WO2006018571A1 - Procede d'estimation de depointage a partir de signaux a spectre etale et dispositif associe - Google Patents

Procede d'estimation de depointage a partir de signaux a spectre etale et dispositif associe Download PDF

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WO2006018571A1
WO2006018571A1 PCT/FR2005/050600 FR2005050600W WO2006018571A1 WO 2006018571 A1 WO2006018571 A1 WO 2006018571A1 FR 2005050600 W FR2005050600 W FR 2005050600W WO 2006018571 A1 WO2006018571 A1 WO 2006018571A1
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WO
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signal
sample
data
signals
channel signal
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Application number
PCT/FR2005/050600
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English (en)
Inventor
Hervé Guillon
Original Assignee
Centre National D'etudes Spatiales
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Publication date
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Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S3/00—Direction-finders for determining the direction from which infrasonic, sonic, ultrasonic, or electromagnetic waves, or particle emission, not having a directional significance, are being received
    • G01S3/02—Direction-finders for determining the direction from which infrasonic, sonic, ultrasonic, or electromagnetic waves, or particle emission, not having a directional significance, are being received using radio waves
    • G01S3/14—Systems for determining direction or deviation from predetermined direction
    • G01S3/28—Systems for determining direction or deviation from predetermined direction using amplitude comparison of signals derived simultaneously from receiving antennas or antenna systems having differently-oriented directivity characteristics
    • G01S3/32—Systems for determining direction or deviation from predetermined direction using amplitude comparison of signals derived simultaneously from receiving antennas or antenna systems having differently-oriented directivity characteristics derived from different combinations of signals from separate antennas, e.g. comparing sum with difference

Definitions

  • the present invention relates to a method for estimating misalignment from spread spectrum signals and the associated device.
  • the invention also relates to a deviation tracking method which uses a misalignment estimation method according to the invention as well as the associated deviation tracking system.
  • the invention applies, for example, to the location of satellites.
  • the direct sequence spread spectrum modulation technique has been used for many years in the field of radiocommunications and, in particular, satellite radiocommunications. This is the case, for example, of GPS (Global Positioning System) GPS and EGNOS (EGNOS for the European Geostationary Navigation Overlay Service) and the future GALILEO system.
  • GPS Global Positioning System
  • EGNOS EGNOS for the European Geostationary Navigation Overlay Service
  • the principle of direct sequence spread spectrum is to modulate binary data to be transmitted by a pseudo random binary code. Due to the use of a high spreading code rate, the spectrum of the transmitted signal occupies a very wide frequency band (much wider than the band occupied by the same amplitude, frequency, or frequency modulated signal). phase). The maximum level of the power emitted is then reduced in a ratio Rc equal to the rate of the spreading code. The signal is then more or less embedded in the noise.
  • Direct sequence spread spectrum modulation implements a dual modulation of a carrier signal:
  • the modulated signal is then emitted in the form of a succession of sequences of duration ⁇ T, commonly called “patterns", a bit data encoded on B bits being distributed over one or more patterns.
  • Each bit that makes up a pattern is called “chip” or more commonly, in English, "chip”.
  • the duration ⁇ T of a pattern is equal to lms and the duration of a chip is equal to 0.977 ⁇ s.
  • a spread spectrum signal S (t) is written accordingly:
  • f 0 represents the frequency of the carrier
  • - ⁇ data (t) represents the binary data to be transmitted (equal to +1 or -1),
  • the transmission can be a 4-phase phase shift keying transmission (more commonly known as QPSK transmission) or, more generally, M-phase shift keying transmission (more commonly referred to as M-PSK transmission). It is assumed that the different codes have the same duration.
  • Spread spread spectrum signals are used in various fields, including those where the target deviation tracking is implemented.
  • the deviation tracking of a target requires a multi-channel reception antenna: a main channel called “sum channel”, and two difference-signal pathways called difference channels (respectively, for example “difference-in-site path” and “difference path”). in deposit ").
  • the signal received by the sum channel corresponds to the incident signal received at the focus of the receiving antenna. This is the signal generally used for the mission of the station in question (telemetry, payload data stream, etc.).
  • the extraction of the difference channels can be done in several ways. We can first of all use an extractor of modes. Indeed, in case of misalignment of the antenna, different propagation modes can be excited at the source, because of misalignment. We can then recover a portion of the signal at certain areas of the source. Nevertheless, the yield of this method is relatively low and has a relatively low frequency dynamics.
  • the signal of the sum channel is obtained by the sum of the signals received on the four channels and the signal of the channels difference by sums and differences of the signals of the four channels.
  • FIG. 1 shows the block diagram of a spread spectrum tracking system according to the prior art.
  • the system comprises an antenna 1, a signal amplification and conversion device 2, a tracking receiver 3, a downlink signal processing unit 4 and an antenna orientation device 5.
  • the signal received by the antenna 1 is amplified and transposed by frequency by the amplification and transposition device 2.
  • the amplified signal and transposed in frequency is transmitted to the downstream processing unit 4 which proceeds to the despreading of the signal by searching for the Doppler frequency and the coding start time.
  • the Dp data relating to the Doppler frequency shift and the Dk data relating to the beginning of the coding are transmitted to the tracking receiver 3 which uses them to despread the analog signals ⁇ a and ⁇ a delivered by the amplification and conversion device 2.
  • the signals ⁇ a and ⁇ a represent, respectively, the signal sum track and a difference track signal.
  • the tracking receiver 3 then delivers an orientation control signal C1 which is transmitted to the orientation device 5, which directs the antenna accordingly.
  • the operation of the tracking receiver 3 and the downlink signal processing unit 4 is therefore based on the prior requirement of despreading the spectrum of the received signal to calculate the misalignment.
  • Despreading requires the search, by means of servo loops, of the central frequency of the received signal.
  • Despreading also requires searching for the timing of the spread spectrum code through slave servo loops on the timing of the spread spectrum code pattern.
  • the use of servo loops is difficult to implement.
  • the attachment times can be relatively long and reach, for example, a few seconds.
  • the invention does not have these disadvantages.
  • the invention relates to a method for estimating misalignment from a sum channel signal and a difference channel signal, the signals of sum channel and difference channel being spread spectrum signals by a spreading code, characterized in that it comprises:
  • N reference signals having central frequencies different from one another and close to the center frequency of the sum and difference channel signals
  • a first intercorrelation product between at least one sample of the sum channel signal and the N reference signals, to obtain at least N first intercorrelation signals, a maximum search for identifying a first intercorrelation signal which, among the at least N first intercorrelation signals, has a maximum amplitude
  • a third intercorrelation product for obtaining a third intercorrelation signal between the selected reference signal and the sample of the difference channel signal associated with the sample of the channel signal sum which contributed to obtaining the signal of maximum amplitude
  • the formation of at least one sample of the sum channel signal and the formation of at least one sample of the Difference channel signal are performed as follows:
  • each of the S samples of the channel signal sum is subjected to a product of intercorrelation with the N reference signals to constitute S sets of N first intercorrelation signals
  • the search for maximum is accompanied by the obtaining of a first identification information to identify the set of said S sets being the one which comprises the sample of the channel signal sum which contributed to obtaining the first maximum amplitude cross-correlation signal, the sample of the channel signal sum which intervenes in the second cross - correlation product and the sample of the associated difference - channel signal which is involved in the third cross - correlation product being then selected, respectively among the S samples of the sum channel signal and among the S samples of the difference channel signal, using
  • the second and third intercorrelation signals being constituted respectively of a first data table and a second data table, the method comprises the following steps:
  • first data I ⁇ l, I ⁇ 2,..., I ⁇ Q from among all the data of the first data interval, these first data maximizing the module of the values of the first data table over the first interval, and ranking in descending order of the first Q data,
  • I ⁇ i is the data of rank i of the first Q data ranked in descending order and I ⁇ i is the data of rank i of Q second data in descending order,
  • the invention also relates to a spread spectrum signal spread tracking method, characterized in that it implements a misalignment estimation method according to the invention.
  • the invention also relates to a device for estimating misalignment from a sum channel signal and a difference channel signal, the sum channel and the difference channel signals being spread spectrum signals by a code signal.
  • spreading characterized in that it comprises:
  • detection means for forming, for the sum channel signal and the difference channel signal, at least one sample of duration ⁇ T, a sample of duration ⁇ T consisting of a set of samples obtained, respectively, by sampling, during the duration ⁇ T, of the corresponding channel signal, the sample of the sum channel signal and the sample of the difference channel signal being substantially synchronous,
  • first intercorrelation means between at least one sample of the sum channel signal and the N reference signals, to obtain at least N first intercorrelation signals
  • - maximum search means for identifying the first intercorrelation signal which, among the at least N first intercorrelation signals, has a maximum amplitude
  • - first selection means for selecting the reference signal which, among the N signals from reference, helped to deliver the first maximum amplitude cross-correlation signal
  • second cross - correlation means for obtaining a second intercorrelation signal between the selected reference signal and the sample of the sum channel signal which contributed to obtaining the first maximum amplitude cross - correlation signal
  • third intercorrelation means for obtaining a third intercorrelation signal between the selected reference signal and the sample of the difference channel signal associated with the sample of the channel signal sum which contributed to obtaining the signal of maximum amplitude, and means for estimating the misalignment from the second and third intercorrelation signals.
  • the invention also relates to a deviation tracking system, characterized in that it comprises a misalignment estimation device according to the invention.
  • FIG. 1, already described, represents a schematic diagram of a spread spectrum tracking system according to the prior art
  • FIG. 2 represents a schematic diagram of a spread spectrum tracking system according to FIG.
  • FIG. 3 represents a receiver principle diagram of the tracking system represented in FIG. 2;
  • FIG. 4 represents a first embodiment of a first processing block of the receiver of the invention represented in FIG. 3;
  • FIG. 5 represents timing diagrams relating to a signal processing in the first processing block represented in FIG. 4;
  • FIG. 6 represents a second embodiment of the first processing block of the receiver of the invention represented in FIG. 3;
  • FIG. 7 represents a second processing block of the receiver of the invention represented in FIG. 3;
  • FIG. 8 represents a third processing block of the receiver of the invention represented in FIG. 3.
  • the same references designate the same elements. Detailed Description of Modes of Implementation of the Invention
  • FIG. 2 represents a schematic diagram of a spread spectrum tracking system according to the invention.
  • the spread spectrum tracking system comprises a receiver antenna 1, an amplification device 2, an orientation device 5 and a tracking receiver 6.
  • the device 2 may also include frequency conversion means.
  • the amplification device 2 delivers a sum signal ⁇ a and a difference signal ⁇ a.
  • Signals ⁇ a and ⁇ a are analog signals. They are transmitted to the tracking receiver according to the invention 6 which calculates and delivers an orientation control signal C2.
  • the orientation control signal C2 is transmitted to the orientation device 5.
  • the tracking device according to the invention does not include an attachment loop.
  • FIG. 3 represents a schematic diagram of the receiver 6.
  • the receiver 6 comprises a detection circuit
  • the detection circuit 7 receives, on a first input, the sum signal ⁇ a and, on a second input, the difference signal ⁇ a and delivers, respectively, a measured sample ⁇ (t) of the sum channel signal and a measured sample ⁇ (t) of the difference channel signal.
  • the measured samples ⁇ (t) and ⁇ (t) are obtained by sampling the respective signals ⁇ a and ⁇ a at a sampling frequency f eC hr for a duration ⁇ T equal to the duration of a pattern of the spreading code.
  • Each measured sample ⁇ (t) and ⁇ (t) then consists of a set of sampling values which constitute an array of complex numbers of dimension D such that:
  • the measured samples ⁇ (t) and ⁇ (t) delivered by the detection circuit 7 are then transmitted to the optimization circuit 8.
  • the optimization circuit 8 performs a Fourier transform and a digital filtering of the measured samples ⁇ (t) and ⁇ (t) from the filtering characteristics F and delivers optimized Fourier transform samples ⁇ opt (f) and ⁇ opt (f).
  • the formation of the ⁇ opt (f) and ⁇ opt (f) signals is described in more detail with reference to FIGS. 4 and 6.
  • the optimization circuit 8 also has the function of creating N reference signals from N possible Doppler frequency values Vl, V2,..., VN and characteristic signal data of the transmitted signal.
  • the N reference signals undergo a Fourier transformation operation and a complex conjugation operation.
  • the optimization circuit 8 delivers the signals ⁇ opt (f), ⁇ opt (f) and Refcopt (f).
  • the signals ⁇ opt (f), ⁇ opt (f) and Refcopt (f) are tables of complex numbers of dimension D which are transmitted to the intercorrelation product calculation circuit 9.
  • the cross-correlation product calculation circuit 9 calculates a signal I ( ⁇ (t)) and a signal I ( ⁇ (t)).
  • the signal I ( ⁇ (t)) is equal to the product of intercorrelation between a sample ⁇ opt (t) and a reference signal Refopt (t), the sample ⁇ opt (t) and a reference signal Refopt (t) respectively corresponding, in the time domain, to the sample ⁇ opt (f) and to the conjugate of the optimal reference signal Refcopt (f) in the frequency domain.
  • the signal I ( ⁇ (t)) is equal to the product of intercorrelation between a sample ⁇ opt (t) and a reference signal Refopt (t), the sample ⁇ O pt (t) corresponding, in the time domain, to the sample ⁇ opt (f) in the frequency domain.
  • misalignment estimation circuit 10 which calculates the misalignment ⁇ on the basis of predetermined offset data
  • the operation of the misalignment estimation circuit 10 will be described in more detail below with reference to FIG. 8.
  • the calculated misalignment ⁇ is then transmitted to the differenceometry calculation circuit 11 which delivers the command C2 in the form of FIG. a deviation voltage K x ⁇ , where K is a deviometry voltage coefficient.
  • a first embodiment of the optimization circuit 8 is represented in FIG. 4. This first mode concerns the case where the received signal is modulated by data and for which S is equal to 2, which corresponds to a single data change. maximum binary value for the duration of a ⁇ T pattern.
  • the optimization circuit 8 comprises a separation circuit 12, two Fourier transform circuits 13, 18, a digital filter circuit 14, a N signal forming circuit 17, a complex conjugation circuit 19, a product circuit 20, an inverse Fourier transform circuit 21, a maximum search circuit 22 and three choice circuits 15, 16, 23.
  • the measured samples ⁇ (t) and ⁇ (t) delivered by the detector 7 are not clocked on the rhythm of the transmitted binary data.
  • the probability that a change in binary data takes place during the duration ⁇ T of a pattern is accordingly high.
  • the solution to this problem is to cut each sample taken in S sub-samples of duration equal to ⁇ T / S and to create S samples, or pseudo-samples, of duration ⁇ T from the S sub-samples of duration ⁇ T / S .
  • Figure 5 illustrates the cutting operations samples and creation of pseudo-samples relating to the sample ⁇ (t) in the case where, for example, S is equal to 2.
  • the measured sample ⁇ (t) is first divided into two sub-samples. Samples S1 (t) and S2 (t). Then, a duplication of the sub-sample Sl (t) leads to the formation of a first pseudo ⁇ sample ⁇ l (t) and a duplication of the subsample S2 (t) leads to the formation of a second pseudo-sample ⁇ 2 (t).
  • An identical processing is performed on the measured difference signal ⁇ (t).
  • the measured difference signal ⁇ (t) is then cut into two sub-samples which are each duplicated, as described above, to form two pseudo-samples ⁇ l (t) and ⁇ 2 (t).
  • the separation circuit 12 thus delivers four signals of duration ⁇ T, namely ⁇ l (t), ⁇ 2 (t), ⁇ l (t) and ⁇ 2 (t) (where S is equal to 2).
  • the change of binary data is then either in the first pseudo-samples ⁇ l (t) and ⁇ l (t), ie in the second pseudo-samples ⁇ 2 (t) and ⁇ 2 (t).
  • the digital filter 14 then delivers the filtered Fourier transformed signals ⁇ l (f), ⁇ 2 (f), ⁇ l (f) and ⁇ 2 (f).
  • the difference signals ⁇ l (f) and ⁇ 2 (f) are then transmitted to a first choice circuit 15 and the sum signals ⁇ l (f) and ⁇ 2 (f) to a second choice circuit 16.
  • the choice circuit 15a for the function of choosing, among the pseudo-samples ⁇ l (f) and ⁇ 2 (f), which does not include the change of binary data.
  • the signal thus chosen is denoted ⁇ opt (f).
  • the choice circuit 16 has the function of choosing, among the pseudo-samples ⁇ l (f) and ⁇ 2 (f), which does not include the change of binary data.
  • the chosen signal is then noted ⁇ opt (f).
  • the choice is made on the basis of a choice command Cc whose obtaining will be described.
  • the reference signal formation circuit 17 delivers N reference signals Ref (t), Ref2 (t),..., RefN (t) from the N Doppler frequency values Vl, V2, ..., VN, and characteristic SIGN data of the transmitted signal (center frequency fo, spreading code).
  • Refi (t) ⁇ chip (t (fo + Vi) / f 0 ) x sin (211 (f 0 + Vi) t)
  • the invention also relates to the more general case of M-PSK modulation where m reference channels are used among M signal channels.
  • the signal Refi (t) is thus a signal of central frequency fo + Vi, devoid of noise, coded by the spreading code and whose code is not modulated by data. From a mathematical point of view, the signal Refi (t) is an array of complex numbers of dimension D.
  • the complex conjugation circuit 19 which receives as input the N tables of complex numbers of dimension D provides, as output, N tables of complex conjugate numbers of dimension D, Refcl (f), Refc2 (f), ..., RefcN (f).
  • the product circuit 20 then carries out the product between the N signals Ref1c (f), Refc2 (f), ..., RefcN (f) and, respectively, the signal ⁇ l (f) and the signal ⁇ 2 (f) delivered by the digital filter circuit 14 (where S is equal to 2).
  • the circuit 20 then delivers 2N signals, namely:
  • N signals Refcl (f) x ⁇ l (f), Refc2 (f) x ⁇ l (f), ..., RefcN (f) x ⁇ l (f), and
  • These 2N signals are transmitted to the inverse Fourier transform circuit 21.
  • the inverse Fourier transform circuit 21 performs an inverse Fourier transform on the 2N signals it receives as input.
  • the 2N signals delivered at the output of the circuit 21 then correspond to the 2N signals of intercorrelation between the pseudo-signals ⁇ l (t) and ⁇ 2 (t) and the N reference signals Refl (t), Ref2 (t), ..., RefN (t).
  • the two sets of signals E1 and E2 are transmitted to the circuit 22 maximum search.
  • the search circuit 22 of maximum estimates, among all the signals it receives on its inputs, the one with the highest value in module.
  • the signal having the greatest value then belongs either to the first set El or to the second set E2.
  • the circuit 22 then delivers two pieces of information II and 12 which constitute, respectively, a command for the choice circuits 15 and 16 and a command for the circuit of choice 23.
  • the information II indicates the set which, among the sets El and E2, is the one that contains the signal with the greatest value.
  • the information 12 indicates the signal which, among all the signals, corresponds to the Doppler frequency closest to the Doppler frequency of the received signal and has the greatest value.
  • the choice circuit 15 selects the signal which, among the signals ⁇ l (f) and ⁇ 2 (f), corresponds to the set to which belongs the signal having the largest value. In the same way, under the action of the command II, a selection operation is performed using the circuit of choice 16 on the signals ⁇ l (f) and ⁇ 2 (f).
  • the selected signal delivered by the circuit 15 is the signal ⁇ opt (f) and the selected signal delivered by the circuit 16 is the signal ⁇ opt (f).
  • the signal delivered by the circuit 23 is the signal Refcopt (f).
  • FIG. 6 represents a second embodiment of processing block 8. This is the case where the transmitted code is not modulated by data. This case applies, for example, when one of the transmission channels is not modulated by binary data
  • the processing block 8 comprises all the circuits previously described with reference to FIG. 4 with the exception of the separation circuit 12 and the choice circuits 15 and 16 which are no longer necessary here.
  • the signal Refcopt (f) is obtained as described with reference to FIG. 4 while the signals ⁇ opt (f) and ⁇ opt (f) are here directly derived from a Fourier transformation (circuit 24) and a digital filtering. (circuit 25) applied to the measured signals ⁇ (t) and ⁇ (t) according to the filtering data F.
  • the signals ⁇ opt (f), ⁇ opt (f) and Refcopt (f) are transmitted to the intercorrelation product calculation circuit 9.
  • the circuit 9 is represented in FIG. 7. It comprises two product circuits 26 and 27 and two Inverse Fourier Transform blocks 28 and 29 connected in series with the respective circuits 26 and 27.
  • the circuit 26 makes the product of the signals ⁇ opt (f) and Refcopt (f) and the circuit 27 makes the product of the signals ⁇ opt (f) and Refcopt (f). Since the signals ⁇ opt (f), ⁇ opt (f) and Refcopt (f) are tables of complex numbers of dimension D, the output of each product circuit is also an array of complex numbers of dimension D.
  • the blocks 28 and 29 perform then, respectively, the computation of the product of intercorrelation I ( ⁇ (t)) and the computation of the product of intercorrelation I ( ⁇ (t)).
  • the output of the blocks 28 and 29 corresponds to the inverse Fourier Transform of their input.
  • the signal at the output of the Inverse Fourier Transform block 28 is then the cross-correlation product signal I ( ⁇ (t)) between the optimal reference signal Refopt (t) and the optimal signal ⁇ t opt (t) which correspond, respectively conjugate of Refcopt (f) and ⁇ opt (f).
  • the output signal of the inverse Fourier transform block 29 is the cross correlation product signal I ( ⁇ (t)) between the optimal reference signal Refopt (t) and the optimal signal ⁇ op t (t) which correspond respectively to the conjugate of Refcopt (f) and ⁇ opt (f).
  • the misalignment estimation circuit 10 is represented in FIG. 8. It comprises a peak extraction block 30, an absolute value estimation block 31, a sign estimation block 32 and an estimation block 33. of misalignment.
  • the peak estimation block 30 looks in the table of complex numbers I ( ⁇ (t)) of dimension D which it receives on its input which element of the array maximizes the modulus of the product of intercorrelation I ( ⁇ (t) ). The block 30 then delivers an information Ip which indicates the position of this element in the table.
  • the information Ip is an integer between 1 and D. If several peaks of the same level are found, only one of them is retained.
  • the absolute value calculation block 31 calculates a quantity R representative of the inverse of the misalignment amplitude, from the signals I ( ⁇ (t)) and I ( ⁇ (t)), of the position information.
  • Ip, the interval choice parameter Iz and the parameter Q corresponding to the number of maxima to be processed in the chosen interval.
  • the position information Ip indicates the position of an element of Table I ( ⁇ (t)) which maximizes the modulus of the intercorrelation product.
  • the element of Table I ( ⁇ (t)) identified by the position information Ip is noted I ⁇ p in the remainder of the description.
  • the interval choice parameter Iz allows to define a subset of elements located on either side of the element I ⁇ p and the parameter Q leads to choose Q elements I ⁇ l, I ⁇ 2, ..., I ⁇ Q among the elements of this subset maximizing the module of the elements of this subset.
  • the element I ⁇ p of Table I ( ⁇ (t)) corresponds an element I ⁇ p of Table I ( ⁇ (t)) whose position is also Ip.
  • the interval choice information Iz is then also used to define a second subset of elements. This second subset of elements is composed of elements of Table I ( ⁇ (t)) located on either side of the element I ⁇ p and the parameter Q leads to choose Q elements I ⁇ 1, I ⁇ 2, ... , I ⁇ Q among the elements of this second subset maximizing the module of the elements of this second subset.
  • the elements I ⁇ l, I ⁇ 2, ..., I ⁇ Q of the first subset are then ranked in descending order as well as the I ⁇ 1, I ⁇ 2, ..., I ⁇ Q elements of the second subset. Reports are then calculated between the elements of the same rank of the first subset and the second subset maximizing the module elements of this second subset.
  • the sign estimation block 32 evaluates the sign of the misalignment. For this purpose, it receives on its input the signals I ( ⁇ (t)) and I ( ⁇ (t)). The sign of the misalignment is then given by the sign of the average of the real part of the product between I ( ⁇ (t)) and I ( ⁇ (t)). The estimation block 32 then delivers a signed value (+1 or -1) which represents the sign of the misalignment. The misalignment estimation block 33 then evaluates the misalignment ⁇ from the ratio R delivered by the block 31 and from the signed value delivered by the block 32. For this purpose, the misalignment estimation block 33 compares the ratio R and the signed value with predetermined detachment data A characteristic of the receiving antenna.
  • the misalignment value ⁇ delivered by the estimation block 33 is then transmitted to the deviometry voltage calculation circuit 11 which calculates the command C2 in the form of a deviation voltage equal to K ⁇ ⁇ .

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Abstract

L'invention concerne un procédé d'estimation de dépointage (δθ) à partir d'un signal de voie somme (Σa) et d'un signal de voie différence (Δa), les signaux de voie somme et de voie différence étant des signaux à spectre étalé par un code d'étalement. Il y a formation d'un échantillon de signal de référence de durée ΔT égale à la durée d'un motif du code d'étalement, d'un ΔT échantillon de voie somme de durée et d'un ΔT échantillon de voie différence de durée et comparaison des produits d'intercorrélation au niveau des maxima en valeur absolue pour l'intercorrélation entre, d'une part, l'échantillon du signal de référence et l'échantillon du signal de voie somme et, d'autre part, l'échantillon du signal de référence et l'échantillon du signal de voie différence. L'invention s'applique à la localisation de satellites.

Description

PROCEDE D'ESTIMATION DE DEPOINTAGE A PARTIR DE SIGNAUX A SPECTRE ETALE ET DISPOSITIF ASSOCIE
Domaine technique et art antérieur La présente invention concerne un procédé d'estimation de dépointage à partir de signaux à spectre étalé et le dispositif associé.
L'invention concerne également un procédé de poursuite écartométrique qui utilise un procédé d'estimation de dépointage selon l'invention ainsi que le système de poursuite écartométrique associé.
L'invention s'applique, par exemple, à la localisation de satellites.
La technique de modulation par étalement de spectre par séquence directe est utilisée depuis de nombreuses années dans le domaine des radiocommunications et, en particulier, des radiocommunications par satellite. C'est le cas, par exemple, des systèmes de localisation GPS (GPS pour « Global Positioning System ») et EGNOS (EGNOS pour « European Geostationary Navigation Overlay Service ») et du futur système GALILEO.
Le principe de l'étalement de spectre par séquence directe consiste à moduler des données binaires à transmettre par un code binaire pseudo aléatoire. Du fait de l'utilisation d'un rythme de code d'étalement élevé, le spectre du signal émis occupe une bande de fréquences très large (beaucoup plus large que la bande qu'occuperait le même signal modulé en amplitude, en fréquence ou en phase) . Le niveau maximal de la puissance émise se trouve alors réduit dans un rapport Rc égal au rythme du code d'étalement. Le signal est alors plus ou moins noyé dans le bruit.
La modulation par étalement de spectre par séquence directe met en œuvre une double modulation d'un signal porteur :
- une modulation par des données binaires à transmettre (0 ou 1), et
- une modulation, par un code binaire sur B bits, de chaque donnée binaire à transmettre, B étant un entier supérieur ou égal à 1.
Le signal modulé est alors émis sous la forme d'une succession de séquences de durée ΔT, communément appelées « motifs », une donnée binaire codée sur B bits étant réparti sur un ou plusieurs motifs. Chaque bit qui compose un motif est appelée « bribe » ou plus communément, en langue anglaise, « chip ». A titre d'exemple non limitatif, dans le cas du système GPS, la durée ΔT d'un motif est égale à lms et la durée d'une bribe est égale à 0,977μs. Un signal S (t) à spectre étalé s'écrit en conséquence :
S(t) = εdata(t) x εchip(t) x sin (2π.fo.t) , où
- f0 représente la fréquence de la porteuse,
- εdata(t) représente les données binaires à transmettre (égales à +1 ou -1) ,
- εchiP(t) représente le code d'étalement (égal à +1 ou
-D • Plusieurs canaux peuvent être transmis simultanément. La transmission peut être une transmission à modulation par déplacement de phase à 4 états (plus communément appelée transmission QPSK) ou, plus généralement, une transmission à modulation par déplacement de phase à M états (plus communément appelée transmission M-PSK) . On suppose alors que les différents codes ont une même durée.
En transmission M-PSK, il vient :
M ,
S(t) = ∑ Arεdatai (t) .εchiPi (t) . sinf 2π.fo .t + i. ^
où i représente l'indice du canal de rang i (i=l, ..., M) , la quantité Ai étant un coefficient de pondération relatif au canal de rang i.
Les signaux à spectre étalé par code d'étalement sont utilisés dans différents domaines, parmi lesquels ceux où est mise en œuvre la poursuite écartométrique de cible.
La poursuite écartométrique d'une cible exige une antenne de réception à plusieurs voies : une voie principale dite « voie somme », et deux voies d' écartométrie dites voies différence (respectivement? par exemple? « voie différence en site » et « voie différence en gisement ») .
Le signal reçu par la voie somme (signal de voie somme) correspond au signal incident capté au niveau du foyer de l'antenne réceptrice. C'est le signal généralement utilisé dans le cadre de la mission de la station considérée (Télémesure, flot de données de charge utile, etc.) .
L'extraction des voies différence peut se faire de plusieurs manières. On peut tout d'abord utiliser un extracteur de modes. En effet, en cas de dépointage de l'antenne, différents modes de propagation peuvent être excités au niveau de la source, du fait du dépointage. On peut alors récupérer une partie du signal au niveau de certaines zones de la source. Néanmoins, le rendement de cette méthode est relativement faible et présente une dynamique en fréquence relativement faible.
On peut également disposer de cornets d' écartométrie spécifiques, situés de part et d'autre de la source principale.
On peut aussi avoir une antenne équipée de 4 sources indépendantes. Après appairage préalable en phase et en amplitude, le signal de la voie somme est obtenu par la somme des signaux reçus sur les quatre voies et le signal des voies différence par sommes et différences des signaux des quatre voies.
La figure 1 représente le schéma de principe d'un système de poursuite à étalement de spectre selon l'art antérieur. Le système comprend une antenne 1, un dispositif d'amplification et de conversion de signal 2, un récepteur de poursuite 3, une unité de traitement de signal de voie descendante 4 et un dispositif d'orientation de l'antenne 5.
Le signal reçu par l'antenne 1 est amplifié et transposé en fréquence par le dispositif d' amplification et de transposition 2. Le signal amplifié et transposé en fréquence est transmis à l'unité de traitement de voie descendante 4 qui procède au désétalement du signal par recherche de la fréquence Doppler et de l'instant de début de codage. Les données Dp relatives au décalage de fréquence Doppler et les données Dk relatives au début du codage sont transmises au récepteur de poursuite 3 qui les utilise pour désétaler les signaux analogiques ∑a et Δa délivrés par le dispositif d' amplification et de conversion 2. Les signaux ∑a et Δa représentent, respectivement, le signal de voie somme et un signal de voie différence. Le récepteur de poursuite 3 délivre alors un signal de commande d' orientation Cl qui est transmis au dispositif d'orientation 5, lequel oriente l'antenne en conséquence.
Le fonctionnement du récepteur de poursuite 3 et de l'unité de traitement de signal de voie descendante 4 repose donc sur la nécessité préalable d'un désétalement du spectre du signal reçu pour calculer le dépointage. Le désétalement nécessite la recherche, par le biais de boucles d'asservissement, de la fréquence centrale du signal reçu. Le désétalement nécessite également la recherche du cadencement du code du spectre étalé par le biais de boucles d'asservissement asservies sur le cadencement du motif du code du spectre étalé. L'utilisation de boucles d'asservissement est délicate à mettre en œuvre. Par ailleurs, les durées d'accrochage peuvent être relativement longues et atteindre, par exemple, quelques secondes.
L'invention ne présente pas ces inconvénients.
Exposé de l'invention
En effet, l'invention concerne un procédé d'estimation de dépointage à partir d'un signal de voie somme et d'un signal de voie différence, les signaux de voie somme et de voie différence étant des signaux à spectre étalé par un code d'étalement, caractérisé en ce qu'il comprend :
- pour le signal de voie somme et le signal de voie différence, la formation d'au moins un échantillon de durée ΔT, un échantillon de durée ΔT étant constitué d'un ensemble d'échantillons obtenus, respectivement, par échantillonnage, pendant la durée ΔT, du signal de voie (∑a, Δa) qui lui correspond, l'échantillon du signal de voie somme et l'échantillon du signal de voie différence étant sensiblement synchrones,
- la formation de N signaux de référence ayant des fréquences centrales différentes les unes des autres et proches de la fréquence centrale des signaux de voie somme et de voie différence,
- un premier produit d' intercorrélation entre au moins un échantillon du signal de voie somme et les N signaux de référence, pour obtenir au moins N premiers signaux d' intercorrélation, - une recherche de maximum pour identifier un premier signal d' intercorrélation qui, parmi les au moins N premiers signaux d' intercorrélation, a une amplitude maximale,
- une sélection du signal de référence qui, parmi les N signaux de référence, a contribué à délivrer le premier signal d' intercorrélation d' amplitude maximale,
- un deuxième produit d' intercorrélation pour obtenir un deuxième signal d' intercorrélation entre le signal de référence sélectionné et l'échantillon du signal de voie somme qui a contribué à l'obtention du premier signal d' intercorrélation d' amplitude maximale,
- un troisième produit d' intercorrélation pour obtenir un troisième signal d' intercorrélation entre le signal de référence sélectionné et l'échantillon du signal de voie différence associé à l'échantillon du signal de voie somme qui a contribué à l'obtention du signal d'amplitude maximale, et
- une estimation du dépointage à partir des deuxième et troisième signaux d' intercorrélation.
Selon une caractéristique supplémentaire de l'invention, lorsque les signaux de voie somme et de voie différence sont modulés par des données : a) la formation d'au moins un échantillon du signal de voie somme et la formation d'au moins un échantillon du signal de voie différence s'effectuent comme suit :
- découpe d'un échantillon mesuré de signal de voie somme de durée ΔT en S sous-échantillons de signal de voie somme de durée ΔT/S et d'un échantillon mesuré de signal de voie différence de durée ΔT en S sous-échantillons de signal de voie différence de durée ΔT/S, S étant un entier supérieur ou égal à 2 choisi de telle sorte qu'il y ait au plus S-I changements de données binaires pendant la durée ΔT d'un échantillon,
- création de S échantillons du signal de voie somme, chaque échantillon du signal de voie somme étant créé en accolant S fois un même sous-échantillon de signal de voie somme de durée ΔT/S, - création de S échantillons du signal de voie différence, chaque échantillon du signal de voie différence étant créé en accolant S fois un même sous-échantillon de signal de voie différence de durée ΔT/S, b) chacun des S échantillons du signal de voie somme est soumis à un produit d' intercorrélation avec les N signaux de référence pour constituer S ensembles de N premiers signaux d' intercorrélation, c) la recherche de maximum s'accompagne de l'obtention d'une première information d'identification pour identifier l'ensemble qui, parmi lesdits S ensembles, est celui qui comprend l'échantillon du signal de voie somme qui a contribué à l'obtention du premier signal d' intercorrélation d'amplitude maximale, l'échantillon du signal de voie somme qui intervient dans le deuxième produit d' intercorrélation et l'échantillon du signal de voie différence associé qui intervient dans le troisième produit d' intercorrélation étant alors sélectionnés, respectivement, parmi les S échantillons du signal de voie somme et parmi les S échantillons du signal de voie différence, à l'aide de la première information d'identification, et d) la recherche de maximum s ' accompagne également de l'obtention d'une deuxième information d'identification pour identifier le signal de référence qui, parmi lesdits N signaux de référence, est celui qui a contribué à l'obtention du premier signal d' intercorrélation d'amplitude maximale, le signal de référence qui intervient dans les deuxième et troisième produits d' intercorrélation étant alors sélectionné parmi les N signaux de référence à l'aide de la deuxième information d'identification.
Selon encore une caractéristique supplémentaire de l'invention, les deuxième et troisième signaux d' intercorrélation étant constitués, respectivement, d'un premier tableau de données et d'un deuxième tableau de données, le procédé comprend les étapes suivantes :
- recherche (30) d'une donnée maximum parmi les données du premier tableau de données,
- identification de la position de ladite donnée maximum dans le premier tableau de données,
- choix, dans le premier tableau de données, d'un premier intervalle de données situées de part et d'autre de la donnée maximum,
- choix de Q premières données I∑l, IΣ2, ..., IΣQ, parmi l'ensemble des données du premier intervalle de données, ces Q premières données maximisant le module des valeurs du premier tableau de données sur le premier intervalle, et classement par ordre décroissant des Q premières données,
- identification de l'élément du deuxième tableau de données qui correspond à la donnée maximum du premier tableau de données, - choix, dans le deuxième tableau de données, d'un deuxième intervalle de données situées de part et d'autre de l'élément du deuxième tableau de données qui correspond à la donnée maximum du premier tableau de données, - choix de Q deuxièmes données IΔ1, IΔ2, ..., IΔQ parmi l'ensemble des données du deuxième intervalle de données, ces Q deuxièmes données maximisant le module des valeurs du deuxième tableau de données sur le deuxième intervalle, et classement par ordre décroissant des Q deuxièmes données, - calcul de Q rapports Ri tels que :
Ri = I∑i / IΔi, où
I∑i est la donnée de rang i des Q premières données classées par ordre décroissant et IΔi est la donnée de rang i des Q deuxièmes données classées par ordre décroissant,
- calcul de la grandeur R telle que :
Figure imgf000012_0001
- calcul d'une valeur signée égale au signe de la moyenne de la partie réelle du produit entre le deuxième signal d' intercorrélation et le troisième signal d' intercorrélation,
- estimation du dépointage par comparaison de la grandeur R et de la valeur signée avec des données respectives de dépointage caractéristiques de l'antenne.
Selon encore une caractéristique supplémentaire de l'invention, la fréquence centrale du signal de référence Refi(t) de rang i (i=l, 2, ..., N) est égale à fo+Vi, où fo est la fréquence centrale d'un signal à spectre étalé qui est émis ou réfléchi par une cible et Vi est un écart de fréquence susceptible de représenter un écart de fréquence Doppler du signal qu'émet ou réfléchit la cible.
L'invention concerne également un procédé de poursuite écartométrique par signal à spectre étalé, caractérisé en ce qu'il met en œuvre un procédé d'estimation de dépointage selon l'invention.
L'invention concerne également un dispositif d'estimation de dépointage à partir d'un signal de voie somme et d'un signal de voie différence, les signaux de voie somme et de voie différence étant des signaux à spectre étalé par un code d'étalement, caractérisé en ce qu'il comprend :
- des moyens de détection pour former, pour le signal de voie somme et le signal de voie différence, au moins un échantillon de durée ΔT, un échantillon de durée ΔT étant constitué d'un ensemble d'échantillons obtenus, respectivement, par échantillonnage, pendant la durée ΔT, du signal de voie qui lui correspond, l'échantillon du signal de voie somme et l'échantillon du signal de voie différence étant sensiblement synchrones,
- des moyens pour créer N signaux de référence ayant des fréquences centrales différentes les unes des autres et proches de la fréquence centrale des signaux de voie somme et de voie différence,
- des premiers moyens d' intercorrélation entre au moins un échantillon du signal de voie somme et les N signaux de référence, pour obtenir au moins N premiers signaux d' intercorrélation,
- des moyens de recherche de maximum pour identifier le premier signal d' intercorrélation qui, parmi les au moins N premiers signaux d' intercorrélation, a une amplitude maximale, - des premiers moyens de sélection pour sélectionner le signal de référence qui, parmi les N signaux de référence, a contribué à délivrer le premier signal d' intercorrélation d'amplitude maximale,
- des deuxièmes moyens d' intercorrélation pour obtenir un deuxième signal d' intercorrélation entre le signal de référence sélectionné et l'échantillon du signal de voie somme qui a contribué à l'obtention du premier signal d' intercorrélation d' amplitude maximale,
- des troisièmes moyens d' intercorrélation pour obtenir un troisième signal d' intercorrélation entre le signal de référence sélectionné et l'échantillon du signal de voie différence associé à l'échantillon du signal de voie somme qui a contribué à l'obtention du signal d'amplitude maximale, et - des moyens d'estimation du dépointage à partir des deuxième et troisième signaux d' intercorrélation.
Selon une caractéristique supplémentaire de l'invention, le dispositif d'estimation de dépointage selon l'invention est caractérisé en ce que la fréquence centrale du signal de référence Refi(t) de rang i (i=l, 2, ..., N) est égale à fo+Vi, où fo est la fréquence centrale d'un signal à spectre étalé qui est émis ou réfléchi par une cible et Vi est un écart de fréquence susceptible de représenter un écart de fréquence Doppler du signal qu'émet ou réfléchit la cible.
L'invention concerne également un système de poursuite écartométrique, caractérisé en ce qu'il comprend un dispositif d'estimation de dépointage selon l'invention. Brève description des figures
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture d'un mode de réalisation préférentiel de l'invention fait en référence aux figures jointes parmi lesquelles :
- la figure 1, déjà décrite, représente un schéma de principe de système de poursuite à étalement de spectre selon l'art connu ;
- la figure 2 représente un schéma de principe de système de poursuite à étalement de spectre selon
1' invention ;
- la figure 3 représente un schéma de principe de récepteur du système de poursuite représenté en figure 2 ; - la figure 4 représente un premier mode de réalisation d'un premier bloc de traitement du récepteur de l'invention représenté en figure 3 ;
- la figure 5 représente des diagrammes temporels relatifs à un traitement des signaux dans le premier bloc de traitement représenté en figure 4 ;
- la figure 6 représente un deuxième mode de réalisation du premier bloc de traitement du récepteur de l'invention représenté en figure 3 ;
- la figure 7 représente un deuxième bloc de traitement du récepteur de l'invention représenté en figure 3 ;
- la figure 8 représente un troisième bloc de traitement du récepteur de l'invention représenté en figure 3. Sur toutes les figures, les mêmes références désignent les mêmes éléments. Description détaillée de modes de mise en œuvre de 1' invention
Pour des raisons de commodité, il est fait référence à un seul signal différence Δ dans la suite de la description. L'invention concerne bien sûr un procédé de poursuite dans lequel existent plusieurs signaux différence tels que, par exemple, un signal différence en site et un signal différence en gisement. Chaque signal différence particulier sera alors traité de la manière qui est décrite pour le signal différence générique Δ. D'autre part, lorsqu'il est fait référence, dans la suite de la description, aux transformées de Fourier et aux transformées de Fourier inverses, il est supposé qu'il s'agit, respectivement, des Transformées de Fourier Rapide (transformées FFT pour « Fast Fourier Transform ») et des Transformées de Fourier Rapide Inverse (transformées IFFT pour « Inverse Fast Fourier Transform ») . La figure 2 représente un schéma de principe de système de poursuite à étalement de spectre selon 1' invention.
Le système de poursuite à étalement de spectre selon l'invention comprend une antenne réceptrice 1, un dispositif d'amplification 2, un dispositif d'orientation 5 et un récepteur de poursuite 6. De même que précédemment, outre la fonction d'amplification, le dispositif 2 peut également comprendre des moyens de conversion de fréquence. Le dispositif d'amplification 2 délivre un signal somme ∑a et un signal différence Δa. Les signaux ∑a et Δa sont des signaux analogiques. Ils sont transmis au récepteur de poursuite selon l'invention 6 qui calcule et délivre un signal de commande d' orientation C2. Le signal de commande d' orientation C2 est transmis au dispositif d'orientation 5. Avantageusement, le dispositif de poursuite selon l'invention ne comprend pas de boucle d'accrochage.
La figure 3 représente un schéma de principe du récepteur 6. Le récepteur 6 comprend un circuit de détection
7, un circuit d'optimisation 8, un circuit de calcul de produit d' intercorrélation 9, un circuit d'estimation de dépointage 10 et un circuit de calcul de tension d' écartométrie 11. Le circuit de détection 7 reçoit, sur une première entrée, le signal somme ∑a et, sur une deuxième entrée, le signal différence Δa et délivre, respectivement, un échantillon mesuré Σ (t) du signal de voie somme et un échantillon mesuré Δ(t) du signal de voie différence. Les échantillons mesurés Σ (t) et Δ(t) sont obtenus par échantillonnage des signaux respectifs ∑a et Δa à une fréquence d'échantillonnage feChr pendant une durée ΔT égale à la durée d'un motif du code d' étalement . Chaque échantillon mesuré ∑ (t) et Δ(t) est alors constitué d'un ensemble de valeurs d'échantillonnage qui constituent un tableau de nombres complexes de dimension D telle que :
Figure imgf000017_0001
Les échantillons mesurés Σ (t) et Δ(t) délivrés par le circuit de détection 7 sont ensuite transmis au circuit d' optimisation 8. Le circuit d' optimisation 8 opère une transformée de Fourier et un filtrage numérique des échantillons mesurés Σ (t) et Δ(t) à partir des caractéristiques de filtrage F et délivre des échantillons transformés de Fourier optimisés ∑opt (f) et Δopt (f) . La formation des signaux ∑opt (f) et Δopt (f) est décrite plus en détail en référence aux figures 4 et 6.
Le circuit d' optimisation 8 a également pour fonction de créer N signaux de référence à partir de N valeurs possibles de fréquence Doppler Vl, V2, ..., VN et de données SIGN caractéristiques du signal émis. De façon préférentielle les N signaux de référence subissent une opération de transformation de Fourier et une opération de conjugaison complexe. Le circuit d' optimisation 8 comprend également des moyens de sélection d'un signal de référence optimal Refcopt (f) qui, parmi les N signaux de référence, est celui dont la valeur possible de fréquence Doppler Vi (i=l, 2, ..., N) est la plus proche de l'écart de fréquence Doppler du signal reçu. Le circuit d'optimisation 8 délivre les signaux ∑opt (f) , Δopt (f) et Refcopt (f) . Les signaux ∑opt (f) , Δopt (f) et Refcopt (f) sont des tableaux de nombres complexes de dimension D qui sont transmis au circuit de calcul de produit d' intercorrélation 9.
Le circuit de calcul de produit d' intercorrélation 9 est décrit plus en détail en référence à la figure 7. Il calcule un signal I (Σ (t) ) et un signal I(Δ(t)) . Le signal I (Σ (t) ) est égal au produit d' intercorrélation entre un échantillon ∑opt(t) et un signal de référence Refopt (t) , l'échantillon ∑opt(t) et un signal de référence Refopt (t) correspondant respectivement, dans le domaine temporel, à l'échantillon ∑opt(f) et au conjugué du signal de référence optimal Refcopt (f) dans le domaine fréquentiel. Le signal I(Δ(t)) est quant à lui égal au produit d' intercorrélation entre un échantillon Δopt(t) et un signal de référence Refopt (t) , l'échantillon ΔOpt(t) correspondant, dans le domaine temporel, à l'échantillon Δopt(f) dans le domaine fréquentiel. Les produits d' intercorrélation I (Σ (t) ) et
I(Δ(t)) sont transmis au circuit d'estimation de dépointage 10 qui calcule le dépointage δθ sur la base de données de dépointage prédéterminées A caractéristiques de l'antenne, d'un paramètre Iz de choix d'intervalle et d'un paramètre Q correspondant au nombre Q de maxima devant être traités dans l'intervalle choisi. Le fonctionnement du circuit d'estimation de dépointage 10 sera décrit plus en détail ci-dessous en référence à la figure 8. Le dépointage calculé δθ est ensuite transmis au circuit 11 de calcul d' écartométrie qui délivre la commande C2 sous la forme d'une tension d' écartométrie K x δθ, K étant un coefficient de tension d' écartométrie. Un premier mode de réalisation du circuit d' optimisation 8 est représenté en figure 4. Ce premier mode concerne le cas où le signal reçu est modulé par des données et pour lequel S est égal à 2, ce qui correspond à un seul changement de donnée binaire au maximum pendant la durée d'un motif ΔT.
Le circuit d' optimisation 8 selon le premier mode de réalisation comprend un circuit de séparation 12, deux circuits de transformation de Fourier 13, 18, un circuit de filtrage numérique 14, un circuit 17 de formation de N signaux de référence, un circuit de conjugaison complexe 19, un circuit produit 20, un circuit de transformation de Fourier inverse 21, un circuit 22 de recherche de maximum et trois circuits de choix 15, 16, 23.
Les échantillons mesurés Σ (t) et Δ(t) délivrés par le détecteur 7 ne sont pas cadencés sur le rythme des données binaires transmises. La probabilité pour qu'un changement de donnée binaire ait lieu pendant la durée ΔT d'un motif est en conséquence élevée.
Supposons tout d'abord qu'un changement de donnée binaire survienne entre deux données de valeurs différentes (0/1 ou 1/0) . La partie du code située avant le changement de donnée binaire est alors parfaitement corrélée, sur sa durée, avec le code. La partie du code située après le changement de donnée binaire est également parfaitement corrélée, sur sa durée, avec le code. Néanmoins, l'ensemble de l'échantillon n'est pas parfaitement corrélé, le pire cas se produisant lorsque le changement de donnée binaire intervient au milieu de l'échantillon de durée ΔT.
La solution pour résoudre ce problème consiste à découper chaque échantillon prélevé en S sous- échantillons de durée égale à ΔT/S et à créer S échantillons, ou pseudo-échantillons, de durée ΔT à partir des S sous-échantillons de durée ΔT/S.
La figure 5 illustre les opérations de découpe d'échantillons et de création de pseudo-échantillons relatifs à l'échantillon Σ (t) dans le cas où, par exemple, S est égal à 2. L'échantillon mesuré Σ (t) est tout d'abord découpé en deux sous-échantillons Sl (t) et S2 (t) . Ensuite, une duplication du sous-échantillon Sl (t) conduit à la formation d'un premier pseudo¬ échantillon ∑l (t) et une duplication du sous- échantillon S2(t) conduit à la formation d'un deuxième pseudo-échantillon Σ2 (t) . Un traitement identique est effectué sur le signal différence mesuré Δ(t) . Le signal différence mesuré Δ(t) est alors découpé en deux sous-échantillons qui sont chacun dupliqués, comme décrit ci-dessus, pour former deux pseudo-échantillons Δl (t) et Δ2 (t) . Le circuit de séparation 12 délivre ainsi quatre signaux de durée ΔT, à savoir ∑l (t) , Σ2 (t) , Δl(t) et Δ2(t) (cas où S est égal à 2) .
En ayant choisi S de telle manière qu'il y ait au maximum S-I changements de données binaires possibles au sein de l'intervalle de temps ΔT, le changement de donnée binaire se situe alors soit dans les premiers pseudo-échantillons ∑l (t) et Δl (t) , soit dans les seconds pseudo-échantillons Σ2 (t) et Δ2 (t) .
Les signaux Δl (t) , Δ2 (t) , ∑l (t) et Σ2 (t) sont alors transmis au circuit de transformation de Fourier
13 qui opère une transformation de Fourier. Un filtrage numérique est ensuite effectué par le filtre numérique
14 en fonction de caractéristiques de filtrage F. Le filtre numérique 14 délivre alors les signaux transformés de Fourier filtrés Δl (f) , Δ2 (f) , ∑l (f) et Σ2 (f) . Les signaux différence Δl (f) et Δ2 (f) sont alors transmis à un premier circuit de choix 15 et les signaux somme ∑l (f) et Σ2 (f) à un deuxième circuit de choix 16. Le circuit de choix 15 a pour fonction de choisir, parmi les pseudo-échantillons Δl (f) et Δ2 (f) , lequel ne comprend pas le changement de donnée binaire. Le signal ainsi choisi est noté Δopt (f) . De même, le circuit de choix 16 a pour fonction de choisir, parmi les pseudo-échantillons ∑l (f) et Σ2 (f) , lequel ne comprend pas le changement de données binaires. Le signal choisi est alors noté ∑opt (f) . Le choix est effectué sur la base d'une commande de choix Cc dont l'obtention va être décrite.
Le circuit 17 de formation de signaux de référence délivre N signaux de référence Refl (t) , Ref2 (t) , ..., RefN(t) à partir des N valeurs de fréquence Doppler Vl, V2, ..., VN, et des données SIGN caractéristiques du signal émis (fréquence centrale fo, code d'étalement) . Le signal de référence Refi(t) (i=l, 2, ..., N) associé à la valeur de fréquence Doppler Vi s'écrit alors :
Refi(t) = εchip(t (fo+Vi) /f0) x sin (211 (fo+Vi) t)
L'équation ci-dessus correspond au cas où une seule voie de référence est utilisée. Cependant, comme cela a déjà été mentionné précédemment, l'invention concerne également le cas plus général de la modulation M-PSK où m voies de référence sont utilisées parmi M voies de signal.
Le signal Refi(t) est ainsi un signal de fréquence centrale fo+Vi, dépourvu de bruit, codé par le code d'étalement et dont le code n'est pas modulé par des données. D'un point de vue mathématique, le signal Refi(t) est un tableau de nombres complexes de dimension D.
Les N signaux Refi(t) (i=l, 2, ..., N) délivrés par le circuit 17 sont transmis au circuit de transformation de Fourier 18 qui délivre N signaux transformés de Fourier Refl (f) , Ref2 (f) , ..., RefN(f), lesquels sont transmis au circuit de conjugaison complexe 19. Le circuit de conjugaison complexe 19 qui reçoit en entrée les N tableaux de nombres complexes de dimension D fournit, en sortie, N tableaux de nombres complexes conjugués de dimension D, Refcl (f) , Refc2 (f) , ..., RefcN(f) . Le circuit produit 20 effectue alors le produit entre les N signaux Refcl (f) , Refc2 (f) , ..., RefcN(f) et, respectivement, le signal ∑l(f) et le signal Σ2 (f) délivrés par le circuit de filtrage numérique 14 (cas où S est égal à 2) . Le circuit 20 délivre alors 2N signaux, à savoir :
- d'une part, N signaux Refcl (f) x∑l (f) , Refc2 (f) x∑l (f) , ..., RefcN(f)x∑l (f) , et
- d'autre part, N signaux Refcl (f) x∑2 (f) , Refc2 (f)x∑2 (f) , ..., RefcN(f)xΣ2 (f) . Ces 2N signaux sont transmis au circuit de transformée de Fourier inverse 21. Le circuit de transformée de Fourier inverse 21 effectue une transformation de Fourier inverse sur les 2N signaux qu'il reçoit en entrée. Les 2N signaux délivrés en sortie du circuit 21 correspondent alors aux 2N signaux d' intercorrélation entre les pseudo-signaux ∑l(t) et Σ2 (t) et les N signaux de référence Refl (t) , Ref2 (t) , ..., RefN(t) . Les 2N signaux délivrés par le circuit 21 sont donc constitués d'un premier ensemble El qui comprend les N signaux d' intercorrélation entre ∑l(t) et Refi(t) (i=l,2, ..., N) et d'un second ensemble E2 qui comprend les N signaux d' intercorrélation entre Σ2 (t) et Refi (t) (i=l,2, ..., N) .
Les deux ensembles de signaux El et E2 sont transmis au circuit 22 de recherche de maximum. Le circuit 22 de recherche de maximum estime, parmi tous les signaux qu'il reçoit sur ses entrées, celui qui a la plus grande valeur en module. Le signal qui a la plus grande valeur appartient alors soit au premier ensemble El, soit au second ensemble E2. Le circuit 22 délivre alors deux informations II et 12 qui constituent, respectivement, une commande pour les circuits de choix 15 et 16 et une commande pour le circuit de choix 23. L'information II indique l'ensemble qui, parmi les ensembles El et E2, est celui qui contient le signal ayant la plus grande valeur. L'information 12 indique le signal qui, parmi tous les signaux, correspond à la fréquence Doppler la plus proche de la fréquence Doppler du signal reçu et présente la plus grande valeur. Sous l'action du signal de commande II, le circuit de choix 15 sélectionne alors le signal qui, parmi les signaux Δl (f) et Δ2 (f) , correspond à l'ensemble auquel appartient le signal qui présente la plus grande valeur. De la même manière, sous l'action de la commande II, une opération de sélection est effectuée à l'aide du circuit de choix 16 sur les signaux ∑l (f) et Σ2 (f) . Le signal sélectionné délivré par le circuit 15 est le signal Δopt (f) et le signal sélectionné délivré par le circuit 16 est le signal ∑opt (f) . Par ailleurs, sous l'action du signal de commande 12, le circuit de choix 23 sélectionne le signal qui, parmi les signaux Refci(f) (i=l, 2, ..., N), présente la fréquence Doppler la plus proche de la fréquence Doppler du signal reçu et, en conséquence, a permis d'obtenir la plus grande valeur en entrée du circuit 22. Le signal délivré par le circuit 23 est le signal Refcopt (f) .
La figure 6 représente un deuxième mode de réalisation du bloc de traitement 8. C'est le cas où le code transmis n'est pas modulé par des données. Ce cas s'applique, par exemple, lorsque l'un des canaux de transmission n'est pas modulé par des données binaires
(cas, par exemple, du système Galiléo sur certains canaux) . Dans ce cas, S est égal à 1 puisqu'on a au plus zéro changement de donnée binaire possible au sein de l'intervalle de temps ΔT (S-I=O) . Le bloc de traitement 8 comprend tous les circuits précédemment décrits en référence à la figure 4 à l'exception du circuit de séparation 12 et des circuits de choix 15 et 16 qui ne sont ici plus nécessaires.
Le signal Refcopt (f) est obtenu comme décrit en référence à la figure 4 alors que les signaux ∑opt (f) et Δopt (f) sont ici directement issus d'une transformation de Fourier (circuit 24) et d'un filtrage numérique (circuit 25) appliqués aux signaux mesurés Σ (t) et Δ(t) selon les données de filtrage F. Quel que soit le mode de réalisation du bloc de traitement 8, les signaux ∑opt (f) , Δopt (f) et Refcopt (f) sont transmis au circuit de calcul de produit d' intercorrélation 9. Le circuit 9 est représenté en figure 7. Il comprend deux circuits produit 26 et 27 et deux blocs de Transformée de Fourier Inverse 28 et 29 montés en série avec les circuits respectifs 26 et 27. Le circuit 26 fait le produit des signaux Δopt (f) et Refcopt (f) et le circuit 27 fait le produit des signaux ∑opt (f) et Refcopt (f) . Les signaux ∑opt (f) , Δopt (f) et Refcopt (f) étant des tableaux de nombres complexes de dimension D, la sortie de chaque circuit produit est également un tableau de nombres complexes de dimension D. Les blocs 28 et 29 effectuent alors, respectivement, le calcul du produit d' intercorrélation I(Δ(t)) et le calcul du produit d' intercorrélation I (Σ (t) ) . La sortie des blocs 28 et 29 correspond à la Transformée de Fourier Inverse de leur entrée. Le signal en sortie du bloc 28 de Transformation de Fourier Inverse est alors le signal produit d' intercorrélation I(Δ(t)) entre le signal de référence optimal Refopt (t) et le signal optimal Δopt(t) qui correspondraient, respectivement au conjugué de Refcopt (f) et à Δopt(f) . De même, le signal en sortie du bloc de transformation de Fourier inverse 29 est le signal produit d' intercorrélation I (Σ (t) ) entre le signal de référence optimal Refopt (t) et le signal optimal ∑opt(t) qui correspondraient respectivement au conjugué de Refcopt (f) et ∑opt(f) . Les signaux d' intercorrélation I (Σ (t) ) et
I(Δ(t)) délivrés par le circuit de calcul de produit d' intercorrélation 9 sont transmis au circuit 10 d'estimation de dépointage. Le circuit 10 d'estimation de dépointage est représenté en figure 8. Il comprend un bloc 30 d'extraction de pic, un bloc 31 d'estimation de valeur absolue, un bloc 32 d'estimation de signe et un bloc 33 d'estimation de dépointage.
Le bloc 30 d'estimation de pic recherche dans le tableau de nombres complexes I (Σ (t) ) de dimension D qu'il reçoit sur son entrée quel élément du tableau maximise le module du produit d' intercorrélation I(∑(t)) . Le bloc 30 délivre alors une information Ip qui indique la position de cet élément dans le tableau. L'information Ip est un nombre entier compris entre 1 et D. Si plusieurs pics de même niveau sont trouvés, seul l'un d'entre eux est retenu.
Le bloc 31 de calcul de valeur absolue calcule une quantité R représentative de l'inverse de l'amplitude du dépointage, à partir des signaux I (Σ (t) ) et I(Δ(t)), de l'information de position Ip, du paramètre Iz de choix d'intervalle et du paramètre Q correspondant au nombre de maxima devant être traités dans l'intervalle choisi.
Comme cela a été mentionné ci-dessus, l'information de position Ip indique la position d'un élément du tableau I (Σ (t) ) qui maximise le module du produit d' intercorrélation. L'élément du tableau I (Σ (t) ) repéré par l'information de position Ip est noté I∑p dans la suite de la description.
Une fois l'élément I∑p repéré, le paramètre Iz de choix d'intervalle permet de définir un sous- ensemble d'éléments situés de part et d'autre de l'élément I∑p et le paramètre Q conduit à choisir Q éléments I∑l, IΣ2, ..., IΣQ parmi les éléments de ce sous-ensemble maximisant le module des éléments de ce sous-ensemble. A l'élément I∑p du tableau I (Σ (t) ) correspond un élément IΔp du tableau I(Δ(t)) dont la position est également Ip. L'information Iz de choix d'intervalle est alors également utilisée pour définir un deuxième sous-ensemble d'éléments. Ce deuxième sous-ensemble d'éléments est composé d'éléments du tableau I(Δ(t)) situés de part et d'autre de l'élément IΔp et le paramètre Q conduit à choisir Q éléments IΔ1, IΔ2, ..., IΔQ parmi les éléments de ce deuxième sous-ensemble maximisant le module des éléments de ce deuxième sous- ensemble.
Les éléments I∑l, IΣ2, ..., IΣQ du premier sous- ensemble sont alors classés par ordre décroissant de même que les éléments IΔ1, IΔ2, ..., IΔQ du deuxième sous-ensemble. Des rapports sont alors calculés entre les éléments de même rang du premier sous-ensemble et du deuxième sous-ensemble maximisant le module des éléments de ce deuxième sous-ensemble.
Soit I∑i l'élément de rang i des éléments du premier sous-ensemble classés par ordre décroissant et IΔi l'élément de rang i des éléments du deuxième sous- ensemble classés par ordre décroissant, les rapports Ri (i=l, 2, ..., Q) sont alors calculés tels que :
Ri = I∑i / IΔi Le circuit 31 calcule alors la grandeur R telle que :
R = I (∑R,)/Q Le bloc d'estimation de signe 32 évalue le signe du dépointage. A cette fin, il reçoit sur son entrée les signaux I (Σ (t) ) et I(Δ(t)) . Le signe du dépointage est alors donné par le signe de la moyenne de la partie réelle du produit entre I (Σ (t) ) et I(Δ(t)) . Le bloc d'estimation 32 délivre alors une valeur signée (+1 ou -1) qui représente le signe du dépointage. Le bloc d'estimation de dépointage 33 évalue alors le dépointage δθ à partir du rapport R délivré par le bloc 31 et de la valeur signée délivrée par le bloc 32. A cette fin, le bloc d'estimation de dépointage 33 compare le rapport R et la valeur signée avec des données de dépointage A prédéterminées caractéristiques de l'antenne de réception.
La valeur de dépointage δθ délivrée par le bloc d'estimation 33 est ensuite transmise au circuit de calcul de la tension d' écartométrie 11 qui calcule la commande C2 sous la forme d'une tension d' écartométrie égale à K x δθ.

Claims

REVENDICATIONS
1 . Procédé d'estimation de dépointage (δθ) à partir d'un signal de voie somme (∑a) et d'un signal de voie différence (Δa) , les signaux de voie somme et de voie différence étant des signaux à spectre étalé par un code d'étalement, caractérisé en ce qu'il comprend :
— pour le signal de voie somme et le signal de voie différence, la formation d'au moins un échantillon (∑(t), Δ(t)) de durée ΔT, un échantillon de durée ΔT étant constitué d'un ensemble d'échantillons obtenus, respectivement, par échantillonnage, pendant la durée ΔT, du signal de voie (∑a, Δa) qui lui correspond, l'échantillon du signal de voie somme et l'échantillon du signal de voie différence étant sensiblement synchrones,
— la formation de N signaux de référence (Refl (t) , Ref2 (t) , ..., RefN(t)) ayant des fréquences centrales différentes les unes des autres et proches de la fréquence centrale (fo) des signaux de voie somme et de voie différence,
- un premier produit d' intercorrélation (20) entre au moins un échantillon du signal de voie somme et les N signaux de référence, pour obtenir au moins N premiers signaux d' intercorrélation,
- une recherche de maximum (22) pour identifier un premier signal d' intercorrélation qui, parmi les au moins N premiers signaux d' intercorrélation, a une amplitude maximale, - une sélection du signal de référence (23) qui, parmi les N signaux de référence, a contribué à délivrer le premier signal d' intercorrélation d' amplitude maximale,
- un deuxième produit d' intercorrélation (26) pour obtenir un deuxième signal d' intercorrélation entre le signal de référence sélectionné et l'échantillon du signal de voie somme qui a contribué à l'obtention du premier signal d' intercorrélation d' amplitude maximale,
- un troisième produit d' intercorrélation (27) pour obtenir un troisième signal d' intercorrélation entre le signal de référence sélectionné et l'échantillon du signal de voie différence associé à l'échantillon du signal de voie somme qui a contribué à l'obtention du signal d'amplitude maximale, et - une estimation du dépointage (δθ) à partir des deuxième et troisième signaux d' intercorrélation.
2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que, lorsque les signaux de voie somme et de voie différence sont modulés par des données : a) la formation d'au moins un échantillon du signal de voie somme et la formation d' au moins échantillon du signal de voie différence s'effectuent comme suit :
- découpe d'un échantillon mesuré de signal de voie somme de durée ΔT en S sous-échantillons de signal de voie somme de durée ΔT/S et d'un échantillon mesuré de signal de voie différence de durée ΔT en S sous-échantillons de signal de voie différence de durée ΔT/S, S étant un entier supérieur ou égal à 2 choisi de telle sorte qu'il y ait au plus S-I changements de données binaires pendant la durée ΔT d'un échantillon,
— création de S échantillons du signal de voie somme, chaque échantillon du signal de voie somme étant créé en accolant S fois un même sous-échantillon de signal de voie somme de durée ΔT/S,
— création de S échantillons du signal de voie différence, chaque échantillon du signal de voie différence étant créé en accolant S fois un même sous-échantillon de signal de voie différence de durée ΔT/S, b) chacun des S échantillons du signal de voie somme est soumis à un produit d' intercorrélation avec les N signaux de référence pour constituer S ensembles de N premiers signaux d' intercorrélation, c) la recherche de maximum (22) s'accompagne de l'obtention d'une première information d'identification (II) pour identifier l'ensemble qui, parmi lesdits S ensembles, est celui qui comprend l'échantillon du signal de voie somme qui a contribué à l'obtention du premier signal d' intercorrélation d'amplitude maximale, l'échantillon du signal de voie somme qui intervient dans le deuxième produit d' intercorrélation et l'échantillon du signal de voie différence associé qui intervient dans le troisième produit d' intercorrélation étant alors sélectionnés, respectivement, parmi les S échantillons du signal de voie somme et parmi les S échantillons du signal de voie différence, à l'aide de la première information d'identification (II), et d) la recherche de maximum (22) s'accompagne également de l'obtention d'une deuxième information d'identification (12) pour identifier le signal de référence qui, parmi lesdits N signaux de référence, est celui qui a contribué à l'obtention du premier signal d' intercorrélation d'amplitude maximale, le signal de référence qui intervient dans les deuxième et troisième produits d' intercorrélation étant alors sélectionné parmi les N signaux de référence à l'aide de la deuxième information d'identification (12) .
3. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que, les deuxième (I (Σ (t) ) et troisième (I(Δ(t)) signaux d' intercorrélation étant constitués, respectivement, d'un premier tableau de données et d'un deuxième tableau de données, il comprend les étapes suivantes :
- recherche (30) d'une donnée maximum (I∑p) parmi les données du premier tableau de données, - identification de la position (Ip) de ladite donnée maximum (I∑p) dans le premier tableau de données,
- choix, dans le premier tableau de données, d'un premier intervalle de données situées de part et d'autre de la donnée maximum (I∑p) , — choix de Q premières données I∑l, IΣ2, ..., IΣQ, parmi l'ensemble des données du premier intervalle de données, ces Q premières données maximisant le module des valeurs du premier tableau de données sur le premier intervalle, et classement par ordre décroissant des Q premières données, - identification de l'élément (IΔp) du deuxième tableau de données qui correspond à la donnée maximum (I∑p) du premier tableau de données,
- choix, dans le deuxième tableau de données, d'un deuxième intervalle de données situées de part et d'autre de l'élément (IΔp) du deuxième tableau de données qui correspond à la donnée maximum (I∑p) du premier tableau de données,
- choix de Q deuxièmes données IΔ1, IΔ2, ..., IΔQ parmi l'ensemble des données du deuxième intervalle de données, ces Q deuxièmes données maximisant le module des valeurs du deuxième tableau de données sur le deuxième intervalle, et classement par ordre décroissant des Q deuxièmes données, - calcul de Q rapports Ri tels que :
Ri = I∑i / IΔi, où
I∑i est la donnée de rang i des Q premières données classées par ordre décroissant et IΔi est la donnée de rang i des Q deuxièmes données classées par ordre décroissant,
- calcul de la grandeur R telle que :
Figure imgf000034_0001
- calcul d'une valeur signée (±1) égale au signe de la moyenne de la partie réelle du produit entre le deuxième signal d' intercorrélation et le troisième signal d' intercorrélation,
- estimation du dépointage (δθ) par comparaison de la grandeur R et de la valeur signée (±l)avec des données de dépointage (A) caractéristiques de l'antenne.
4. Procédé d'estimation de dépointage selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que la fréquence centrale du signal de référence Refi(t) de rang i (i=l, 2, ..., N) est égale à fo+Vi, où fo est la fréquence centrale d'un signal émis à spectre étalé qui est émis ou réfléchi par une cible et Vi est un écart de fréquence susceptible de représenter un écart de fréquence Doppler du signal qu'émet ou réfléchit la cible.
5. Procédé de poursuite écartométrique par signal à spectre étalé, caractérisé en ce qu'il met en œuvre un procédé d'estimation de dépointage selon l'une quelconque des revendications 1 à 4.
6. Dispositif d'estimation de dépointage (δθ) à partir d'un signal de voie somme (∑a) et d'un signal de voie différence (Δa) , les signaux de voie somme et de voie différence étant des signaux à spectre étalé par un code d'étalement, caractérisé en ce qu'il comprend :
- des moyens de détection (7) pour former, pour le signal de voie somme et le signal de voie différence, au moins un échantillon (Σ (t) , Δ(t)) de durée ΔT, un échantillon de durée ΔT étant constitué d'un ensemble d'échantillons obtenus, respectivement, par échantillonnage, pendant la durée ΔT, du signal de voie (∑a, Δa) qui lui correspond,
- des moyens (17) pour créer N signaux de référence
(Refl(t), Ref2(t), ..., RefN(t)) ayant des fréquences centrales différentes les unes des autres et proches de la fréquence centrale (fo) des signaux de voie somme et de voie différence,
— des premiers moyens d' intercorrélation (20) entre au moins un échantillon du signal de voie somme et les N signaux de référence, pour obtenir au moins N premiers signaux d' intercorrélation,
— des moyens de recherche de maximum (22) pour identifier le premier signal d' intercorrélation qui, parmi les au moins N premiers signaux d' intercorrélation, a une amplitude maximale, - des premiers moyens de sélection (23) pour sélectionner le signal de référence qui, parmi les N signaux de référence, a contribué à délivrer le premier signal d' intercorrélation d' amplitude maximale, — des deuxièmes moyens d' intercorrélation (27, 29) pour obtenir un deuxième signal d' intercorrélation entre le signal de référence sélectionné et l'échantillon du signal de voie somme qui a contribué à l'obtention du premier signal d' intercorrélation d' amplitude maximale,
— des troisièmes moyens d' intercorrélation (26, 28) pour obtenir un troisième signal d' intercorrélation entre le signal de référence sélectionné et l'échantillon du signal de voie différence associé à l'échantillon du signal de voie somme qui a contribué à l'obtention du signal d'amplitude maximale, et
— des moyens (10) d'estimation du dépointage à partir des deuxième et troisième signaux d' intercorrélation.
7. Dispositif d'estimation de dépointage selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que la fréquence centrale du signal de référence Refi(t) de rang i (i=l, 2, ..., N) est égale à fo+Vi, où fo est la fréquence centrale d'un signal émis à spectre étalé qui est émis ou réfléchi par une cible et Vi est un écart de fréquence susceptible de représenter un écart de fréquence Doppler du signal qu'émet ou réfléchit la cible.
8. Système de poursuite écartométrique, caractérisé en ce qu'il comprend un dispositif d'estimation de dépointage selon l'une quelconque des revendications 6 ou 7.
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