FR2934421A1

FR2934421A1 - Detection de valeur d'une impedance d'un systeme radiofrequence

Info

Publication number: FR2934421A1
Application number: FR0855012A
Authority: FR
Inventors: Benoit Bonnet; Sylvain Charley; Francois Dupont
Original assignee: STMicroelectronics Tours SAS
Current assignee: STMicroelectronics Tours SAS
Priority date: 2008-07-23
Filing date: 2008-07-23
Publication date: 2010-01-29
Anticipated expiration: 2028-07-23
Also published as: US20100019983A1; FR2934421B1; US8565695B2

Abstract

L'invention concerne un procédé et un dispositif de détermination de l'amplitude et de la phase d'une impédance connectée sur une ligne de transmission, comportant un coupleur bidirectionnel dont une première ligne est intercalée sur la ligne de transmission et dont une deuxième ligne fournit à ses extrémités respectives deux signaux de mesure, et un transformateur à changement de mode dont les entrées de mode différentiel respectives reçoivent des informations représentatives des signaux de mesure.

Description

B8822 - 08-T0-058 1 DÉTECTION DE VALEUR D'UNE IMPÉDANCE D'UN SYSTÈME RADIOFRÉQUENCE

Domaine de l'invention La présente invention concerne de façon générale les systèmes radiofréquence et, plus particulièrement, les chaînes d'émission (ou d'émission-réception) radiofréquence équipées d'un réseau d'adaptation d'impédance entre un amplificateur d'émission et une antenne. Exposé de l'art antérieur Les systèmes d'émission radiofréquence, notamment ceux utilisés dans des dispositifs mobiles de communication (par exemple, des téléphones portables), sont fortement sensibles à des perturbations liées à un changement d'environnement (par exemple, la position de la main de l'utilisateur par rapport à l'antenne). On peut prévoir l'implémentation d'un réseau d'adaptation d'impédance dynamique entre la sortie d'un amplificateur d'émission et une antenne pour optimiser la chaîne de transmission. Cette optimisation permet, entre autres, d'optimiser la consommation d'énergie du dispositif d'émission. Pour être capable de commander un réseau d'adaptation d'impédance dynamique, il faut détecter une modification de l'impé- dance de la charge connectée en sortie de l'amplificateur afin d'être en mesure de réadapter le système sur une valeur nominale de l'impédance de sortie de cet amplificateur.

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2 On utilise généralement un coupleur directionnel en sortie de l'amplificateur d'émission pour déterminer le rapport d'onde stationnaire (VSWR - Voltage Standing Wave Ratio). Un tel coupleur permet de prélever une partie de la puissance transmise sur la ligne principale à des fins de mesure. Une première solution consiste à utiliser un algorithme itératif pour recaler le réseau d'adaptation d'impédance. Un tel algorithme itératif prend généralement du temps. Pour accélérer l'adaptation d'impédance, on préfère détecter l'amplitude et la phase du rapport d'onde stationnaire. Le document US-A-2006/0160501 décrit un système d'adaptation d'impédance dans lequel la détection de phase et d'amplitude du rapport d'onde stationnaire requiert deux coupleurs de part et d'autre du réseau d'adaptation d'impédance.

Il serait souhaitable de disposer d'un système de détection en amplitude et en phase du rapport d'onde stationnaire d'une charge d'un amplificateur d'émission qui soit rapide et fiable. Il serait également souhaitable de disposer d'un dispo-20 sitif peu encombrant et peu coûteux. Résumé Un objet des modes de réalisation qui vont être décrits est de pallier tout ou partie des inconvénients des systèmes de détection pour adaptation d'impédance. 25 Un autre objet vise plus particulièrement à simplifier l'interprétation d'une mesure de rapport d'onde stationnaire en phase et en amplitude. Un autre objet est de proposer un dispositif passif de mesure d'une différence entre deux signaux, particulièrement 30 adapté aux systèmes radiofréquences. Ainsi, un mode de réalisation prévoit un dispositif de détermination de l'amplitude et de la phase d'une impédance connectée sur une ligne de transmission, comportant un coupleur bidirectionnel dont une première ligne est intercalée sur la 35 ligne de transmission et dont une deuxième ligne fournit à ses B8822 - 08-T0-058

3 extrémités respectives deux signaux de mesure, et un transformateur à changement de mode dont les entrées de mode différentiel respectives reçoivent des informations représentatives des signaux de mesure.

Selon un mode de réalisation du dispositif, deux séparateurs ont des entrées respectives connectées aux extrémités respectives de la deuxième ligne du coupleur et des premières sorties respectives reliées aux entrées de mode différentiel du transformateur à changement de mode.

Selon un mode de réalisation du dispositif, un élément de coituttutation a trois bornes d'entrées respectivement connectées à des deuxièmes sorties des séparateurs et à la sortie de mode commun du transformateur, une unique borne de sortie de l'élément de commutation étant connectée à une entrée d'un unique amplificateur. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le dispositif est réalisé sous la forme d'un circuit intégré passif. Il est également prévu un dispositif d'adaptation 20 d'impédance, comportant : un dispositif de détermination ; un circuit d'impédance ajustable en série avec le cou-pleur sur la ligne de transmission ; et une entité de détermination des valeurs de réglage par 25 interprétation des mesures effectuées par le dispositif de détermination ; et un circuit de commande du circuit d'impédance ajustable à partir des valeurs de réglage. Il est également prévu un système de transmission 30 radiofréquence comportant : au moins un amplificateur d'émission ; au moins un dispositif d'adaptation d'impédance ; et au moins une antenne. Il est également prévu un procédé de détermination de 35 l'amplitude et de la phase d'une impédance connectée sur une B8822 - 08-T0-058

4 ligne de transmission, par évaluation du rapport d'onde stationnaire au moyen d'un coupleur bidirectionnel dont une première ligne est intercalée sur la ligne de transmission, la différence entre des signaux prélevés aux extrémités d'une deuxième ligne du coupleur étant calculée par un transformateur à changement de mode. Selon un mode de réalisation de la présente invention, une information relative à l'amplitude est fournie en calculant la différence d'amplitude entre les signaux prélevés aux extrémités de la deuxième ligne du coupleur et une information relative à la phase est obtenue à partir d'un signal prélevé en sortie du transformateur à changement de mode. Il est également prévu un procédé d'adaptation d'impédance, dans lequel : une différence des amplitudes respectives des signaux présents sur les deuxièmes sorties des atténuateurs est calculée par le transformateur à changement de mode, numérisée et mémo-risée ; l'amplitude du signal présent en sortie du transfor-20 mateur à changement de mode est numérisée et mémorisée ; les valeurs numériques sont comparées à des valeurs préétablies d'une table de correspondance fournissant deux para- mètres possibles de réglage du circuit d'impédance ajustable ; une première valeur de réglage est appliquée au circuit 25 d'impédance ajustable ; et de nouvelles mesures reprenant les deux premières étapes ci-dessus sont opérées pour vérifier que l'impédance corrigée est plus proche d'une impédance souhaitée que la valeur courante et, si ce n'est pas le cas, un deuxième réglage à partir de la 30 deuxième valeur de réglage fournie par la table de correspondance est réalisé. Selon un mode de réalisation de la présente invention, la comparaison entre les valeurs mesurées et les valeurs conte-nues dans la table de correspondance s'effectue par recherche de 35 la valeur la plus proche.

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Brève description des dessins Ces objets, caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non-limitatif 5 en relation avec les figures jointes parmi lesquelles : la figure 1 est un schéma-blocs d'un système d'émission radiofréquence du type auquel s'applique les modes de réalisation qui vont être décrits la figure 2 détaille le schéma-blocs de la figure 1 au 10 niveau d'un réseau d'adaptation d'impédance usuel ; la figure 3 représente un mode de réalisation d'un circuit de détection d'un réseau d'adaptation d'impédance ; les figures 4, 5 et 6 sont des exemples d'abaques de Smith illustrant le fonctionnement du circuit de détection de la 15 figure 3 ; la figure 7 représente un mode de réalisation d'un circuit passif de mesure d'amplitude et de phase de rapport d'onde stationnaire ; et la figure 8 est une représentation schématique d'un 20 mode de réalisation d'un dispositif passif de calcul d'une différence de signaux. De mêmes éléments ont été désignés par de mêmes références aux différentes figures. Description détaillée 25 Par souci de clarté, seuls les éléments utiles à la compréhension de l'invention ont été représentés et seront décrits. En particulier, les circuits en amont et en aval du réseau d'adaptation d'impédance n'ont pas été détaillés, les modes de réalisation décrits étant compatibles avec l'exploitation usuelle 30 d'un réseau d'adaptation d'impédance. La figure 1 est un schéma-blocs d'un exemple de chaîne d'émission radiofréquence simplifiée. Un signal Tx à transmettre est fourni à un amplificateur d'émission 1 (PA) dont la sortie traverse un dispositif 2 d'adaptation d'impédance dynamique TMN 35 avant d'être envoyé sur une antenne 3. Le rôle du dispositif B8822 - 08-TO-058

6 d'adaptation d'impédance 2 est de faire en sorte que la charge présentée en sortie de l'amplificateur 1 soit la plus proche possible de l'impédance de sortie nominale de cet amplificateur (par exemple, 50 ohms), quelles que soient les perturbations de l'environnement de l'antenne 3. D'autres éléments peuvent, le cas échéant, être présents entre l'amplificateur et l'antenne (par exemple, un séparateur de voies entre émission et réception, d'autres coupleurs, filtres passe-bas, déphaseurs, coituttutateurs d'antenne, etc.) La figure 2 représente, sous forme de blocs, un exemple usuel de réseau d'adaptation d'impédance 4 associé à un amplificateur 1 et une antenne 3. Typiquement, la sortie de l'amplificateur 1 traverse un coupleur directionnel 21 (COUPLER) avant d'arriver sur un circuit 22 d'adaptation d'impédance (TUNE) dont la sortie est destinée à être connectée à l'antenne 3. Un coupleur comporte généralement une ligne de transmission principale 211 destinée à être intercalée sur la ligne de transmission du signal utile, et une ligne secondaire 212 couplée à la première et prélevant une partie de la puissance de la ligne principale. Un port d'accès IN dit d'entrée, de la ligne principale 211 est côté amplificateur 1 tandis qu'un port d'accès OUT (parfois également désigné DIR) dit de sortie, est côté antenne 3 (donc côté circuit 22). Un port CPLD du coupleur, correspond à l'extrémité de la ligne secondaire 212 côté port IN et fournit une première information sur la mesure, notamment sur la puissance transmise à l'antenne. L'autre extrémité de la ligne secondaire 212 définit un port ISO, dit isolé, qui fournit une information sur la puissance réfléchie par l'antenne, donc sur le rapport d'onde stationnaire.

Dans l'exemple de la figure 2, les ports CPLD et ISO sont chacun connectés en entrée d'un atténuateur 41 ou 42 (ATT) dont la sortie est reliée à un amplificateur 43, respectivement 44 (AMP). Une première information que fournissent les signaux des ports CPLD et ISO est le module du rapport d'onde station- paire. Cette information se déduit de la différence des ampli- B8822 - 08-T0-058

7 tudes respectives des signaux des ports CPLD et ISO qui reflète la différence entre la puissance réfléchie et la puissance transmise, donc le module de l'impédance de la charge. Pour obtenir la phase de l'impédance de la charge, il faut détecter le déphasage entre les signaux présents sur les ports couplé et isolé. Pour cela, un détecteur de phase 45 (PD) interprète les sorties respectives des amplificateurs 43 et 44 de façon synchronisée. Les signaux issus des amplificateurs 43 et 44 ainsi que le signal résultat du détecteur de phase 45 sont exploités par un bloc 46 (ADC TABLE). Cette exploitation consiste, par exemple, à repérer dans une table de correspondance, la correction à effectuer pour que la charge redevienne adaptée à l'impédance nominale et en phase avec le signal de sortie. La sortie du bloc 46 est exploitée par un circuit 23 (CTRL) de commande du circuit 22 d'adaptation d'impédance. Dans le circuit de la figure 2, la présence de deux amplificateurs 43, 44 traitant les signaux issus des ports CPLD et ISO est indispensable dans la mesure où le détecteur de phase 45, de part sa constitution, a besoin de recevoir en même temps les signaux à exploiter. La figure 3 est un schéma-blocs d'un mode de réalisation d'un dispositif ou réseau d'adaptation d'impédance (TMN) intercalé entre un amplificateur d'émission 1 et une antenne 3. Le réseau 2 comporte un coupleur 21, un circuit d'impédances ajustables 22 et un circuit de commande 23 de ces impédances 22, lui-même commandé par un circuit 29 d'interprétation des mesures réalisées par le coupleur 21. Les sorties CPLD et ISO de la ligne secondaire 212 du coupleur 21 sont envoyées sur des séparateurs 24 et 25 (SPLIT) répartissant chacun le signal reçu en deux voies. Des premières sorties respectives 241 et 251 des séparateurs sont envoyées sur un transformateur à changement de mode 26 (BALUN) tandis que des deuxièmes sorties respectives 242 et 252 des séparateurs sont envoyées directement sur un circuit de commutation 27 dont une sortie est envoyée sur un unique amplificateur 28 (AMP). La B8822 - 08-T0-058

8 sortie de l'amplificateur 28 est traitée par le circuit 29. Une sortie de mode commun 263 du transformateur à changement de mode est connectée en entrée du commutateur 27 tandis que ses deux entrées de mode différentiel sont connectées aux sorties respec- tives 241 et 251 des séparateurs 24 et 25. Le rôle du commutateur 27 est de fournir à l'amplificateur 28, successivement, les sorties respectives des séparateurs représentant les amplitudes respectives des signaux des bornes CPLD et ISO et la sortie du transformateur 26 repré- sentant l'amplitude de la différence entre ces signaux dont on peut extraire la phase. Le circuit ou entité 29 comporte, entre autres, des éléments de conversion analogique-numérique (ADC) des valeurs mémorisées, des éléments de mémorisation des valeurs converties et de valeurs représentatives d'une table de correspondance entre des valeurs de réglage en fonction des valeurs lues. Le circuit 29 peut comporter, par exemple, un circuit de traitement numérique, un microprocesseur. Il pourra également correspondre à des fonctions logicielles réalisées par des circuits externes (typiquement, des circuits du dispositif, par exemple, le télé-phone mobile, dans lequel la chaîne d'émission est intégrée). Les figures 4, 5 et 6 sont des abaques de Smith illustrant le fonctionnement du circuit 2 de la figure 3. La figure 4 illustre un abaque de Smith sur laquelle a été représenté un cercle représentant le module p de l'impédance de la charge et une courbe f fonction du module p et de la phase cp de cette impédance. Le module p de l'impédance courante vient de la mesure des signaux présents sur les sorties 242 et 252 des séparateurs en faisant la différence entre le module SISO mesuré sur la borne ISO et le module SCPLD mesuré sur la borne CPLD. Ces deux mesures peuvent être effectuées successivement, donc avec un même amplificateur (28). La courbe f (p, (p) fonction du module p et de la phase (p 35 provient de la mesure du signal fourni par la sortie 263 de mode B8822 - 08-T0-058

9 commun du transformateur à changement de mode 26. Cette information correspond au module SISO û SCPLD de la différence entre les signaux des bornes ISO et CPLD, qui représente )IPr2 + Pt2 + 2 • Pr • Pt • coscp, où Pr désigne la puissance réfléchie 5 et Pt désigne la puissance transmise. La connaissance de ces deux informations permet, comme l'illustre la figure 4, de déterminer, sur l'abaque de Smith, deux points possibles Z1 et Z2 pour l'impédance courante de la charge. 10 La figure 5 illustre alors, par le même abaque de Smith, l'interprétation faite par le circuit 29 de ces mesures. On sélectionne de façon arbitraire l'une des valeurs (par exemple Z1) puis on modifie, par exemple à partir d'une table de conversion contenue dans le bloc 29, l'impédance du circuit 22 15 pour, en principe, ramener la valeur de l'impédance de la charge sur un point Z d'impédance 50 ohms. Une deuxième détermination est effectuée. Si cette détermination confirme une réadaptation de l'impédance, donc les valeurs du point Z, c'est que le point Z1 était le point courant précédent. Dans le cas contraire, cela 20 signifie que la valeur courante de l'impédance correspond au point Z2 et on réeffectue l'adaptation à partir de ce paramètre. La figure 6 reprend un abaque de Smith sur lequel plusieurs cercles de modules d'impédance ont été illustrés de même que plusieurs courbes représentatives de la fonction f de 25 l'impédance et de la phase. Cette figure illustre un exemple de construction de la table de conversion du bloc 29. Par exemple, cette table contient des valeurs d'origine correspondant à différents cercles de module et à différentes courbes de déphasage. Lorsqu'on effectue la mesure au moyen du circuit de 30 la figure 3, on détermine de quel cercle la valeur mesurée ISO û CPLD est la plus proche, de quelle courbe la valeur mesurée SISO û CPLD par le signal issu du transformateur à changement de mode est la plus proche. A partir de ces deux grandeurs, on détermine les points d'intersection possible de 35 l'impédance courante Z1 et Z2 dans la table pour extraire les B8822 - 08-T0-058

10 commandes adaptées destinées à recentrer cette impédance sur la valeur normalisée de 50 ohms. La figure 7 représente, de façon très schématique, un mode de réalisation d'un circuit passif 5 incluant un coupleur 21, deux séparateurs 24 et 25 et un transformateur à changement de mode 26 tels qu'illustrés en figure 3. La représentation de la figure 7 montre qu'il est possible d'intégrer les constituants de ces trois éléments sur un même circuit passif. Le coupleur 21 comporte une ligne de transmission principale 211 et une ligne de transmission secondaire 212 placée parallèlement l'une à l'autre pour assurer le couplage. Les extrémités respectives de la ligne secondaire 212 sont reliées aux entrées respectives des séparateurs 24 et 25. Dans cet exemple, chaque séparateur comporte trois résistances dans une structure en T. Deux premières résistances R241 et R242, respectivement R251 et R252, sont en parallèle entre les bornes de sortie respectives 241 et 242 (respectivement 251 et 252) et un point commun de ces résistances connecté, par la troisième résistance R243 ou R253, à la borne d'entrée du séparateur. D'autres structures de séparateurs résistifs (par exemple de type pont résistif en n) peuvent être utilisées. Le transformateur à changement de mode 26 comporte fonctionnellement deux inductances couplées l'une à l'autre, agencées et dimensionnées de sorte à restituer, sur une borne 263 d'une inductance secondaire 264, la différence entre les signaux respectivement appliqués aux extrémités 265 et 266 d'une ligne principale 267. Dans l'exemple représenté, l'autre extrémité 268 de la ligne secondaire est reliée à la masse. Par rapport à une solution exploitant deux amplifi- cateurs et un détecteur de phase, on économise un amplificateur qui est remplacé par le transformateur à changement de mode décrit. Un avantage est un avantage économique ainsi qu'un avantage en consommation et en taille. En variante, on pourra inverser les extrémités 263 et 35 268, c'est-à-dire connecter l'extrémité 263 à la masse et prélever B8822 - 08-T0-058

11 le signal sur l'extrémité 268. On obtient alors le déphasage par la valeur SCPLD û SISO Les modes de réalisation décrits tirent profit de la fonction de conversion de mode différentiel en mode commun d'un transformateur à changement de mode pour détourner cette fonction en un calcul de différence de signaux. Habituellement, les signaux appliqués aux entrées 266 et 265 de mode différentiel sont symétriques par rapport à un potentiel de référence. Côté sortie 263, le signal est un signal de mode commun référencé par rapport à la masse. En principe, dans un transformateur à changement de mode, on ne souhaite pas appliquer un signal quel-conque en entrée de mode différentiel dans la mesure où les pertes d'insertion sont alors élevées. Dans l'application visée à un calcul de différence pour extraire la phase de la charge, il n'est toutefois pas gênant d'avoir de telles pertes d'insertion élevées car on souhaite effectuer une mesure et non transmettre un signal utile. La figure 8 est une représentation schématique d'un transformateur à changement de mode du type utilisable dans les modes de réalisation décrits. Cette représentation illustre qu'entre les bornes 263 et 268 du transformateur 26, on obtient une tension VISO-VCPLD correspondant à la différence entre les tensions VISO et VCPLD appliquées aux bornes 265 et 266. Un transformateur à changement de mode dans une tech- nique de lignes distribuées comporte, côté mode commun, une piste conductrice 264 et côté mode différentiel deux pistes conductrices 2671 et 2672 en série l'une avec l'autre. Le point milieu entre ces deux pistes conductrices représente, dans un transformateur à changement de mode usuel, la référence de ten- Sion commune aux signaux appliqués aux entrées différentielles. Des modes de réalisation particuliers de la présente invention ont été décrits. Diverses variantes et modifications apparaîtront à l'homme de l'art. En particulier, la réalisation pratique du transfor-35 mateur à changement de mode, des atténuateurs et du coupleur B8822 - 08-T0-058

12 dans une technologie de circuit intégré passif et de lignes distribuées est à la portée de l'homme du métier à partir des indications fonctionnelles données ci-dessus. De plus, la réalisation pratique de la fonction d'inter- prétation des mesures est également à la portée de l'hottutte du métier à partir des indications fonctionnelles données ci-dessus et en utilisant pour le reste des mécanismes habituels. A cet égard, bien que l'on ait fait plus référence à une terminologie matérielle, cette fonction de l'élément 29 peut être effectuée de façon logicielle. Par ailleurs, les éléments 29 et 23 pourront être groupés dans une même entité.

Claims

REVENDICATIONS1. Dispositif de détermination de l'amplitude et de la phase d'une impédance connectée sur une ligne de transmission, comportant un coupleur bidirectionnel (21) dont une première ligne (211) est intercalée sur la ligne de transmission, et dont une deuxième ligne (212) fournit à ses extrémités respectives deux signaux de mesure, caractérisé en ce qu'il comporte un transformateur à changement de mode (26) dont les entrées de mode différentiel respectives reçoivent des informations représentatives des signaux de mesure.
2. Dispositif selon la revendication 1, comportant en outre deux séparateurs (24, 25) dont des entrées respectives sont connectées aux extrémités respectives de la deuxième ligne (212) du coupleur (21) et dont des premières sorties respectives sont reliées aux entrées de mode différentiel du transformateur à changement de mode (26).
3. Dispositif selon la revendication 2, comportant en outre un élément de commutation (27) dont trois bornes d'entrées sont respectivement connectées à des deuxièmes sorties des séparateurs (24, 25) et à la sortie de mode commun du transformateur (26), une unique borne de sortie de l'élément de coitunutation étant connectée à une entrée d'un unique amplificateur (28).
4. Dispositif selon la revendication 3, réalisé sous la forme d'un circuit intégré passif.
5. Dispositif d'adaptation d'impédance, comportant : 25 un dispositif de détermination conforme à la revendication 3 ou 4 ; un circuit (22) d'impédance ajustable en série avec le coupleur (21) sur la ligne de transmission ; et une entité (29) de détermination des valeurs de réglage 30 par interprétation des mesures effectuées par le dispositif de détermination ; et un circuit de commande (23) du circuit d'impédance ajustable à partir des valeurs de réglage.B8822 - 08-T0-058 14
6. Système de transmission radiofréquence comportant : au moins un amplificateur d'émission (1) ; au moins un dispositif d'adaptation d'impédance (2) conforme à la revendication 5 ; et au moins une antenne (3).
7. Procédé de détermination de l'amplitude et de la phase d'une impédance connectée sur une ligne de transmission, par évaluation du rapport d'onde stationnaire au moyen d'un coupleur bidirectionnel (21) dont une première ligne (211) est intercalée sur la ligne de transmission, caractérisé en ce que la différence entre des signaux prélevés aux extrémités d'une deuxième ligne (212) du coupleur est calculée par un transformateur à changement de mode (26).
8. Procédé selon la revendication 7, dans lequel une information relative à l'amplitude est fournie en calculant la différence d'amplitude entre les signaux prélevés aux extrémités de la deuxième ligne (212) du coupleur (21) et une information relative à la phase est obtenue à partir d'un signal prélevé en sortie du transformateur à changement de mode (26).
9. Procédé d'adaptation d'impédance au moyen d'un dispositif conforme à la revendication 5, dans lequel : une différence des amplitudes respectives des signaux présents sur les deuxièmes sorties des atténuateurs (24, 25) est calculée par le transformateur à changement de mode, numérisée et mémorisée ; l'amplitude du signal présent en sortie du transformateur à changement de mode (26) est numérisée et mémorisée ; les valeurs numériques sont comparées à des valeurs préétablies d'une table de correspondance fournissant deux para- mètres possibles de réglage du circuit d'impédance ajustable (22) ; une première valeur de réglage est appliquée au circuit d'impédance ajustable ; et de nouvelles mesures reprenant les deux premières étapes 35 ci-dessus sont opérées pour vérifier que l'impédance corrigée 5B8822 - 08-T0-058 15 est plus proche d'une impédance souhaitée que la valeur courante et, si ce n'est pas le cas, un deuxième réglage à partir de la deuxième valeur de réglage fournie par la table de correspondance est réalisé.
10. Procédé selon la revendication 9, dans lequel la comparaison entre les valeurs mesurées et les valeurs contenues dans la table de correspondance (29) s'effectue par recherche de la valeur la plus proche.