receiver stage 51 is a simpler and cheaper solution than the digital one of Figure 5. In fact, the reference signal VO1 is already available, because it is used by the transmission section of the base station 8 to generate the signals to be transmitted to the probe 6, without the need for further circuit complications for its synthesis. Furthermore, the receiver stage 51 produces a band-pass filtering centered on the impulsive carrier with performances equivalent to those of the digital solution of Figure 5, although using low-pass filters 56 of a not particularly high order compared to the complexity of the band-pass filter 45 of Fig. 5.
La figura 7 illustra lo schema circuitale di principio del circuito rivelatore 57, il quale comprende due raddrizzatori attivi ad onda intera 58, i quali ricevono rispettivamente i segnali VBB1 e VBB2 ed hanno le uscite collegate, tramite due rispettive resistenze 59 identiche tra loro, ad unico terminale di uscita 60 per fornire il segnale raddrizzato filtrato VFB. Figure 7 illustrates the basic circuit diagram of the detector circuit 57, which comprises two full-wave active rectifiers 58, which respectively receive the signals VBB1 and VBB2 and have their outputs connected, by means of two respective resistors 59 identical to each other, to single output terminal 60 for providing the VFB filtered rectified signal.
Ciascun raddrizzatore attivo 58 comprende un rispettivo amplificatore operazionale configurato come raddrizzatore a semionda invertente, indicato con 61, e un rispettivo amplificatore operazionale configurato come raddrizzatore a semionda non invertente, indicato con 62. Ciascun raddrizzatore a semionda 61, 62 comprende un rispettivo primo diodo 63a, 64a collegato in retroazione al rispettivo amplificatore operazionale 61a, 62a, cioà ̈ collegato con l’anodo e il catodo rispettivamente all’ingresso invertente e all’uscita dell’amplificatore operazionale 61a, 62a, e un secondo diodo 63b, 64b collegato in uscita al rispettivo amplificatore operazionale 61a, 62a, cioà ̈ collegato con l’anodo e il catodo rispettivamente all’uscita dell’amplificatore operazionale 61a, 62a e alla relativa resistenza 59. Ciascun raddrizzatore a semionda invertente 61 comprende una prima resistenza 65a collegata in serie all’ingresso invertente del rispettivo amplificatore operazionale 61a e una seconda resistenza 65b collegata in retroazione al rispettivo amplificatore operazionale 61a, e in particolare tra l’ingresso invertente dell’amplificatore operazionale 61a e il catodo del relativo diodo 63b. Le resistenza 65a e 65b hanno lo stesso valore ohmico R1. Each active rectifier 58 comprises a respective operational amplifier configured as an inverting half-wave rectifier, indicated with 61, and a respective operational amplifier configured as a non-inverting half-wave rectifier, indicated with 62. Each half-wave rectifier 61, 62 comprises a respective first diode 63a , 64a connected in feedback to the respective operational amplifier 61a, 62a, i.e. connected with the anode and cathode respectively to the inverting input and output of the operational amplifier 61a, 62a, and a second diode 63b, 64b connected at the output to the respective operational amplifier 61a, 62a, i.e. connected with the anode and cathode respectively to the output of the operational amplifier 61a, 62a and to the relative resistance 59. Each inverting half-wave rectifier 61 comprises a first resistor 65a connected in series to the inverting input of the respective operational amplifier 61a and one second resistance 65b connected in feedback to the respective operational amplifier 61a, and in particular between the inverting input of the operational amplifier 61a and the cathode of the related diode 63b. Resistors 65a and 65b have the same ohmic value R1.
Ciascun raddrizzatore a semionda non invertente 62 comprende una rispettiva resistenza 66 collegata in retroazione al rispettivo amplificatore operazionale 62a, e in particolare tra l’ingresso invertente dell’amplificatore operazionale 62a e il catodo del relativo diodo 64b. Le resistenze 66 hanno un valore R2 molto maggiore rispetto al valore R1, per esempio maggiore o uguale a R1*10. Vantaggiosamente, il valore di R2 à ̈ pari a R1*100. Le resistenze 59 hanno un valore ohmico pari a R1/ 2: si può dimostrare che questa condizione ottimizza le prestazioni del circuito . Each non-inverting half-wave rectifier 62 comprises a respective resistor 66 connected in feedback to the respective operational amplifier 62a, and in particular between the inverting input of the operational amplifier 62a and the cathode of the relative diode 64b. The resistors 66 have a much greater R2 value than the R1 value, for example greater than or equal to R1 * 10. Advantageously, the value of R2 is equal to R1 * 100. The resistors 59 have an ohmic value equal to R1 / 2: it can be shown that this condition optimizes the performance of the circuit.
Il circuito rivelatore 57 sopra descritto à ̈ una soluzione circuitale più semplice di quella teorica nota, che consisterebbe nell’estrarre la radice quadrata della somma dei quadrati dei segnali VBB1 e VBB2 e che risulterebbe, quindi, onerosa anche in conseguenza della notevole variabilità dell’intensità dei segnali ricevuti. Il risvolto negativo della semplificazione circuitale à ̈ che il segnale raddrizzato filtrato VFB fornito dal circuito rivelatore 57 à ̈ affetto da una oscillazione residua che ha una ampiezza circa pari all’8% dell’ampiezza complessiva del segnale medesimo e una frequenza pari a otto volte la differenza di frequenza tra la portante impulsiva del segnale ricevuto e il segnale di riferimento VO1. Tuttavia, l’oscillazione residua à ̈ tollerabile in cambio della semplicità del circuito rivelatore 57, grazie anche alla presenza del successivo stadio formatore di impulsi digitali 52. The detector circuit 57 described above is a simpler circuit solution than the known theoretical one, which would consist in extracting the square root of the sum of the squares of the signals VBB1 and VBB2 and which would therefore be expensive also as a consequence of the considerable variability of the € ™ intensity of the signals received. The negative aspect of the circuit simplification is that the rectified filtered signal VFB supplied by the detector circuit 57 is affected by a residual oscillation which has an amplitude approximately equal to 8% of the overall amplitude of the signal itself and a frequency equal to eight times the frequency difference between the pulse carrier of the received signal and the reference signal VO1. However, the residual oscillation is tolerable in exchange for the simplicity of the detector circuit 57, thanks also to the presence of the subsequent digital pulse forming stage 52.
La figura 8 illustra uno schema a blocchi dello stadio formatore di impulsi 52, il quale comprende un amplificatore 67, di tipo invertente, ad elevata impedenza di ingresso (per non turbare il funzionamento del precedente circuito rivelatore 57) e con risposta in frequenza di tipo passa alto per amplificare il segnale raddrizzato filtrato VFB e fornire un corrispondente segnale amplificato VFAB che pure rappresenta un segnale di ingresso elaborato, una sezione di controllo con un blocco di generazione e controllo di soglia 68 per generare e controllare, in funzione del segnale amplificato VFAB, un segnale di riferimento o soglia di comparazione VTHB, e una sezione di comparazione, o blocco comparatore 69 per determinare l’inviluppo in banda base, o segnale di uscita, VIB sulla base di un confronto tra il segnale amplificato VFAB e la soglia di comparazione VTHB. In alternativa al segnale amplificato VFAB, e con un opportuno dimensionamento del circuito rivelatore 57 e/o dei circuiti del blocco di generazione e controllo di soglia 68, il segnale raddrizzato filtrato VFB può essere direttamente inviato all’ingresso della sezione di comparazione 69 e del blocco di generazione e controllo di soglia 68. Figure 8 illustrates a block diagram of the pulse shaper stage 52, which comprises an amplifier 67, of the inverting type, with a high input impedance (so as not to disturb the operation of the previous detector circuit 57) and with a frequency response of the type high pass to amplify the filtered rectified VFB signal and provide a corresponding VFAB amplified signal which also represents a processed input signal, a control section with a threshold generation and control block 68 to generate and control, as a function of the amplified signal VFAB , a reference signal or comparison threshold VTHB, and a comparison section, or comparator block 69 to determine the baseband envelope, or output signal, VIB based on a comparison between the amplified signal VFAB and the threshold of VTHB comparison. As an alternative to the amplified signal VFAB, and with an appropriate dimensioning of the detector circuit 57 and / or of the circuits of the threshold generation and control block 68, the filtered rectified signal VFB can be directly sent to the input of the comparison section 69 and of the generation and threshold control block 68.
Il blocco di generazione e controllo di soglia 68 comprende un circuito generatore di soglia 72 e circuiti 70, 71 di controllo automatico della differenza di ampiezza fra i segnali di ingresso elaborato VFB o VFAB e il segnale di riferimento VTHB, in particolare un circuito rivelatore 70 per generare, in funzione del segnale amplificato VFAB, un segnale VU indicativo del picco del segnale amplificato VFAB, e un circuito discriminatore 71 per generare, in funzione del segnale amplificato VFAB, un segnale VN indicativo del disturbo sovrapposto al segnale utile trasmesso dalla sonda 6. Il circuito generatore di soglia 72 genera la soglia VTHB, e la modifica dinamicamente e temporaneamente, in funzione dei segnali VU e VN. Il blocco di generazione e controllo di soglia 68 comprende, inoltre, un modulo programmabile 73 per memorizzare informazioni relative alla particolare applicazione in cui viene usato il sistema di controllo 3. Il circuito generatore di soglia 72 determina la soglia di comparazione VTHB anche in funzione delle informazioni contenute nel modulo programmabile 73. I circuiti 70, 71, 72 e il modulo 73 realizzano un controllo automatico di sensibilità di ricezione del ricetrasmettitore remoto 12 riducendone automaticamente la sensibilità di ricezione in base a caratteristiche del segnale di ingresso elaborato VFAB (o VFB), in particolare regolando in modo automatico la soglia di comparazione VTHB. The threshold generation and control block 68 comprises a threshold generator circuit 72 and circuits 70, 71 for automatic control of the difference in amplitude between the processed input signals VFB or VFAB and the reference signal VTHB, in particular a detector circuit 70 to generate, as a function of the amplified signal VFAB, a signal VU indicative of the peak of the amplified signal VFAB, and a discriminator circuit 71 to generate, as a function of the amplified signal VFAB, a signal VN indicative of the noise superimposed on the useful signal transmitted by the probe 6 The threshold generator circuit 72 generates the threshold VTHB, and modifies it dynamically and temporarily, as a function of the signals VU and VN. The threshold generation and control block 68 also comprises a programmable module 73 for storing information relating to the particular application in which the control system 3 is used. The threshold generator circuit 72 determines the comparison threshold VTHB also as a function of the information contained in the programmable module 73. The circuits 70, 71, 72 and module 73 perform an automatic control of the reception sensitivity of the remote transceiver 12, automatically reducing its reception sensitivity based on the characteristics of the processed input signal VFAB (or VFB) , in particular by automatically adjusting the VTHB comparison threshold.
Il blocco comparatore 69, i circuiti 70, 71, 72 e il modulo 73 sono di tipo analogo a quelli descritti nel brevetto US 7,350,307 B2 della stessa richiedente. Tuttavia la presente invenzione si differenzia dalla soluzione descritta nel brevetto US 7,350,307 B2 per il fatto che lo stadio squadratore 52 comprende un circuito 74 per inibire l’applicazione del segnale VFAB al circuito discriminatore 71 quando l’uscita VIB del blocco comparatore 69 à ̈ a livello logico alto, cioà ̈ quando il segnale amplificato VFAB supera, in valore assoluto, la soglia VTHB. Il circuito 74 comprende una porta di trasmissione analogica, con comando logico, schematizzata, in figura, da un interruttore comandato, la quale ha un primo ingresso ricevente il segnale VFAB, un secondo ingresso ricevente il segnale di uscita del blocco comparatore 69 (VIB) e una uscita che fornisce il corrispondente risultato al circuito discriminatore 71, cioà ̈ fornisce il segnale VFAB soltanto quando l’uscita del blocco comparatore 69 à ̈ a livello logico basso. The comparator block 69, the circuits 70, 71, 72 and the module 73 are of a type similar to those described in US patent 7,350,307 B2 of the same applicant. However, the present invention differs from the solution described in US patent 7,350,307 B2 in that the squaring stage 52 comprises a circuit 74 for inhibiting the application of the VFAB signal to the discriminator circuit 71 when the VIB output of the comparator block 69 is ̈ at a high logic level, that is when the amplified VFAB signal exceeds the VTHB threshold in absolute value. The circuit 74 comprises an analogue transmission gate, with logic command, schematized, in the figure, by a controlled switch, which has a first input receiving the signal VFAB, a second input receiving the output signal of the comparator block 69 (VIB) and an output which supplies the corresponding result to the discriminator circuit 71, ie it supplies the signal VFAB only when the output of the comparator block 69 is at a low logic level.
Lo scopo del circuito 74, o circuito inibitore, à ̈ di inibire l’effetto del circuito discriminatore 71 sul controllo della soglia VTHB in base a caratteristiche del segnale di uscita, in particolare in presenza del segnale utile. Infatti, per migliorare l’immunità ai disturbi, la banda del segnale utile trasmesso, in questo caso dalla sonda 6, deve essere piuttosto stretta attorno alla portante impulsiva per consentire ai filtri passa basso 56 dello stadio ricevitore 51 di eliminare i segnali di disturbo. Siccome la larghezza di banda del segnale utile à ̈ inversamente proporzionale alla durata dei pacchetti di impulsi che corrispondono a un bit dei messaggi binari (segnale utile), allora necessariamente la durata dei pacchetti di impulsi non potrà scendere al di sotto di un certo valore. Dunque, la lunghezza dei bit dei messaggi binari nel caso di utilizzo di portante impulsiva deve essere maggiore di quella dei messaggi binari in assenza di portante impulsiva. La lunghezza maggiore dei bit farebbe agire la parte di controllo automatico di sensibilità generata dal circuito discriminatore 71, anche in assenza di disturbi, causando così un’indesiderata, seppure lieve, riduzione di sensibilità . Di qui la necessità di inibire il circuito discriminatore 71 in presenza del segnale utile, per ottimizzare le prestazioni. The purpose of the circuit 74, or inhibitor circuit, is to inhibit the effect of the discriminator circuit 71 on the control of the VTHB threshold on the basis of characteristics of the output signal, in particular in the presence of the useful signal. In fact, to improve the immunity to disturbances, the band of the useful signal transmitted, in this case by the probe 6, must be rather narrow around the impulse carrier to allow the low pass filters 56 of the receiver stage 51 to eliminate the disturbing signals. . Since the bandwidth of the useful signal is inversely proportional to the duration of the pulse packets that correspond to a bit of the binary messages (useful signal), then the duration of the pulse packets cannot necessarily fall below a certain value. Therefore, the length of the bits of the binary messages in the case of using an impulsive carrier must be greater than that of the binary messages in the absence of an impulsive carrier. The greater length of the bits would cause the automatic sensitivity control part generated by the discriminator circuit 71 to act, even in the absence of disturbances, thus causing an undesired, albeit slight, reduction in sensitivity. Hence the need to inhibit the discriminator circuit 71 in the presence of the useful signal, to optimize performance.
La figura 9 illustra una ulteriore forma di attuazione dello stadio formatore di impulsi 52, il quale comprende un invertitore di fase 112, che genera il segnale raddrizzato filtrato invertito VFBN, disegnato qui per motivi di congruenza con i segnali delle altre figure, ma la cui funzione può essere ottenuta semplicemente invertendo la polarità di tutti i diodi del circuito rivelatore 57, un filtro passa alto 75 costituito, per esempio, da una capacità in serie ad una resistenza, per attenuare le componenti a bassa frequenza dei disturbi, uno stadio amplificatore a guadagno variabile 76, alla cui uscita à ̈ disponibile il segnale VFAB, uno stadio amplificatore non lineare 77 collegato all’uscita dello stadio amplificatore 76 per amplificare i segnali meno intensi e comprimere i segnali più intensi, una sezione di comparazione con un comparatore con isteresi 78 per determinare l’inviluppo in banda base VIB sulla base del confronto tra un segnale di ingresso elaborato VAN generato dallo stadio amplificatore non lineare 77 e una soglia di comparazione VTH1 fissa che rappresenta segnali di riferimento, e una sezione di controllo con un circuito di controllo 79 per generare, in funzione del segnale VAN, un segnale di controllo VC atto a controllare il guadagno dello stadio amplificatore 76. La soglia di comparazione VTH1 à ̈ costituita da una sorgente di tensione continua avente il terminale negativo collegato all’ingresso non invertente del comparatore 78 e il terminale positivo collegato a massa. Il comparatore 78 ha una larghezza di isteresi pari a qualche decina di millivolt e pari a circa il doppio del valore assoluto della tensione di soglia VTH1. Lo stadio amplificatore non lineare 77 amplifica i piccoli segnali affinché diventino sufficientemente maggiori degli errori di offset dei successivi comparatori e comprime i segnali più intensi per evitare problemi dovuti alla propria saturazione. Esso comprende un amplificatore operazionale 101 configurato come amplificatore invertente, in cui il segnale viene applicato tramite la resistenza 105, connessa fra l’uscita dell’amplificatore operazionale 80 e l’ingresso invertente dell’amplificatore operazionale 101, la cui rete di retroazione comprende tre rami collegati in parallelo: il primo ramo comprende una resistenza 102; il secondo ramo comprende un diodo 103 con l’anodo e il catodo collegati rispettivamente all’uscita e all’ingresso invertente dell’amplificatore operazionale 101; e il terzo ramo comprende un diodo 104 e una resistenza 106 collegati in serie tra loro. In particolare, il diodo 104 ha il catodo collegato all’uscita dell’amplificatore operazionale 101 e l’anodo collegato a un terminale della resistenza 106. La rete di retroazione comprende, inoltre, una resistenza 107 in serie ad una capacità 108 collegate tra l’anodo del diodo 104 e massa. Figure 9 illustrates a further embodiment of the pulse forming stage 52, which comprises a phase inverter 112, which generates the inverted filtered rectified signal VFBN, drawn here for reasons of congruence with the signals of the other figures, but whose function can be obtained simply by inverting the polarity of all the diodes of the detector circuit 57, a high pass filter 75 consisting, for example, of a capacitance in series with a resistor, to attenuate the low frequency components of the disturbances, an amplifier stage with variable gain 76, at whose output the VFAB signal is available, a non-linear amplifier stage 77 connected to the output of the amplifier stage 76 to amplify the less intense signals and compress the more intense signals, a comparison section with a comparator with hysteresis 78 to determine the envelope in base band VIB on the basis of the comparison between an input signal processed VAN generates from the non-linear amplifier stage 77 and a fixed comparison threshold VTH1 representing reference signals, and a control section with a control circuit 79 for generating, as a function of the signal VAN, a control signal VC adapted to control the gain of the amplifier stage 76. The comparison threshold VTH1 consists of a direct voltage source having the negative terminal connected to the non-inverting input of the comparator 78 and the positive terminal connected to ground. The comparator 78 has a hysteresis width equal to some tens of millivolts and equal to approximately double the absolute value of the threshold voltage VTH1. The non-linear amplifier stage 77 amplifies the small signals so that they become sufficiently greater than the offset errors of the subsequent comparators and compresses the more intense signals to avoid problems due to their own saturation. It comprises an operational amplifier 101 configured as an inverting amplifier, in which the signal is applied through the resistor 105, connected between the output of the operational amplifier 80 and the inverting input of the operational amplifier 101, whose network feedback comprises three branches connected in parallel: the first branch comprises a resistor 102; the second branch comprises a diode 103 with the anode and cathode connected respectively to the output and to the inverting input of the operational amplifier 101; and the third branch comprises a diode 104 and a resistor 106 connected in series with each other. In particular, the diode 104 has the cathode connected to the output of the operational amplifier 101 and the anode connected to a terminal of the resistor 106. The feedback network also comprises a resistor 107 in series with a capacitance 108 connected between the anode of diode 104 and ground.
Qui di seguito viene descritto il funzionamento dello stadio formatore di impulsi 52 della figura 9, con riferimento alle forme d’onda delle figure 14 e 15, relative rispettivamente alle situazioni di segnale utile ricevuto debole e forte. In uso, il segnale raddrizzato filtrato invertito VFBN presenta una serie di impulsi di polarità negativa seguiti, ciascuno, da una rispettiva coda di oscillazioni di ampiezza decrescente (transitorie), che sono indesiderate ed inevitabili, in quanto sono dovute al filtraggio piuttosto ripido effettuato dai filtri passa basso 56 dello stadio ricevitore 51 (figura 6). Il filtro passa alto 75 filtra il segnale VFBN per rimuovere eventuali componenti di disturbo a bassa frequenza. Il filtro passa alto trasforma ciascun impulso del segnale VFBN in due impulsi consecutivi di polarità opposta, seguiti dalla relativa coda di oscillazioni. The operation of the pulse-forming stage 52 of Figure 9 is described below, with reference to the waveforms of Figures 14 and 15, relating respectively to the situations of weak and strong received useful signal. In use, the inverted filtered rectified signal VFBN presents a series of pulses of negative polarity, each followed by a respective tail of decreasing (transient) amplitude oscillations, which are undesirable and unavoidable, as they are due to the rather steep filtering carried out by the low pass filters 56 of the receiver stage 51 (Figure 6). High Pass Filter 75 filters the VFBN signal to remove any low frequency noise components. The high pass filter transforms each pulse of the VFBN signal into two consecutive pulses of opposite polarity, followed by its tail of oscillations.
Quando il segnale VFB ha una ampiezza sufficientemente piccola, cioà ̈ tale da non portare in conduzione i diodi 103 e 104, lo stadio amplificatore 77 amplifica linearmente il segnale VFAB, con un fattore di amplificazione pari al rapporto tra le resistenze 102 e 105, e ne inverte la fase, quindi il segnale VAN assume la forma di due impulsi consecutivi, il primo di polarità negativa ed il secondo di polarità positiva, seguiti dalle relative code di oscillazioni transitorie. Questo fattore di amplificazione à ̈ tale da rendere i più piccoli valori di ampiezza ricevibili del segnale VFB sufficientemente maggiori degli errori di offset dei comparatori 78 e 86, in modo che questi ultimi possano funzionare in modo ottimale. In queste condizioni, il comparatore 78 ricostruisce correttamente l’inviluppo in banda base VIB senza che le code di oscillazioni di ampiezza decrescente riescano a farlo commutare, generando così impulsi indesiderati. When the VFB signal has a sufficiently small amplitude, i.e. such as not to conduct the diodes 103 and 104 into conduction, the amplifier stage 77 linearly amplifies the VFAB signal, with an amplification factor equal to the ratio between the resistors 102 and 105, and it inverts its phase, therefore the VAN signal takes the form of two consecutive pulses, the first of negative polarity and the second of positive polarity, followed by the relative tails of transient oscillations. This amplification factor is such as to make the smallest receivable amplitude values of the VFB signal sufficiently greater than the offset errors of comparators 78 and 86, so that the latter can function optimally. Under these conditions, comparator 78 correctly reconstructs the envelope in the VIB base band without the tails of oscillations of decreasing amplitude being able to make it switch, thus generating unwanted pulses.
All’aumentare dei valori di ampiezza del segnale VFB, il diodo 104 si porta in conduzione in corrispondenza dei picchi positivi di VFAB e chiude il terzo ramo della rete di retroazione attraverso la resistenza 106, causando così una riduzione del fattore di amplificazione. Per esempio, il fattore di amplificazione viene diviso per dieci. Ciò consente di prevenire eventuali inconvenienti dovuti ad una improvvisa saturazione dell’amplificatore operazionale 101. Inoltre, quando il diodo 104 si porta in conduzione, il condensatore 108 si carica, con polarità negativa, attraverso la resistenza 107 in modo tale che, terminato l’impulso utile del segnale VFB, venga estratta, per un certo tempo, una opportuna corrente, assorbita dal condensatore 108 durante la sua scarica, dall’ingresso invertente dell’amplificatore operazionale 101, col risultato di fare spostare verso potenziali più alti il livello del segnale VAN per un certo periodo di tempo, durante il quale sono presenti le code transitorie del segnale VFB. Tuttavia, non appena il potenziale del segnale VAN raggiunge la tensione di soglia del diodo 103, quest’ultimo entra in conduzione provocando una forte riduzione, ed in particolare un sostanziale azzeramento, del fattore di amplificazione dello stadio amplificatore 77, e quindi impedendo ulteriori aumenti del segnale VAN. Le code di oscillazioni che seguono ciascun impulso del segnale VFB vengono, quindi, praticamente soppresse. Anche in questo caso, il comparatore 78 ricostruisce correttamente l’inviluppo in banda base VIB senza che le code di oscillazioni generino impulsi indesiderati. As the amplitude values of the VFB signal increase, the diode 104 becomes conductive in correspondence with the positive peaks of VFAB and closes the third branch of the feedback network through the resistance 106, thus causing a reduction in the amplification factor. For example, the amplification factor is divided by ten. This allows to prevent possible problems due to a sudden saturation of the operational amplifier 101. Furthermore, when the diode 104 goes into conduction, the capacitor 108 is charged, with negative polarity, through the resistor 107 so that, once the € ™ useful pulse of the VFB signal, an appropriate current absorbed by the capacitor 108 during its discharge is extracted for a certain time from the inverting input of the operational amplifier 101, with the result of causing it to move towards higher potentials the level of the VAN signal for a certain period of time, during which the transient queues of the VFB signal are present. However, as soon as the potential of the VAN signal reaches the threshold voltage of the diode 103, the latter enters into conduction causing a strong reduction, and in particular a substantial zeroing, of the amplification factor of the amplifier stage 77, and therefore preventing further increases in the VAN signal. The oscillation tails following each pulse of the VFB signal are therefore practically suppressed. Also in this case, comparator 78 correctly reconstructs the envelope in the VIB base band without the oscillation tails generating unwanted pulses.
Lo stadio amplificatore 76 comprende un amplificatore operazionale 80 configurato come amplificatore invertente, la cui rete di retroazione comprende una resistenza 81 collegata tra l’ingresso invertente e l’uscita dell’amplificatore operazionale 80 e un transistore FET a canale N 82 collegato con i terminali di drain e source in parallelo alla resistenza 81. L’amplificatore operazionale 80 à ̈ alimentato con una tensione duale e il suo ingresso non invertente à ̈ collegato a massa. La rete di polarizzazione del gate comprende una coppia di resistenze 83 e 85 di uguale valore ohmico R. La resistenza 83 à ̈ collegata tra il gate del FET 82 e l’ingresso non invertente, che, come si à ̈ detto, à ̈ collegato a massa, e la resistenza 85 à ̈ collegata tra il gate del FET 82 e l’uscita dell’amplificatore operazionale 80. Lo stadio amplificatore 76 comprende, inoltre, un pozzo di corrente 84 collegato tra il gate del FET 82 e massa e comandato dal segnale di controllo VC. Il pozzo di corrente 84 à ̈ atto ad assorbire una corrente I avente una intensità che decresce al crescere dell’ampiezza del segnale di controllo VC. In particolare, la corrente I à ̈ pari ad una corrente massima I0 quando il segnale di controllo VC à ̈ nullo, mentre diminuisce progressivamente, fino ad annullarsi, al crescere della ampiezza del segnale di controllo VC fino al suo valore massimo. L’uguaglianza dei valori ohmici delle resistenze 83 e 85 ed il fatto che la tensione fra i due ingressi dell’amplificatore operazionale 80 possa essere considerata praticamente nulla fanno sì che la tensione gate–source del FET 82 abbia una componente pari alla metà della tensione drain–source e da ciò consegue che la resistenza di canale del FET 82 sia lineare, almeno nella sua “regione triodo†, come si potrebbe facilmente dimostrare. In altre parole, il valore ohmico R e la corrente massima I0 sono dimensionati in modo tale che si verifichi quanto segue. The amplifier stage 76 comprises an operational amplifier 80 configured as an inverting amplifier, whose feedback network comprises a resistor 81 connected between the inverting input and the output of the operational amplifier 80 and a connected N-channel FET transistor 82 with the drain and source terminals in parallel with the resistor 81. The operational amplifier 80 is fed with a dual voltage and its non-inverting input is connected to ground. The gate bias network comprises a pair of resistors 83 and 85 of equal ohmic value R. The resistor 83 is connected between the gate of the FET 82 and the non-inverting input, which, as we have said, is connected to ground, and the resistor 85 is connected between the gate of the FET 82 and the output of the operational amplifier 80. The amplifier stage 76 also comprises a current sink 84 connected between the gate of the FET 82 and ground and controlled by the control signal VC. The current sink 84 is adapted to absorb a current I having an intensity which decreases as the amplitude of the control signal VC increases. In particular, the current I is equal to a maximum current I0 when the control signal VC is zero, while it progressively decreases, until it disappears, as the amplitude of the control signal VC increases up to its maximum value. The equality of the ohmic values of the resistors 83 and 85 and the fact that the voltage between the two inputs of the operational amplifier 80 can be considered practically zero mean that the gateâ € "source voltage of the FET 82 has an even component at half of the drainâ € “source voltage and hence the channel resistance of FET 82 is linear, at least in its â € œtriode regionâ €, as could easily be demonstrated. In other words, the ohmic value R and the maximum current I0 are sized in such a way that the following occurs.
Quando il segnale di controllo VC à ̈ nullo, la corrente massima I0 provoca una caduta di tensione sulle resistenze 83 e 85 tale da rendere la tensione gate-source abbastanza negativa da interdire il FET 82. In questa situazione lo stadio amplificatore a guadagno variabile 76 lavora al suo massimo guadagno. Quando, invece, l’ampiezza del segnale di controllo VC aumenta, il potenziale di gate viene progressivamente incrementato provocando la graduale accensione del FET 82 e quindi la graduale riduzione della sua resistenza di canale. Di conseguenza, c’à ̈ una graduale riduzione del guadagno dello stadio amplificatore 76. Come si à ̈ detto, la resistenza 83, che deve essere sottoposta alla differenza di potenziale fra gate e source del FET, non risulta collegata al source, ma alla massa: dato che, grazie all'azione dell'amplificatore operazionale, il potenziale di source può essere ritenuto pure esso pari a quello di massa, il pilotaggio del gate avviene come previsto e si evita di iniettare parte del segnale di controllo sul segnale da elaborare, come avverrebbe se la resistenza fosse connessa al source del FET e di conseguenza anche all'ingresso invertente dell'operazionale 80. When the control signal VC is zero, the maximum current I0 causes a voltage drop across resistors 83 and 85 such as to make the gate-source voltage negative enough to cut off the FET 82. In this situation the variable gain amplifier stage 76 works at its maximum profit. When, on the other hand, the amplitude of the control signal VC increases, the gate potential is progressively increased causing the gradual ignition of the FET 82 and therefore the gradual reduction of its channel resistance. Consequently, there is a gradual reduction of the gain of the amplifier stage 76. As mentioned, the resistor 83, which must be subjected to the potential difference between the gate and the source of the FET, is not connected to the source, but to ground: given that, thanks to the action of the operational amplifier, the source potential can also be considered equal to the ground potential, the gate is driven as expected and avoids injecting part of the control signal on the signal to be elaborate, as it would happen if the resistance were connected to the source of the FET and consequently also to the inverting input of the operational 80.
Il circuito di controllo 79 comprende un comparatore 86 per determinare un segnale impulsivo VP sulla base del confronto tra il segnale VAN e una soglia di comparazione VTH2 pari a una frazione della soglia VTH1. La soglia VTH2 à ̈ determinata da un partitore di tensione 87 alimentato da VTH1 ed ha valore dell’ordine, tipicamente, di 1/3 o 1/2 di VTH1. Il circuito di controllo 79 comprende un filtro passa basso 88 per determinare un segnale VPM indicativo del valor medio del segnale impulsivo VP e un comparatoreamplificatore 89 seguito da un diodo 90 per determinare il segnale di controllo VC sulla base di un confronto tra il segnale VPM e una terza soglia di comparazione VTH3 positiva collegata tra l’ingresso invertente del comparatoreamplificatore 89 e massa. The control circuit 79 comprises a comparator 86 for determining a pulse signal VP on the basis of the comparison between the signal VAN and a comparison threshold VTH2 equal to a fraction of the threshold VTH1. The VTH2 threshold is determined by a voltage divider 87 powered by VTH1 and has a value of the order, typically, of 1/3 or 1/2 of VTH1. The control circuit 79 comprises a low pass filter 88 for determining a signal VPM indicative of the average value of the pulse signal VP and an amplifier comparator 89 followed by a diode 90 for determining the control signal VC based on a comparison between the signal VPM and a third positive comparison threshold VTH3 connected between the inverting input of the comparator amplifier 89 and ground.
Il filtro passo basso 88 à ̈ costituito, per esempio, da un filtro ad un polo avente una costante di tempo relativamente grande rispetto ai segnali utili. Per esempio, la costante di tempo del filtro passa basso 88 à ̈ pari a 100 ms. L’insieme formato da comparatore-amplificatore 89, soglia VTH3, diodo 90 e pozzo di corrente 84 à ̈ costituito, per esempio, da un singolo transistore BJT configurato ad emettitore comune. In questo caso, la soglia VTH3 à ̈ definita dalla tensione di soglia base-emettitore del transistore BJT. The low pass filter 88 consists, for example, of a one-pole filter having a relatively large time constant with respect to the useful signals. For example, the time constant of the low pass filter 88 is equal to 100 ms. The assembly formed by comparator-amplifier 89, threshold VTH3, diode 90 and current sink 84 is constituted, for example, by a single BJT transistor configured with a common emitter. In this case, the VTH3 threshold is defined by the base-emitter threshold voltage of the BJT transistor.
Il circuito di controllo 79 comprende, inoltre, un circuito inibitore 91 per inibire il contributo alla riduzione di guadagno dello stadio amplificatore 76 dei segnali di ampiezza tale da fare commutare entrambi i comparatori 78 e 86. Il circuito inibitore 91 comprende una porta AND 92, la quale ha un primo ingresso ricevente il segnale impulsivo VP, un secondo ingresso negato, tramite una porta NOT 93, ricevente il segnale di uscita del comparatore con isteresi 78 (VIB) e una uscita che fornisce il corrispondente risultato logico al filtro passa basso 88. Le porte logiche 92 e 93 sono costituite, per esempio, da semplici stadi a transitori bipolari opportunamente configurati. Il funzionamento del circuito 79 si basa pure esso sul fatto che il segnale utile ha duty–cycle molto inferiore (per esempio, circa 1%) a quello del fondo di disturbo e quindi il suo contributo al duty-cycle del segnale VP sarà modesto in relazione a quello dei disturbi. Inoltre, il circuito inibitore 91 fa sì che il segnale utile, se sufficientemente intenso da fare commutare il comparatore 78, non fornisca alcun contributo alla riduzione di sensibilità ottica, e che i segnali di disturbo, che, a causa della loro distribuzione di ampiezza generalmente irregolare, avranno con alta probabilità componenti di ampiezza tale da fare commutare il comparatore 86, ma non il comparatore 78, provochino l’incremento di VC e la conseguente riduzione del guadagno dell’amplificatore 76 fino al punto in cui l’ampiezza di picco del segnale VAN dovuta ai disturbi superi di poco VTH2 e quindi non raggiunga VTH1, effettuando quindi un corretto controllo automatico della sensibilità ottica della stazione base 8 per adeguarsi in modo ottimale all’intensità dei disturbi ricevuti e ricostruire correttamente i segnali utili, ovviamente se ricevuti con ampiezza sufficiente. The control circuit 79 further comprises an inhibitor circuit 91 for inhibiting the contribution to the gain reduction of the amplifier stage 76 of the signals of such amplitude as to make both comparators 78 and 86 switch. The inhibiting circuit 91 comprises an AND gate 92, which has a first input receiving the impulsive signal VP, a second input negated, through a NOT gate 93, receiving the output signal of the comparator with hysteresis 78 (VIB) and an output that provides the corresponding logic result to the low pass filter 88 The logic gates 92 and 93 consist, for example, of simple bipolar transient stages suitably configured. The operation of circuit 79 is also based on the fact that the useful signal has a much lower dutyâ € “cycle (for example, about 1%) than that of the noise background and therefore its contribution to the duty-cycle of the VP signal will be modest in relation to that of disorders. Furthermore, the inhibitor circuit 91 ensures that the useful signal, if sufficiently intense to cause the comparator 78 to switch, does not provide any contribution to the reduction of optical sensitivity, and that the disturbing signals, which, due to their amplitude distribution generally irregular, they will have with high probability components of such amplitude as to make the comparator 86 switch, but not the comparator 78, causing the increase of VC and the consequent reduction of the gain of the amplifier 76 up to the point in which the peak amplitude of the VAN signal due to disturbances slightly exceeds VTH2 and therefore does not reach VTH1, thus carrying out a correct automatic control of the optical sensitivity of the base station 8 to optimally adapt to the intensity of the disturbances received and correctly reconstruct the useful signals , obviously if received with sufficient breadth.
Dunque, la sezione di controllo con il circuito di controllo 79 realizza un controllo automatico di sensibilità riducendo automaticamente la sensibilità di ricezione in base a caratteristiche del segnale di ingresso elaborato VAN, in particolare variando il guadagno dello stadio amplificatore 76, in cui i disturbi di fondo non vengono amplificati abbastanza da poter superare la soglia VTH1 e quindi non generano segnali logici spuri nell’inviluppo in banda base VIB (uscita del comparatore con isteresi 78). In assenza del circuito inibitore 91, che inibisce il controllo automatico di sensibilità in base a caratteristiche del segnale di uscita VIB, anche il segnale utile potrebbe generare una riduzione di sensibilità (riduzione del guadagno dello stadio amplificatore 76) che, in certi casi in cui il segnale utile sia ricevuto molto debolmente, potrebbe provocare una errata ricostruzione dell’inviluppo in banda base del segnale ricevuto. Tuttavia, come si à ̈ detto, il segnale utile ha normalmente un duty-cycle molto più basso di quello dei segnali di disturbo, e quindi verosimilmente il segnale utile determinerebbe una riduzione di sensibilità sufficientemente piccola da permettere che il segnale utile stesso superi comunque la soglia VTH1 e che l’inviluppo in banda base del segnale ricevuto venga ricostruito correttamente. Dunque, secondo una ulteriore forma di attuazione non illustrata della presente invenzione, il circuito di controllo 79 à ̈ privo del circuito inibitore 91 e il segnale impulsivo VP à ̈ condotto direttamente al filtro passa basso 88. Therefore, the control section with the control circuit 79 carries out an automatic sensitivity control by automatically reducing the reception sensitivity on the basis of the characteristics of the processed input signal VAN, in particular by varying the gain of the amplifier stage 76, in which the bottom are not amplified enough to be able to exceed the VTH1 threshold and therefore do not generate spurious logic signals in the VIB base band envelope (comparator output with hysteresis 78). In the absence of the inhibitor circuit 91, which inhibits the automatic sensitivity control based on characteristics of the output signal VIB, also the useful signal could generate a reduction in sensitivity (reduction of the gain of the amplifier stage 76) which, in certain cases in which if the useful signal is received very weakly, it could cause an incorrect reconstruction of the base band envelope of the received signal. However, as we have said, the useful signal normally has a much lower duty-cycle than that of the noise signals, and therefore probably the useful signal would determine a sufficiently small reduction in sensitivity to allow the useful signal itself to exceed the VTH1 threshold and that the baseband envelope of the received signal is reconstructed correctly. Therefore, according to a further not illustrated embodiment of the present invention, the control circuit 79 is devoid of the inhibitor circuit 91 and the pulse signal VP is conducted directly to the low pass filter 88.
Secondo una ulteriore forma di attuazione illustrata, a livello di principio, nella figura 10, in cui gli elementi corrispondenti sono indicati con gli stessi numeri e sigle della figura 9, ed in cui lo stadio amplificatore non lineare 77 à ̈ mostrato, per semplicità , come un unico blocco, il circuito inibitore 91 comprende ulteriormente una resistenza 94 collegata tra l’uscita del comparatore 86 e l’ingresso del filtro passa basso 88 e un’ulteriore resistenza 95 collegata tra l’uscita della porta AND 92 e l’ingresso del filtro passa basso 88. Il rapporto tra la resistenze 94 e 95 à ̈ tale da determinare una inibizione soltanto parziale della riduzione di guadagno dello stadio amplificatore 76 quando l’ampiezza di picco del segnale VAN supera VTH1. Questa inibizione parziale permette di evitare che nell’eventuale caso, presumibilmente raro, di apparizione improvvisa di particolari tipi di segnali di disturbo, aventi una distribuzione di ampiezza sufficientemente regolare, cioà ̈ sostanzialmente priva di valori intermedi di ampiezza, e valori di ampiezza sufficientemente elevati, tali da fare commutare sempre entrambi i comparatori 78 e 86, la desiderata riduzione di guadagno non avvenga, non permettendo quindi la corretta ricostruzione dell’inviluppo in banda base del segnale ricevuto. According to a further embodiment illustrated, in principle, in Figure 10, in which the corresponding elements are indicated with the same numbers and abbreviations of Figure 9, and in which the non-linear amplifier stage 77 is shown, for simplicity, as a single block, the inhibitor circuit 91 further comprises a resistor 94 connected between the output of the comparator 86 and the input of the low pass filter 88 and a further resistor 95 connected between the output of the AND gate 92 and the input of the low pass filter 88. The ratio between the resistances 94 and 95 is such as to determine only a partial inhibition of the gain reduction of the amplifier stage 76 when the peak amplitude of the VAN signal exceeds VTH1. This partial inhibition makes it possible to avoid that in the presumably rare case of sudden appearance of particular types of disturbing signals, having a sufficiently regular amplitude distribution, i.e. substantially devoid of intermediate amplitude values, and sufficiently large amplitude values high, such as to always switch both comparators 78 and 86, the desired gain reduction does not occur, thus not allowing the correct reconstruction of the base band envelope of the received signal.
Secondo una ulteriore forma di attuazione illustrata nella figura 11, in cui gli elementi corrispondenti sono indicati con gli stessi numeri e sigle delle figure 9 e/o figura 10, lo stadio formatore di impulsi 52 differisce dalla forma di attuazione della figura 10 per i seguenti aspetti. According to a further embodiment illustrated in Figure 11, in which the corresponding elements are indicated with the same numbers and abbreviations of Figures 9 and / or Figure 10, the pulse forming stage 52 differs from the embodiment of Figure 10 for the following wait.
Lo stadio formatore di impulsi 52 à ̈ privo dello stadio amplificatore a guadagno variabile 76 della figura 10 e il filtro passa alto 75 à ̈ collegato direttamente all’ingresso dello stadio amplificatore non lineare 77. Nelle figure 16 e 17 sono visualizzate le principali forme d’onda nei casi di segnale utile ricevuto rispettivamente debole e forte. Lo stadio formatore di impulsi 52 comprende un condensatore 96 collegato tra l’uscita dello stadio amplificatore non lineare 77 e l’ingresso invertente del comparatore 78, per disaccoppiare le componenti di segnale continue tra lo stadio amplificatore non lineare 77 ed i comparatori 78 e 86, e un condensatore 97 collegato tra l’ingresso invertente del comparatore 78 e l’ingresso invertente del comparatore 86. I condensatori 96 e 97 hanno reattanza trascurabile alle frequenza del segnale VAN fornito dallo stadio amplificatore non lineare 77. Di conseguenza, segnali VANS1 e VANS2, rispettivamente sugli ingressi invertenti dei comparatori 78 e 86, contengono una componente pari al segnale VAN con ampiezza pressoché inalterata. Lo stadio formatore di impulsi 52 comprende, inoltre, un partitore di tensione costituito da una resistenza 98 collegata tra gli ingressi invertenti dei comparatori 78 e 86 e da una resistenza 99 collegata in serie alla resistenza 98, tra l’ingresso invertente del comparatore 86 e massa. Nella sezione di controllo, il circuito di controllo 79 comprende, al posto del pozzo di corrente 84 della figura 10, una sorgente di corrente 100, la quale à ̈ collegata tra l’ingresso invertente del comparatore 78 e massa ed à ̈ comandata dal segnale di controllo VC per generare un offset di tensione regolabile che si somma al segnale VAN, generando così i segnali VANS1 e VANS2. I comparatori 78 e 86 hanno gli ingressi non invertenti collegati direttamente a massa, cioà ̈ le soglie di comparazione VTH1 e VTH2 sono entrambe nulle. The pulse shaper stage 52 has no variable gain amplifier stage 76 of Figure 10 and the high pass filter 75 is connected directly to the input of the non-linear amplifier stage 77. Figures 16 and 17 show the main shapes wave in cases of weak and strong received useful signal respectively. The pulse-forming stage 52 comprises a capacitor 96 connected between the output of the non-linear amplifier stage 77 and the inverting input of the comparator 78, to decouple the continuous signal components between the non-linear amplifier stage 77 and the comparators 78 and 86, and a capacitor 97 connected between the inverting input of comparator 78 and the inverting input of comparator 86. Capacitors 96 and 97 have negligible reactance at the frequency of the VAN signal supplied by the non-linear amplifier stage 77. Consequently , signals VANS1 and VANS2, respectively on the inverting inputs of comparators 78 and 86, contain a component equal to the signal VAN with practically unchanged amplitude. The pulse forming stage 52 also comprises a voltage divider consisting of a resistor 98 connected between the inverting inputs of the comparators 78 and 86 and a resistor 99 connected in series to the resistor 98, between the inverting input of the comparator 86 and mass. In the control section, the control circuit 79 comprises, in place of the current sink 84 of Figure 10, a current source 100, which is connected between the inverting input of the comparator 78 and ground and is controlled by VC control signal to generate an adjustable voltage offset which is added to the VAN signal, thus generating the VANS1 and VANS2 signals. Comparators 78 and 86 have non-inverting inputs connected directly to ground, ie the comparison thresholds VTH1 and VTH2 are both zero.
La corrente I generata dalla sorgente di corrente 100 circola sostanzialmente solo nel partitore di tensione 98, 99, generando una corrispondente caduta di tensione ai capi del partitore di tensione 98, 99 che carica le capacità 96 e 97, poiché la corrente I, modulata dal segnale di controllo VC, à ̈ costante o lentamente variabile a causa del filtraggio operato dal filtro 88. La caduta di tensione sull’intero partitore di tensione 98, 99 definisce un primo offset di tensione VOFF1 che si somma al segnale amplificato VAN e fornisce il segnale VANS1 in corrispondenza dell’ingresso invertente del comparatore 78. La caduta di tensione sulla resistenza 99 definisce un secondo offset di tensione VOFF2 che à ̈ una frazione dell’offset di tensione VOFF1 e che si somma al segnale amplificato VAN, quest’ultimo con ampiezza originaria, grazie alla presenza del condensatore 97 che gli oppone reattanza trascurabile, e fornisce il segnale VANS2 in corrispondenza dell’ingresso invertente del comparatore 86. Per esempio, le resistenze 98 e 99 hanno lo stesso valore ohmico e, dunque, l’offset di tensione VOFF2 à ̈ pari a metà dell’offset di tensione VOFF1. The current I generated by the current source 100 substantially circulates only in the voltage divider 98, 99, generating a corresponding voltage drop across the voltage divider 98, 99 which loads capacities 96 and 97, since the current I, modulated from the control signal VC, is constant or slowly variable due to the filtering operated by filter 88. The voltage drop across the entire voltage divider 98, 99 defines a first voltage offset VOFF1 which is added to the amplified signal VAN and supplies the VANS1 signal at the inverting input of comparator 78. The voltage drop across resistor 99 defines a second voltage offset VOFF2 which is a fraction of the voltage offset VOFF1 and which is added to the amplified signal VAN, the latter with original amplitude, thanks to the presence of capacitor 97 which opposes negligible reactance, and supplies the VANS2 signal at the inverting input of comparator 86. For example, resistors 98 and 99 have the same ohmic value and, therefore, the voltage offset VOFF2 is equal to half the voltage offset VOFF1.
Maggiore à ̈ la corrente I, maggiore à ̈ l’offset di tensione VOFF1, e maggiore dovrà essere l’ampiezza del segnale amplificato VAN per fare scattare il comparatore 78 e generare il segnale VIB. In altre parole, ad una corrente I più elevata corrisponde una minore sensibilità ottica della stazione base 8. La riduzione di sensibilità ottica ha lo scopo di impedire che l’eventuale disturbo di fondo provochi la generazione di segnali spuri all’uscita del comparatore 78 e nel contempo di permettere che i segnali utili, ovviamente se di ampiezza sufficientemente superiore a quella del disturbo di fondo, vengano correttamente ricostruiti. The greater the current I, the greater the voltage offset VOFF1, and the greater the amplitude of the amplified signal VAN must be to trigger the comparator 78 and generate the VIB signal. In other words, a higher current I corresponds to a lower optical sensitivity of the base station 8. The reduction of optical sensitivity has the purpose of preventing any background noise from causing the generation of spurious signals at the comparator output. 78 and at the same time to allow the useful signals, obviously if of amplitude sufficiently higher than that of the background disturbance, to be correctly reconstructed.
La regolazione della corrente I viene qui di seguito spiegata con riferimento al caso estremo in cui il circuito inibitore 91 non abbia effetto, cioà ̈ nel caso in cui la resistenza 94 abbia valore nullo (corto circuito) e la resistenza 95 abbia valore infinito (circuito aperto). Il segnale VPM all’uscita del filtro passa basso 88 à ̈ un segnale analogico lentamente variabile proporzionale al valor medio del segnale impulsivo VP, cioà ̈ proporzionale alla percentuale di tempo in cui la somma del segnale VAN con l’offset di tensione VOFF2 à ̈ inferiore alla soglia VTH2 (cioà ̈ à ̈ negativa). In altre parole, il segnale VPM à ̈ proporzionale alla percentuale di tempo in cui i picchi negativi del segnale amplificato VAN superano, in valore assoluto, l’offset di tensione VOFF2. Quando il segnale VPM supera la soglia VTH3 si chiude l’anello di retroazione costituito dal circuito di controllo 79, che regola la sorgente di corrente 100 in modo da generare l’offset di tensione VOFF1. Il guadagno di anello del circuito di controllo 79 à ̈ di entità tale per cui l’offset VOFF2 approssimi, in valore assoluto, il valore assoluto dei picchi negativi del segnale VAN e di conseguenza VOFF1 approssimi, in valore assoluto, il doppio del valore assoluto dei picchi negativi del segnale VAN, nell’ipotesi che le resistenze 98 e 99 siano fra loro uguali. In questo modo, la componente del segnale VAN dovuta ai segnali di disturbo di fondo non provoca commutazioni indesiderate del comparatore 78, mentre la componente del segnale VAN dovuta al segnale utile, se sufficientemente più intensa di quella del disturbo di fondo, fa commutare correttamente il comparatore 78 e, grazie al suo basso duty – cycle, dà un contributo limitato all’incremento di VC ed alla conseguente riduzione di sensibilità . The regulation of the current I is explained below with reference to the extreme case in which the inhibitor circuit 91 has no effect, that is, in the case in which the resistor 94 has a null value (short circuit) and the resistor 95 has an infinite value (circuit open). The VPM signal at the output of the low pass filter 88 is a slowly variable analog signal proportional to the average value of the pulsed signal VP, i.e. proportional to the percentage of time in which the sum of the VAN signal with the voltage offset VOFF2 It is less than the VTH2 threshold (i.e. it is negative). In other words, the VPM signal is proportional to the percentage of time in which the negative peaks of the amplified VAN signal exceed, in absolute value, the voltage offset VOFF2. When the VPM signal exceeds the VTH3 threshold, the feedback loop constituted by the control circuit 79 closes, which adjusts the current source 100 so as to generate the voltage offset VOFF1. The loop gain of the control circuit 79 is of such magnitude that the offset VOFF2 approximates, in absolute value, the absolute value of the negative peaks of the VAN signal and consequently VOFF1 approximates, in absolute value, double the value absolute of the negative peaks of the VAN signal, assuming that the resistances 98 and 99 are equal to each other. In this way, the component of the VAN signal due to the background noise signals does not cause undesired switching of the comparator 78, while the component of the VAN signal due to the useful signal, if sufficiently stronger than that of the background noise, causes the signal to switch correctly. comparator 78 and, thanks to its low duty - cycle, makes a limited contribution to the increase in VC and the consequent reduction in sensitivity.
Utilizzando resistenze 94 e 95 con valori ohmici finiti diversi da zero, il circuito inibitore 91 ha il medesimo effetto descritto per le forme di attuazione delle figure 9 e 10, cioà ̈ consente di ridurre il contributo del segnale utile alla riduzione di sensibilità e contemporaneamente evitare che l’apparizione improvvisa di particolari tipi di segnali di disturbo, caratterizzati da distribuzione di ampiezza particolarmente regolare ed intensità sufficiente a fare commutare entrambi i comparatori 78 e 86, non produca la necessaria riduzione di sensibilità . By using resistors 94 and 95 with finite ohmic values different from zero, the inhibitor circuit 91 has the same effect described for the embodiments of Figures 9 and 10, that is, it allows to reduce the contribution of the signal useful for the reduction of sensitivity and at the same time avoid that the sudden appearance of particular types of disturbance signals, characterized by a particularly regular distribution of amplitude and sufficient intensity to make both comparators 78 and 86 switch, does not produce the necessary reduction in sensitivity.
La forma di attuazione della figura 11 ha il medesimo funzionamento delle forme di attuazione 9 e 10, con il vantaggio di comprendere meno componenti elettronici, e quindi di permettere di realizzare uno stadio formatore di impulsi 52 di dimensioni più compatte. The embodiment of Figure 11 has the same operation as the embodiments 9 and 10, with the advantage of comprising fewer electronic components, and therefore of allowing to realize a pulse-forming stage 52 of more compact dimensions.
Secondo una ulteriore forma di attuazione illustrata nella figura 12, in cui gli elementi corrispondenti sono indicati con gli stessi numeri e sigle della figura 9, il circuito inibitore 91 comprende un ulteriore filtro passa basso 109 per determinare un segnale VIBM indicativo del, o proporzionale al, valor medio dell’inviluppo in banda base VIB, un ulteriore comparatore 110 per confrontare il segnale VIBM con una quarta soglia di comparazione VTH4 positiva collegata tra l’ingresso non invertente del comparatore 110 e massa, e una porta AND 111, la quale comprende due ingressi riceventi rispettivamente l’inviluppo in banda base VIB e il segnale di uscita del comparatore 110 e una uscita collegata con l’ingresso della porta NOT 93. Il filtro passa basso 109 può in alcuni casi essere vantaggiosamente di tipo asimmetrico, cioà ̈ avere una costante di tempo di salita minore della costante di tempo di discesa. L’insieme formato da comparatore 110 e soglia VTH4 à ̈ costituito semplicemente da un singolo transistore BJT configurato ad emettitore comune, e quindi la soglia VTH4 à ̈ di per sé definita dalla tensione di soglia base-emettitore dl transistore BJT, che à ̈ tipicamente pari a 0.6 V. Le funzioni logiche della rete costituita dalle porte 111, 92 e 93 sono svolte, per esempio, da semplici circuiti a transistori BJT opportunamente configurati. According to a further embodiment illustrated in Figure 12, in which the corresponding elements are indicated with the same numbers and abbreviations as in Figure 9, the inhibitor circuit 91 comprises a further low-pass filter 109 to determine a signal VIBM indicative of, or proportional to, the , average value of the envelope in base band VIB, a further comparator 110 to compare the signal VIBM with a fourth positive comparison threshold VTH4 connected between the non-inverting input of the comparator 110 and ground, and an AND gate 111, the which includes two inputs receiving respectively the envelope in base band VIB and the output signal of the comparator 110 and an output connected to the input of the NOT gate 93. The low pass filter 109 can in some cases advantageously be of the asymmetrical type , that is to have a rise time constant less than the fall time constant. The set formed by comparator 110 and threshold VTH4 is simply constituted by a single transistor BJT configured as a common emitter, and therefore the threshold VTH4 is in itself defined by the base-emitter threshold voltage of the transistor BJT, which is ̈ typically equal to 0.6 V. The logic functions of the network constituted by gates 111, 92 and 93 are performed, for example, by simple suitably configured BJT transistor circuits.
Qui di seguito viene descritto il funzionamento dello stadio formatore di impulsi 52 della figura 12. In uso, in presenza del segnale utile, che, come à ̈ noto, ha duty – cycle notevolmente piccolo, il segnale VIBM non supera la soglia VTH4 e, quindi, l’uscita del comparatore 110 à ̈ a livello logico alto e la porta AND 111 “si apre†, permettendo così all’inviluppo in banda base VIB, se presente, di impedire, “chiudendo†la porta AND 92, la trasmissione del segnale impulsivo VP al filtro passa basso 88, e quindi impedire che il segnale utile provochi una indesiderata, seppure piccola, riduzione di sensibilità . I disturbi eventualmente presenti, i quali hanno in generale una distribuzione di ampiezza abbastanza irregolare, hanno molto probabilmente valori di ampiezza tali da azionare il comparatore 86, ma non il comparatore 78, e quindi provocare, grazie anche ad un guadagno d'anello opportunamente grande, l'opportuna riduzione di sensibilità . Nel caso si presentino improvvisamente disturbi ottici aventi una distribuzione di ampiezza particolarmente regolare e valori di ampiezza sufficientemente elevati da fare commutare entrambi i comparatori 78 e 86, à ̈ molto probabile che tali disturbi abbiamo un duty-cycle superiore a quello del segnale utile e tale da portare l'uscita del comparatore 110 a livello logico basso. L’uscita del comparatore 110 a livello logico basso “chiude†la porta AND 111, e di conseguenza “apre†la porta AND 92, consentendo così la trasmissione del segnale impulsivo VP al filtro passa basso 88 e quindi il funzionamento del controllo automatico di sensibilità . Alla comparsa di disturbi con distribuzione regolare di ampiezza, l’inviluppo in banda base VIB à ̈ quindi affetto da segnali spuri solo per un breve intervallo di tempo, che à ̈ essenzialmente pari alla somma dei tempi di risposta del filtro 109 e dell’anello del circuito di controllo 79 (tipicamente centinaia di millisecondi). Un comportamento simile si manifesta, del resto, anche nelle realizzazioni delle figg. 10 e 11. The operation of the pulse shaper stage 52 of Figure 12 is described below. In use, in the presence of the useful signal, which, as is known, has a remarkably small duty - cycle, the VIBM signal does not exceed the VTH4 threshold and, therefore, the output of comparator 110 is at a high logic level and the AND gate 111 â € œopensâ €, thus allowing the envelope in base band VIB, if present, to prevent, by â € œclosingâ € AND gate 92, transmitting the impulsive signal VP to the low pass filter 88, and thus preventing the useful signal from causing an undesired, albeit small, reduction in sensitivity. Any disturbances present, which in general have a fairly irregular amplitude distribution, most likely have amplitude values such as to activate the comparator 86, but not the comparator 78, and therefore cause, thanks also to a suitably large loop gain , the appropriate reduction of sensitivity. If optical disturbances suddenly occur having a particularly regular amplitude distribution and amplitude values sufficiently high to make both comparators 78 and 86 switch, it is very likely that these disturbances have a duty-cycle higher than that of the useful signal and such to bring the output of the comparator 110 to a low logic level. The output of the comparator 110 at low logic level â € œclosesâ € the AND gate 111, and consequently â € œopensâ € the AND gate 92, thus allowing the transmission of the pulse signal VP to the low pass filter 88 and therefore the operation of the automatic sensitivity control. When disturbances with regular distribution of amplitude appear, the envelope in the VIB base band is therefore affected by spurious signals only for a short time interval, which is essentially equal to the sum of the response times of the filter 109 and of the Control circuit loop 79 (typically hundreds of milliseconds). A similar behavior occurs, moreover, also in the embodiments of figs. 10 and 11.
È da notare che i parametri circuitali dello stadio formatore di impulsi 52 delle figure 9-12 possono essere scelti in maniera tale che, anche in assenza di segnali di disturbo esterni, il circuito di controllo 79 sia sempre in funzione, azionato da una componente di rumore di fondo del segnale VAN dovuta essenzialmente al rumore generato dai fotodiodi 41 e dai mezzi amplificatori 42. In questo modo, lo stadio formatore di impulsi 52 opera sempre con la massima sensibilità ottica possibile senza dovere tenere conto, con ulteriori margini, della variabilità dei parametri circuitali e della rumorosità degli stadi precedenti, anche in funzione dei diversi valori di frequenza portante su cui viene sintonizzato l’apparato. It should be noted that the circuit parameters of the pulse forming stage 52 of Figures 9-12 can be chosen in such a way that, even in the absence of external disturbance signals, the control circuit 79 is always in operation, operated by a control component. background noise of the VAN signal essentially due to the noise generated by the photodiodes 41 and by the amplifier means 42. In this way, the pulse shaper stage 52 always operates with the maximum possible optical sensitivity without having to take into account, with further margins, the variability of the circuit parameters and noise of the previous stages, also as a function of the different carrier frequency values on which the equipment is tuned.
Secondo una ulteriore forma di attuazione non illustrata dell’invenzione, lo stadio formatore di impulsi 52 ha una struttura sostanzialmente analoga a quella illustrata dalla figura 11 con la differenza che il circuito inibitore 91 à ̈ del tipo illustrato nella figura 12, cioà ̈ à ̈ privo delle resistenze 94 e 95 (figura 11) e comprende il filtro 109, il comparatore 110, la soglia VTH4 e la porta AND 111 (figura 12). According to a further, not illustrated embodiment of the invention, the pulse-forming stage 52 has a structure substantially similar to that illustrated in Figure 11 with the difference that the inhibitor circuit 91 is of the type illustrated in Figure 12, i.e. It is devoid of the resistors 94 and 95 (Figure 11) and comprises the filter 109, the comparator 110, the threshold VTH4 and the AND gate 111 (Figure 12).
Secondo una forma di attuazione non illustrata dell’invenzione, tutta l’elettronica del ricetrasmettitore remoto 12 della stazione base 8 à ̈ alimentata con una tensione non duale, e quindi tutti i punti che nelle forme di attuazione illustrate dalle figure 7, 9, 10 e 11 e 12 erano collegati a massa, sono collegati a un potenziale fisso di riferimento inferiore alla tensione di alimentazione, per esempio pari alla metà della tensione di alimentazione. According to a not illustrated embodiment of the invention, all the electronics of the remote transceiver 12 of the base station 8 are supplied with a non-dual voltage, and therefore all the points that in the embodiments illustrated by figures 7, 9 , 10 and 11 and 12 were connected to ground, they are connected to a fixed reference potential lower than the supply voltage, for example equal to half the supply voltage.
Claims (10)
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| IT000454A ITBO20110454A1 (en) | 2011-07-28 | 2011-07-28 | METHODS FOR CHECKING POSITION AND / OR DIMENSIONS OF MECHANICAL PARTS |
| PCT/EP2012/064524 WO2013014168A1 (en) | 2011-07-28 | 2012-07-24 | System and method for checking position and/or dimensions of mechanical pieces |
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|---|---|---|---|
| IT000454A ITBO20110454A1 (en) | 2011-07-28 | 2011-07-28 | METHODS FOR CHECKING POSITION AND / OR DIMENSIONS OF MECHANICAL PARTS |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
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ID=44584297
Family Applications (1)
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|---|---|---|---|
| IT000454A ITBO20110454A1 (en) | 2011-07-28 | 2011-07-28 | METHODS FOR CHECKING POSITION AND / OR DIMENSIONS OF MECHANICAL PARTS |
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| Country | Link |
|---|---|
| IT (1) | ITBO20110454A1 (en) |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6526670B1 (en) * | 1999-05-13 | 2003-03-04 | Marposs Societa' Per Azioni | System for detecting linear dimensions of mechanical workpieces, with wireless signal transmission units |
| US20060084402A1 (en) * | 2004-10-19 | 2006-04-20 | Renesas Technology Corp. | Filter control method, signal processing circuit and integrated circuit for wireless receiver |
-
2011
- 2011-07-28 IT IT000454A patent/ITBO20110454A1/en unknown
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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