FR3125888A1 - Procede d'optimisation de la determination de la distance d'une cible par rapport a un radar a codage de phase en mode pulse - Google Patents
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Abstract
L’invention se rapporte à un procédé d’optimisation de la détermination de la distance d’une cible par rapport à un radar à codage de phase en mode pulsé, le procédé comprenant : a) générer une séquence d'impulsions d'émission comprenant une pluralité d’impulsions d’émission (Imp1, Imp2), chaque impulsion d’émission (Imp1, Imp2) comprenant une pluralité de groupes de sous-impulsions (Si1, Si2, Si3) ; b) émettre ladite pluralité de groupes de sous-impulsions (Si1, Si2, Si3) de façon non contigüe ; c) recevoir au moins certaines desdites impulsions émises (Imp1, Imp2), et effectuer une concaténation desdits groupes de sous-impulsions (Si1, Si2, Si3), ce qui fournit une pluralité d’impulsions concaténées (IC) selon le schéma de codage de phase ; d) calculer une fonction de corrélation entre chaque impulsion d’émission (Imp1, Imp2) et l'impulsion concaténée correspondante (IC), ladite fonction de corrélation présentant au moins un pic ; e) déterminer la distance d’une cible par rapport audit radar à partir de la position dudit pic dans la fonction de corrélation. Figure pour l’abrégé : Fig. 5
Description
L’invention concerne de manière générale les systèmes radars, et en particulier un procédé et un dispositif d’optimisation de la détermination de la distance d’une cible par rapport à un radar à codage de phase en mode pulsé.
Dans un radar à codage de phase en mode pulsé, le signal à émettre, une impulsion, est codé en utilisant un code de phase, à savoir une modulation de phase, qui utilise au moins deux phases. Il est par exemple classique d’utiliser les valeurs 0 et , qui correspondent respectivement à un déphasage nul et à une inversion du signal.
Après réflexion par une cible, le radar réceptionne le code de phase. Un calcul d’autocorrélation entre le code émis et le code reçu est effectué, afin d’obtenir un signal compressé. Ce type de radar est ainsi encore appelé « radar à compression d’impulsions ». Le pic de la fonction d’autocorrélation permet alors de déterminer la distance entre le radar et la cible.
Les radars mono-statiques fonctionnant en mode pulsé sont surtout conçus pour la détection à longue portée, émettant ainsi des impulsions très longues. Dans ce type de radar, la même antenne est utilisée à l’émission et à la réception. Le transmetteur n’émet pas durant le temps d’écoute.
La distance aveugle, qui correspond à la distance minimum à laquelle doit se trouver une cible pour pouvoir être détectée, doit être la plus courte possible afin de détecter les cibles proches du radar.
Dans le cas d’une détection de cibles simultanément sur plusieurs secteurs angulaires, comme illustré sur la , chaque émetteur transmet un code de phase différent (C1, C2, C3). Chaque impulsion est espacée d’une période de répétition des impulsions (PRI). Afin d’avoir une bonne discrimination angulaire entre chaque secteur et un bon rapport signal à bruit, les codes de phase émis doivent être orthogonaux entre eux.
Une orthogonalité idéale de M codes de phase consisterait en des fonctions d’autocorrélations ayant un pic central entouré de zéros et des fonctions d’inter-corrélations remplies de zéros, comme illustré par la . Plus le nombre de moments par code de phase est important, plus l’orthogonalité des codes se rapproche de l’idéal.
En prenant comme contrainte une occupation spectrale donnée, pour améliorer l’orthogonalité des codes de phase, il est connu d’augmenter la durée de l’impulsion pour augmenter le nombre de moments.
Or, le fait d’augmenter la durée de l’impulsion a pour effet d’augmenter la distance aveugle du radar.
Le document « Digital and Analog Subcomplementary Sequences for Pulse Compression » (IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems vol. AES-14, no. 2 mars 1978) divulgue une méthode de synthèse d’un ensemble de séquences dites sous-complémentaires.
En considérant un signal numérique ou analogique SIG, de taille N, les signaux S1=[SIG SIG] et S2=[SIG -SIG] sont sous-complémentaires. L’opération [SIG SIG] signifie que les signaux SIG et SIG sont concaténés de manière contiguë pour obtenir un signal deux fois plus long. Une caractéristique des signaux S1 et S2 est que la somme de leurs autocorrélations donne une fonction de corrélation maximale en son centre et égale à 0 pour les points éloignés de plus de N du centre. Le niveau relatif des lobes secondaires de cette fonction est le même que pour l’autocorrélation du signal d’origine, SIG.
A titre illustratif, deux signaux aléatoires peuvent être synthétisés : SIG, de taille 100, et SIG long, de taille 200 (indépendant de SIG).
A partir du signal SIG, une paire de signaux sous-complémentaires est construite : S1 = [SIG SIG], de taille 200, et S2 = [SIG -SIG], de taille 200.
La représente la somme « autocorrélation(S1) + autocorrélation(S2) », et autocorrélation (SIG long).
Alors que autocorrélation (SIG long) a de l’énergie sur tous les échantillons, la somme « autocorrélation(S1) + autocorrélation(S2) » est nulle pour des décalages d’échantillons supérieurs à 100. Il convient de noter que la partie non-nulle de « autocorrélation(S1) + autocorrélation(S2) » est égale à l’autocorrélation de SIG, à un facteur près. Le niveau relatif des lobes secondaires n’est donc pas amélioré par cette technique.
Cette technique, qui peut servir à gagner en résolution entre deux signaux, ne permet pas de gagner en orthogonalité au niveau des lobes secondaires.
Ainsi, dans le document « Digital and Analog Subcomplementary Sequences for Pulse Compression », l’amélioration de la fonction d’autocorrélation ne porte pas sur le niveau relatif des lobes secondaires.
De plus, dans le cas où des ondes de natures différentes sont à envoyer selon la direction pour colorer l’espace, le comportement des inter-corrélations est incertain avec une telle méthode.
Le document EP 2 816 369 B1 propose d’envoyer plusieurs codes différents, et de sommer les fonctions d’ambiguïté résultantes, ou d'obtenir la valeur minimale de ces fonctions. Plus des codes différents sont émis, plus les lobes secondaires vont baisser car ils ne tombent pas au même endroit pour chaque famille de codes.
Une telle technique fait baisser les lobes secondaires à partir de plusieurs familles de codes d’une certaine longueur. Cependant, elle nécessite une famille de code ayant un minimum d’orthogonalité pour pouvoir fonctionner.
Ainsi, aucune des solutions connues ne permet de réduire la distance aveugle tout en conservant l’orthogonalité des codes dans le cadre d’une émission colorée, ou, réciproquement, d’améliorer l’orthogonalité des codes dans le cadre d’une émission colorée sans augmenter la distance aveugle.
De façon connue, le seul moyen d’améliorer l’orthogonalité de la famille de codes de phase est d’augmenter la taille des codes. Mais en augmentant la taille des codes, la distance aveugle augmente, car la durée d’activité des émetteurs augmente.
Il existe donc un besoin pour un procédé et un dispositif améliorés de détermination de la distance d’une cible par rapport à un radar à codage de phase en mode pulsé.
Un objet de l’invention est donc un procédé d’optimisation de la détermination de la distance d’une cible par rapport à un radar à codage de phase en mode pulsé, le procédé comprenant :
a) générer une séquence d'impulsions d'émission comprenant une pluralité d’impulsions d’émission, chaque impulsion d’émission comprenant une pluralité de groupes de sous-impulsions, chaque groupe de sous-impulsions ayant un rang prédéfini dans ladite impulsion, chaque sous-impulsion ayant une phase initiale caractéristique d'un schéma de codage de phase prédéfini ;
b) émettre ladite pluralité de groupes de sous-impulsions de façon non contigüe ;
c) recevoir au moins certaines desdites impulsions émises, et effectuer une concaténation desdits groupes de sous-impulsions, ce qui fournit une pluralité d’impulsions concaténées selon le schéma de codage de phase, chaque impulsion concaténée correspondant à une impulsion d’émission ;
d) calculer une fonction de corrélation entre chaque impulsion d’émission et l'impulsion concaténée correspondante, ladite fonction de corrélation présentant au moins un pic ;
e) déterminer la distance d’une cible par rapport audit radar à partir de la position dudit pic dans la fonction de corrélation.
Un objet de l’invention est donc un procédé d’optimisation de la détermination de la distance d’une cible par rapport à un radar à codage de phase en mode pulsé, le procédé comprenant :
a) générer une séquence d'impulsions d'émission comprenant une pluralité d’impulsions d’émission, chaque impulsion d’émission comprenant une pluralité de groupes de sous-impulsions, chaque groupe de sous-impulsions ayant un rang prédéfini dans ladite impulsion, chaque sous-impulsion ayant une phase initiale caractéristique d'un schéma de codage de phase prédéfini ;
b) émettre ladite pluralité de groupes de sous-impulsions de façon non contigüe ;
c) recevoir au moins certaines desdites impulsions émises, et effectuer une concaténation desdits groupes de sous-impulsions, ce qui fournit une pluralité d’impulsions concaténées selon le schéma de codage de phase, chaque impulsion concaténée correspondant à une impulsion d’émission ;
d) calculer une fonction de corrélation entre chaque impulsion d’émission et l'impulsion concaténée correspondante, ladite fonction de corrélation présentant au moins un pic ;
e) déterminer la distance d’une cible par rapport audit radar à partir de la position dudit pic dans la fonction de corrélation.
Selon un premier mode de réalisation, l’étape c) comprend :
- appliquer un filtrage Doppler sur les groupes de sous-impulsions suite à leur réception par le radar, de façon obtenir une somme cohérente desdits groupes de sous-impulsions de même rang ;
- séparer la somme cohérente en une pluralité de tranches temporelles, chaque tranche temporelle ayant une longueur correspondant à la longueur entre deux groupes de sous-impulsions ;
- effectuer un décalage temporel de chaque tranche temporelle, d’un délai correspondant, pour la ièmetranche temporelle, à , où est la largeur du groupe de sous-impulsions correspondant, puis sommation des tranches de manière à obtenir le schéma de codage de phase.
- appliquer un filtrage Doppler sur les groupes de sous-impulsions suite à leur réception par le radar, de façon obtenir une somme cohérente desdits groupes de sous-impulsions de même rang ;
- séparer la somme cohérente en une pluralité de tranches temporelles, chaque tranche temporelle ayant une longueur correspondant à la longueur entre deux groupes de sous-impulsions ;
- effectuer un décalage temporel de chaque tranche temporelle, d’un délai correspondant, pour la ièmetranche temporelle, à
Selon un second mode de réalisation, l’étape c) comprend :
- appliquer un filtrage Doppler sur les groupes de sous-impulsions suite à leur réception par le radar, de façon obtenir une somme cohérente desdits groupes de sous-impulsions de même rang ;
- déterminer un modèle d’échantillonnage à partir de la longueur de chaque groupe de sous-impulsions dans l’impulsion d’émission ;
- appliquer le modèle d’échantillonnage à la somme cohérente, l’échantillonnage étant effectué selon une pluralité d’hypothèses distance, de façon à retrouver le code de phase complet, chaque hypothèse distance correspondant à un positionnement différent du modèle d’échantillonnage vis-à-vis de la somme cohérente.
- appliquer un filtrage Doppler sur les groupes de sous-impulsions suite à leur réception par le radar, de façon obtenir une somme cohérente desdits groupes de sous-impulsions de même rang ;
- déterminer un modèle d’échantillonnage à partir de la longueur de chaque groupe de sous-impulsions dans l’impulsion d’émission ;
- appliquer le modèle d’échantillonnage à la somme cohérente, l’échantillonnage étant effectué selon une pluralité d’hypothèses distance, de façon à retrouver le code de phase complet, chaque hypothèse distance correspondant à un positionnement différent du modèle d’échantillonnage vis-à-vis de la somme cohérente.
Le procédé peut également comprendre l’une ou l’autre des caractéristiques suivantes :
Le radar comprend une pluralité de voies d’émission, chaque voie d’émission correspondant à un secteur angulaire, les schémas de codage de phase étant orthogonaux d’un secteur angulaire à l’autre.
L’étape b) comprend un filtrage de chaque groupe de sous-impulsions, de façon à éliminer des composantes haute fréquence.
Les groupes de sous-impulsions d’une impulsion comprennent un nombre identique de sous-impulsions.
Chaque impulsion comprend deux groupes de sous-impulsions.
Le procédé comprend une étape préalable de détermination de la longueur minimale des groupes de sous-impulsions, à partir de mesures de recombinaison de codes de phase lors d’une émission colorée.
L’invention se rapporte aussi à un radar à codage de phase en mode pulsé, comprenant :
- un dispositif d’émission, configuré pour générer une séquence d'impulsions d'émission comprenant une pluralité d’impulsions d’émission, chaque impulsion d’émission comprenant une pluralité de groupes de sous-impulsions, chaque groupe d’impulsion ayant un rang prédéfini dans ladite impulsion, chaque sous-impulsion ayant une phase initiale caractéristique d'un schéma de codage de phase prédéfini, et émettre ladite pluralité de groupes de sous- de façon non contigüe ;
- un dispositif de réception, configuré pour recevoir au moins certaines desdites impulsions émises, et effectuer une concaténation desdits groupes de sous-impulsions, ce qui fournit une pluralité d’impulsions concaténées selon le schéma de codage de phase, chaque impulsion concaténée correspondant à une impulsion d’émission ;
le radar étant en outre configuré pour calculer une fonction de corrélation entre chaque impulsion d’émission et l'impulsion concaténée correspondante, ladite fonction de corrélation présentant au moins un pic, et déterminer la distance d’une cible par rapport audit radar à partir de la position dudit pic dans la fonction de corrélation.
- un dispositif d’émission, configuré pour générer une séquence d'impulsions d'émission comprenant une pluralité d’impulsions d’émission, chaque impulsion d’émission comprenant une pluralité de groupes de sous-impulsions, chaque groupe d’impulsion ayant un rang prédéfini dans ladite impulsion, chaque sous-impulsion ayant une phase initiale caractéristique d'un schéma de codage de phase prédéfini, et émettre ladite pluralité de groupes de sous- de façon non contigüe ;
- un dispositif de réception, configuré pour recevoir au moins certaines desdites impulsions émises, et effectuer une concaténation desdits groupes de sous-impulsions, ce qui fournit une pluralité d’impulsions concaténées selon le schéma de codage de phase, chaque impulsion concaténée correspondant à une impulsion d’émission ;
le radar étant en outre configuré pour calculer une fonction de corrélation entre chaque impulsion d’émission et l'impulsion concaténée correspondante, ladite fonction de corrélation présentant au moins un pic, et déterminer la distance d’une cible par rapport audit radar à partir de la position dudit pic dans la fonction de corrélation.
D’autres caractéristiques, détails et avantages de l’invention ressortiront à la lecture de la description faite en référence aux dessins annexés donnés à titre d’exemple.
La , déjà décrite, illustre le principe d’émission colorée.
La , déjà décrite, illustre le principe d’inter-corrélation entre des codes orthogonaux.
La , déjà décrite, illustre une méthode de synthèse d’un ensemble de séquences sous-complémentaires, connue de l’état de l’art.
La illustre le principe de concaténation selon l’invention.
La illustre un premier mode de réalisation du procédé selon l’invention, comprenant un décalage de somme cohérente.
La illustre un deuxième mode de réalisation du procédé selon l’invention, comprenant un échantillonnage de somme cohérente.
La illustre l’application du procédé selon l’invention à une émission colorée.
La illustre l’impact énergétique du procédé selon l’invention.
La illustre le fait que l’ambiguïté distance soit repoussée, grâce au procédé selon l’invention.
La illustre le fait que les lobes secondaires distance soient repoussés, grâce au procédé selon l’invention.
La illustre, de façon macroscopique, le procédé selon l’invention.
Dans le cadre de la présente invention, on appelle « impulsion » un signal ayant la longueur totale prévue par le schéma de codage de phase. L’impulsion correspond ainsi au « code ».
L’impulsion est composée d’une pluralité de sous-impulsions, et chaque sous-impulsion a une phase initiale caractéristique d'un schéma de codage de phase prédéfini.
Le schéma de codage de phase peut être par exemple le code de Barker. Les codes de Barker présentent des lobes secondaires particulièrement bas, et de même amplitude. Par exemple, pour le code de Barker de longueur 13, le niveau des lobes secondaires temporels est de -22,3 dB par rapport au lobe principal.
Le code de Barker de longueur 13 comprend ainsi les moments suivants : {+++++--++-+-+}, où « + » désigne l’application d’un déphasage nul à la sous-impulsion de base, et « - » désigne l’application d’un déphasage de valeur π à la sous-impulsion de base, ce qui revient à appliquer un changement de signe.
Dans le premier cas de la , chaque impulsion est courte, ce qui permet à la cible de ne pas être dans la distance aveugle du radar. En revanche, l’orthogonalité n’est pas optimale, ce qui nuit au comportement inter-corrélation ; de plus les lobes secondaires sont trop élevés.
Le deuxième cas illustre l’émission d’une impulsion deux fois plus longue, ce qui permet d’obtenir une bonne orthogonalité. En revanche, cette configuration augmente le risque qu’une cible se trouve dans la distance aveugle du radar, ce qui l’empêcherait d’être détectée.
L’idée à la base de l’invention, illustrée par le troisième cas de la , est d’augmenter artificiellement la taille de l’impulsion contenant le schéma de codage, en l’envoyant par morceaux, de façon non-contigüe.
La première étape a) du procédé consiste ainsi à générer, par l’émetteur du radar, une séquence d'impulsions d'émission comprenant une pluralité d’impulsions d’émission (Imp1, Imp2). Chaque impulsion correspond à un code complet du schéma de codage.
Il est essentiel que les sous-impulsions soient regroupées en groupes de sous-impulsions. Chaque groupe contient au moins une sous-impulsion. Il est ainsi possible de définir, pour chaque impulsion, le rang de chaque groupe de sous-impulsions. Cette information est mémorisée dans le bloc d’émission du radar.
Chaque impulsion comprend donc au minimum deux groupes de sous-impulsions. L’effet de réduction de la distance aveugle peut être constaté à partir de deux groupes de sous-impulsions.
Dans une étape b) mise en œuvre par l’émetteur du radar, les différents groupes de sous-impulsions sont émis de façon non contigüe, à savoir, les sous-impulsions ne sont pas émises l’une à la suite de l’autre, au sein d’une même impulsion.
De façon préférentielle, les groupes de sous-impulsions d’une impulsion comprennent un nombre identique de sous-impulsions, ce qui facilite le filtrage Doppler ainsi que la concaténation à la réception.
La distance aveugle dépend de la longueur du groupe de sous-impulsions le plus grand dans une impulsion ; le choix de la longueur du groupe de sous-impulsions le plus grand résulte donc de la distance aveugle souhaitée.
Le signal reçu est traité par le récepteur du radar, après fusion des données de tous les récepteurs. C’est le cas par exemple lorsqu’il y a eu au préalable une formation de faisceaux par le calcul en élévation.
A la réception, suite à la réflexion de l’impulsion d’émission par une cible environnante, il convient alors de concaténer les groupes d’impulsions reçus, de façon à récupérer le code de phase complet correspondant à l’impulsion d’émission (étape c)).
Une fois que l’impulsion concaténée a été formée, le radar calcule une fonction de corrélation entre l’impulsion d’émission et l'impulsion concaténée correspondante (étape d)).
La distance de la cible par rapport au radar est ensuite déterminée en fonction de la position du pic dans la fonction de corrélation (étape e)).
Ainsi, la durée d’activité des émetteurs reste inchangée. Cette méthode offre un gain en orthogonalité sans modifier la zone aveugle, et réciproquement, réduit la distance aveugle tout en conservant l’orthogonalité des codes.
Le traitement de concaténation, à la réception, peut être effectué selon deux modes de réalisation, illustrés respectivement par les figures 5 et 6.
Le traitement est décrit ci-dessous pour un espace de recherche en deux dimensions, mais la méthode est généralisable à trois dimensions. Il peut même être mis en œuvre dans un espace unidimensionnel, à savoir pour effectuer une détection selon une seule direction.
La première sous-étape c) fait intervenir les filtres Doppler. Le but est de trouver la différence de phase qu’il y a entre deux groupes de sous-impulsions identiques consécutifs, à savoir, sur la figure 5, entre la phase du premier groupe de sous-impulsions Si1 de la première impulsion et la phase du premier groupe de sous-impulsions Si1’ de la deuxième impulsion.
Il en va de même pour les deuxièmes groupes de sous-impulsions Si2 et Si2’, et pour les troisièmes groupes de sous-impulsions Si3 et Si3’. La différence de phase est ainsi déterminée pour des groupes de sous-impulsions de même rang.
Pour ce faire, des transformées de Fourier sont utilisées sur des tranches de taille PRI (Période de Répétition des Impulsions, bien que cette période corresponde en réalité à une période de répétition des groupes de sous-impulsions), avec différentes hypothèses vitesses.
La taille PRI correspond au temps écoulé entre le front montant de deux groupes de sous-impulsions successifs, au sein d’une même impulsion (ou bien entre le front descendant de deux groupes de sous-impulsions successifs). Cette donnée est connue du radar, pour la partie émission.
A la bonne hypothèse vitesse de la cible (sur la : Hyp vit. 1, Hyp vit. 2, Hyp vit. 3), une tranche de taille PRI contenant une somme cohérente de tous les groupes de sous-impulsions identiques consécutifs est obtenue. Sur la , une somme cohérente est donc calculée pour chacun des groupes de sous-impulsions constituant chaque impulsion.
Par somme cohérente, il convient donc d’entendre la somme de plusieurs groupes de sous-impulsions identiques ayant in fine la même phase.
Chacune des sommes cohérentes est séparée en une pluralité de tranches temporelles (TR1, TR2, TR3), chaque tranche temporelle (TR1, TR2, TR3) ayant une longueur correspondant à la longueur PRGSI (Période de Répétition des Groupes de Sous-Impulsions) entre deux groupes de sous-impulsions.
Chaque tranche temporelle (TR1, TR2, TR3) est ensuite décalée d’un délai correspondant, pour la ièmetranche temporelle, à , où est la largeur du groupe de sous-impulsions correspondant, puis les tranches sont sommées, de manière à obtenir le schéma de codage de phase.
Ainsi, dans la tranche sommée, les groupes de sous-impulsions viennent se ranger côte-à-côte ; le code de phase complet a ainsi été reformé, formant ainsi l’impulsion concaténée IC.
De façon optionnelle, dans le cadre d’une émission colorée, à savoir, dans le cas présent, l’émission simultanée de différents codes dans plusieurs directions, le procédé comprend une étape supplémentaire de filtrage adapté, selon chacune des hypothèses angulaires.
La illustre le principe d’émission colorée, sur plusieurs secteurs angulaires (A1 … A8). Dans le cadre de l’invention, les codes sont orthogonaux d’un secteur angulaire à l’autre. Au sein d’un même secteur angulaire, on peut distinguer les deux groupes de sous-impulsions par impulsion, selon la distance considérée par rapport au radar.
Sur la , chaque groupe de sous-impulsions est identifié par la référence « 1 » ou « 2 ».
Le but de l’étape de filtrage adapté est de trouver l’angle et la distance de la cible par rapport au radar. Pour ce faire, l’impulsion concaténée obtenue à l’étape précédente est passée dans les k filtres de compression d’impulsion, k correspondant au nombre de couleurs, c’est-à-dire de secteurs angulaires (huit dans l’exemple de la ).
Si l’orthogonalité des k codes de phase a été suffisamment optimisée en amont, tous les filtres non-adaptés au code de l’impulsion d’émission devraient sortir un signal faible, alors que le filtre adapté au code de l’impulsion d’émission devrait sortir un signal faible avec un pic dont la position indiquerait la distance de la cible.
Il va de soi que pour une émission dans un seul secteur angulaire, avec un seul code émis, le filtrage adapté est sans intérêt. L’angle n’a pas besoin d’être déterminé. Seule la distance au radar doit l’être, par le calcul de la corrélation entre l’impulsion d’émission et l’impulsion concaténée.
Ce mode de réalisation permet avantageusement de reformer le code de phase avec un temps de calcul du même ordre de grandeur de celui d’un traitement classique.
La illustre un deuxième mode de réalisation.
La première sous-étape est identique au premier mode de réalisation. Elle consiste donc à appliquer un filtrage Doppler sur les groupes de sous-impulsions suite à leur réception par le radar, de façon obtenir une somme cohérente SC desdits groupes de sous-impulsions de même rang.
Le deuxième mode de réalisation comprend ensuite un échantillonnage selon plusieurs hypothèses distance (Hyp.dist.1, Hyp.dist.2, Hyp.dist.3).
Pour cela, un modèle d’échantillonnage est déterminé, à partir de la longueur de chaque groupe de sous-impulsions dans l’impulsion d’émission. La fréquence d’échantillonnage est égale à 1/PRGSI, où PRGSI est la Période de Répétition des Groupes de Sous-Impulsions. Sur la , chaque groupe de sous impulsions a une longueur L. Cette longueur est connue du récepteur, car elle est identique à la longueur des groupes de sous-impulsions à l’émission.
Le fait que les groupes de sous-impulsions n’aient pas la même longueur à l’émission n’est pas gênant. Dans ce cas, la taille des motifs d’échantillonnage peut varier au sein même du modèle d’échantillonnage.
Les centres de chaque motif d’échantillonnage sont espacés d’une période PRGSI.
Le modèle d’échantillonnage est ensuite appliqué à la somme cohérente SC, l’échantillonnage étant effectué selon une pluralité d’hypothèses distance (Hyp.dist.1, Hyp.dist.2, Hyp.dist.3), de façon à retrouver le code de phase complet. Chaque hypothèse distance correspond à un positionnement différent du modèle d’échantillonnage vis-à-vis de la somme cohérente SC.
La concaténation des groupes de sous-impulsions cohérents est ainsi obtenue pour obtenir le code de phase recomposé.
L’avantage de ce mode de réalisation, par rapport au premier mode de réalisation, est qu’il n’y a pas de dégradation du rapport signal à bruit au niveau de la concaténation.
Le deuxième mode de réalisation comprend également une étape de filtrage adapté, dans le cas d’une émission colorée, afin de trouver l’angle de la cible, pour l’hypothèse distance testée.
Si l’orthogonalité des k codes de phase a été suffisamment optimisée en amont, tous les filtres non-adaptés devraient sortir un point faible, alors que le filtre adapté devrait sortir un point fort. Il s’agit bien pour le deuxième mode de réalisation d’un « point » et non d’un « signal » car, contrairement au premier mode de réalisation, la séparation des cases distance a lieu au début de traitement.
La illustre l’impact énergétique du procédé selon l’invention. Le schéma du haut de la illustre la composition d’une rafale selon l’état de l’art (cas classique), et le bas de la illustre la composition d’une rafale selon l’invention (cas distribué), qui est valable pour les deux modes de réalisation précités.
Soit un signal de longueur T, représentant un pulse.
La compression d’impulsion s’écrit : ,
Et la sortie du filtre adapté donne : .
On recherche le pic d’énergie en sortie du filtre adapté, soit :
Dans le cas classique, il y a P impulsions (pulses), chaque impulsion s’écrit , de longueur T.
Après la somme cohérente, on obtient une impulsion qui s’écrit .
En sortie du filtre adapté, on obtient :
En considérant cette fois-ci le cas concaténé :
En sortie des N sommes cohérentes, on obtient les N impulsions .
Après concaténation de ces N impulsions, on obtient l’impulsion , de longueur NT.
En sortie du filtre adapté, on obtient :
Ainsi, la technique de concaténation d’impulsions n’apporte ni de perte ni de gain d’énergie par rapport au traitement radar classique, à temps d’éclairement identiques.
Le procédé selon l’invention, outre le fait qu’il permette de réduire la distance aveugle tout en conservant une bonne orthogonalité, permet également de repousser les ambiguïtés distance.
Dans les procédés de traitement radar selon l’art antérieur, une ambiguïté distance apparaît lorsque la première impulsion émise est reçue après l’émission de la impulsion, On parle alors d’ambiguïté de trace.
Effectivement, si on ne change pas la forme de la rafale, on n’a a priori aucun moyen de savoir que l’impulsion reçue est ambigüe.
En utilisant le procédé selon l’invention, étant donné que les groupes de sous-impulsions envoyés voisins et non contigus sont différents, l’ambiguïté est repoussée jusqu’à la trace, avec étant le nombre de groupes de sous-impulsions composant le code de phase complet.
Dans l’exemple de la , le premier groupe de sous-impulsions émis est reçu après l’émission du deuxième groupe de sous-impulsions. Il s’agit donc d’une ambiguïté de deuxième trace.
L’impulsion émise est composée de trois groupes de sous-impulsions, représentés par des motifs différents sur la . Il est donc possible de repousser/résoudre l’ambiguïté jusqu’à la troisième trace incluse. En effet, l’impulsion concaténée n’aura pas la bonne séquence de motifs (i.e. la bonne séquence de déphasages), qui ne correspond pas à l’impulsion recherchée, et ne sera tout simplement pas détectée.
Le procédé selon l’invention permet aussi de repousser les lobes secondaires distance, comme l’illustre la .
Dans le cas d’un traitement radar selon l’art antérieur (colonne de gauche), si deux cibles ont la même vitesse Doppler, la même élévation et le même azimut et sont assez proches sur l’axe distance, les impulsions reçues vont se chevaucher. Cela peut être gênant pour la détection et la caractérisation des deux cibles.
Avec le procédé selon l’invention, comme on envoie un code de phase (une impulsion) par morceaux, selon un découpage en groupe de sous-impulsions, les deux cibles pourront se trouver proches sans que les groupes de sous-impulsions ne se chevauchent.
Selon un mode de réalisation avantageux de l’invention, l’étape b) comprend un filtrage de chaque groupe de sous-impulsions, de façon à éliminer des composantes haute fréquence.
En effet, en envoyant les codes de phases par morceaux, il est plus difficile d’assurer un spectre d’émission propre, car les pulses sont plus courts. Or, plus les groupes de sous-impulsions sont courts, plus le temps d’émission est court, et plus le spectre est étalé, ce qui nuit à l’efficacité du radar, qui a un domaine spectral alloué précisément défini par les autorités de régulation de fréquence.
Le fait de faire passer le signal dans un filtre à l’émission pour casser les raideurs, par exemple un filtre de Blackman permet de surmonter cet inconvénient.
Selon un autre mode de réalisation avantageux, le procédé comprend une étape préalable de détermination de la longueur minimale des groupes de sous-impulsions, à partir de mesures de recombinaison de codes de phase lors d’une émission colorée.
En effet, dans le cas d’une émission colorée, pour avoir un diagramme d’énergie omnidirectionnel, il faut avoir des codes qui, tous ensembles, sont orthogonaux.
Avec le procédé selon l’invention, au début d’une impulsion, les premiers groupes de sous-impulsions sont envoyés en même temps, et ne sont pas nécessairement orthogonaux entre eux. Cela peut être gênant pour l’intégration du radar dans l’environnement, en particulier en cas d’intégration du radar dans un environnement à forte densité comme sur un porteur mobile, en raison des effets de recombinaison qui vont générer des pics d’énergie dans certaines directions.
L’utilisation d’un logiciel de simulation, ou d’un système de mesure, permet de calibrer le radar. En particulier, les effets de recombinaison peuvent déterminer la longueur minimale de chaque groupe de sous-impulsions, s’agissant plus particulièrement du premier groupe de sous-impulsions émis, afin de réduire autant que possible les pics d’énergie.
Il peut être noté qu’en regardant le diagramme d’énergie de manière globale, après émission de l’impulsion, c’est-à-dire de l’ensemble des sous-groupes d’impulsions, les pics d’énergie sont globalement homogènes selon les directions.
Claims (9)
- Procédé d’optimisation de la détermination de la distance d’une cible par rapport à un radar à codage de phase en mode pulsé, le procédé comprenant :
a) générer une séquence d'impulsions d'émission comprenant une pluralité d’impulsions d’émission (Imp1, Imp2), chaque impulsion d’émission (Imp1, Imp2) comprenant une pluralité de groupes de sous-impulsions (Si1, Si2, Si3), chaque groupe de sous-impulsions (Si1, Si2, Si3) ayant un rang prédéfini dans ladite impulsion (Imp1, Imp2), chaque sous-impulsion ayant une phase initiale caractéristique d'un schéma de codage de phase prédéfini ;
b) émettre ladite pluralité de groupes de sous-impulsions (Si1, Si2, Si3) de façon non contigüe ;
c) recevoir au moins certaines desdites impulsions émises (Imp1, Imp2), et effectuer une concaténation desdits groupes de sous-impulsions (Si1, Si2, Si3), ce qui fournit une pluralité d’impulsions concaténées (IC) selon le schéma de codage de phase, chaque impulsion concaténée (IC) correspondant à une impulsion d’émission (Imp1, Imp2) ;
d) calculer une fonction de corrélation entre chaque impulsion d’émission (Imp1, Imp2) et l'impulsion concaténée correspondante (IC), ladite fonction de corrélation présentant au moins un pic ;
e) déterminer la distance d’une cible par rapport audit radar à partir de la position dudit pic dans la fonction de corrélation. - Procédé selon la revendication 1, dans lequel l’étape c) comprend :
- appliquer un filtrage Doppler sur les groupes de sous-impulsions (Si1, Si2, Si3) suite à leur réception par le radar, de façon obtenir une somme cohérente (SC) desdits groupes de sous-impulsions de même rang ;
- séparer la somme cohérente en une pluralité de tranches temporelles (TR1, TR2, TR3), chaque tranche temporelle (TR1, TR2, TR3) ayant une longueur correspondant à la longueur entre deux groupes de sous-impulsions ;
- effectuer un décalage temporel de chaque tranche temporelle (TR1, TR2, TR3), d’un délai correspondant, pour la ièmetranche temporelle, à - Procédé selon la revendication 1, dans lequel l’étape c) comprend :
- appliquer un filtrage Doppler sur les groupes de sous-impulsions (Si1, Si2, Si3) suite à leur réception par le radar, de façon obtenir une somme cohérente (SC) desdits groupes de sous-impulsions de même rang ;
- déterminer un modèle d’échantillonnage à partir de la longueur de chaque groupe de sous-impulsions (Si1, Si2, Si3) dans l’impulsion d’émission ;
- appliquer le modèle d’échantillonnage à la somme cohérente (SC), l’échantillonnage étant effectué selon une pluralité d’hypothèses distance (Hyp.dist1, Hyp.dist2, Hyp.dist3), de façon à retrouver le code de phase complet, chaque hypothèse distance correspondant à un positionnement différent du modèle d’échantillonnage vis-à-vis de la somme cohérente. - Procédé selon l’une des revendications précédentes, dans lequel le radar comprend une pluralité de voies d’émission, chaque voie d’émission correspondant à un secteur angulaire, les schémas de codage de phase étant orthogonaux d’un secteur angulaire à l’autre.
- Procédé selon l’une des revendications précédentes, dans lequel l’étape b) comprend un filtrage de chaque groupe de sous-impulsions, de façon à éliminer des composantes haute fréquence.
- Procédé selon l’une des revendications précédentes, dans lequel les groupes de sous-impulsions d’une impulsion comprennent un nombre identique de sous-impulsions.
- Procédé selon l’une des revendications précédentes, dans lequel chaque impulsion comprend deux groupes de sous-impulsions.
- Procédé selon l’une des revendications précédentes, comprenant une étape préalable de détermination de la longueur minimale des groupes de sous-impulsions, à partir de mesures de recombinaison de codes de phase lors d’une émission colorée.
- Radar à codage de phase en mode pulsé, comprenant :
- un dispositif d’émission, configuré pour
- générer une séquence d'impulsions d'émission comprenant une pluralité d’impulsions d’émission, chaque impulsion d’émission comprenant une pluralité de groupes de sous-impulsions, chaque groupe d’impulsion ayant un rang prédéfini dans ladite impulsion, chaque sous-impulsion ayant une phase initiale caractéristique d'un schéma de codage de phase prédéfini ;
- émettre ladite pluralité de groupes de sous-impulsions (Si1, Si2, Si3) de façon non contigüe ;
- un dispositif de réception, configuré pour recevoir au moins certaines desdites impulsions émises, et effectuer une concaténation desdits groupes de sous-impulsions, ce qui fournit une pluralité d’impulsions concaténées (IC) selon le schéma de codage de phase, chaque impulsion concaténée correspondant à une impulsion d’émission ;
le radar étant en outre configuré pour
- calculer une fonction de corrélation entre chaque impulsion d’émission et l'impulsion concaténée correspondante (IC), ladite fonction de corrélation présentant au moins un pic ;
- déterminer la distance d’une cible par rapport audit radar à partir de la position dudit pic dans la fonction de corrélation.
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Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2487374A (en) * | 2011-01-18 | 2012-07-25 | Thales Holdings Uk Plc | Radar system synthesising a broadband waveform from a series of narrowband chirps and accounting for Doppler of a target between chirps |
| EP2816369B1 (fr) | 2013-06-21 | 2016-04-06 | Thales | Système de détection à émissions multiples simultanées et procédé de détection |
-
2021
- 2021-07-30 FR FR2108359A patent/FR3125888B1/fr active Active
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2487374A (en) * | 2011-01-18 | 2012-07-25 | Thales Holdings Uk Plc | Radar system synthesising a broadband waveform from a series of narrowband chirps and accounting for Doppler of a target between chirps |
| EP2816369B1 (fr) | 2013-06-21 | 2016-04-06 | Thales | Système de détection à émissions multiples simultanées et procédé de détection |
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| BAI JIAHAO ET AL: "Enhancing the Orthogonality of Polyphase Signal With Multi-Pulse Joint Processing", IEEE TRANSACTIONS ON VEHICULAR TECHNOLOGY, IEEE, USA, vol. 69, no. 9, 9 June 2020 (2020-06-09), pages 9656 - 9666, XP011814636, ISSN: 0018-9545, [retrieved on 20201013], DOI: 10.1109/TVT.2020.3001373 * |
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