FR2936116A1 - Annulation de bruit a faible distorsion. - Google Patents

Abstract

L'invention concerne un traitement de signal, dans une structure backward comportant au moins un premier (W21) et un deuxième (W12) filtres, agencés entre une voie principale (V1) véhiculant un premier signal (Xp(z)) et une voie de référence (V2) véhiculant un deuxième signal (Xr(z)), pour réduire, dans le premier signal (Xp(z)), du bruit estimé dans le deuxième signal (Xr(z)). On applique au moins un premier calcul de filtrage (W1), adaptatif en fonction d'une différence estimée en fonction des premier et deuxième signaux pris en amont des premier et deuxième filtres dans lesdites voies principale et de référence. Ce premier calcul de filtrage est alors imposé à l'un (W21) des premier et deuxième filtres pour une mise à jour.

Description

Annulation de bruit à faible distorsion La présente invention concerne le traitement d'un signal sonore, notamment après son acquisition. Un problème caractéristique de la prise de son concerne l'environnement acoustique dans lequel est placé un microphone de prise de son qui, par exemple, peut être intégré à un téléphone. En raison de l'impossibilité de maîtriser complètement cet environnement, un signal perturbateur (qualifié de bruit ) est présent au sein du signal d'observation, comportant le signal réellement utile. Afin d'améliorer la qualité du signal éventuellement transmis au correspondant distant, d'accroître son intelligibilité et de réduire la fatigue du correspondant, il s'avère important de développer des traitements de réduction de bruit dont le but consiste à extraire l'information utile en effectuant un traitement sur le signal d'observation bruité. En plus d'applications de communication parlée, l'amélioration de la qualité du signal de parole s'avère également nécessaire pour la reconnaissance vocale, dont les performances sont fortement altérées lorsque l'utilisateur est dans un environnement bruyant. Afin de traiter ce problème, des solutions ont déjà été étudiées et appliquées, comme les algorithmes adaptatifs (par exemple à gradient stochastique , à LMS (moindres carrés) ou RMS (moindres carrés récursifs), ou autre). Dans ces derniers algorithmes, on cherche à produire une estimée des réponses impulsionnelles reliant les sources de bruits et de paroles aux moyens de prise de son (constitués de plusieurs capteurs) afin de soustraire au mieux les signaux perturbateurs du signal de parole utile. Pour ce faire, des filtres adaptatifs pilotés par des pas d'adaptation, le plus souvent variables, sont mis en oeuvre. Le contrôle de ces pas est délicat car il faut autoriser l'adaptation du filtre avec un fort taux d'apprentissage uniquement durant les phases de bruit seul, et réduire celui-ci, voir l'annuler, dès que le locuteur local est actif, afin de limiter les distorsions introduites lors de la convergence des filtres.

Cependant, ce phénomène n'est pas le plus critique. Depuis le développement des techniques de filtrage adaptives, l'enjeu majeur pour atteindre une efficacité tangible en environnement réel réside dans la capacité à fournir aux moyens d'acquisition du son une référence de bruit valable. La validité de la référence de bruit s'évalue dans le degré de corrélation qui existe entre le bruit perturbateur du signal de parole et celui que l'on prend pour image grâce à un second microphone que comportent avantageusement les moyens de prise de son précités. Il est aisé de comprendre que la similitude entre le bruit de référence et le bruit perturbateur sera d'autant plus grande que les microphones seront placés suffisamment proche l'un de l'autre. Cette contrainte de proximité des capteurs sur le frontal acoustique donne naissance au phénomène de fuite du signal utile, dit crosstalk , à l'origine des principales détériorations sur le signal produit en sortie d'un système de réduction de bruit. De surcroît, cette proximité (nécessaire) est aussi rendue indispensable pour limiter la longueur des filtres adaptatifs calculés au cours du temps, afin de réduire les problèmes d'ajustement produisant notamment des effets d'écho.

Des techniques de réduction de bruit résistantes au crosstalk dans le contexte décrit précédemment ont d'ores et déjà été proposées. La mise en oeuvre de ces techniques existantes exposées plus loin dans la description conduit généralement en l'ajout d'un filtre supplémentaire permettant l'apprentissage du signal contaminant la référence de bruit. Elles peuvent consister également à introduire un bloc permettant le calcul du pas d'adaptation afin de régler au mieux le taux d'apprentissage, ce qui revient plus ou moins à élaborer une détection d'activité vocale (ou DAV ci-après).

Certaines techniques utilisent notamment et de manière distincte une détection DAV couplée à un étage de détermination du pas. Ces architectures de bases se déclinent en deux classes principales : les techniques dites forward et celles dites backward . Ces techniques sont utilisées pour le développement des algorithmes de séparation aveugle de sources.

Il est proposé ci-après de se baser sur une technique de type backward représentée sur la figure 2 et décrite plus loin. Néanmoins, il faut alors résoudre un problème du couplage existant entre les filtres et notamment aussi le problème de bruit du gradient introduit par l'algorithme des moindres carrés standard généralement utilisé, comme explicité ci-après. On décrit maintenant en détail l'état de l'art connu et les problèmes qu'il pose. De manière générale, la figure 1 peut correspondre à un schéma classique d'annuleur de bruit adaptatif utilisant deux microphones Cl et C2 qui captent, tous deux, un signal utile S(z) (par exemple de parole) et un signal perturbateur N(z) (de bruit ambiant par exemple), z désignant la variable d'une transformée en Z. On comprendra que la position des capteurs Cl et C2 est judicieusement choisie pour que l'un capte davantage les bruits ambiants (C2 dans l'exemple représenté sur la figure 1) tandis que l'autre capte davantage le signal utile (Cl sur la figure 1). Sur la figure 1, la référence : - Xp(z) désigne le signal issu du premier microphone Cl sur la voie primaire ou principale ci-après (l'indice p désignant cette voie principale) comprenant le signal utile auquel s'ajoute le bruit, - Xr(z) est le signal issu du second microphone C2 sur une voie de référence (l'indice r désignant cette voie de référence) comprenant le bruit auquel s'ajoute le signal utile, - H,i(z) sont des canaux acoustiques de longueurs inconnues, variables dans le temps, - W(z) est un filtre d'identification de longueur L , et - S'(z) est un signal de parole utile à estimer.

La figure 1 illustre alors le problème ci-après. Le système de prise de son à deux capteurs enregistre réellement deux signaux Xp (z) et Xr (z). Ainsi, on comprendra 20 25 que chacun de ces signaux Xp (z) et Xr (z)est le résultat de la somme des convolutions des signaux issus des sources : - S (z) pour le signal utile - et N(z) pour le bruit, avec le canal acoustique associé au chemin le reliant à chacun des microphones, soit : Xp(z) = Hu(z)*S(z) + H21(z)*N(z) et Xr(z) = H12(z)*S(z) + H22(z)*N(z) W(z) est un filtre de longueurL, dont les coefficients {w(i)}t-o,...,z 1 sont adaptés dans le temps, et dont le but est de générer une estimée du bruit N'(z) . Cette estimée nécessite, selon la théorie de Wiener, que le filtre W(z) apprenne la réponse impulsionnelle H21(z) . Malheureusement, dans la structure de la figure 1, rien n'est mis en oeuvre pour estimer le crosstalk provenant de la convolution entre S (z) et H12 (z) . En effet, le signal de sortie S' (z) ne s'exprime finalement que par une expression du type : S'(z) = Xp (z)ûW (z)Xr (z).

Or, la présence de ce signal de crosstalk fournit une solution optimale différente de celle du cas classique considérant H12 (z) comme nulle. En effet, en faisant l'hypothèse que H11 (z) = H22 (z) = 1, on montre que la solution optimale prenant en compte la fuite du signal de parole au travers de H12 (z) devient : W° t (z)= H21(z)(D1vN(z)+H12(z-1ss(z) (1) (1)NN (z) + Hie (z) 2 ~ss (z) où INN(z) et (I)s(z) sont les spectres des signaux N(z) et S(z) dans le domaine de la transformée en Z. Ainsi, l'annulation du bruit ne peut se faire totalement. En outre, on peut considérer que le crosstalk prédomine alors l'équation (1) ci-dessus, ce qui se résume à : Wopt(z)= H12(z-1)(Dss(z) 1 (2) H12 (z) 2 (Dss (z) H12 (z) Dans ce cas, le signal en sortie du système E(z) issu de la soustraction entre Xp (z) et W°pt(z)Xr (z) peut s'écrire : E(z) = Xp (z) ùW°p`(z)Xr(z) S(z) + H21 (z)N(z) ù H 1(z) N(z) ù H 11 ~~ ~z) S(z) (3) 1z 12 (H2 (z) ù Hu 1(z))N(z) La solution optimale conduit donc à l'annulation complète du signal, ce qui n'est pas satisfaisant. Un moyen simple de remédier à ce problème est donc d'arrêter l'adaptation lorsque le signal utile est présent, ou encore, de concevoir des structures prenant en compte de manière explicite la fuite du signal utile (ou signal de crosstalk ) en prévoyant un second filtre adaptatif, comme les structures de type backward décrites ci-après.

Le filtrage adaptatif consiste à donner une expression d'évolution des coefficients du filtre dans le temps qui répond à un critère de convergence. Plusieurs algorithmes sont utilisés en annulation de bruit (LMS, NLMS (moindres carrés normalisés), RLS, et autres). L'équation d'adaptation du plus simple d'entre eux (le LMS) est donnée ci- après à titre d'exemple, pour lequel le critère retenu est la minimisation de la puissance de l'erreur résiduelle et on a : W(n)=W(nùl)+ ,a•e(n)•Xr(n), où: (3) - W (n) = [wo (n), w1(n),.. •,WL(n)1' est le vecteur des L coefficients du filtre adaptatif à l'instant n , - Xr(n)=[x(n),x(nù1),...,x(nùL+1)1T est le vecteur des L derniers échantillons présents sur le microphone de référence, et - u est un facteur appelé pas d'adaptation qui contrôle la rapidité de convergence. Plus le pas est grand et plus la convergence sera rapide. Par conséquent, plus le signal contient de l'information utile pour l'adaptation du filtre, plus il convient d'accélérer la convergence et plus alors le pas choisi sera grand.

On comprendra que le rôle du pas,u est important dans le contrôle de la stabilité du filtre. Dans les cas où seul le bruit est présent, le filtre peut être adapté de façon à converger rapidement. En l'absence de bruit, l'adaptation des coefficients n'est pas souhaitable car cela peut mener à la désadaptation du filtre adaptatif, et finalement à des remontées d'écho perceptibles et la naissance de distorsion. Il est donc très souvent souhaité de figer le filtre dans ce cas.

Dans le cas contraire, le filtre cherche à supprimer la parole utile et se désadapte. Outre les risques de divergence du filtre, cela mène à de fortes dégradations du signal utile, voire à leurs amplifications. Ceci se constate aussi pour les instants où la parole prédomine, c'est-à-dire lorsque le signal est faiblement bruité et les filtres sont proches de leur valeur de convergence.

15 Parmi les algorithmes backward de gestion du crosstalk, on connaît déjà ceux utilisant des filtres duaux. Ici, l'ajout du filtre J2 (z) permet de soustraire le signal de crosstalk à la référence de bruit créée par l'autre filtre W21(z) et ainsi de réduire les distorsions sur le signal utile estimé S '(z). L'objectif de ce second filtre est donc d'estimer la réponse du canal acoustique H12 (z) de manière adaptative, exactement au même titre 20 que pour le bruit au travers du filtre W21(z). Une telle structure est symétrique et les positions respectives des sources de bruit et de parole peuvent ne pas être connues a priori. On a représenté sur la figure 2 de tels filtres duaux, avec estimation d'une voie de référence pour chaque type de signal, avec les mêmes notations que celles de la figure 1. 25 Pour définir une expression qui satisfasse aux conditions de stabilité des filtres adaptatifs, on utilise la puissance reçue sur chacune des voies afin de déterminer une valeur normalisée du pas d'adaptation. Ainsi, une expression du pas ,ul qui satisfasse au comportement souhaité peut être définie en fonction d'un couple de constantes , en notant o- (n) la puissance du signal considéré à l'instant n sur la voie i , comme suit : (n) _ ~2 (n)+b (4) où o (n)=(1ùa)a2(nù1)+as (n) (6) et correspond à un lissage exponentiel. Le terme s1 (n) représente une puissance du signal sur la voie j et entrant dans le filtre qui traite le signal de la voie i. L'indice j évolue de manière symétrique à l'indice i , c'est-à-dire que le calcul de la puissance sur la voie i =p associé au signal Xp (z) fait intervenir l'erreur calculée au même instant sur la voie j=r associée au signal Xr (z), et inversement.

Des approches ont été dédiées à l'amélioration de la gestion du pas. Il ne s'agit pas, à proprement parler, d'algorithmes de gestion du crosstalk mais plutôt d'établir l'expression d'un pas d'adaptation variable qui permette de gérer l'adaptation des filtres dans toute configuration. Cependant, l'architecture de base reste similaire de celle de la figure 2.

Il a alors été proposé dans le document Ikeda et al : "An adaptive noise canceller With low signal-distortion in the presence of crosstalk", par S. Ikeda et A. Sugiyama, dans "IEICE Transactions on Fundamentals", Volume E82-A, no. 8, Août 1999, pages 1517-1525, une technique visant à faire évoluer le pas u dans un intervalle Lumin , J max ] en fonction des niveaux énergétiques présents sur chacun des microphones et du filtre auquel ils sont associés. En effet, ces pas d'adaptation doivent agir de manière inverse puisque, pour l'un, il s'agit d'apprendre le bruit et, pour l'autre, le signal de crosstalk.

Pour le pas associé au filtre W21(z) , le comportement est le suivant : • (n) tend vers un maximum ,,,ax en période de bruit seul, afin de faire converger le filtre W21, et • (n) tend vers un minimum ,,,;,, en phase de parole utile seule, afin de stabiliser l'estimée de la réponse Hm(z) faite par le filtre W21 et donc ne pas perturber l'apprentissage du bruit par le signal de parole fuyant dans la référence de bruit. • Sinon, 1u(n) e en phase de parole bruitée. Il faut que ,u (n) tende vers !^m;n si la parole utile est prépondérante devant le bruit et que ,u [n) tende vers /Imax dans le cas contraire.

Le raisonnement inverse vaut pour le pas associé au filtre W2(z) . Les valeurs seuils de ces pas sont prises par exemple dans l'intervalle [0, 0.1]. Elles sont attribuées en fonction de valeurs des rapports signaux à bruit (RSB) mesurées (ou calculées à partir des énergies mesurées) sur chacune des voies, ces rapports étant eux-mêmes seuillés. Finalement, un moyen simple pour se conformer à ce comportement est d'utiliser par exemple une fonction affine qui décrit l'évolution du pas (évolution alors linéaire), dans cet intervalle à l'aide des valeurs des rapports RSB calculés au cours du temps ainsi que des seuils qui leurs sont associés.

Il a été proposé dans le document US-6,700,976 (Zhang et al) de réduire la complexité de la structure mise en oeuvre par Ikeda et al pour le calcul du pas, en utilisant une détection d'activité vocale (DAV) basée sur le calcul de la puissance et sur la corrélation des signaux, reçus et en sortie des filtres, afin de piloter un système de décision permettant de sélectionner, via un compteur, la valeur optimale des pas prédéfinis, en fonction du contexte.

En particulier, la mise en oeuvre de cette technique revient à faire varier le pas de façon discrète et non plus continue en dehors des zones seuils. Dans le document, six valeurs différentes sont utilisées, celles-ci étant indexées par les deux types de DAV mises en oeuvre. Les filtres adaptatifs nécessaires aux calculs des RSB de la technique d'Ikeda et al sont donc supprimés.

Toutefois, ces techniques présentent des inconvénients.

La première de ces méthodes (Ikeda et al) souffre d'un inconvénient majeur : le bruit introduit par l'algorithme de traitement par gradient qui, de par l'interdépendance existante sur la convergence des filtres, se trouve amplifié et empêche ainsi une bonne convergence des filtres W21(z) et J2 (z) . Pour pallier ce problème, le document : "Improved adaptive noise cancellation in the presence of signal leakage on the noise reference channel", M.J. Al-Kindi et J. Dunlop, Signal Processing, Vol. 17, no. 3, pages 241-250 (1989), propose notamment d'introduire, quand cela est possible, une connaissance a priori qui se résume à considérer que l'un des filtres est connu par avance. Il est proposé par 15 ailleurs d'utiliser une DAV afin d'empêcher une adaptation conjointe des deux filtres.

Les autres méthodes connues, quant à elles, souffrent, en plus de ce problème énoncé ci-avant : - d'une part de la complexité qu'elles introduisent et, 20 - d'autre part, d'un libre choix difficile sur la valeur des seuils à imposer pour les pas. Or, ceux-ci ne peuvent pas être choisis au hasard. Si la technique proposée par Zhang et al permet de réduire la complexité en termes de coût de calcul par rapport à la méthode de Ikeda et al, il reste cependant de nombreux seuils à fixer, et ce, pour 25 chacun des blocs utilisés (quatre DAV et ceux à définir pour le système de décision fixant les valeurs des pas à attribuer).

De plus, dans un contexte très adverse, le fonctionnement de la DAV est loin d'être optimal et l'utilisation d'une DAV devient souvent un handicap très pénalisant car les fausses détections entraînent des distorsions très marquées sur le signal de sortie.

Enfin, il est nécessaire d'avoir, au départ, au moins une voie de référence relativement favorable, c'est-à-dire une voie avec un rapport signal à bruit très fort ou, sinon, très faible, afin que l'un des filtres puisse être initialisé avec précision, autorisant l'adaptation de l'autre, sans quoi l'adaptation reste difficile.

La présente invention vient améliorer la situation. A cet effet, elle propose tout d'abord un procédé de traitement de signal, dans une structure comportant au moins un premier et un deuxième filtres, agencés entre une voie principale véhiculant un premier signal et une voie de référence véhiculant un deuxième signal, et selon une configuration backward pour réduire, dans le premier signal, du bruit estimé dans le deuxième signal. On entend par configuration backward le fait que la structure présente une architecture similaire à celle illustrée sur la figure 2 et décrite précédemment. Toutefois, au sens de l'invention, l'un au moins parmi les premier et deuxième filtres précités n'est pas un simple filtre adaptatif au sens de l'art antérieur décrit ci-avant en référence à la figure 2, mais on prévoit plutôt un premier calcul de filtrage, adaptatif en fonction d'une différence estimée en fonction des premier et deuxième signaux pris en amont des premier et deuxième filtres dans les voies principale et de référence, ce premier calcul de filtrage étant imposé alors à l'un des premier et deuxième filtres pour une mise à jour de ce filtre. Un intérêt de l'invention est que, si une adaptation devient erronée dans l'un des premier et deuxième filtres, elle ne vient pas entacher d'erreur le calcul de filtrage qui est imposé pour l'autre des premier et deuxième filtres.

En particulier, ce calcul de filtrage est préférentiellement adapté en fonction de la soustraction de l'un des premier et deuxième signaux, par l'autre des premier et deuxième signaux et auquel est appliqué le filtrage calculé. Avantageusement, on peut choisir un pas d'adaptation du calcul de filtrage (pour accélérer ou non la convergence du calcul de filtrage) en fonction d'un rapport signal à bruit estimé sur l'une au moins des voies principale et de référence. On pourra donc choisir les pas d'adaptation de l'un et l'autre des premier et deuxième filtres de façon indépendante, simplement en fonction des conditions d'adaptation des filtres et notamment en fonction des rapports signal à bruit sur les voies principale et de référence. On peut donc prévoir une mesure du rapport signal à bruit sur l'une au moins des voies principale et de référence, ou estimer ce rapport à partir de mesures d'autres paramètres comme l'énergie ou la puissance, comme on le verra plus loin. Par exemple, l'adaptation pour le filtrage du bruit peut être figée, sans mise à jour du filtre correspondant, si le bruit courant mesuré est faible par rapport au signal utile (ce qui correspond à un rapport signal à bruit estimé qui est élevé). Cette mise en oeuvre permet de ne pas entacher d'erreur une adaptation de ce filtre qui n'est pas réalisable dans des conditions optimales. Ainsi, dans une réalisation avantageuse, le calcul de filtrage et la mise à jour du premier filtre ne sont mis en oeuvre qu'à condition qu'un rapport signal à bruit, estimé sur l'une des voies principale et de référence, ait une valeur dans une gamme choisie, par exemple supérieure à un seuil choisi. On peut prévoir un unique calcul de filtrage imposé à l'un des premier et deuxième filtres. Toutefois, dans une réalisation plus sophistiquée, le procédé de l'invention peut comporter : - un premier calcul de filtrage, adaptatif en fonction d'une première différence estimée en fonction des premier et deuxième signaux pris en amont des premier et deuxième filtres dans lesdites voies principale et de référence, et - un deuxième calcul de filtrage, adaptatif en fonction d'une deuxième différence estimée en fonction des premier et deuxième signaux pris en amont des premier et deuxième filtres dans lesdites voies principale et de référence, ledit premier calcul de filtrage étant imposé à l'un des premier et deuxième filtres et ledit deuxième calcul de filtrage étant imposé à l'autre des premier et deuxième filtres. Ainsi, dans le cadre du traitement de la fuite de signal (ou crosstalk ) dans un système à au moins deux capteurs, de réduction de bruit, la mise en oeuvre de l'invention permet d'éviter les effets d'un fort couplage existant entre les sorties des filtres adaptatifs classiques et apporte une amélioration certaine de l'adaptation. En effet, des essais ont montré que la mise en oeuvre de l'invention permet d'assurer une gestion du crosstalk dans un certain nombre de situations adverses, notamment : • des rapports signal à bruit (RSB) différents sur chacune des voies, ce qui suppose que le capteur de référence est isolé et donc relativement bien protégé du signal de crosstalk, • ou des rapports RSB identiques sur chacune des voies, • ou des conditions de bruit fort, • ou un canal très coloré spectralement avec de nombreuses réflexions, des effets de réverbération de salle, ou autres. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à l'examen de la description détaillée ci-après, et des dessins annexés sur lesquels, outre les figures 1 et 2 décrites ci-avant et relatives à l'art antérieur : - la figure 3 illustre l'architecture d'un dispositif au sens de l'invention qui, dans l'exemple représenté mais non limitatif, comporte deux capteurs, étant 15 20 entendu que l'invention peut être mise en oeuvre dans un dispositif à plus de deux capteurs, - la figure 4 est un organigramme illustrant à titre d'exemple les étapes pour le calcul des pas des filtres adaptatifs Wi et W2 de la figure 3, - la figure 5 illustre l'architecture d'un dispositif selon un mode de réalisation de l'invention, moins sophistiqué que celui représenté sur la figure 3, et - la figure 6 illustre à titre d'exemple les éléments matériels que peut comporter un dispositif au sens de l'invention. En référence à la figure 3, un dispositif au sens de l'invention comporte : - au moins deux capteurs Cl et C2, reliés à deux voies respectives V1 et V2, - un premier filtrage adaptatif W(z) , comme représenté, pour générer une estimée du bruit, préférentiellement selon un algorithme adaptatif (LMS, NLMS, APA, ou autre, comme décrit plus loin), - un deuxième filtrage adaptatif Wz (z) , comme représenté, dédié à l'apprentissage du signal de crosstalk, de préférence selon un algorithme adaptatif (LMS, NLMS, APA, ou autre), - et en particulier, une recopie de ces filtres adaptatifs W(z) et Wz (z) (traits pointillés de la figure 3) dans des filtres homologues respectifs W2j(z) et W2(z), fixes (c'est-à-dire non adaptatifs) et placés selon une configuration backward. Ainsi, en termes plus génériques, la structure de la figure 3 comporte au moins : - un premier capteur Cl et un deuxième capteur C2, captant respectivement le premier signal Xp(z) et le deuxième Xr(z), et reliés respectivement à la voie principale V1 et la voie de référence V2, - au moins un premier filtre W21 du deuxième signal Xr(z), dont la sortie est destinée à être ôtée du premier signal Xp(z), et - un deuxième filtre W12 du premier signal Xp(z), dont la sortie est destinée à être ôtée du deuxième signal Xr(z).

Dans le mode de réalisation de l'invention illustré sur la figure 3 à titre d'exemple non limitatif, on effectue, en amont des premier et deuxième filtres dans les voies principale V1 et de référence V2 : - un premier calcul de filtrage Wl, adaptatif en fonction de la différence entre le premier signal Xp(z) et le deuxième signal Xr(z) auquel est appliqué le premier filtrage calculé W1, et - un deuxième calcul de filtrage W2, adaptatif en fonction de la différence entre le deuxième signal Xr(z) et le premier signal Xp(z) auquel est appliqué le deuxième filtrage calculé W2. Le premier calcul de filtrage Wi est alors imposé au premier filtre W21 pour mettre à jour ses paramètres et le deuxième calcul de filtrage W2 est imposé au deuxième filtre W12 pour mettre à jour ses paramètres. De façon avantageuse, on choisit distinctivement les pas d'adaptation des premier et deuxième calculs de filtrage. En particulier, comme on le verra en détails plus loin en référence à la figure 4, on choisira dans l'exemple représenté sur la figure 3 : - un pas W2 d'adaptation du deuxième calcul de filtrage variant comme le rapport signal à bruit estimé sur la voie de référence V2 (noté ci-après RSBr), et - un pas W 1 d'adaptation du premier calcul de filtrage variant comme l'inverse du rapport signal à bruit estimé sur la voie principale V1 (noté ci- après RSBp).

Comme on le verra aussi en référence à la figure 4, le calcul du premier filtrage W et la mise à jour du premier filtre W21 ne sont mis en oeuvre qu'à condition que le rapport signal à bruit RSBr, estimé sur la voie de référence V2, ait une valeur inférieure à une valeur seuil (notée RSBw2min).

On comprendra alors que l'on impose ici la contrainte algorithmique visant à ne pas adapter l'un des calculs de filtrage W (z) ou W2 (z) si les conditions ne sont pas optimales pour ce faire. Par exemple, lorsque la décision d'adapter le filtrage W2 (z) destiné à l'apprentissage du crosstalk est prise (plus de signal utile que de bruit), alors l'adaptation du filtre W (z) peut être gelée (pas assez de bruit pour développer son apprentissage).

Par ailleurs, comme l'attribution des valeurs des pas d'adaptation est fonction des rapports signal à bruit (RSB) mesurés, un réglage approprié des seuils de comparaison des rapports signal à bruit est prévu. Avantageusement, ce réglage est fait de telle sorte que les non-stationnarités du signal puissent être suivies. L'objectif ici est de rendre le comportement du pas associé au filtre W (z) aussi sensible que celui d'un détecteur d'activité vocale. En termes génériques, une mise en oeuvre possible de cette réalisation peut consister, comme on le verra en détails en référence à la figure 4 plus loin, à prévoir : - un pas d'adaptation (noté W2 plus loin) du deuxième calcul de filtrage, pour le crosstalk, constant pour un rapport signal à bruit inférieur à une première valeur seuil (notée RSBW2min), variant ensuite comme le rapport signal à bruit pour un rapport signal à bruit supérieur à cette première valeur seuil, puis constant pour un rapport signal à bruit supérieur à une deuxième valeur seuil (notée RSBW2max et supérieure à la première valeur seuil notée RSBW2min), et - le pas d'adaptation (noté W1 plus loin) du premier calcul de filtrage, pour le bruit, constant pour un rapport signal à bruit inférieur à une première valeur seuil (notée plus loin RSBW1min), variant ensuite comme l'inverse du rapport signal à bruit pour un rapport signal à bruit supérieur à la première valeur seuil, puis constant pour un rapport signal à bruit supérieur à une deuxième valeur seuil (notée RSBWlmax et supérieure à la première valeur seuil RSBWlmin).

On choisira alors judicieusement ces valeurs seuils précitées pour un fonctionnement optimal du dispositif au sens de l'invention.

On détaille ci-après les calculs précités des filtrages adaptatifs W(z) et W2(z). Un but du premier filtrage adaptatif W(z) est d'identifier le canal et de suivre ses variations dans le temps afin de fournir une estimée du bruit. Sa mise en oeuvre peut reposer sur un algorithme adaptatif de type : - moindres carrés ou LMS pour Least Mean Square , ou - moindres carrés normalisés ou NLMS pour Normalized LMS , - à projection affine ou APA pour Affine Projection Algorithm , - ou autres. La gestion de l'adaptation de ce filtre peut faire intervenir une loi telle qu'indiquée précédemment et selon laquelle, en situation de fuite du signal utile, l'adaptation du filtrage W(z) est bloquée (ce qui revient à imposer u = 0 dans l'équation (3) donnée précédemment pour un algorithme de type LMS). Bien entendu, d'autres lois de gestion de l'adaptation sont aussi possibles.

La mise en oeuvre de l'invention permet de s'affranchir des problèmes liés à l'art antérieur.

En effet, une fois le filtrage W(z) calculé, celui-ci est ensuite recopié dans un filtre homologue W21 (z) qui, lui, est fixe (non adaptatif). Ainsi, à chaque instant : 15 W21(z)=W(z) (5) En réalisant l'adaptation des filtrages de cette manière et en particulier selon l'architecture de la figure 3, le problème de couplage indiqué précédemment disparaît. Pour s'en convaincre, la sortie S'(z) de la figure 2 au sens de l'art antérieur s'exprimait, à un instant n, par : Ll -1 s ' (n) = xp (n) ù l w21er (n ù i ) (6) 1=o L2 -1 avec le terme er (n) = xr (n) û w12s'(n û i) qui manifeste l'interdépendance entre les i=l

filtres.

Dans la figure 3 au sens de l'invention, la sortie S'(z) s'exprime en revanche par : L1-1 s'(n)=xp (n)ùlwlxr(nùi) (7) i=o

L'interdépendance est supprimée et le découplage est donc réalisé. Pour rappel, l'indice p ci-dessus est relatif à la voie primaire V1 et l'indice r est relatif à la voie de référence V2 de la figure 3. Ainsi, en supposant que seul un filtre est mis à jour (par exemple W21(z) à partir de (z) ), le filtrage dual (W2 (z)) n'est pas actif et un éventuel mauvais apprentissage de l'un des filtres (W (z)) n'influe pas sur son dual (W2 (z)) puisque, de façon avantageuse, l'adaptation est faite à partir de signaux qui sont indépendants, par 20 construction de l'architecture illustrée sur la figure 3. De par la symétrie de la structure, le même raisonnement peut être tenu pour l'obtention d'une estimée du crosstalk. Pour s'assurer que d'éventuels défauts d'ajustement du filtrage réalisant l'apprentissage du bruit n'influent pas sur la 25 convergence vers une solution optimale, l'invention propose de placer le filtrage W2 (z) comme représenté sur la figure 3.

Comme pour le filtrage W (z) , il peut être avantageux de faire reposer la mise en oeuvre du filtrage Wz (z) sur un algorithme adaptatif de type LMS, NLMS, APA, ou autre. La gestion de l'adaptation de ce filtrage peut faire intervenir une loi telle qu'indiquée précédemment : en situation de bruit seul, l'adaptation du filtrage WZ(z) doit être bloquée (ce qui revient à imposer u = 0 dans l'équation (3) donné à titre d'exemple pour un algorithme adaptatif de type LMS). Une fois le calcul du filtrage Wz (z) réalisé, celui-ci est ensuite recopié dans le filtre homologue W2(z) qui, lui, est fixe. Ainsi, à chaque instant : W2 (n) = W2(n) (8) Il convient de noter toutefois que le deuxième filtrage W2(z) a été représenté à titre d'exemple sur la figure 3 : l'usage de deux calculs de filtrages W (z) et Wz (z) dans une même architecture, bien qu'avantageux, n'est pas indispensable. Il est apparu en effet qu'en fonction des conditions de bruit et d'éventuelles contraintes de complexité, l'usage d'un seul calcul de filtrage de découplage W (z) permettait déjà une nette amélioration par rapport aux techniques existantes. Pour ce qui concerne la mise en oeuvre d'une contrainte algorithmique efficace, puisque de fortes composantes de signal entraînent un bruit du gradient important, le pas est avantageusement géré en conséquence : dans l'exemple décrit, on teste la valeur calculée à un instant n pour les pas u(n) de manière à décider si l'adaptation du filtrage W(z) , par exemple, doit être figée ou non. Typiquement, si la valeur calculée d'un pas ,u (n) associé au filtrage W2(z) dédié à l'apprentissage et la gestion du crosstalk est différente de sa valeur minimale, on peut alors forcer le pas u, (n) associé au filtrage W (z) dédié à l'apprentissage du bruit à avoir une valeur nulle, ce qui fige l'adaptation. Cette contrainte algorithmique sera détaillée plus loin en référence à la figure 4. Ainsi, les filtres peuvent ne pas s'adapter conjointement et, en particulier dans l'exemple décrit, ne peuvent pas s'adapter conjointement si le signal de crosstalk est significatif. L'importance du signal de crosstalk peut être jugée grâce aux seuils de RSB fixés judicieusement. Ce calcul du pas d'adaptation est préférentiellement réalisé de manière continue, comme on le verra plus loin. La puissance reçue sur chaque voie est avantageusement calculée pour déterminer les rapports signal à bruit RSB. Les seuils fixés pour les rapports RSB qui permettent de décider des valeurs que doivent prendre les différents pas sont avantageusement choisis de sorte que : - les filtres suivent les non-stationnarités des signaux, et - le pas associé au filtre dédié à l'apprentissage du bruit se comporte comme un détecteur de bruit. Des essais ont montré qu'une solution avantageuse pour la plupart des configurations de bruit visées consiste à choisir des valeurs dans les proportions suivantes : - le seuil minimum du rapport RSBW1 associé au premier filtrage W (z) peut être voisin de 5dB, tandis que le seuil maximum peut être voisin de 15dB ; - par ailleurs, le seuil minimum du rapport RSBW associé au deuxième filtrage W2 (z) peut être voisin de -8dB, tandis que le seuil maximum peut être voisin de 14dB. Un traitement est décrit ci-après en référence à l'organigramme de la figure 4. Une première étape 40 consiste à mesurer les rapports signal à bruit RSBp et RSBr (ou plus précisément à les calculer à partir des énergies ou des puissances) sur chaque voie respectivement V1 et V2. Le premier test 41 porte préférentiellement sur le rapport RSBr et vise à le comparer à un seuil minimum RSBw2min. S'il en est voisin ou inférieur (sortie o du test 41), alors le pas w2 du calcul du filtrage adaptatif W2 est minimal (étape 42) et la convergence est lente pour un rapport signal utile à bruit faible. On peut profiter d'un rapport signal à bruit faible (relativement beaucoup de bruit) pour réaliser l'adaptation du calcul de filtrage Wl pour le bruit (étapes 47 à 51), comme on le verra plus loin.

En revanche, si le rapport signal à bruit sur la voie de référence est supérieur au seuil RSBw2min (flèche n en sortie du test 41), on arrête l'adaptation du filtrage Wl en gelant sa convergence et en fixant son pas gwi à 0 (étape 43), puis on calcule une valeur adaptée du pas w2 du filtrage W2 pour le signal de crosstalk. A cet effet, si le rapport signal à bruit sur la voie de référence est supérieur ou égal au seuil maximum RSBw2max (flèche o en sortie du test 44), alors on fixe le pas w2 à une valeur maximum w2max (étape 45) pour une convergence rapide dans de bonnes conditions d'adaptation (rapport signal à bruit élevé). Dans le cas intermédiaire où le rapport signal à bruit RSBr est de valeur modérée (flèche n en sortie du test 44), il convient d'estimer finement le pas (étape 46) et, à cet effet, une fonction f, par exemple affine, peut être envisagée, avec : w2 = f(RSBr) = a RSBr + b, a et b étant tels que : gw2min = a RSBw2min + b, et w2max = a RSBw2max + b Il convient de rappeler que l'adaptation du filtrage Wl n'est réalisée, conjointement d'ailleurs avec celle du filtrage W2, que si w2= w2min (sortie o du test 41). Dans ce cas, on compare maintenant le rapport signal à bruit RSBp estimé sur la voie principale v1 à un seuil maximum RSBwimax (test 47) et s'il est supérieur à ce seuil (flèche o en sortie du test 47), ce qui signifie que le rapport signal à bruit est relativement élevé et que la convergence pour le filtrage du bruit Wl doit être la plus lente possible, le pas gwi est fixé alors au minimum gwimin (étape 48).

Sinon (flèche n en sortie du test 47), on calcule une valeur adaptée du pas wi du filtrage Wl pour le bruit. A cet effet, si le rapport signal à bruit RSBp est inférieur ou égal au seuil minimum RSBwimin (flèche o en sortie du test 49), ce qui correspond à des conditions optimales d'adaptation du filtrage Wl pour le bruit, alors on fixe le pas gwi à une valeur maximum gwimax (étape 50) pour une convergence rapide dans de bonnes conditions d'adaptation (rapport signal à bruit faible). Dans le cas intermédiaire où le rapport signal à bruit est de valeur modérée (flèche n en sortie du test 49), il convient d'estimer finement le pas (étape 51) et une autre fonction affine g peut être envisagée, avec : wi = f(RSBp) = a' RSBp + b', a' et b' étant tels que gwimin = a' RSBwimax + b', et gwimax = a' RSBwimin + b' On relèvera encore que si w2= gw2min, le pas wi n'est pas fixé à 0 et une adaptation conjointe est possible des deux filtrages à la fois Wi et W2. Toutefois, on peut décider en variante de fixer le minimum gw2min à 0 pour ne pas perturber l'adaptation du filtrage W2 dans des conditions défavorables avec peu de signal utile et beaucoup de bruit et, dans une telle réalisation, on interdit dans tous les cas une double adaptation conjointe.

Ci-avant, on indique que les rapports RSB sont déduits des mesures de puissances ou d'énergies sur les voies primaire V1 et/ou de référence V2, mais, bien entendu, toute autre technique variante permettant l'estimation des rapports RSB sur chacune des voies peut être envisagée.

La présente invention vise aussi un dispositif pour la mise en oeuvre du procédé décrit ci-avant et comportant au moins un premier et un deuxième filtre, agencés entre une voie principale véhiculant un premier signal et une voie de référence véhiculant un deuxième signal, et selon une configuration backward pour réduire, dans le premier signal, du bruit estimé dans le deuxième signal.

Dans le dispositif au sens de l'invention, l'un au moins des premier et deuxième filtres est mis à jour par un premier calcul de filtrage adaptatif en fonction d'une différence estimée en fonction des premier et deuxième signaux pris en amont des premier et deuxième filtres dans lesdites voies principale et de référence.

On comprendra ainsi que les paramètres de ce filtre sont régulièrement mis à jour au fil de l'adaptation du premier calcul de filtrage précité. On a représenté sur la figure 6 les éléments matériels que peut comporter un dispositif de ce type avec en particulier : - une interface d'entrée INT1 reliée aux capteurs Cl et C2 pour recevoir les signaux Xp(z) et Xr(z), - un processeur PROC (pour exécuter un programme informatique au sens de l'invention comme on le verra plus loin), - une mémoire de travail MEM (laquelle peut stocker des codes d'instructions du programme informatique précité), - et une interface de sortie INT2 pour délivrer le signal utile S' (z). Un exemple de dispositif susceptible de mettre en oeuvre l'invention peut par exemple être un équipement de prise de son équipé de deux microphones ou plus. Le traitement décrit précédemment peut être programmé et intégré dans le processeur de traitement numérique de signal embarqué dans un tel équipement. Le dispositif peut être également un ordinateur ou un terminal téléphonique sophistiqué sur lequel au moins deux microphones sont connectés sur des entrées audio. Dans ce cas, le programme informatique, dont un algorithme peut être représenté par l'organigramme de la figure 4, peut être programmé dans un langage de l'ordinateur ou du terminal et intégré en mémoire de celui-ci. La présente invention vise aussi un programme informatique comportant des instructions pour la mise en oeuvre du procédé décrit ci-avant, lorsque ce programme est exécuté par un processeur. Un tel processeur peut réaliser notamment le premier calcul de filtrage précité, par exemple dans un dispositif au sens de l'invention. En exécutant le programme au sens de l'invention, le processeur peut réaliser d'autres opérations, comme notamment la détermination dynamique des pas d'adaptation, ou encore la décision de geler l'adaptation, comme on l'a vu précédemment en référence à la figure 4, laquelle peut représenter une partie d'organigramme de l'algorithme général du programme informatique au sens de l'invention. Bien entendu, la présente invention ne se limite pas à la forme de réalisation décrite ci-avant à titre d'exemple ; elle s'étend à d'autres variantes. Par exemple, il est envisageable de se passer de l'un des filtrages adaptatifs Wl ou W2 de la figure 3 (par exemple le filtrage W2). Dans ce cas, le filtre homologue (le filtre l0 W12(z) dans cet exemple) devient adaptatif comme dans une structure backward classique. En revanche, le filtre dual (le filtre W21(z) dans le même exemple) reste fixe (non adaptatif) et mis à jour par l'unique calcul de filtrage de tête (W1 dans le même exemple). La présente invention vise aussi une telle réalisation simplifiée, laquelle est illustrée sur la figure 5. 15 Dans l'exemple représenté sur la figure 5, on a conservé le calcul de filtrage Wl pour le filtre W21. Néanmoins, il pourrait être prévu de supprimer ce calcul de filtrage et rendre le premier filtre W21 complètement adaptatif comme dans une structure backward classique, mais, en revanche, de conserver le calcul de filtrage W2 de la figure 3 pour le deuxième filtre W12. 20 Dans l'un ou l'autre des cas, on pourrait fixer des valeurs différentes de seuils de rapports signal à bruit pour la détermination des pas d'adaptation selon le fait de prévoir un seul ou deux calculs de filtrage en amont des filtres W21 et W12. Par ailleurs, on a décrit ci-avant une adaptation figée du filtrage Wl si le rapport signal à bruit n'est pas minimal. On peut, en variante, réaliser une adaptation du filtrage Wl 25 même si le rapport signal à bruit n'est pas minimal, mais à intervalles de temps réguliers sur de petites plages temporelles inférieures à ces intervalles de temps. Plus généralement, une réalisation basée sur des plages temporelles dans des intervalles de temps choisis peut être envisagée à la fois pour l'adaptation du filtrage Wl mais aussi du filtrage W2, la durée des plages relativement à la durée des intervalles, pour chaque adaptation, pouvant être choisie en fonction des estimations de rapport signal à bruit sur les voies V1 et V2. L'invention peut se situer dans le domaine de la prise de son utilisant au moins deux capteurs, par exemple pour des applications selon la liste non exhaustive ci-après : - Téléconférence et visioconférence en milieu bruité (en salle dédiée et/ou à partir d'ordinateur multimédia, etc.) ; - Téléphonie, sur terminaux classiques ou mobiles, ou autres ; - Téléphonie sur terminaux en mains-libres (de bureau, sur mobiles, ou sur mobiles embarqués dans des véhicules, ou autres) ; - Prise de son dans des lieux publiques (gare, trains, aéroport, ou autres) ; - Reconnaissance de parole robuste à l'environnement acoustique ; - Prise de son pour le cinéma et les médias (radio, télévision, notamment pour du journalisme d'évènements sportifs ou des concerts, etc.).

Toutefois, plus généralement, l'invention est également applicable à tous les domaines où un système multicapteurs est (ou pourrait être) utilisé, notamment pour : - La réception sur une antenne d'ondes radioélectriques (radiocommunications, télédétection atmosphérique, ou autres) ; La réception par antenne sonar (imagerie sous-marine, télédétection sous- marine, ou autre) ; - Le traitement multicapteurs appliqué aux signaux biomédicaux (électroencéphalogramme, électrocardiogramme, imagerie médicale, biomédicale ou autre).

Claims (11)

1. REVENDICATIONS1. Procédé de traitement de signal, dans une structure comportant au moins un premier (W21) et un deuxième (W12) filtres, agencés entre une voie principale (V1) véhiculant un premier signal (Xp(z)) et une voie de référence (V2) véhiculant un deuxième signal (Xr(z)), et selon une configuration backward pour réduire, dans le premier signal (Xp(z)), du bruit estimé dans le deuxième signal (Xr(z)), caractérisé en ce que le procédé comporte un premier calcul de filtrage (W1), adaptatif en fonction d'une différence estimée en fonction des premier et deuxième signaux pris en amont des premier et deuxième filtres dans lesdites voies principale et de référence, ledit premier calcul de filtrage étant imposé à l'un (W21) des premier et deuxième filtres pour mise à jour.
2. 2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que le calcul de filtrage (W1) est 15 adapté en fonction de la soustraction de l'un (Xp(z)) des premier et deuxième signaux, par l'autre (Xr(z)) des premier et deuxième signaux et auquel est appliqué le filtrage calculé (W1).
3. 3. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que le procédé comporte : 20 - un premier calcul de filtrage (W1), adaptatif en fonction d'une première différence estimée en fonction des premier et deuxième signaux pris en amont des premier et deuxième filtres dans lesdites voies principale et de référence, et - un deuxième calcul de filtrage (W2), adaptatif en fonction d'une deuxième différence estimée en fonction des premier et deuxième signaux pris en amont des premier et 25 deuxième filtres dans lesdites voies principale et de référence,ledit premier calcul de filtrage étant imposé à l'un (W21) des premier et deuxième filtres et ledit deuxième calcul de filtrage étant imposé à l'autre (W12) des premier et deuxième filtres.
4. 4. Procédé selon la revendication 2, dans une structure comportant au moins : - un premier (Cl) et un deuxième (C2) capteurs, captant respectivement les premier (Xp(z)) et deuxième (Xr(z)) signaux et reliés respectivement à la voie principale (V 1) et la voie de référence (V2), - au moins un premier filtre (W21) du deuxième signal (Xr(z)), dont la sortie est l0 destinée à être ôtée du premier signal (Xp(z)), et - un deuxième filtre (W12) du premier signal (Xp(z)), dont la sortie est destinée à être ôtée du deuxième signal (Xr(z)), caractérisé en ce que l'on effectue, en amont des premier et deuxième filtres dans lesdites voies principale et de référence : 15 - un premier calcul de filtrage (W1), adaptatif en fonction de la différence entre le premier signal (Xp(z)) et le deuxième signal (Xr(z)) auquel est appliqué le premier filtrage calculé (W1), et - un deuxième calcul de filtrage (W2), adaptatif en fonction de la différence entre le deuxième signal (Xr(z)) et le premier signal (Xp(z)) auquel est appliqué le deuxième 20 filtrage calculé (W2), le premier calcul de filtrage (W1) étant imposé au premier filtre (W21) et le deuxième calcul de filtrage (W2) étant imposé au deuxième filtre (W12).
5. 5. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'on choisit un pas ( wi ; w2) d'adaptation du calcul de filtrage en fonction d'un rapport signal à bruit estimé sur l'une au moins des voies principale et de référence.
6. 6. Procédé selon la revendication 5, prise en combinaison avec la revendication 4, caractérisé en ce que l'on choisit : - un pas ( w2) d'adaptation du deuxième calcul de filtrage variant comme le rapport signal à bruit estimé sur la voie de référence, et - un pas (gwi) d'adaptation du premier calcul de filtrage variant comme l'inverse du rapport signal à bruit estimé sur la voie principale.
7. 7. Procédé selon la revendication 6, caractérisé en ce que : - le pas d'adaptation du deuxième calcul de filtrage ( w2) est constant pour un rapport signal à bruit inférieur à une première valeur seuil (RSBw2min), varie comme le rapport signal à bruit pour un rapport signal à bruit supérieur à la première valeur seuil, et est constant pour un rapport signal à bruit supérieur à une deuxième valeur seuil (RSBw2max), supérieure à ladite première valeur seuil, et - le pas d'adaptation du premier calcul de filtrage (gwi) est constant (gwimax) pour un rapport signal à bruit inférieur à une première valeur seuil (RSBwimin), varie comme l'inverse du rapport signal à bruit pour un rapport signal à bruit supérieur à la première valeur seuil, et est constant (gwimin) pour un rapport signal à bruit supérieur à une deuxième valeur seuil (RSBwimax), supérieure à ladite première valeur seuil (RSBwimin).
8. 8. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que le calcul de filtrage (W1) et la mise à jour du premier filtre (W21) ne sont mis en oeuvre qu'à condition qu'un rapport signal à bruit, estimé sur l'une des voies principale et de référence, ait une valeur dans une gamme choisie.
9. 9. Procédé selon la revendication 8, prise en combinaison avec la revendication 4, caractérisé en ce que le calcul du premier filtrage (W1) et la mise à jour du premier filtre (W21) ne sont mis en oeuvre qu'à condition que le rapport signal à bruit (RSBr), estimé sur la voie de référence, ait une valeur inférieure à une valeur seuil (RSBw2min).
10. 10. Dispositif comportant au moins un premier (W21) et un deuxième (W12) filtres, agencés entre une voie principale (V1) véhiculant un premier signal (Xp(z)) et une voie de référence (V2) véhiculant un deuxième signal (Xr(z)), et selon une configuration backward pour réduire, dans le premier signal (Xp(z)), du bruit estimé dans le deuxième signal (Xr(z)), caractérisé en ce que l'un au moins des premier et deuxième filtres (W21) est mis à jour par un premier calcul de filtrage (W1) adaptatif en fonction d'une différence estimée en fonction des premier et deuxième signaux pris en amont des premier et deuxième filtres dans lesdites voies principale et de référence.
11. 11. Programme informatique comportant des instructions pour la mise en oeuvre du procédé selon la revendication 1, lorsque ce programme est exécuté par un processeur.