FR2873517A1

FR2873517A1 - METHOD AND DEVICE FOR DIGITAL ANALOGUE CONVERSION WITH SYMMETRIC CORRECTION

Info

Publication number: FR2873517A1
Application number: FR0408039A
Authority: FR
Inventors: Michel Robbe; Roland Stoffel; Stephane Doucet
Original assignee: EADS Telecom SAS
Current assignee: Airbus DS SAS
Priority date: 2004-07-20
Filing date: 2004-07-20
Publication date: 2006-01-27
Anticipated expiration: 2024-07-20
Also published as: FR2873517B1; WO2006008188A1

Abstract

Un procédé de réglage règle un convertisseur analogique-numérique (300) ayant deux voies en quadrature (I,Q) comprenant chacune une entrée (101,102) et une sortie associées (108,109), pour convertir un signal d'entrée analogique complexe en un signal de sortie numérique complexe dans une bande de fréquence utile ayant une fréquence centrale déterminée (f0), chaque sortie étant bouclée sur ladite entrée associée de manière à former une première et une seconde boucles de réaction. Pour un signal d'entrée nul, on injecte un premier signal de référence dans la première boucle de réaction et simultanément un second signal de référence dans la seconde boucle de réaction, les signaux étant synchronisés l'un avec l'autre pour former un signal complexe centré sur une fréquence image de la fréquence centrale déterminée. Puis, on détecte un signal de sortie à la fréquence centrale (f0). Enfin, on réduit l'amplitude du signal détecté, par réglage d'un composant électronique (501) de la première et/ou la seconde boucle de réaction.An adjustment method sets an analog-to-digital converter (300) having two quadrature channels (I, Q) each having an associated input (101, 102) and an output (108, 109) for converting a complex analog input signal into a signal complex digital output signal in a useful frequency band having a determined center frequency (f0), each output being looped over said associated input so as to form a first and a second feedback loop. For a null input signal, a first reference signal is injected into the first feedback loop and simultaneously a second reference signal into the second feedback loop, the signals being synchronized with each other to form a signal complex centered on an image frequency of the determined central frequency. Then, an output signal is detected at the center frequency (f0). Finally, the amplitude of the detected signal is reduced by adjusting an electronic component (501) of the first and / or the second feedback loop.

Description

PROCEDE ET DISPOSITIF DE CONVERSION ANALOGIQUE NUMERIQUE AVEC CORRECTIONMETHOD AND DEVICE FOR DIGITAL ANALOG CONVERSION WITH CORRECTION

DE SYMETRIESYMETRY

La présente invention concerne les convertisseurs analogique-numérique de signaux complexes, ayant deux voies en quadrature. Plus particulièrement l'invention adresse le problème de la symétrie du traitement de signal entre ces deux voies dans un convertisseur passe- bande complexe. The present invention relates to analog-to-digital converters of complex signals, having two channels in quadrature. More particularly, the invention addresses the problem of the symmetry of the signal processing between these two channels in a complex bandpass converter.

Parmi les convertisseurs analogique-numérique, on connaît les convertisseurs analogique-numérique Sigma-Delta. Ces convertisseurs présentent une fréquence de sur-échantillonnage bien supérieure à la fréquence de Nyquist du signal d'entrée et qui, de ce fait, permettent d'obtenir une résolution importante pour un coût relativement faible. Among the analog-to-digital converters, Sigma-Delta analog-digital converters are known. These converters have an oversampling frequency much greater than the Nyquist frequency of the input signal and, as a result, provide significant resolution at a relatively low cost.

Les convertisseurs de ce type permettent également de rejeter le bruit de quantification à l'extérieur de la bande de fréquence utile du signal de sortie, laquelle possède une fréquence centrale fo. En effet, dans un tel convertisseur, le bruit de quantification est contrôlé par une action combinée des signaux des boucles de réaction et d'un filtre complexe. Converters of this type also make it possible to reject the quantization noise outside the useful frequency band of the output signal, which has a central frequency fo. Indeed, in such a converter, the quantization noise is controlled by a combined action of the signals of the feedback loops and a complex filter.

Des convertisseurs Sigma-Delta passe bande peuvent convertir des signaux analogiques complexes en signaux numériques complexes. Ils présentent alors deux voies en quadrature, classiquement référencées I (pour 'In phase') et Q (pour 'Quadrature'). Sigma-Delta passband converters can convert complex analog signals into complex digital signals. They then have two quadrature channels, classically referenced I (for 'In phase') and Q (for 'Quadrature').

Ces derniers présentent des avantages par rapport aux convertisseurs de signaux réels, en termes de stabilité et de largeur de bande passante. These have advantages over real signal converters in terms of stability and bandwidth.

La figure 1 illustre un convertisseur Sigma-Delta passe-bande complexe, pour convertir un signal analogique complexe en un signal numérique complexe. Un tel convertisseur comprend deux voies en quadrature I et Q. Chaque voie comprend une entrée 101, 102. Le signal entrant par l'entrée 101, 102 est additionné par un additionneur 103, 104 au signal de la boucle de réaction 114, 115. Puis le signal passe par le filtre complexe 105. Il est ensuite traité par un quantificateur 106, 107 avant d'être délivré sur des sorties 108, 109. Les boucles de réaction comprennent chacune au moins un convertisseur numérique-analogique 112, 113 pour fournir le signal de réaction. Figure 1 illustrates a complex band-pass Sigma-Delta converter for converting a complex analog signal into a complex digital signal. Such a converter comprises two quadrature channels I and Q. Each channel comprises an input 101, 102. The signal entering through the input 101, 102 is added by an adder 103, 104 to the signal of the feedback loop 114, 115. Then the signal passes through the complex filter 105. It is then processed by a quantizer 106, 107 before being delivered to outputs 108, 109. The feedback loops each comprise at least one digital-to-analog converter 112, 113 to provide the reaction signal.

En théorie, dans un convertisseur Sigma-Delta passe-bande complexe, le traitement du signal sur les voies 1 et Q est symétrique et de ce fait le bruit de quantification du signal est rejeté en dehors de la bande de fréquence du signal utile en sortie du convertisseur. La figure 2 illustre une courbe 202 de mise en forme de bruit d'un convertisseur de signaux complexes. Ainsi, le bruit est rejeté hors de la bande de fréquence utile 201 de fréquence centrale fo, ce qui permet d'améliorer le rapport signal/bruit et de ce fait d'accroître les performances du convertisseur. In theory, in a complex band-pass Sigma-Delta converter, the signal processing on channels 1 and Q is symmetrical and thus the quantization noise of the signal is rejected outside the frequency band of the useful output signal. of the converter. Figure 2 illustrates a noise shaping curve 202 of a complex signal converter. Thus, the noise is rejected outside the useful frequency band 201 of central frequency fo, which improves the signal / noise ratio and thus increases the performance of the converter.

Les imperfections des circuits analogiques peuvent causer une dissymétrie entre les deux voies. Dans la pratique, il est difficile et coûteux de fabriquer un convertisseur Sigma-Delta passe-bande complexe de signaux complexes pour lequel les deux voies, I et Q, sont parfaitement symétriques. The imperfections of the analog circuits can cause dissymmetry between the two channels. In practice, it is difficult and expensive to manufacture a complex band-pass Sigma-Delta converter of complex signals for which the two channels, I and Q, are perfectly symmetrical.

Or, l'invention part du constat que la réjection du bruit de quantification à l'extérieur de la bande de fréquence du signal utile est très sensible à la symétrie de traitement des voies I et Q. En effet, une dissymétrie de traitement du signal entre ces deux voies cause des repliements du bruit de quantification dans la bande de fréquence utile du signal en sortie du convertisseur, et, de ce fait, dégrade considérablement le rapport signal/bruit du convertisseur. Une telle dissymétrie peut être relative à la phase du signal ou bien au gain. However, the invention starts from the observation that the rejection of the quantization noise outside the frequency band of the useful signal is very sensitive to the symmetry of processing of the I and Q channels. Indeed, a dissymmetry of the signal processing between these two channels causes quantization noise to fold in the useful frequency band of the signal at the output of the converter, and, as a result, considerably degrades the signal-to-noise ratio of the converter. Such asymmetry can be related to the phase of the signal or to the gain.

On note qu'une dissymétrie relative à la phase induit des effets négligeables par rapport à une dissymétrie relative au gain. Par conséquent, par la suite, les termes symétrie' et dissymétrie' seront utilisés en référence à une symétrie ou une dissymétrie sur les deux voies I et Q relative au gain. It is noted that an asymmetry relating to the phase induces negligible effects with respect to a dissymmetry relative to the gain. Consequently, subsequently, the terms symmetry 'and dissymmetry' will be used with reference to a symmetry or an asymmetry on the two channels I and Q relative to the gain.

Lorsque les traitements du signal des voies I et Q ne sont pas symétriques dans un convertisseur analogique-numérique passe-bande de signaux complexes, on obtient en sortie du convertisseur un signal de bruit de quantification à la fréquence centrale du signal utile dont l'amplitude est sensiblement proportionnelle à une erreur de symétrie entre les voies I et Q. Différentes propositions ont déjà été faites pour pallier cet inconvénient des convertisseurs analogique-numérique de signaux complexes. When the signal processing of I and Q channels are not symmetrical in a band-pass analog-to-digital converter of complex signals, a quantization noise signal at the center frequency of the wanted signal whose amplitude is obtained at the output of the converter is obtained at the output of the converter. is substantially proportional to a symmetry error between channels I and Q. Various proposals have already been made to overcome this disadvantage of analog-to-digital converters of complex signals.

Ainsi, dans un article Mismatch Cancellation in Quadrature Bandpass DE Modulators Using an Error Shaping Technique , J. Riches et N. Erdol, IEEE, 2 février 2002, il est proposé une méthode de réglage des symétries des deux voies d'un convertisseur Sigma-Delta en gérant un partage aléatoire du temps entre les différents composants électroniques des différentes voies. Thus, in an article Mismatch Cancellation in Quadrature Bandpass DE Modulators Using an Error Shaping Technique, J. Riches and N. Erdol, IEEE, February 2, 2002, it is proposed a method for adjusting the symmetries of the two channels of a Sigma converter. Delta by managing a random sharing of the time between the different electronic components of the different channels.

Pour être performante, une telle méthode requiert une implémentation relativement difficile de la gestion du partage du temps. En outre, le convertisseur ainsi obtenu est très sensible au bruit thermique puisqu'une telle méthode ne corrèle pas le bruit thermique des différents composants. De plus, un tel convertisseur consomme beaucoup de temps et d'énergie pour la remise à l'état initial de chaque composant électronique à chaque changement de voie. To be efficient, such a method requires a relatively difficult implementation of the management of time sharing. In addition, the converter thus obtained is very sensitive to thermal noise since such a method does not correlate the thermal noise of the various components. In addition, such a converter consumes a lot of time and energy for the reset of each electronic component at each lane change.

Dans le brevet US 6, 329, 939, il est proposé de moyenner les erreurs de symétrie en utilisant un même intégrateur pour intégrer les signaux réels et imaginaires entrants. Ainsi, l'intégrateur commun est alternativement utilisé sur l'une puis sur l'autre voie du convertisseur. Un tel convertisseur consomme beaucoup de temps et d'énergie pour la remise à l'état initial de l'intégrateur commun à chaque changement de voie. In US Pat. No. 6,329,939, it is proposed to average the symmetry errors by using the same integrator to integrate the real and imaginary incoming signals. Thus, the common integrator is alternately used on one and then on the other channel of the converter. Such a converter consumes a lot of time and energy for resetting the common integrator at each lane change.

L'article Mismatch Cancellation for Complex Bandpass Sigma-Delta Modulators de L. Yu, M. Snelgrove, propose de traiter le signal en sortie du convertisseur et de filtrer le bruit dû à une dissymétrie des deux voies I et Q. Une telle méthode de réduction du bruit lié à la dissymétrie des voies est coûteuse en calculs et consomme de ce fait beaucoup d'énergie. De plus, le temps de réponse de ce traitement de signal est long. The Sigma-Delta Modulators Mismatch Cancellation for Complex Bandpass article by L. Yu, M. Snelgrove, proposes to process the signal at the output of the converter and to filter the noise due to an asymmetry of the two I and Q channels. noise reduction related to the asymmetry of the channels is expensive in calculations and consumes therefore a lot of energy. In addition, the response time of this signal processing is long.

La présente invention vise à pallier ces inconvénients. The present invention aims to overcome these disadvantages.

Un premier aspect de l'invention propose un procédé de réglage d'un convertisseur analogique-numérique ayant deux voies en quadrature comprenant chacune une entrée et une sortie associées, pour convertir un signal d'entrée analogique complexe en un signal de sortie numérique complexe dans une bande de fréquence utile ayant une fréquence centrale déterminée (fo), chaque sortie étant bouclée sur ladite entrée associée de manière à former une première et une seconde boucles de réaction. A first aspect of the invention provides a method of setting an analog-to-digital converter having two quadrature channels each comprising an associated input and an output, for converting a complex analog input signal into a complex digital output signal into a useful frequency band having a determined center frequency (fo), each output being looped over said associated input so as to form first and second feedback loops.

Le procédé comprend, pour un signal d'entrée nul, les étapes consistant à : injecter un premier signal de référence dans ladite première boucle de réaction et simultanément un second signal de référence dans ladite seconde boucle de réaction, lesdits premier et second signaux étant synchronisés l'un avec l'autre pour former un signal complexe centré sur une fréquence image de ladite fréquence centrale déterminée; - détecter un signal de sortie à la fréquence centrale (fo) en sortie du convertisseur analogique-numérique; - réduire l'amplitude du signal détecté, par réglage d'au moins un composant électronique de la première et/ou la seconde boucle de réaction. The method comprises, for a null input signal, the steps of: injecting a first reference signal into said first feedback loop and simultaneously a second reference signal into said second feedback loop, said first and second signals being synchronized with each other to form a complex signal centered on an image frequency of said determined center frequency; detecting an output signal at the central frequency (fo) at the output of the analog-digital converter; - reduce the amplitude of the detected signal by adjusting at least one electronic component of the first and / or the second feedback loop.

Par la suite, le convertisseur Sigma-Delta passe-bande analogiquenumérique de signaux complexes est de préférence un convertisseur multibits. Ainsi, les signaux de réaction dans les boucles de réactions sont codés sur plusieurs bits et le contrôle peut être réalisé avec une relative grande précision. Subsequently, the Sigma-Delta digital-band analog-to-digital converter of complex signals is preferably a multibit converter. Thus, the feedback signals in the feedback loops are multi-bit coded and the control can be performed with relatively high accuracy.

Grâce à ces dispositions, on peut régler un convertisseur analogiquenumérique Sigma-Delta passe-bande complexe afin de corriger la dissymétrie des voies I et Q et donc d'améliorer les performances d'un tel convertisseur. A cet effet, on peut, pour avoir un signal nul en entrée, court-circuiter les entrées du convertisseur. Puis on injecte un signal de référence dans les deux boucles de réaction pour détecter une dissymétrie des voies I et Q. En effet, si, après injection du signal de référence, on détecte en sortie du convertisseur un signal dans la bande de fréquence utile, on en déduit que les voies I et Q ne sont pas symétriques. De plus, l'amplitude du signal de sortie dans la bande de fréquence utile est sensiblement proportionnelle à l'erreur de symétrie des voies I et Q, comme décrit dans une section suivante. Thanks to these arrangements, it is possible to adjust a complex analog-to-band digital Sigma-Delta converter in order to correct the asymmetry of the I and Q channels and thus to improve the performance of such a converter. For this purpose, in order to have a null input signal, it is possible to short-circuit the inputs of the converter. Then a reference signal is injected into the two feedback loops to detect an asymmetry of the I and Q channels. Indeed, if, after the injection of the reference signal, a signal in the useful frequency band is detected at the output of the converter, it follows that the I and Q channels are not symmetrical. In addition, the amplitude of the output signal in the useful frequency band is substantially proportional to the symmetry error of the I and Q channels, as described in a following section.

Ensuite, on règle un ou plusieurs composants électroniques afin de réduire l'amplitude du signal dans la bande de fréquence utile. On peut ainsi corriger la dissymétrie entre les voies I et Q. Lorsque, dans de telles conditions, par réglage d'au moins un composant électronique, on réduit l'amplitude du signal de fréquence centrale fo, cela signifie que le bruit de quantification a été rejeté hors de la bande de fréquence utile du signal de sortie et que, de ce fait, la dissymétrie des voies I et Q est corrigée. Avantageusement, un mode de réalisation de la présente invention permet de régler la symétrie des voies d'un convertisseur analogique-numérique passe-bande de signaux complexes avant son utilisation afin d'accroître le rapport signal/bruit et donc les performances de conversion de signaux complexes pendant son fonctionnement normal. Next, one or more electronic components are adjusted to reduce the amplitude of the signal in the useful frequency band. It is thus possible to correct the dissymmetry between the channels I and Q. When, under such conditions, by adjusting at least one electronic component, the amplitude of the central frequency signal fo is reduced, this means that the quantization noise has was rejected out of the useful frequency band of the output signal and, as a result, the asymmetry of the I and Q channels is corrected. Advantageously, an embodiment of the present invention makes it possible to adjust the symmetry of the channels of a band-pass analog-to-digital converter of complex signals before it is used in order to increase the signal-to-noise ratio and therefore the signal conversion performance. complex during normal operation.

Dans un mode de réalisation de la présente invention, selon le procédé de réglage du convertisseur analogique-numérique, on détermine une bande de fréquence autour de la fréquence centrale, avant de réaliser les étapes consistant à : - calculer une valeur de puissance du signal de sortie dans ladite bande de fréquence déterminée; - déterminer une valeur de réglage du composant électronique en fonction de ladite valeur de puissance calculée. In one embodiment of the present invention, according to the analog-to-digital converter control method, a frequency band around the center frequency is determined, before performing the steps of: - calculating a power value of the signal of output in said determined frequency band; determining an adjustment value of the electronic component as a function of said calculated power value.

En effet, dans certains cas, il peut être avantageux de déterminer une valeur de réglage du composant électronique en fonction d'une valeur calculée de puissance du signal en sortie afin de réduire l'amplitude du signal en sortie. Indeed, in some cases, it may be advantageous to determine an adjustment value of the electronic component as a function of a calculated value of power of the output signal in order to reduce the amplitude of the output signal.

II peut également être avantageux que les deux boucles de réaction comprennent chacune un composant électronique pouvant être réglé. It may also be advantageous that the two feedback loops each comprise a controllable electronic component.

L'invention couvre toute méthode permettant d'évaluer l'amplitude d'un signal en sortie à la fréquence centrale ou dans une bande de fréquence autour de la fréquence centrale. The invention covers any method for evaluating the amplitude of a signal output at the center frequency or in a frequency band around the center frequency.

Quelque soit la méthode utilisée pour calculer une valeur de puissance du signal de sortie, on peut déterminer la valeur de réglage du composant électronique en utilisant une table comprenant des valeurs de réglage prédéterminées accessibles en fonction de la valeur de puissance calculée. Whatever the method used to calculate a power value of the output signal, the setting value of the electronic component can be determined by using a table including predetermined adjustment values accessible as a function of the calculated power value.

Ainsi, une valeur de réglage peut être déterminée efficacement. Thus, a setting value can be determined effectively.

L'invention couvre toute autre méthode permettant de déterminer une valeur de réglage du composant électronique pour réduire l'amplitude du signal de sortie. The invention covers any other method for determining an adjustment value of the electronic component to reduce the amplitude of the output signal.

Puis, une fois que la valeur de réglage est déterminée, de préférence on mémorise cette valeur pour l'utilisation du convertisseur analogiquenumérique dans son fonctionnement normal en dehors d'une phase de réglage. Then, once the setting value is determined, preferably this value is memorized for the use of the digital analog converter in its normal operation outside of an adjustment phase.

Un second aspect de l'invention propose un convertisseur analogiquenumérique ayant deux voies en quadrature comprenant chacune une entrée et une sortie associées, pour convertir un signal d'entrée analogique complexe en un signal de sortie numérique complexe dans une bande de fréquence utile ayant une fréquence centrale déterminée, chaque sortie étant bouclée en réaction sur ladite entrée associée de manière à former une première et une seconde boucles de réaction. A second aspect of the invention provides a digital analog converter having two quadrature channels each having an associated input and an output for converting a complex analog input signal into a complex digital output signal in a useful frequency band having a frequency determined center, each output being looped in reaction on said associated input so as to form a first and a second feedback loop.

Le convertisseur comprend: - une première voie pour recevoir un premier signal de référence dans ladite première boucle de réaction et une seconde voie pour recevoir simultanément un second signal de référence dans ladite seconde boucle de réaction, lesdits premier et second signaux étant synchronisés l'un avec l'autre pour former un signal complexe centré sur une fréquence image de ladite fréquence centrale déterminée; - des moyens agencés pour détecter un signal de sortie à la fréquence centrale en sortie du convertisseur analogique-numérique; - au moins un composant électronique réglable pour réduire l'amplitude du signal de sortie à la fréquence centrale, ledit composant électronique étant compris dans la première et/ou la seconde boucle de réaction. The converter comprises: a first channel for receiving a first reference signal in said first feedback loop and a second channel for simultaneously receiving a second reference signal in said second feedback loop, said first and second signals being synchronized with one another; with the other to form a complex signal centered on an image frequency of said determined center frequency; means arranged to detect an output signal at the central frequency at the output of the analog-digital converter; at least one adjustable electronic component for reducing the amplitude of the output signal at the central frequency, said electronic component being included in the first and / or second feedback loop.

Un tel convertisseur analogique-numérique de signaux complexes permet de réaliser un réglage de symétrie de traitement sur les voies I et Q selon le procédé de réglage du premier aspect de la présente invention. Such an analog-to-digital converter of complex signals makes it possible to achieve a treatment symmetry adjustment on the I and Q channels according to the adjustment method of the first aspect of the present invention.

Un tel convertisseur peut comprendre un générateur de signal pour injecter les premier et second signaux de référence. Such a converter may comprise a signal generator for injecting the first and second reference signals.

Ou alors, un tel convertisseur comprend un premier générateur de signal pour injecter le premier signal de référence et un second générateur de signal pour injecter le second signal de référence, les premier et second générateurs étant synchronisés. Or, such a converter comprises a first signal generator for injecting the first reference signal and a second signal generator for injecting the second reference signal, the first and second generators being synchronized.

Dans un mode de réalisation, le premier générateur, respectivement le second générateur, comprend un étage de multiplexeurs adapté pour réaliser un décalage numérique du signal de la première boucle de réaction, respectivement la seconde boucle de réaction, et injecter ainsi le premier signal de référence, respectivement le second signal de référence. In one embodiment, the first generator, respectively the second generator, comprises a multiplexer stage adapted to perform a digital shift of the signal of the first feedback loop, respectively the second feedback loop, and thereby inject the first reference signal. , respectively the second reference signal.

Dans un autre mode de réalisation, le premier générateur, respectivement le second générateur, comprend un étage d'additionneurs et/ou de soustracteurs adapté pour réaliser une addition ou une soustraction sur le signal de la première boucle de réaction, respectivement la seconde boucle de réaction, et injecter ainsi le premier signal de référence, respectivement le second signal de référence. In another embodiment, the first generator, respectively the second generator, comprises an adder and / or subtractor stage adapted to perform an addition or subtraction on the signal of the first feedback loop, respectively the second feedback loop. reaction, and thereby inject the first reference signal, respectively the second reference signal.

Dans un mode de réalisation de l'invention, un convertisseur comprend en outre une liaison avec une unité de détection adaptée pour détecter un signal de sortie et pour transmettre une information de détection de signal audit convertisseur via ladite liaison. Dans ce cas, dans le convertisseur, on détecte un signal de sortie à la fréquence fo par réception de ladite information depuis ladite unité de détection. In one embodiment of the invention, a converter further comprises a link with a detection unit adapted to detect an output signal and to transmit signal detection information to said converter via said link. In this case, in the converter, an output signal is detected at the frequency fo by receiving said information from said detection unit.

Dans un autre mode de réalisation de l'invention, un convertisseur comprend en outre une unité de détection adaptée pour détecter un signal de sortie. Dans ce cas, dans le convertisseur, on détecte un signal de sortie à la fréquence f0 via l'unité de détection, cette détection étant réalisée localement. In another embodiment of the invention, a converter further comprises a detection unit adapted to detect an output signal. In this case, in the converter, an output signal is detected at the frequency f0 via the detection unit, this detection being carried out locally.

Un tel convertisseur peut également comprendre des moyens pour déterminer une valeur de réglage du composant électronique en fonction d'une valeur de puissance du signal de sortie à la fréquence centrale. La valeur de puissance peut alors être calculée par l'unité de détection de signal, que l'unité de détection de signal soit comprise dans le convertisseur ou encore soit extérieure au convertisseur. Dans ce dernier cas, la valeur de puissance est donc transmise via la liaison. Such a converter may also include means for determining an adjustment value of the electronic component as a function of a power value of the output signal at the center frequency. The power value can then be calculated by the signal detection unit, whether the signal detection unit is included in the converter or is external to the converter. In the latter case, the power value is transmitted via the link.

Dans un autre mode de réalisation de la présente invention, on détermine une bande de fréquence autour de la fréquence centrale. Dans ce cas, le convertisseur comprend en outre des moyens pour déterminer une valeur de réglage du composant électronique en fonction d'une valeur de puissance du signal de sortie dans ladite bande de fréquence déterminée, cette valeur de puissance étant de préférence calculée par l'unité de détection de signal, que l'unité de détection de signal soit comprise dans le convertisseur ou encore soit extérieure au convertisseur. Dans ce dernier cas, la valeur de puissance est donc transmise via la liaison. In another embodiment of the present invention, a frequency band around the center frequency is determined. In this case, the converter further comprises means for determining an adjustment value of the electronic component as a function of a power value of the output signal in said determined frequency band, this power value being preferably calculated by the signal detection unit, whether the signal detection unit is included in the converter or is external to the converter. In the latter case, the power value is transmitted via the link.

II peut être avantageux de déterminer la valeur de réglage à partir 30 d'une table comprenant des valeurs de réglage prédéterminées accessibles en fonction de la valeur de puissance calculée. It may be advantageous to determine the setting value from a table having predetermined set values accessible as a function of the calculated power value.

De préférence, le convertisseur comprend en outre une mémoire pour mémoriser la valeur de réglage pour l'utilisation du convertisseur analogique- numérique dans son fonctionnement normal en dehors d'une phase de réglage. Preferably, the converter further comprises a memory for storing the setting value for the use of the analog-to-digital converter in its normal operation outside of an adjustment phase.

Un troisième aspect de la présente invention propose un procédé de conversion analogique-numérique pour convertir un signal d'entrée analogique complexe en un signal de sortie numérique complexe dans une bande de fréquence utile ayant une fréquence centrale déterminée par un convertisseur ayant deux voies en quadrature comprenant chacune une entrée et une sortie associées, chaque sortie étant bouclée en réaction sur ladite entrée associée de manière à former une première et une seconde boucles de réaction, suivant lequel au moins un composant électronique compris dans la première et/ou la seconde boucle de réaction applique une valeur de réglage de symétrie des deux voies mémorisée et prédéterminée. A third aspect of the present invention provides an analog-to-digital conversion method for converting a complex analog input signal into a complex digital output signal in a useful frequency band having a center frequency determined by a converter having two channels in quadrature each having an associated input and output, each output being looped in response to said associated input to form a first and a second feedback loop, wherein at least one electronic component included in the first and / or second reaction applies a symmetry adjustment value of the two stored and predetermined channels.

Ainsi, un tel procédé de conversion permet une conversion de signaux analogiques complexes en signaux numérique complexes présentant de très 15 bonnes performances. Thus, such a conversion method allows conversion of complex analog signals into complex digital signals with very good performance.

Un quatrième aspect de la présente invention propose un convertisseur analogique-numérique pour convertir un signal d'entrée analogique complexe en un signal de sortie numérique complexe dans une bande de fréquence utile ayant une fréquence centrale déterminée (fo), ledit convertisseur ayant deux voies en quadrature comprenant chacune une entrée et une sortie associées, chaque sortie étant bouclée en réaction sur ladite entrée associée de manière à former une première et une seconde boucles de réaction, dans lequel au moins un composant électronique compris dans la première et/ou la seconde boucle de réaction est adapté pour appliquer une valeur de réglage de symétrie des deux voies mémorisée et prédéterminée. A fourth aspect of the present invention provides an analog-to-digital converter for converting a complex analog input signal into a complex digital output signal in a useful frequency band having a determined center frequency (f 0), said converter having two channels in quadrature each comprising an associated input and an output, each output being looped in response to said associated input so as to form a first and a second feedback loop, wherein at least one electronic component included in the first and / or second loop reaction is adapted to apply a symmetry adjustment value of the two stored and predetermined channels.

Ainsi, un tel convertisseur, réglé selon le procédé du premier aspect de la présente invention, présente une symétrie de traitement des voies I et Q qui permet de très bonnes performances. Thus, such a converter, adjusted according to the method of the first aspect of the present invention, has a symmetry of processing I and Q channels which allows very good performance.

D'autres aspects, buts et avantages de l'invention apparaîtront à la 30 lecture de la description d'un de ses modes de réalisation. Other aspects, objects and advantages of the invention will become apparent upon reading the description of one of its embodiments.

L'invention sera également mieux comprise à l'aide des dessins, sur lesquels: la figure 1 est un convertisseur analogique-numérique SigmaDelta passe-bande complexe selon l'art antérieur, comme précédemment détaillé; - la figure 2 est une courbe de mise en forme de bruit d'un convertisseur analogique-numérique Sigma-Delta passe-bande de signaux complexes, comme précédemment détaillé ; la figure 3 illustre un convertisseur analogique- numérique Sigma-Delta passe-bande complexe selon un mode de réalisation de la présente invention; la figure 4 est une courbe de mise en forme de bruit de quantification pendant un réglage de convertisseur analogique- numérique Sigma-Delta passe-bande selon un mode de réalisation de la présente invention; la figure 5 illustre un convertisseur analogique- numérique Sigma-15 Delta passe-bande complexe selon un mode de réalisation de la présente invention; la figure 6 illustre une boucle de réaction d'un convertisseur Sigma-Delta passe-bande complexe selon un mode de réalisation préféré de la présente invention; la figure 7 illustre les différents états des compteurs sur les voies I et Q dans un mode de réalisation de l'invention; la figure 8 illustre un générateur de signal de référence numérique à décalage selon un mode de réalisation de la présente invention; - la figure 9 illustre un convertisseur analogique-numérique Sigma- Delta passe-bande complexe selon un mode de réalisation de la présente invention La figure 3 illustre un convertisseur analogique-numérique Sigma-Delta complexe 300 selon un mode de réalisation de la présente invention. Le convertisseur analogique-numérique comprend un filtre complexe 105, un quantificateur 106, respectivement 107, sur chacune des sorties 108, respectivement 109, et une boucle de réaction sur chacune des sorties 108, respectivement 109, vers l'entrée correspondante 101, respectivement 102. Chaque boucle de réaction comprend au moins un convertisseur numérique analogique 112, respectivement 113, pour générer le signal de réaction 114, respectivement 115. Ces signaux de réaction sont additionnés aux signaux d'entrée via les additionneurs respectifs 103 et 104. The invention will also be better understood with the aid of the drawings, in which: FIG. 1 is a complex band-pass SigmaDelta analog-to-digital converter according to the prior art, as previously detailed; FIG. 2 is a noise shaping curve of a Sigma-Delta analog-to-digital signal-pass converter of complex signals, as previously detailed; Figure 3 illustrates a complex band-pass Sigma-Delta analog-to-digital converter according to an embodiment of the present invention; Fig. 4 is a quantization noise shaping curve during Sigma-Delta band-pass analog-to-digital converter control according to one embodiment of the present invention; Figure 5 illustrates a complex bandpass Sigma-15 Delta-to-digital converter according to one embodiment of the present invention; Figure 6 illustrates a feedback loop of a complex band-pass Sigma-Delta converter according to a preferred embodiment of the present invention; FIG. 7 illustrates the different states of the counters on channels I and Q in one embodiment of the invention; Fig. 8 illustrates a shift digital reference signal generator according to an embodiment of the present invention; FIG. 9 illustrates a complex band-pass Sigma-Delta analog-to-digital converter according to an embodiment of the present invention. FIG. 3 illustrates a complex Sigma-Delta analog-to-digital converter 300 according to an embodiment of the present invention. The analog-digital converter comprises a complex filter 105, a quantizer 106, respectively 107, on each of the outputs 108, respectively 109, and a feedback loop on each of the outputs 108, respectively 109, to the corresponding input 101, respectively 102 Each feedback loop comprises at least one digital-to-analog converter 112, respectively 113, for generating the feedback signal 114, respectively 115. These feedback signals are added to the input signals via the respective adders 103 and 104.

Dans un mode de réalisation de la présente invention, pour régler la symétrie des voies I et Q d'un convertisseur analogique-numérique de signaux complexes, on court-circuite les entrées 101 et 102. Puis, on injecte un signal de référence dans chacune des boucles de réaction des voies I et Q. A cet effet, dans un mode de réalisation, la boucle de réaction 110, respectivement 111, comprend un additionneur 301, respectivement 302. In one embodiment of the present invention, to adjust the symmetry of the I and Q channels of an analog-to-digital converter of complex signals, the inputs 101 and 102 are short-circuited. Then, a reference signal is injected into each For this purpose, in one embodiment, the feedback loop 110, 111 respectively, comprises an adder 301, respectively 302.

Un premier générateur 306 injecte via l'additionneur 301 un premier signal de référence. Un second générateur 307 injecte via l'additionneur 302 un second signal de référence. Ces premier et second signaux de référence sont synchrones, le premier et le second générateur étant synchronisés. Les premier et second signaux de référence forment un signal complexe de fréquence égale à la fréquence image de la fréquence centrale fo de la bande de fréquence utile du signal en sortie du convertisseur 300. A first generator 306 injects via the adder 301 a first reference signal. A second generator 307 injects via the adder 302 a second reference signal. These first and second reference signals are synchronous, the first and second generators being synchronized. The first and second reference signals form a complex signal of frequency equal to the image frequency of the central frequency fo of the useful frequency band of the signal at the output of the converter 300.

La présente invention couvre toute configuration permettant d'injecter un signal complexe à la fréquence image d'une fréquence déterminée fo. Les premier et second signaux de référence peuvent notamment être générés par un seul générateur. The present invention covers any configuration for injecting a complex signal at the image frequency of a determined frequency fo. The first and second reference signals can in particular be generated by a single generator.

Dans un mode de réalisation de la présente invention, le ou les générateurs sont compris dans le convertisseur Sigma-Delta passe-bande complexe. L'invention couvre toute configuration d'injection de ces signaux, notamment lorsque le ou les générateurs sont extérieurs au convertisseur. In one embodiment of the present invention, the generator (s) are included in the complex band pass Sigma-Delta converter. The invention covers any injection configuration of these signals, especially when the generator or generators are external to the converter.

La figure 6 illustre une première boucle de réaction d'un convertisseur passe-bande complexe 300 dans laquelle on injecte un signal de référence selon un mode de réalisation préféré de la présente invention, l'architecture de la seconde boucle de réaction étant similaire. Dans ce cas, le générateur 306 de la première boucle de réaction est compris dans la boucle de réaction. Le générateur 306 est un générateur numérique injectant, par décalage numérique du signal entrant dans le générateur 306, un signal de référence cyclique présentant une composante fondamentale à une fréquence image de la fréquence fondamentale du signal en sortie dans la boucle de réaction. De préférence, un tel générateur peut être activé par un signal de commande. FIG. 6 illustrates a first feedback loop of a complex band-pass converter 300 in which a reference signal is injected according to a preferred embodiment of the present invention, the architecture of the second feedback loop being similar. In this case, the generator 306 of the first feedback loop is included in the feedback loop. The generator 306 is a digital generator injecting, by digital shift of the signal entering the generator 306, a cyclic reference signal having a fundamental component at an image frequency of the fundamental frequency of the output signal in the feedback loop. Preferably, such a generator can be activated by a control signal.

La structure permettant un tel générateur est basée sur un étage de multiplexeurs réalisant un décalage numérique du signal entrant dans le générateur 306. Ce décalage correspond soit à un bit vers le haut soit à un bit vers le bas selon le signal de commande. Le signal est classiquement représenté sous forme d'un thermomètre (bar graph', en anglais). The structure enabling such a generator is based on a multiplexer stage making a digital offset of the signal entering the generator 306. This offset corresponds to either a bit upwards or a bit down according to the control signal. The signal is conventionally represented in the form of a thermometer (bar graph ', in English).

Ce signal de commande peut être fourni par un compteur 601 à 8 états dont l'état initial est programmable. Les deux générateurs des deux voies sont synchronisés. Ainsi, on peut aisément régler la différence de phase sur les deux voies I et Q en agissant sur la synchronisation entre les deux générateurs. This control signal can be provided by an 8-state counter 601 whose initial state is programmable. Both generators of the two channels are synchronized. Thus, one can easily adjust the phase difference on the two channels I and Q by acting on the synchronization between the two generators.

La figure 7 illustre les différents états des compteurs sur les voies I et Q dans un mode de réalisation de l'invention. Ainsi, les états 71 du compteur 601 fournissent le signal de commande du générateur 306 compris dans la première boucle de réaction. Puis, les états 72 du compteur fournissent le signal de commande du générateur compris dans la seconde boucle de réaction. Dans ce cas, on injecte le signal 73 dans la première boucle de réaction de la voie I et le signal 74 dans la seconde boucle de réaction de la voie Q. La composante fondamentale de la voie I peut représenter Scos(2rrfot) et la composante fondamentale de la voie Q peut représenter - Ssin(2rrfot), où fo est la fréquence fondamentale du signal de sortie et S l'amplitude du signal de sortie. FIG. 7 illustrates the different states of the counters on the I and Q channels in one embodiment of the invention. Thus, the states 71 of the counter 601 provide the control signal of the generator 306 included in the first feedback loop. Then, the states 72 of the counter provide the control signal of the generator included in the second feedback loop. In this case, the signal 73 is injected into the first feedback loop of the I channel and the signal 74 into the second feedback loop of the Q channel. The fundamental component of the I channel can represent Scos (2rrfot) and the component fundamental of the Q channel can represent - Ssin (2rrfot), where fo is the fundamental frequency of the output signal and S the amplitude of the output signal.

La figure 8 illustre un tel générateur numérique à décalage 306. La valeur du signal d'entrée 82 dans le générateur 306 est décalée en fonction du signal de commande 81 à trois états, 1, 0 ou -1, pour donner en sortie le signal 83 correspondant au signal de la boucle de réaction reçu en entrée du générateur 306 additionné avec le signal injecté par le générateur. FIG. 8 illustrates such a digital shift generator 306. The value of the input signal 82 in the generator 306 is shifted according to the three-state control signal 81, 1, 0 or -1, to output the signal 83 corresponding to the signal of the feedback loop received at the input of the generator 306 added with the signal injected by the generator.

Une méthode d'injection de signaux de référence telle que décrite cidessus est particulièrement bien adaptée pour un convertisseur analogiquenumérique Sigma-Delta passe-bande complexe multi-bits. A reference signal injection method as described above is particularly well suited for a multi-bit complex band-pass Sigma-Delta digital to analog converter.

De préférence, un tel convertisseur opère à une fréquence de suréchantillonnage 8 fois supérieure à la fréquence de Nyquist du signal d'entrée. Preferably, such a converter operates at an oversampling frequency 8 times greater than the Nyquist frequency of the input signal.

Dans ce cas, un générateur numérique à décalage comme décrit précédemment est plus facile à réaliser qu'à d'autres fréquences de suréchantillonnage. In this case, a digital shift generator as described above is easier to achieve than other oversampling frequencies.

Avantageusement, un tel générateur numérique à décalage n'introduit 5 pas d'erreurs dans le procédé de réglage selon un mode de réalisation de l'invention. Advantageously, such a digital shift generator introduces no errors in the adjustment method according to one embodiment of the invention.

Le premier signal de référence peut s'écrire sous la forme suivante: S = A cos (2IIfot) ; et le second signal de référence peut s'écrire sous la forme suivante: 10 S2 = - A sin (2Ilfot) ; où A est l'amplitude du signal injecté. The first reference signal can be written in the following form: S = A cos (2IIfot); and the second reference signal can be written in the following form: S2 = - A sin (2Ilfot); where A is the amplitude of the injected signal.

L'amplitude A d'un tel signal est de préférence déterminée de sorte que le filtre complexe ne soit pas saturé et que sa propriété de linéarité soit conservée. The amplitude A of such a signal is preferably determined so that the complex filter is not saturated and its linearity property is maintained.

En injectant un signal ainsi défini dans un convertisseur présentant une erreur de symétrie, on détecte en sortie du convertisseur un signal ayant une composante à la fréquence centrale fo d'amplitude sensiblement proportionnelle à l'erreur de symétrie des deux voies I et Q. Cette composante correspond en fait au bruit de quantification multiplié par l'erreur de symétrie des deux voies et ramené à la fréquence centrale du signal utile. Un tel signal est illustré par la figure 4. A la fréquence fo on détecte une raie 402. Dans un tel contexte de dissymétrie des voies I et Q, on note que le convertisseur Sigma-Delta ne rejette plus le bruit de quantification hors de la bande de fréquence utile. By injecting a signal thus defined into a converter having a symmetry error, a signal having a component at the central frequency fo of amplitude substantially proportional to the symmetry error of the two I and Q channels is detected at the output of the converter. component actually corresponds to the quantization noise multiplied by the symmetry error of the two channels and brought back to the center frequency of the useful signal. Such a signal is illustrated in FIG. 4. At the frequency fo, a line 402 is detected. In such a context of asymmetry of the I and Q channels, it will be noted that the Sigma-Delta converter no longer rejects the quantization noise outside the channel. useful frequency band.

Dans un mode de réalisation de la présente invention, on détermine une bande de fréquence utile 401 autour de la fréquence centrale fo. Ainsi, après avoir injecté les signaux de référence dans les boucles de réaction du convertisseur Sigma-Delta passe-bande complexe, on détecte le signal en sortie du convertisseur dans la bande de fréquence utile déterminée. Une telle détection est réalisée par une unité de détection 310. Le signal ainsi détecté dans la bande de fréquence 401 a une amplitude sensiblement proportionnelle au signal de bruit de quantification. In one embodiment of the present invention, a useful frequency band 401 is determined around the center frequency fo. Thus, after having injected the reference signals into the reaction loops of the complex pass-band Sigma-Delta converter, the signal at the output of the converter is detected in the determined useful frequency band. Such detection is performed by a detection unit 310. The signal thus detected in the frequency band 401 has an amplitude substantially proportional to the quantization noise signal.

De préférence, une telle détection de signal en sortie est réalisée par un calcul de puissance de signal en sortie. Ainsi, l'unité de détection est référencée en tant qu'unité de mesure de puissance 310. Toutefois, la présente invention couvre également d'autres méthodes de détection de signal de sortie. Preferably, such an output signal detection is performed by an output signal power calculation. Thus, the detection unit is referenced as a power measurement unit 310. However, the present invention also covers other methods of output signal detection.

Dans le cas où aucune autre erreur ne génère un signal de bruit en sortie dans la bande de fréquence utile, le signal détecté correspond uniquement au signal de bruit de quantification lié à la dissymétrie des voies I et Q. Dans le cas contraire, notamment lorsque des différences d'appariement entre les sources de courant utilisées par les convertisseurs numérique analogique des boucles de réaction présentent des erreurs qui peuvent générer un signal de bruit dans la bande de fréquence utile 401, le signal de bruit détecté en sortie peut comprendre le bruit de quantification du à une dissymétrie entre les voies I et Q ainsi que le bruit provenant d'autres types d'erreurs. Le bruit provenant d'autres types d'erreur que l'erreur de symétrie des voies I et Q est négligeable, notamment lorsqu'oninjecte des signaux de référence d'amplitude A relativement élevée. In the case where no other error generates an output noise signal in the useful frequency band, the detected signal corresponds only to the quantization noise signal related to the asymmetry of the I and Q channels. Otherwise, particularly when differences in matching between the current sources used by the digital converters of the feedback loops have errors that can generate a noise signal in the useful frequency band 401, the output noise signal detected may include the noise of quantization due to asymmetry between I and Q channels and noise from other types of errors. Noise from other types of error than the symmetry error of the I and Q channels is negligible, especially when reference signals of relatively high amplitude A are injected.

La présente invention permet donc de réduire très sensiblement le bruit de quantification du convertisseur analogique-numérique complexe, que ce convertisseur présente un bruit d'un autre type ou non dans la bande de fréquence utile déterminée. The present invention therefore makes it possible to very substantially reduce the quantization noise of the complex analog-to-digital converter, whether this converter has a noise of another type or not in the determined useful frequency band.

De préférence, la détection du signal de bruit en sortie du convertisseur analogique-numérique est réalisée par l'unité de mesure de puissance 310. Cette unité de mesure de puissance est préférablement adaptée pour calculer une valeur de puissance de signal dans la bande de fréquence utile déterminée 401. Le calcul de puissance peut s'écrire sous la forme suivante: Psortie - - 12+Q2É où Psortie est la puissance du signal de sortie du convertisseur dans la bande de fréquence déterminée, I et Q sont les amplitudes des signaux sur les deux voies I et Q respectivement dans la bande de fréquence déterminée. Preferably, the detection of the noise signal at the output of the analog-to-digital converter is carried out by the power measurement unit 310. This power measurement unit is preferably adapted to calculate a signal power value in the frequency band. The power calculation can be written in the following form: Psortie - - 12 + Q2É where Psortie is the power of the output signal of the converter in the determined frequency band, I and Q are the amplitudes of the signals on the two I and Q channels respectively in the determined frequency band.

Dans un mode de réalisation de la présente invention, la valeur de puissance du signal de sortie est calculée par l'unité de mesure de puissance de signal. In one embodiment of the present invention, the power value of the output signal is calculated by the signal power measurement unit.

L'unité de mesure de puissance 310 peut être comprise dans le convertisseur 300 comme illustré à la figure 3 ou encore elle peut être extérieure au convertisseur 300 comme illustré à la figure 9. Lorsque l'unité de mesure de puissance est extérieure au convertisseur, comme cela est illustré par la figure 9, la valeur de puissance calculée est transmise au convertisseur analogique-numérique via une liaison déterminée 901. En fonction de la valeur de puissance calculée, on peut déterminer une valeur de réglage de symétrie des voies. De préférence, on utilise une table qui prend en entrée la puissance calculée pour lui faire correspondre une valeur de réglage de symétrie. The power measurement unit 310 may be included in the converter 300 as shown in FIG. 3 or it may be external to the converter 300 as illustrated in FIG. 9. When the power measurement unit is external to the converter, as illustrated in FIG. 9, the calculated power value is transmitted to the analog-digital converter via a determined link 901. Depending on the calculated power value, it is possible to determine a symmetry adjustment value of the channels. Preferably, a table is used which takes the calculated power input to match a symmetry adjustment value.

La présente invention couvre toute autre méthode permettant de déterminer une telle valeur de réglage. The present invention covers any other method for determining such a setting value.

Un convertisseur selon un mode de réalisation de l'invention, comprend au moins un composant électronique de réglage de symétrie sur au moins une des boucles de réaction. A converter according to one embodiment of the invention comprises at least one electronic symmetry adjusting component on at least one of the feedback loops.

Dans un mode de réalisation de l'invention, on peut appliquer une valeur de réglage différente, respectivement (1- E) et (1+ E), simultanément sur les deux voies I et Q. La figure 3 illustre un tel convertisseur. Les composants électroniques de réglage de symétrie 304 et 305 appliquent chacun simultanément une valeur de réglage, respectivement (1- E) et (1+ E). Dans ce cas, le gain global du convertisseur n'est pas modifié. Mais, l'implémentation requiert un composant sur chacune des boucles de réaction. Elle est plus complexe à réaliser. In one embodiment of the invention, a different setting value, respectively (I-E) and (I + E), can be applied simultaneously to both I and Q channels. FIG. 3 illustrates such a converter. The symmetry adjustment electronic components 304 and 305 each simultaneously apply a control value, respectively (1- E) and (1+ E). In this case, the overall gain of the converter is not changed. But, the implementation requires a component on each of the feedback loops. It is more complex to achieve.

Dans un mode de réalisation de l'invention, l'unité de mesure de puissance 310 est avantageusement synchronisée avec les générateurs 306 et 307 de telle sorte que l'on puisse déduire le signe de l'erreur E en observant la position du vecteur (I, Q) dans une représentation en bande de base du signal de sortie où I est la composante imaginaire du signal de sortie sur la voie I et Q est la composante réelle du signal de sortie sur la voie Q. De plus, selon la synchronisation de l'unité de mesure de puissance 310 avec les générateurs 306 et 307, le calcul de puissance peut avantageusement être simplifié. Ainsi, en réalisant les mesures de puissance aux instants où le vecteur (I,Q) fait un angle sensiblement égal à rr/4 ou 3rr/4 ou 5rr/4 ou encore 7rr/4, on simplifie les calculs de puissance. En effet, lorsque les mesures sont réalisées pour un vecteur faisant un angle sensiblement égal à n/4, le calcul de puissance P vérifie approximativement l'une des équations suivantes: IP = Max(I,Q)+ Min(I,Q)12 5.^IP = Max(I, Q) +3/8x Min(I, Q) où Max(a, b) est égal au maximum de a et de b et Min(a,b) est égal au minimum de a et de b. In one embodiment of the invention, the power measurement unit 310 is advantageously synchronized with the generators 306 and 307 so that the sign of the error E can be deduced by observing the position of the vector ( I, Q) in a baseband representation of the output signal where I is the imaginary component of the output signal on the I and Q channel is the actual component of the output signal on the Q-channel. Also, according to the synchronization of the power measurement unit 310 with the generators 306 and 307, the power calculation can advantageously be simplified. Thus, by performing the power measurements at the times when the vector (I, Q) makes an angle substantially equal to rr / 4 or 3rr / 4 or 5rr / 4 or even 7rr / 4, the power calculations are simplified. Indeed, when the measurements are made for a vector making an angle substantially equal to n / 4, the power calculation P satisfies approximately one of the following equations: IP = Max (I, Q) + Min (I, Q) 12 5. ^ IP = Max (I, Q) + 3 / 8x Min (I, Q) where Max (a, b) is equal to the maximum of a and b and Min (a, b) is equal to the minimum of a and b.

Dans un autre mode de réalisation de la présente invention, un tel composant électronique est adapté pour appliquer une valeur de réglage négative - c de symétrie sur une des deux voies I et Q en fonction d'un commutateur qui permet de sélectionner la voie sur laquelle la valeur de réglage de symétrie est appliquée. La figure 5 illustre un tel convertisseur. Le composant de réglage de symétrie 501 applique sur l'une ou l'autre voie une valeur de réglage c en fonction de l'erreur de symétrie. In another embodiment of the present invention, such an electronic component is adapted to apply a negative control value - c of symmetry on one of the two I and Q channels according to a switch which makes it possible to select the channel on which the symmetry adjustment value is applied. Figure 5 illustrates such a converter. The symmetry adjusting component 501 applies on either channel a setting value c as a function of the symmetry error.

La présente invention couvre toute autre configuration permettant d'appliquer une valeur de réglage de symétrie c sur une ou deux voies. Ainsi, un convertisseur selon un mode de réalisation de l'invention peut comprendre un composant électronique de réglage adapté pour appliquer une valeur de réglage de symétrie positive c sur l'une ou l'autre des deux voies I et Q en fonction d'un commutateur. Le commutateur applique la valeur de réglage sur l'une ou l'autre des voies. Lorsque l'on applique une valeur de réglage c sur une seule des voies I et Q, on obtient un changement du gain global du convertisseur. Cependant, cette configuration permet une implémentation simple. The present invention covers any other configuration for applying a symmetry adjustment value c on one or two channels. Thus, a converter according to one embodiment of the invention may comprise an electronic adjustment component adapted to apply a positive symmetry adjustment value c to one or the other of the two I and Q channels according to a switch. The switch applies the setting value to either channel. When a setting value c is applied to only one of the I and Q channels, a change in the overall gain of the converter is obtained. However, this configuration allows a simple implementation.

Ainsi, après une telle correction de symétrie, le signal de bruit de quantification est rejeté en dehors de la bande de fréquence utile 401. Thus, after such a symmetry correction, the quantization noise signal is rejected outside the useful frequency band 401.

La symétrie des deux voies I et Q est corrigée pour un tel convertisseur analogique-numérique de signaux complexes. Le ou les composants électroniques sont de préférence adaptés pour mémoriser un tel réglage. The symmetry of the two I and Q channels is corrected for such an analog-to-digital converter of complex signals. The electronic component or components are preferably adapted to memorize such a setting.

Avantageusement, la présente invention permet donc de réaliser un réglage de symétrie des voies 1 et Q d'un convertisseur Sigma-Delta complexe. Advantageously, the present invention therefore makes it possible to carry out a symmetry adjustment of the channels 1 and Q of a complex Sigma-Delta converter.

Ainsi, les performances d'un tel convertisseur analogique-numérique sont améliorées. Thus, the performance of such an analog-to-digital converter is improved.

Dans un mode de réalisation de la présente invention, afin de déterminer la correction de symétrie à appliquer, on calcule la puissance du signal dans une bande de fréquence utile déterminée, comme détaillé dans des sections précédentes. Afin de pouvoir déterminer une valeur de réglage de symétrie précise, il est préférable que seul le signal de sortie lié au signal injecté soit dans la bande de fréquence déterminée. Or, d'autres erreurs peuvent produire un signal de bruit dans la bande de fréquence déterminée. In one embodiment of the present invention, in order to determine the symmetry correction to be applied, the power of the signal is calculated in a determined useful frequency band, as detailed in previous sections. In order to be able to determine a precise symmetry adjustment value, it is preferable that only the output signal related to the injected signal is in the determined frequency band. However, other errors can produce a noise signal in the determined frequency band.

Les sources de courant utilisées par les convertisseurs numériqueanalogique du convertisseur analogique-numérique peuvent être sources de bruit qui peut être ramené dans la bande de fréquence déterminée en sortie. Il est donc préférable de réduire ce bruit pour optimiser la détermination de la valeur de réglage de symétrie des deux voies. The current sources used by the analog digital to digital converters of the analog-to-digital converter can be sources of noise that can be brought back into the determined frequency band at the output. It is therefore preferable to reduce this noise to optimize the determination of the symmetry adjustment value of the two channels.

A cet effet, de préférence, un convertisseur analogique-numérique SigmaDelta complexe multibits selon un mode de réalisation de l'invention, comprend un bloc de brassage des sources de courant utilisées par le convertisseur numérique analogique des boucles de réaction du convertisseur Sigma-Delta complexe. Ce bloc de brassage sert à minimiser les erreurs dues aux différences d'appariement entre les différentes sources de courant des convertisseurs numérique-analogique du convertisseur analogique-numérique Sigma-Delta. Plus précisément, ce bloc de brassage de courants brasse les bits du bus de façon aléatoire pour ne pas toujours sélectionner la même source de courant pour un bit donné. L'erreur d'une source de courant est ainsi étalée et toutes les sources ont une erreur moyenne identique. For this purpose, preferably, a complex multi-bit SigmaDelta analog-to-digital converter according to one embodiment of the invention comprises a stirring block of the current sources used by the digital converter of the reaction loops of the complex Sigma-Delta converter. . This patch block serves to minimize errors due to differences in matching between the different power sources of the Sigma-Delta digital to analog converters. More precisely, this current mixing block randomly shuffles the bus bits so that it does not always select the same current source for a given bit. The error of a current source is thus spread out and all the sources have an identical average error.

Avantageusement, un mode de réalisation de la présente invention propose donc de régler de manière efficace et peu coûteuse la symétrie de traitement des voies I et Q, et, par conséquent, d'améliorer les performances de conversion analogique-numérique de signaux complexes et plus particulièrement les performances de conversions des convertisseurs Sigma-Delta passe-bande complexe analogique-numérique multi-bits opérant à une fréquence de sur échantillonnage huit fois supérieure à la fréquence de Nyquist du signal. Advantageously, an embodiment of the present invention therefore proposes to adjust the processing symmetry of I and Q channels efficiently and inexpensively, and consequently to improve the performance of analog-to-digital conversion of complex signals and more particularly the conversion performance of the Sigma-Delta multi-bit analog-to-digital complex band pass converters operating at a sampling frequency eight times higher than the signal's Nyquist frequency.

Claims

A method of setting an analog-to-digital converter (300) having two quadrature channels (I, Q) each having an associated input (101, 102) and an output (108, 109) for converting a complex analog input signal into a complex digital output signal in a useful frequency band having a determined center frequency (fo), each output being looped over said associated input so as to form a first and a second feedback loop, said method comprising, for a signal d zero input, the steps of: - injecting a first reference signal into said first feedback loop and simultaneously a second reference signal into said second feedback loop, said first and second signals being synchronized with each other to form a complex signal centered on an image frequency of said determined center frequency; detecting an output signal at the central frequency (fo) at the output of the analog-digital converter; reducing the amplitude of the detected signal by adjusting at least one electronic component (304, 305) of the first and / or second feedback loop.

2. The method of claim 1, wherein the digital signals of the feedback loops are encoded on several bits.

A method according to claim 1 or 2, wherein a frequency band around the central frequency is determined, said method comprising the steps of: - calculating a power value of the output signal in said determined frequency band; determining a setting value of the electronic component as a function of said calculated power value.

4. The method according to claim 3, wherein the setting value is determined using a table comprising predetermined adjustment values accessible as a function of the calculated power value.

The method of claim 3 or 4, further comprising a step of storing the setting value for use of the analog-to-digital converter in its normal operation outside of an adjustment phase.

An analog-to-digital converter (300) having two quadrature channels each having an associated input and an output for converting a complex analog input signal to a complex digital output signal in a useful frequency band having a determined center frequency (fo), each output (108, 109) being looped in response to said associated input to form first and second feedback loops, said converter comprising: - a first channel for receiving a first reference signal in said first loop of reaction and a second channel for simultaneously receiving a second reference signal in said second feedback loop, said first and second signals being synchronized with each other to form a complex signal centered on an image frequency of said determined center frequency; means (310) arranged to detect an output signal at the center frequency (fo) at the output of the analog-to-digital converter; at least one adjustable electronic component (304, 305) for reducing the amplitude of the output signal at the center frequency (fo), said electronic component being included in the first and / or second feedback loop.

The converter of claim 6, wherein the signals of the feedback loops are multi-bit coded.

The converter of claim 6 or 7, further comprising a signal generator for injecting the first and second reference signals.

The converter according to claim 6 or 7, further comprising a first signal generator (306) for injecting the first reference signal and a second signal generator (307) for injecting the second reference signal, said first and second generators. being synchronized.

The converter according to claim 9, wherein the first generator, respectively the second generator, comprises a multiplexer stage adapted to perform a digital shift of the signal of the first feedback loop, respectively the second feedback loop, and thereby inject the first reference signal, respectively the second reference signal.

11. The converter of claim 9, wherein the first generator, respectively the second generator, comprises an adder and / or subtractor stage adapted to perform an addition or subtraction on the signal of the first feedback loop, respectively the second feedback loop, and thereby inject the first reference signal, respectively the second reference signal.

A converter according to any one of claims 6 to 11, further comprising a link (910) with a detection unit (310) adapted to detect an output signal and to transmit signal detection information to said converter via said link (910), wherein an output signal at the frequency fo is detected by receiving said information from said detection unit (310).

A converter according to claim 12, wherein a frequency band (401) is determined around the center frequency, said converter further comprising means for determining a setting value of the electronic component as a function of a power value of the an output signal in said determined frequency band, said power value being calculated by the signal detection unit (310).

The converter according to claim 13, wherein the means for determining the setting value includes a table including predetermined adjustment values accessible as a function of the calculated power value.

The converter according to any one of claims 6 to 14, wherein the electronic component (304, 305) further comprises a memory for storing the setting value for use of the analog-to-digital converter in its normal operation outside an adjustment phase.

An analog-to-digital conversion method for converting a complex analog input signal into a complex digital output signal in a useful frequency band having a determined center frequency (f 0) by a converter having two quadrature channels each having an input and an associated output, each output (108, 109) being looped in response to said associated input to form first and second feedback loops, wherein at least one electronic component (304, 305) included in the first and / or second feedback loop applies a symmetry setting value of the two stored and predetermined channels.

An analog-to-digital converter for converting a complex analog input signal into a complex digital output signal in a useful frequency band having a determined center frequency (f 0), said converter having two quadrature channels each comprising an input and a associated outputs, each output (108, 109) being looped in response to said associated input to form a first and a second feedback loop, wherein at least one electronic component (304, 305) included in the first and / or second Reaction is adapted to apply a symmetry setting value of the two stored and predetermined channels.