HU225926B1

HU225926B1 - Circuit arrangement for set-up an auxiliary equipment

Info

Publication number: HU225926B1
Application number: HU0401261A
Authority: HU
Inventors: Ernoe Paal; Gabor Jakab; Gyoergy Janko; Gyoergy Poleczki
Original assignee: Ganz Skoda Koezlededesi Zrt
Priority date: 2004-06-23
Filing date: 2004-06-23
Publication date: 2008-01-28
Also published as: HU0401261D0; HUP0401261A2

Abstract

A találmány szerinti kapcsolási elrendezés egy leválasztó szűrő (1) ésegy előtöltő és szűrő egységen (2) keresztül kapcsolódik afelsővezetékes hálózat pozitív (P) és negatív (N) kapcsaira. Azelőtöltő és szűrő egység (2) kondenzátorára három, IGBT-kkel (4, 5,illetve 8, 9, illetve 13, 14) felépített félhíd (I., II., III.)kapcsolódik, az egyes félhidak (I., II., III.) két, egymástólfüggetlenül üzemelő hídkapcsolást alkotnak, melyek egyik hídfele - azelső félhíd (I.) közös. E hídkapcsolások kimeneteit az első és másodikfélhíd (I., II.) IGBT-inek (4 és 5, illetve 8 és 9) közös áramköripontjai, illetve az első és harmadik félhíd (I., III.) IGBT-inek (4 és5, illetve 13 és 14) közös áramköri pontjai alkotják, melyekre ismertmódon egy-egy transzformátor (16 és 18) primer tekercse van kötve. Atranszformátorok (16 és 18) egyenirányítón (17), illetveegyenirányítón (19) és háromfázisú inverteren (20) keresztül akészülék egyenfeszültségű, illetve váltakozófeszültségű kimeneteirecsatlakoznak. A félhidakat (I., II., III.) alkotó IGBT-k PWMüzemmódban működnek, a közös félhíd (I.) a felsővezeték feszültségétőlfüggetlenül 100%-os kivezérléssel, míg a másik két félhíd (II. ésIII.) a mindenkori szükségletnek megfelelően szabályozottimpulzusszélesség moduláltan. Az IGBT-k (4, 5, 8, 9, 11, 13) <lágy<metódusú ki- és bekapcsolását veszteségmentes snubberek biztosítják,amelyek vagy az első félhíd (L) két IGBT-jével (4 és 5), vagy amásodik és harmadik félhidak (II. és III.) IGBT-ivel (8, 9 és 13, 14)párhuzamosan kötött kondenzátorok (22, 23 vagy 6, 7, 11, 12).The coupling arrangement according to the invention is connected to a positive (P) and negative (N) terminals of the overhead line network via a separating filter (1) and a pre-loading and filtering unit (2). The condenser of the pre-fill and filter unit (2) is connected by three half-bridges (I, II, III) built with IGBTs (4, 5, and 8, 9, and 13, 14), each of the half-bridges (I, II, III). ., III.) Form two independent bridge connections, one bridge bridge - the first half bridge (I). The outputs of these bridge connections are IGBTs (4 and 5, and 8 and 9) of the first and second half bridges (I, II) and IGBTs of the first and third half-bridges (I, III) (4 and 5, and 13 and 14) are known to have a primary coil of a transformer (16 and 18) known. Transformers (16 and 18) on rectifiers (17), rectifiers (19), and three-phase inverters (20) are used to connect the device to DC voltage or AC voltage. The IGBTs that form the half-bridges (I, II, III) operate in PWM mode, the common half-bridge (I) is 100% independent of the voltage of the overhead contact line, while the other two half-bridges (II and III) are according to the respective needs. controlled pulse width modulated. Switching the IGBTs (4, 5, 8, 9, 11, 13) using the <soft <method is provided by lossless snubber, either with two IGBTs (4 and 5) of the first half-bridge (L), or with one another. capacitors (22, 23 or 6, 7, 11, 12) connected in parallel with the third half bridges (II and III) IGBTs (8, 9 and 13, 14).

Description

Találmányunk tárgya kapcsolási elrendezés, amely különösen járművek - így felsővezetékről táplált trolibuszok - segédüzemi átalakítókészülékeiben alkalmazható, azok akkumulátorának töltésére és egyenfeszültségű, valamint váltakozó áramú háromfázisú fogyasztóinak - például ventilátorok, légkompresszor... - táplálására, melyeknél követelmény a kettős szigetelés biztosítása.SUMMARY OF THE INVENTION The present invention relates to a circuit arrangement which is particularly applicable to auxiliary converters of vehicles, such as trolley buses powered by overhead lines, for charging their batteries and for supplying DC and AC three-phase consumers, such as fans, air compressors ....

A találmányunk szerinti kapcsolási elrendezésben a csökkentett elemszámot (alkatrészt) oly módon biztosítjuk, hogy az egyenfeszültséget szolgáltató, illetve a váltakozó áramú fogyasztók ellátására szolgáló, az ismert megoldásoknál két különálló „tápegység” bemenő fokozati DC/DC konvertereinek (átalakítóinak) áramköreit részben egyesítettük. A javított hatásfokot pedig a kapcsolóelemként alkalmazott, nagyfrekvencián, PWM (impulzusszélesség-modulált) üzemmódban üzemelő IGBT-k (Insultated Gate Bipolar Transistor=szigetelt bázisú bipoláris tranzisztor) kapcsolási veszteségeinek csökkentésével, azok „lágy”-kapcsolási metódusú vezérlésével, veszteségmentes snubberek (az IGBT-kkel párhuzamosan kötött kondenzátorok) alkalmazásával valósítottuk meg.In the circuit arrangement of the present invention, the reduced number of parts (parts) is provided by partially combining the circuits of the input stage DC / DC converters of two separate "power supplies" for supplying DC power and AC power. And improved efficiency by reducing switching losses in high frequency, PWM (Insulated Gate Bipolar Transistor) IGBTs used as a switching element by controlling their "soft" switching method with parallel capacitors).

Mint ismeretes a segédüzemi átalakítókészülékek rendeltetése, hogy a járművet tápláló felsővezeték feszültségét oly módon alakítsák át, hogy a hálózatról leválasztva, többnyire kettős szigeteléssel ellátva álljon rendelkezésre a szükséges feszültségszint és energia az akkumulátorok táplálására és a váltakozó áramú fogyasztók számára. A korszerű megoldásokban e célra kizárólag úgynevezett statikus konvertereket, vagyis mozgó alkatrészt nem tartalmazó, elektronikus megoldásokat alkalmaznak. E kapcsolási elrendezések lényegében két, egymástól különálló „tápegységet képeznek, melyek fő áramköri egysége egy-egy elektronikus kapcsolóelemekből álló hídkapcsolást alkotó inverter, mely lehet úgynevezett fél hidas vagy teljes hidas megoldás. A fél hidas kialakításokat a kapcsolóelemek számának csökkentésére alkalmazták korábban, ez a kialakítási mód azonban számos hátránnyal rendelkezik - például nem alkalmazhatóak egyszerű veszteségmentes snubberek, nagyobb áramú IGBT-ket igényelnek - így nagyobb teljesítményeknél jellemzően a teljes hidas konverterek terjedtek el.It is known that auxiliary converters are designed to convert the voltage of the vehicle's overhead contact line so that the required voltage level and power to supply batteries and AC power are disconnected from the mains, usually with double insulation. In state-of-the-art solutions, only so-called static converters, that is, electronic solutions without moving parts, are used for this purpose. These switching arrangements essentially consist of two separate power supplies, the main circuit unit of which is a bridge inverter consisting of electronic switching elements, which may be a so-called half-bridge or full-bridge solution. Semi-bridge designs have previously been used to reduce the number of couplings, but this design has a number of drawbacks - for example, simple lossless snubbers, requiring higher current IGBTs - so full power converters are typically used at higher performance.

Példaként említenénk a német Kiepe cég által trolibuszokhoz gyártott BNU 500 típusú statikus segédüzemi átalakítóberendezést. Ez az ismert megoldás az egyenfeszültségű hálózat (600-750 V DC) kapcsaira csatlakozó közös bemeneti LC szűrőből, majd két teljesen különálló áramkört alkotó, az egyenfeszültségű (24 V DC) fogyasztók és az akkumulátor részére inverterből, transzformátorból és egyenirányítóból álló, illetve a háromfázisú fogyasztók (3*400/230 VA AC) részére inverterből, transzformátorból, egyenirányítóból és kimeneti szűrőegységből álló áramköri egységekből, valamint a hozzájuk tartozó vezérlő- és szabályozóegységekből épül fel. (Jellemző kimeneti paraméterei: 8 kW DC; 20 kW AC és cosq>=0,9).An example would be the BNU 500 static auxiliary conversion device for trolleybuses manufactured by Kiepe, Germany. This known solution consists of a common input LC filter connected to the terminals of a DC network (600-750 V DC) followed by two inverters, a inverter, a transformer and a rectifier for a DC (24 V DC) consumer and a battery, and Consumers (3 * 400/230 VA AC) are made up of a circuit consisting of an inverter, a transformer, a rectifier and an output filter unit, and the associated control and regulating units. (Typical output parameters: 8 kW DC; 20 kW AC and cosq> = 0.9).

Hasonló felépítésű, de kisebb teljesítményű a Ganz Ansaldo Rt. által a GA 412 típusú trolibuszokhoz gyártott segédüzemi átalakítókészülék is, mely 600 V DC névleges bemeneti feszültségnél egyenfeszültségű kimenetén 28 V, 120 A-t, míg háromfázisú kimenetén 3*400 V; 6 kV A-t szolgáltat.Similarly, but less powerful, the auxiliary conversion device manufactured by Ganz Ansaldo Rt for GA 412 trolleybuses has a 28 V, 120 A DC output and a 3 * 400 V output on a 600 V DC rated input voltage; Provides 6 kV A.

Jellemző példaként említenénk a TOYOTA cég által kifejlesztett, US 2001/012207 A1 számú szabadalmi leírás szerinti megoldást, amely motorkocsik (sínjárművek) számára biztosít kisméretű, kis súlyú és alacsony zajú, háromfázisú váltakozó áramú energiaforrást.A typical example would be the US patent application 2001/012207 A1, developed by TOYOTA, which provides lightweight, low-noise, three-phase AC power to motor vehicles (railcars).

E kapcsolási elrendezés átalakítója ellenpolaritású diódákkal áthidalt szigetelt bázisú bipoláris tranzisztorokból (IGBT-kből) felépített H típusú (tehát teljes hidas) inverterekből áll, melyek tranzisztorai egy-egy bemeneti kondenzátorral kapcsolódnak párhuzamosan, kimenetűk pedig magas frekvenciájú leválasztótranszformátorokon keresztül egyenirányító hídkapcsolásokra csatlakozik, melyek simítóáramkör közbeiktatásával fél hidakból álló háromfázisú inverterre csatlakoznak. Ennek kimenete szolgáltatja AC szűrő közbeiktatásával a háromfázisú váltófeszültséget.The converter of this switching arrangement consists of H (ie full-bridge) inverters of insulated base bipolar transistors (IGBTs) bridged by counter-polar diodes, whose transistors are connected in parallel to each input capacitor, and their outputs are connected via high-frequency rectifiers connected to a three-phase inverter consisting of half bridges. Its output provides the three-phase alternating voltage via the AC filter.

Egyenfeszültségű energia szolgáltatására nyújt példát az US 2003/0090 235 A1 számú szabadalmi leírás „energiaforrás-egysége”, mely két eltérő feszültségű akkumulátor töltését biztosítja váltófeszültségű „motorgenerátorról, (MG), és a kialakított inverterkapcsolás a motor-, illetve generátor-üzemmód függvényében tölti fel, illetve meríti le az akkumulátorokat. Áramköri kialakítását tekintve a motorgenerátorhoz három fél hídból álló háromfázisú inverter kapcsolódik, amely diódákkal áthidalt FET tranzisztorokat és azokkal párhuzamosan kapcsolt kondenzátort tartalmaz, és az elektronikus áramkörrel (kapcsolótranzisztorokkai) sorba kötött akkumulátorokhoz átalakító-áramkörön keresztül csatlakozik, amely transzformátorból és annak primer, illetveAn example of DC power supply is the "power source unit" of US 2003/0090 235 A1, which supplies two different voltage batteries from an AC motor generator (MG), and the inverter circuit formed is charged according to the motor or generator mode. recharges and discharges the batteries. In terms of circuit design, the motor generator is connected to a three-phase three-phase inverter consisting of diode-bridged FET transistors and a capacitor connected in parallel thereto, and is connected to a series of transformer, transformer,

HU 225 926 Β1 szekunder oldalához kapcsolódó két (teljes) hídáramkörből áll. (A kapcsolás természetesen tartalmazza a tranzisztorokat vezérlő egységet is, ezt azonban az ábrákon nem tüntették fel.)EN 225 926 Β1 consists of two (full) bridge circuits connected to the secondary side. (Of course, the circuitry also includes the transistor control unit, but this is not shown in the figures.)

Mint a bemutatott példákból is látható, e korszerű kapcsolások DC/DC konvertereiben IGBT-kből felépített, teljes hidas hídkapcsolásokat alkalmaznak, amelyek nagyfrekvencián (20 kHz) működnek, teljesen zajtalanok, azonban kapcsolási veszteségük jelentős.As can be seen from the examples presented, these state-of-the-art switchgear DC / DC converters employ full-bridge IGBT bridge switches operating at high frequencies (20 kHz), without any noise, but with significant switching losses.

Ismeretes, hogy az IGBT-k pillanatnyi veszteségét a ki-, illetve bekapcsolásukkor fellépő feszültség-áram szorzat adja, így különösen a magasabb kapcsolási frekvenciájú PWM kivezérlés esetén a kapcsolási folyamatok során keletkező veszteség igen jelentős. Amennyiben e két paraméter (feszültség vagy áram) közül a kapcsoláskor az egyik (vagy mindkettő) nulla vagy közel nulla, e veszteségek jelentősen redukálhatok. Ezt a kapcsolási metódust nevezi a szakirodalom „lágy”-kapcsolásnak (Soft-Switching).It is known that the instantaneous loss of IGBTs is a product of the current-to-voltage multiplication at switch-on and switch-on, so especially in the case of PWM output with a higher switching frequency, the switching process losses are significant. If one (or both) of these two parameters (voltage or current) at switching is zero or close to zero, these losses can be significantly reduced. This method of switching is referred to in the literature as "soft-switching".

Lágykapcsolási metódusú inverterek (teljes, úgynevezett H hidas kapcsolások) bemutatásával és a lágy-, illetve keménykapcsolások összehasonlításával foglalkozik például Fölkér Renken cikke, mely Toulouse-ban hangzott el az EPE-konferencián, 2003-ban.)For example, Fölkér Renken, in Toulouse at the EPE conference in 2003, deals with the introduction of soft-switch inverters (full, so-called H-bridge switches) and the comparison of soft and hard switches.

A kapcsolási veszteségek csökkentésére az ismert megoldásoknál különféle segédáramköröket alkalmaznak, melyek hátránya, hogy jelentősen növelik a beépített elemek számát. További lehetőség, hogy rezgőkörös főáramköri kapcsolásokat alkalmaznak - amely a főáramköri elemek számának és terhelésének további növekedésével jár.Known solutions employ various auxiliary circuits to reduce switching losses, which have the disadvantage of significantly increasing the number of built-in elements. Another option is to use a vibrating circuit main circuit - which will further increase the number and load of the main circuit elements.

Példaként említenénk a 2000-ben Kassán megtartott EPE-PEMC konferencián ismertetett megoldást (szerzők: Joao P. Beinante és Beatriz Vieira Borges), mely hídkapcsolású, nulla feszültségnél kapcsoló, megnövelt működési frekvenciájú (250 kHz) DC/DC konverter kialakítását és tervezési optimalizálását mutatja be. E megoldásnál LCC kiegészítő segédáramköröket alkalmaznak. A segédinduktivitással a kondenzátorok rezgőkört alkotnak, ezzel lehetővé válik a ZVS (Zero Voltage Switching=nulla feszültségnél kapcsoló) üzemmód, és elkerülhető a terhelőkörrel sorba kötött kommutálóinduktivitás.An example is the solution presented at the EPE-PEMC conference in Kassa in 2000 (by Joao P. Beinante and Beatriz Vieira Borges), which shows the design and design optimization of a bridge-switched, zero-voltage, increased operating frequency (250 kHz) DC / DC converter. in. This solution uses LCC auxiliary circuits. With auxiliary inductance, the capacitors form an oscillating circuit, which enables ZVS (Zero Voltage Switching) mode and avoids switching inductance in series with the load circuit.

Találmányunk megalkotásakor olyan kapcsolási elrendezést kívántunk létrehozni segédüzemű átalakítókészülékek számára, amely az ismert megoldásoknál kevesebb áramköri elemet tartalmaz, ugyanakkor rendelkezik a két különálló „tápegységet alkotó, teljes hidas, korszerű teljesítményelektronikai elemeket tartalmazó kapcsolások minden előnyével, továbbá ezen kapcsolóelemek ellenpolaritású diódával áthidalt (IGBT-k) ki-, illetve bekapcsolási veszteségei minimálisak.In the present invention, it was desired to provide a circuit arrangement for auxiliary converters that contains fewer circuitry than known solutions, while having all the advantages of two separate power supply circuits containing fully slow state-of-the-art power electronics and a reverse polarity diode of these switching elements. ) on / off losses are minimal.

Találmányunk lényege az a felismerés, hogy az ismert megoldásokban alkalmazott, PWM (impulzusszélesség-modulált) üzemmódban vezérelt, egymástól függetlenül üzemelő, teljes hidas inverterek által előállított, megfelelő szintű és energiájú kimeneti egyen-, illetve váltófeszültség úgy is előállítható, ha az egyik hídfél kapcsolóelemeit ellenütemben közel 100%-os (180°-os) kivezérléssel működtetjük, és csak a másik hídfélben változtatjuk a szükségletnek megfelelően az impulzusszélességet. (Ezzel a vezérlési metódussal kvázi-fázistolásos modulációt valósítunk meg.) Ez esetben lehetőség nyílik arra, hogy azt a hídfelet, melynek kapcsolóelemeinél a kivezérlés állandó, egyesítsük - tehát a két hídkapcsolás e vezérlési metódus esetén egy közös hídféllel rendelkezhet.The object of the present invention is to realize that the output DC and AC voltage of the appropriate level and power produced by fully bridged inverters operating in PWM (pulse width modulated) mode, known in the art, can also be obtained by switching one of the bridge switching elements counteracting it with almost 100% (180 °) output control and only changing the pulse width on the other side of the bridge as needed. (With this control method, we implement quasi-phase shift modulation.) In this case, it is possible to combine the bridge half whose switching elements have constant output control, so that the two bridge switches may have a common bridge half in this control method.

(A „közel” kifejezés alatt az értendő, hogy a bekapcsolt állapotok között rövid szünet van a rövidzár kialakulásának megakadályozására.)(The term "close" means that there is a short pause between the on states to prevent the occurrence of a short circuit.)

Felismertük továbbá, hogy az alkalmazott vezérlés esetén a kapcsolási veszteségeket csökkentő (elméletben megszüntető) „lágy”-kapcsolás az egyes kapcsolóelemekkel párhuzamosan kötött kondenzátorokkal mint veszteségmentes subberekkel biztosítható.It has further been found that, in the case of the control used, the "soft" switching (theoretically eliminating) switching losses can be provided by capacitors connected in parallel with each switching element as lossless sub-bits.

A fentiek értelmében találmányunk tárgya segédüzemi átalakítókészülék kapcsolási elrendezése, amely különösen kettős szigetelést igénylő, felsővezetőkről táplált járművekben - így trolibuszoknál - alkalmazható előnyösen, mert csökkentett alkatrészszámú, és az ismert megoldásokhoz képest javított hatásfokú.SUMMARY OF THE INVENTION The present invention relates to a switching arrangement for an auxiliary converter device, which is particularly advantageous in overhead powered vehicles requiring dual insulation, such as trolleybuses, because of its reduced component number and improved efficiency over known solutions.

Kapcsolási elrendezésünk az ismert megoldásokkal egyezően leválasztószűrőn és további előtöltő és szűrőegységen keresztül csatlakozik a felsővezetékes egyenáramú hálózat pozitív és negatív kapcsaira.Our switching arrangement is connected to the positive and negative terminals of the overhead line DC via an isolation filter and additional pre-charging and filtering units.

Az előtöltő és szűrőegység előtöltő kondenzátorára hídkapcsolású átalakító-áramkör kapcsolódik, mely IGBT-kből van felépítve, melyek ismert módon egy-egy ellenpolaritású diódával vannak áthidalva, és meghajtófokozattal rendelkeznek, melyek szabályozó kimeneteire csatlakoznak.A bridged converter circuit is connected to the precharger capacitor of the prefill and filter unit, which is made up of IGBTs, which are known to be bridged with a counter-polarity diode and have a drive stage connected to its regulating outputs.

Az átalakító-áramkör kimenetén ismert módon egyegy transzformátor van, az egyik transzformátor szekunder tekercse egyirányítón keresztül a kapcsolási elrendezés egyenfeszültségű kimenetére csatlakozik, míg a másik transzformátor szekunder tekercse egyenirányítón és háromfázisú inverteren keresztül a kapcsolás váltakozó áramú kimenetére csatlakozik.The output of the converter circuit has, as is known in the art, one transformer, one of the transformers connected via a rectifier to the DC output of the circuit arrangement, and the other transformer secondary to a rectifier and three-phase inverter connected to the alternating current output.

Megoldásunk sajátosan új jellemzője, hogy hídkapcsolású átalakító-áramköre három fél hídból áll, melyek közül az egyik fél híd IGBT-i a felsővezeték feszültségétől függetlenül közel 100%-os (180°-os villamos) kivezérléssel vannak működtetve (a szabályozóról vezérelt meghajtófokozataikon keresztül), és ezen fél híd IGBT-inek közös áramköri pontja mindkét transzformátor primer tekercsének egyik végpontjára rá van kötve, míg a másik két fél híd ismert módon PWM üzemmódban vezérelt IGBT-inek páronként közös áramköri pontja az egyik, illetve másik transzformátor primer tekercsére csatlakozik.A particularly new feature of our solution is that the bridge-to-converter converter circuit consists of three half-bridges, one of which IGBTs on one half of the bridge is powered by almost 100% (180 ° electrical) output, independent of the overhead voltage (via controller drives) , and the common circuit point of the IGBTs of this half bridge is connected to one end point of the primary windings of both transformers, while the other two half bridge IGTs controlled in PWM mode are connected in pairs to the primary windings of one or the other transformer.

Kapcsolási elrendezésünk új jellemzője továbbá, hogy vagy a közös fél híd két IGBT-jével, vagy a másik két fél híd IGBT-ivel párhuzamosan egy-egy kondenzátor van kötve, amelyek veszteségmentes snubberként biztosítják az IGBT-k „lágy”-metódusú kapcsolását.A further feature of our circuit arrangement is that a capacitor is connected in parallel with either the two IGBTs of the common half bridge or the IGBTs of the other half bridge, which provide a "soft" method for switching the IGBTs as a lossless snubber.

Előnyösen a kapcsolási elrendezésünk kimenetein lévő egyenirányítóban, illetve háromfázisú inverterben egy-egy áram- és feszültségtávadó van bekötve, melyek a meghajtófokozatokat működtető szabályozó bemenetelre csatlakoznak.Preferably, a rectifier and a voltage transmitter are connected to the rectifier and the three-phase inverter at the outputs of our switching arrangement, which are connected to the regulator input which drives the drive stages.

HU 225 926 Β1HU 225 926 Β1

Egy további célszerű kiviteli alak esetében a két transzformátor primer tekercseinek áramkörébe van beépítve egy-egy, a szabályozóval összekötött áramés feszültségtávadó.In a further preferred embodiment, a current transducer connected to the controller is integrated in the circuit of the primary windings of the two transformers.

A továbbiakban ábrák alapján, két előnyös kiviteli alak bemutatásával ismertetjük a találmányunk szerinti kapcsolási elrendezést és annak működésmódját, ahol azThe invention will now be described, with reference to the drawings, with two preferred embodiments, showing the circuit arrangement of the present invention and its mode of operation, wherein:

1. ábrán kapcsolási elrendezésünk trolibuszoknál alkalmazható blokkvázlatszintű kapcsolási rajza látható, aFigure 1 is a block diagram of our circuit layout for trolleybuses,

2. I.-2. VI. ábrákon a kapcsolás IGBT-inek fél periódus alatti működése és a kialakuló áramviszonyok láthatók, hat fázisban, a2. I.-2. VI. Figures 6 to 9 show the operation of the switching IGBTs during the half-period and the resulting current conditions in six phases,

3. ábra pedig további előnyös kiviteli alakja megoldásunknak.Figure 3 is a further preferred embodiment of our solution.

Az 1. ábrán tehát felsővezetékről táplált trolibuszokban alkalmazható segédáramú átalakítókészülék kialakítása látható, melynél kötelező a kettős szigetelés biztosítása a hálózat és az egyen-, illetve váltóáramú fogyasztók között.Thus, Figure 1 illustrates the design of an auxiliary current converter for use in overhead trolley buses, where it is mandatory to provide double insulation between the mains and DC and AC consumers.

Kapcsolási elrendezésünk bemenetén ismert módon leválasztó- 1 szűrő és 2 előtöltő és szűrőegység van, ezeken keresztül csatlakozik a felsővezetékes hálózat P pozitív, illetve N negatív kapcsaira.At the input of our switching arrangement, as is known, there is a disconnecting filter 1 and 2 preloading and filtering units, through which they are connected to the P positive and N negative terminals of the overhead network.

A 2 előtöltő és szűrőegység soros L induktivitásból, R ellenállásból, az R ellenállással párhuzamosan kötött Tr tirisztorból, valamint az „előtöltést biztosító C kondenzátorból épül fel, amelynek kapcsaira találmányunk szerinti „A” átalakító-áramkör I., II. és Ili., három fél hídja csatlakozik. Az egyes fél hidakat meghajtó fokozattal rendelkező és ellentétes polaritású diódákkal áthidalt IGBT-k alkotják, nevezetesen az I. fél hidat D₄ diódával áthidalt 4 IGBT és D₅ diódával áthidalt 5 IGBT, melyek közös 3 meghajtófokozattal rendelkeznek; a II. fél hidat a D₈ diódával áthidalt 8 IGBT és Dg diódával áthidalt 9 IGBT, melyek 10 meghajtófokozattal rendelkeznek, és a III. fél hidat a D₁₃ diódával áthidalt 13 IGBT és D₁₄diódával áthidalt 14 IGBT, melyek közös 15 meghajtófokozattal rendelkeznek. A II. és Ili. fél híd egyes IGBTivel párhuzamosan (az IGBT kollektorára, illetve emitterére csatlakozóan) egy-egy kondenzátor van kötve, nevezetesen a 8 IGBT-vel párhuzamosan a 6 kondenzátor, a 9 IGBT-vel párhuzamosan a 7 kondenzátor, aThe preloader and filter unit 2 is comprised of a series of inductors L, a resistor R, a thyristor Tr connected in parallel to the resistor R, and a "preloader capacitor C" having terminals I, II of the present invention. and Ili., bridges of three sides. Each half bridge driver stage and having opposite polarity diodes bridged IGBTs composed, namely the half bridge I bridged diode D ₄ and D ₅ 4 IGBT diode bridged IGBT 5 that share a common driver stage 3; II. a half bridge of diodes D ₈ and Dg bridged 8 IGBT diode bridged IGBT 9, having a driving stage 10, and III. half of the bridge diode D ₁₃ 13 bridged IGBT and diode D ₁₄ bridged IGBT 14, which have a common drive 15 degrees. II. and Ili. half a bridge is connected in parallel to each IGBT (connected to the collector or emitter of the IGBT), namely capacitor 6, parallel to IGBT 8, capacitor 7 parallel to IGBT 9,

IGBT-vel párhuzamosan a 11 kondenzátor, aIn parallel with IGBT, capacitor 11, a

IGBT-vel párhuzamosan a 12 kondenzátor. E 6, 7, 11 és 12 kondenzátorok biztosítják veszteségmentes snubberként, hogy a PWM üzemmódban dolgozó 8, 9, 13 és 14 IGBT-k ki-, illetve bekapcsolása „lágy”-kapcsolású legyen - amint azt a későbbiekben részletesen ismertetjük. A 3, 10 és 15 meghajtófokozatok ismert módon a 21 szabályozó kimeneteire csatlakoznak, ez a 21 szabályozó biztosítja az IGBT-k szükséges kivezérlését; az I. fél híd ellenütemben dolgozó 4 és 5 IGBTjének közel 100%-os (180°-os) kivezérlését, míg a 8 és 9, illetve 13 és 14 IGBT-kből álló II. és III. fél hidak számára a kimeneti egyen-, illetve váltófeszültségtől és áramtól függő módon.The capacitor 12 is parallel to the IGBT. These capacitors 6, 7, 11 and 12, as a lossless snubber, ensure that the IGBTs 8, 9, 13 and 14 in PWM mode are "soft" on and off as described in more detail below. The drive stages 3, 10 and 15 are connected in a known manner to the outputs of the controller 21 which provides the necessary control of the IGBTs; almost 100% (180 °) control of the IGBTs 4 and 5 of the I half bridge, while the II IGBT of 8 and 9 and 13 and 14 IGBTs, respectively. and III. for half bridges in a way dependent on the output DC and AC voltage and current.

A három l-ll-lll. fél híd két teljes hídkapcsolást alkot oly módon, hogy a 4 és 5 IGBT-k K-j közös áramköri pontja és a 8 és 9 IGBT-k K₂ közös áramköri pontja képezi az egyik teljes hídkapcsolás kimeneti pontjait, melyek közé 16 transzformátor Ρη primer tekercse van bekötve, míg a 4 és 5 IGBT-k K-) közös áramköri pontja, illetve a 13 és 14 IGBT-k K₃ közös áramköri pontja képezi a második teljes hídkapcsolás kimeneti pontjait, melyekre a 18 transzformátor Pr₂ primer tekercse kapcsolódik.The three lll-lll. the half bridge forms two complete bridge circuits such that the Kj common circuit point of the IGBTs 4 and 5 and the K ₂ common circuit point of the IGBTs 8 and 9 form the output points of one complete bridge circuit, including 16 transformer primary windings connected, while the K-) common circuit point of the IGBTs 4 and 5 and the common circuit point K ₃ of the IGBTs 13 and 14 form the output points of the second full bridge circuit to which the primary winding Pr _{2 of} transformer 18 is connected.

A 16 transzformátor Sc₁ szekunder tekercsére ismert módon a 17 egyenirányító van kötve, melynek kimenete képezi kapcsolási elrendezésünk egyenfeszültségű kimenetét. A 17 egyenirányító áramköri felépítését tekintve célszerűen egyutas egyenirányító.In a known manner, the secondary winding Sc _{1 of} transformer 16 is connected to the rectifier 17, the output of which is the dc output of our switching arrangement. Preferably, the rectifier circuit 17 is a one-way rectifier.

A 18 transzformátor Sc₂ szekunder tekercsére ismert módon a 19 egyenirányító csatlakozik - mely kétutas hídkapcsolás -, kimenetére (egyenáramú oldalára) a 20 háromfázisú inverter van kötve. A 20 háromfázisú inverter kimenete táplálja a háromfázisú fogyasztókat.The secondary winding Sc _{2 of the} transformer 18 is connected in a known manner to the rectifier 19, which is a two-way bridge switch, and its output (DC side) is connected to the three-phase inverter 20. The output of the three-phase inverter 20 feeds the three-phase consumers.

A 20 háromfázisú inverterbe áram- és feszültségtávadó van beépítve, ez szolgáltatja a 21 szabályozó részére azokat az ellenőrző jeleket, melyek függvényében a 21 szabályozó a 15 meghajtófokozaton keresztül PWM üzemmódban működteti a 13 és 14 IGBT-ket; míg a 17 egyenirányítóba épített áram- és feszültségtávadó jeleinek függvényében a 8 és 9 IGBT-k PWM (impulzusszélesség-modulált) üzemmódú kivezérlése történik. Itt kívánjuk megjegyezni, hogy szakember számára nyilvánvaló, hogy az 1. ábrán látható megoldással ekvivalens, ha a 17 egyenirányító és 20 háromfázisú inverter helyett a 16 és 18 transzformátorok Ρη, illetve Pr₂ primer tekercseinek áramkörébe építjük be a 21 szabályozóba visszacsatolt ellenőrző jeleket szolgáltató áram- és feszültségtávadókat.A current and voltage transmitter is integrated in the three-phase inverter 20, which provides the controller 21 with control signals as a function of which the controller 21 operates the IGBTs 13 and 14 in PWM mode via the drive stage 15; while the IGBTs 8 and 9 are driven in PWM (Pulse Width Modulated) mode, depending on the current and voltage transmitter signals incorporated in the rectifier 17. It will be appreciated by those skilled in the art that it is equivalent to the solution shown in FIG. 1 to integrate a current supplying control signals to the regulator 21 into the Ρη and Pr ₂ primary windings of the transformers 16 and 18 instead of the rectifier 17 and the three-phase inverter 20. - and voltage transmitters.

A 2. I.-2. VI. ábrák az 1. ábrán látható kapcsolási elrendezés működésmódját magyarázzák; az egyes I—Ili. fél hidakban lévő 4, 5, 8, 9, 13 és 14 IGBT-k ki-, illetve bekapcsolását és a kialakuló áramokat ábrázolják egy fél peridódus alatt, egymást követő hat lépésben.In FIG. VI. Figures 1 to 4 explain the operation of the circuit arrangement of Figure 1; each I-Ili. The IGBTs 4, 5, 8, 9, 13, and 14 in half-bridges are depicted for switching on and off the current and the resulting currents over half a period of six consecutive steps.

Az 1. ábrán látható kapcsolási elrendezés működése a következő:The operation of the circuit arrangement shown in Figure 1 is as follows:

A 4, 5, 8 és 9, illetve 4, 5, 13 és 14 IGBT-kből álló két teljes hídkapcsolást alkotó A átalakító-áramkör az U_DC tápfeszültségét az 1 szűrő és 2 előtöltő és szűrőegységen keresztül az előtöltő C kondenzátorról kapja a magasfeszültségű táphálózatról.The converter circuit A, comprising two complete bridge circuits consisting of 4, 5, 8 and 9, and 4, 5, 13 and 14 IGBTs, receives the supply voltage of the _{DC DC} from the high-voltage supply via the filter 1 and the preloader and filter unit 2. .

Az 1 szűrő nagyfrekvenciásán szűri a találmányunk szerinti segédüzemi átalakítókészüléket, míg a 2 előtöltő és szűrőegység a szűrésen túlmenően szükség esetén túláramvédelmet is biztosít. A 4 és 5 IGBT-k a 21 szabályozó által vezérelve a felsővezetéktől függetlenül közel 100%-os kivezérléssel, ellenütemben működnek, közel 180 villamos fok kivezérléssel. (A bekapcsolt állapotok közötti rövid szünet a rövidzár kialakulását hivatott megakadályozni.) Miközben a 4 és 5 IGBT-k állandó, közel félperidódusnyi impulzusszélességgel működnek, a 8 és 9 IGBT-ket, illetve 13 és 14 IGBT-ket a 17 egyenirányítóról, illetve 20 háromfázisú inverterről nyert ellenőrző jelek függvényében, egymástól függetlenül, PWM (impulzusszélesség-modu4The filter 1 filters high-frequency filtering of the auxiliary converting apparatus according to the invention, while the precharging and filtering unit 2 provides, in addition to the filtering, overcurrent protection, if necessary. The IGBTs 4 and 5, controlled by regulator 21, operate at nearly 100% output, independently of the overhead contact line, counterclockwise, with approximately 180 electrical outputs. (The short pause between the on states is intended to prevent short circuits.) While the IGBTs 4 and 5 operate at a constant pulse width of nearly half a period, the IGBTs 8 and 9, and the IGBTs 13 and 14 from the 17 rectifiers, respectively. depending on the control signals obtained from the three-phase inverter, PWM (pulse width modulus4)

HU 225 926 Β1HU 225 926 Β1

Iáit) üzemmódban vezéreljük a 21 szabályozó által működtetett 10 és 15 meghajtófokozatokkal. A 16 és 18 transzformátorok Ρη és Pr₂ primer tekercsein csak akkor folyik l_pr1, l_pr2 áram, ha a két teljes hidas hídkapcsolásnak megfelelően a 4, 9, illetve 4, 14 IGBT-párok, vagy 5,8, illetve 5, 13 IGBT-párok egyidejűleg vannak bekapcsolt állapotban. Ennek időtartama - tehát a kialakuló feszültségterület - kizárólag a 8 és 9, illetve a 13 és 14 IGBT-k PWM vezérlésének (az impulzusszélességnek) függvénye. Megoldásunkkal tehát két fél híd (a II. és III. fél híd) kapcsolóelemeinek PWM üzemmódú vezérlésével tudjuk szabályozottan előállítani egymástól függetlenül a segédüzemi átalakítókészülék egyenfeszültségű és háromfázisú kimeneti feszültségét. Ez a kialakítási mód lehetőséget nyújt veszteségmentes snubberek alkalmazására, és ezek segítségével árammentes (ZCS=Zero Current Switching) vagy áram- és feszültségmentes (ZVCS=Zero Voltage and Current Switching) állapotban történő, úgynevezett „lágy”-kapcsolások megvalósítására, mely jelentősen javítja a készülék hatásfokát.It is controlled in drive mode by drive stages 10 and 15 operated by controller 21. The Ρη and Pr ₂ primary windings of transformers 16 and 18 only flow l _pr1 , l _pr2 if two IGBT pairs 4, 9, and 4, 14, respectively, 5,8 and 5, 13 IGBT pairs are on at the same time. Its duration - that is, the resulting voltage range - depends solely on the PWM control (pulse width) of the IGBTs 8 and 9 and 13 and 14, respectively. Thus, our solution is to control the DC and three-phase output voltages of the auxiliary converter independently by controlling the switching elements of the two half bridges (II and III bridges). This design allows the use of lossless snubbers and enables them to provide so-called "soft" switches in ZCS (Zero Current Switching) or ZVCS (Voltage and Current Switching) states, which significantly improves device efficiency.

A veszteségmentes snubberek kapcsolási elrendezésünkben a PWM üzemmódban dolgozó 8 és 9, illetve 13 és 14 IGBT-kkel párhuzamosan kötött 6 és 7, illetve 11 és 12 kondenzátorok.The lossless snubbers in our circuit arrangement are capacitors 6 and 7 and 11 and 12 connected in parallel with IGBTs 8 and 9 and 13 and 14 respectively.

A 2. ábrákon egy fél periódus kapcsolási folyamatait ábrázoltuk hat egymást követő fázisban, melynek segítségével nyomon követhető a közös hídfelet tartalmazó, ugyanakkor egymástól teljesen függetlenül üzemelő két inverter működése.Figures 2 illustrate half-period switching processes in six consecutive phases that allow the operation of two inverters that have a common bridge side but operate completely independently of each other.

A 2. I.-2. VI. ábrákon az egyes kapcsolóelemek szimbólumait tüntettük fel, melyek hivatkozási jele azonos az 1. ábra szerintivel.In FIG. VI. FIGS. 1 to 5 are symbols for each of the coupling elements having the same reference numeral as in FIG.

A 2. I. ábra azt a pillanatot ábrázolja, amikor a 4, 9 és 14 IGBT-k bekapcsolnak és vezetnek. A 16 és 18 transzformátorok Pr-j, illetve Pr₂ primer tekercsére ekkor a 9, illetve 14 IGBT-k PWM kivezérlésének megfelelő pozitív feszültségidő-terület jut. A bekapcsolás során az l_pr1, l_pr2 áram nulláról indul (gyakorlatilag ZCS módon történik a bekapcsolás), és az l_pri, l_pr2 áram növekedési sebességét a 16, illetve 18 transzformátorok szórási induktivitása korlátozza.Fig. 2 I shows the moment when the IGBTs 4, 9 and 14 are on and driving. The transformers 16 and 18, j-Pr and Pr ₂ is then suitable for the primary winding 9 and 14 IGBTs PWM modulation of a positive voltage-time area comes. During start-up, the currents l _pr1 , l _pr2 start from zero (practically ZCS-enabled), and the growth rate of the current l _pr i, l _pr 2 is limited by the spray inductance of the transformers 16 and 18 respectively.

A 2. II. ábra azt a pillanatot mutatja, amikor a 9 IGBT a PWM vezérlésének megfelelően kikapcsol, vezetőárama megszűnik, a 16 transzformátor Ρη primer tekercsén átfolyó l_pri áram a 6 és 7 kondenzátorokba terelődik, melyek átpolarizálódnak (7 kondenzátor feltöltődik, 6 kondenzátor kisül), és energiájuk a 16 transzformátort táplálja (tehát nem lép fel veszteség!) Ugyanakkora 9 IGBT-vel párhuzamos 7 kondenzátor biztosítja, hogy a kikapcsolás gyakorlatilag nulla feszültség mellet történjék (ZVS módon történő kikapcsolás).A 2. II. Fig. 9A shows the moment when the IGBT 9 is switched off according to the control of the PWM, the conducting current is cut off, the current l _pr i flowing through the primary winding Ρη of the transformer 16 is directed to capacitors 6 and 7 which polarize (capacitor 7 is charged, capacitor 6) their power supplies the transformer 16 (so no loss!) The same capacitor 7 parallel to the IGBT 9 ensures that the switch-off is practically zero (ZVS switch-off).

A 6 kondenzátor kisülését és a 7 kondenzátor U_DCtápfeszültségre töltődésének pillanatát követően a 16 transzformátor Pr₁ primer tekercsén megszűnik az l_pr1 áram - ez az állapot látható a 2. III. ábrán - ugyanakkor a bekapcsolt 4 és 14 IGBT-k változatlanul fenntartják a 18 transzformátor l_pr2 áramát (láthatóan független egymástól a két hídkapcsolás működése!)After the capacitor 6 is discharged and the capacitor 7 is charged to the _DC supply voltage, the primary coil Pr _{1 of} transformer 16 ceases to be current _l1 - this state is shown in _FIG . however, the IGBTs 4 and 14, when switched on, still maintain the current _{pr2 of} transformer 18 (apparently independent of the operation of the two bridge circuits!).

A 2. IV. ábra azt az állapotot mutatja be, amikor a PWM vezérlésnek megfelelően a 14 IGBT is kikapcsol. A kikapcsoláskor lezajló jelenség azonos a 2. II. ábrán leírtakkal. A 14 IGBT kikapcsolása, vezetőáramának megszűnése gyakorlatilag nulla feszültség mellett történik (ZVS módon). Ezt a párhuzamos 12 kondenzátor teszi lehetővé, egyúttal veszteségmentes a kapcsolás.In FIG. Fig. 3A shows the state when the IGBT 14 is turned off according to the PWM control. The phenomenon when switching off is the same as in Section II. FIG. The 14 IGBTs are switched off and their current is cut off at virtually zero voltage (ZVS). This is made possible by the parallel capacitor 12, without loss of switching.

Az átpolarízálódott 11 és 12 kondenzátorok energiájukkal a 18 transzformátort táplálják, majd megszűnik a 18 transzformátor l_pr2 árama is, és amint az a 2. V. ábrán látható, a teljes áramkör árammentessé válik. Ebben az állapotban, gyakorlatilag nulla feszültségen kapcsoljuk be a 8 és 13 IGBT-ket (a kisütött 6 és 11 kondenzátorok lemezei közt nincs feszültségkülönbség). A 8 és 13 IGBT-k bekapcsolása tehát ZVCS módon történik. Az áramkör előkészített az ellenkező polaritásé fél periódus megvalósítására.Átpolarízálódott the capacitors 11 and 12 feed their energy in the transformer 18, transformer 18 and then stops the current of the current l _pr2, and as shown in Figure V of the second, the entire circuit is without power. In this state, the IGBTs 8 and 13 are turned on at virtually zero voltage (there is no voltage difference between the plates of discharged capacitors 6 and 11). The IGBTs 8 and 13 are thus switched on in ZVCS mode. The circuit is prepared for half the opposite polarity.

A 2. VI. ábrán a második fél periódus nyitópillanata látható. A két teljes hídkapcsolás közös I. fél hídjában a 3 meghajtófokozat által vezérelve a 4 IGBT kikapcsolt, az 5 IGBT bekapcsolt állapotba kerül. Ez a két kapcsolás (lásd 2. V. ábra) árammentes állapotban történik (ZCS) a 2 előtöltő és szűrőegység C kondenzátorának U_DC feszültségszintjén. Az 5 és 8, illetve 5 ésIn the 2nd VI. Fig. 2A shows the opening moment of the second half period. The two full bridge switches in the common I half bridge, driven by the drive stage 3, switches the IGBT 4 off and the IGBT 5 on. These two circuits (see Fig. 2V) are in a non-current state (ZCS) at the U _DC voltage level of the capacitor C of the precharger and filter unit 2. 5 and 8 and 5 and

IGBT-k bekapcsolt állapotának megfelelően mindkét 16, illetve 18 transzformátor Pr_1t illetve Pr₂ primer tekercsében megindul az l_pr1, l_pr2 áram növekedése, melynek meredekségét a szórási induktivitások korlátozzák.Both IGBTs 16 and 18 and transformer _1t Pr Pr ₂ starts the _PR1 l, l _pr2 power ON state in accordance with increase of the primary winding, whose slope limit the scattering inductances.

Ezt követően a második fél periódusban a folyamatok rendre megegyeznek a 2.1.-2. VI. ábrákon bemutatottakkal, természetesen a kialakuló áramirány ellentétes, így ellentétes polaritású a feszültségidő-terület is.Subsequently, in the second half period, the processes are the same as those described in 2.1-2. VI. of course, the current direction is reversed, so the voltage time domain also has polarity.

A 21 szabályozó biztosítja a PWM vezérlésen keresztül, hogy a 16 és 18 transzformátorok szimmetrikus pozitív és negatív feszültségterületet kapjanak, védve azokat a telítődés veszélyétől. Egyúttal a PWM kivezérlés lehetőséget nyújt a kimeneti paraméterek szabályozására a 21 szabályozó bemenetelre visszacsatolt ellenőrző jelek függvényében, melyet kapcsolásunkban a 17 egyenirányítóba, illetve 20 háromfázisú inverterbe épített áram- és feszültségtávadók szolgáltatnak.The controller 21, via the PWM control, ensures that the transformers 16 and 18 receive symmetrical positive and negative voltage areas, protecting them from the risk of saturation. At the same time, the PWM output control provides an opportunity to control the output parameters depending on the control signals fed back to the control input 21 provided by the current and voltage transmitters built into the rectifier 17 and the three-phase inverter 20 in our connection.

A 3. ábrán a találmányunk szerinti kapcsolási elrendezés egy további előnyös kiviteli alakja látható, amely csak annyiban tér el az 1. ábra szerintitől, hogy a kapcsolási veszteségeket csökkentő, veszteségmentes snubberek (kondenzátorok) nem a 8 és 9, illetve 13 ésFigure 3 shows a further preferred embodiment of the circuit arrangement according to the invention, which differs from that of Figure 1 in that the lossless switching capacitors for switching losses are not shown in Figs.

IGBT-kből álló II. és III. fél hidak kapcsolóelemeire csatlakoznak, hanem a közös fél híd 4 és 5 IGBT-jével párhuzamosan van egy-egy 22, illetve 23 kondenzátor bekötve.II. Consisting of IGBTs and III. They are connected to the switching elements of half bridges, but capacitors 22 and 23 are connected in parallel with IGBTs 4 and 5 of the common half bridge.

E kialakítási mód esetén a kapcsolóelemek „lágy”kapcsolása úgy biztosítható, hogy a 4, illetve 5 IGBT-k kikapcsolásával szüntetjük meg a 16 és 18 transzformátorok l_pr2 áramát a 22 és 23 kondenzátorok áttöltődését követően (tehát ZVS módon) és ezt követően tehát árammentes és feszültségmentes állapotban kerül sor a 8, 9, illetve 13 és 14 IGBT-k kapcsolására a 21 szabályozó által vezérelten.In this embodiment, the "soft" switching of the switching elements can be achieved by switching off the I _pr2 currents of transformers 16 and 18 by switching off the IGBTs 4 and 5 after the capacitors 22 and 23 are charged (i.e., ZVS) and subsequently and the IGBTs 8, 9, 13, and 14 are connected in a voltage-free state controlled by the controller 21.

HU 225 926 Β1 összefoglalóan elmondhatjuk, hogy a találmányunk szerinti kapcsolási elrendezésben a közös 100%-os kivezérléssel működtetett, I. fél híd alkalmazásával két, egymástól függetlenül működő (kivezérlésű) hídkapcsolást valósítottunk meg, ily módon az A átalakítóáramkörben csökkentettük az áramköri elemek - ezen belül a kapcsoló elemek - számát. Az egyes kapcsolóelemekkel párhuzamosan kötött 6, 7, 11, 12, illetve 22, 23 kondenzátorokkal pedig veszteségmentes snubbereket valósítottunk meg, mert a kapcsolási folyamatok árammentes vagy áram- és feszültségmentes állapotban következnek be, így a veszteségek jelentősen csökkennek, és segédüzemi átalakítókészülékünk hatásfoka az ismert megoldásokénál jobb.In summary, in the circuit arrangement of the present invention, two independently operated (lead-off) bridge circuits were implemented using a common 100% output I half bridge, thus reducing the number of circuits in the converter circuit. inside the number of switching elements. In addition, capacitors 6, 7, 11, 12, and 22, 23 connected in parallel to each switching element are provided with lossless snubbers, since the switching processes occur in a current-free or current- and voltage-free state, thus significantly reducing losses and the efficiency of our auxiliary converters. better than your solutions.

Claims

1. A circuit arrangement for implementing a reduced number and loss auxiliary converter device connected to the network terminals through a filter and a preloader and filter unit, and two bridge switches and transducers connected to the I / O terminals of the IWTs operated in PWM mode is connected to the DC output of the device, via a further rectifier and a three-phase inverter to the three-phase output of the device, characterized in that it is connected to the capacitor (C) of the preloader and filter unit (2) by three half bridges (I, II, III. bridged with diode (D ₄ and D ₅ and D ₈ and Dg and D, ₃ and D ₄₄ ) and half of the IGBTs (3,10,15) with common drive ratio (3,10,15) per bridge (I, II, III) 4 and 5, ille 8 and 9 and 13 and 14, respectively, and these three half-bridges (I, II, III) form the two complete bridge connections such that the first-half bridge (I) IGBTs (4 and 5) a common circuit point (K,) and a common circuit point (K ₂ ) of the second half bridge (II.) IGBTs (8 and 9) are output points of one of the bridge circuits, including one of the transformers (16). a primary winding (Pr ·,) is connected, while the IGBTs (4 and 5) of the first half bridge (I) have a common circuit point (K,) and the IGBTs of the third bridge (III) (13 and 14) a common circuit point (K ₃ ) forming the output points of the other bridge circuit between which the primary winding (Pr ₂ ) of the second transformer (18) is connected; and a capacitor (1, 9, 13, 14) in parallel with the IGBT (4 and 5) of the first half bridge (I) and the IGBT (8, 9, 13, 14) of the second and third bridge (II, III). 22,23 or 6,7,11,12).

Circuit arrangement according to claim 1, characterized in that the controller (21) controlling the IGBTs (4, 5, 8, 9, 13, 14) is input to the rectifier (17) connected to the DC output of the device and to the three-phase output. The outputs of the current and voltage transmitters built into the connecting three-phase inverter (20) are connected.

A circuit arrangement according to claim 1, characterized in that a single current transformer is connected to the primary windings (Pr, and Pr ₂ ) of the transformers (16 and 18), the output of which is connected to the input of the controller (21).