FR2811510A1 - Dispositif de protection d'un circuit electronique contre les parasites engendres dans ce circuit par le phenomene de micro-decharges d'interface - Google Patents

Abstract

L'invention concerne un dispositif de protection d'un circuit électronique (CI) contre les parasites engendrés dans ce circuit par les micro-décharges d'interface MDI. Le dispositif comprend un module (1) collecteur de l'onde électromagnétique parasite associée aux MDI, module formé par un élément rayonnant, et un module (2) de capture et d'absorption de l'onde électromagnétique parasite. Application à la protection des installations audiofréquences haute fidélité.

Description

DISPOSITIF DE PROTECTION D'UN CIRCUIT ELECTRONIQUE

CONTRE LES PARASITES ENGENDRES DANS CE CIRCUIT

PAR LE PHENOMENE DE MICRO-DECHARGES D'INTERFACE.

L'invention concerne un dispositif de protection d'un circuit électronique contre les parasites engendrés dans ce circuit par le phénomène de micro-décharges d'interface. Le phénomène de micro-décharges d'interface a été mis en évidence, récemment, par Monsieur Pierre JOHANNET, en particulier par l'intermédiaire des parasites engendrés par ce phénomène dans les circuits audiofréquences des

installations à haute fidélité.

Les appareils audiofréquences, ou le cas échéant la partie audiofréquence des appareils vidéofréquences, sont confrontés, depuis le début de leur avènement en qualité d'appareils à haute fidélité, à un problème particulièrement irritant, celui de l'absence complète de corrélation entre leur musicalité, telle qu'elle peut être évaluée par un panel d'auditeurs avertis, et les mesures classiques employées jusqu'à ce jour dans le domaine de l'électroacoustique. Les mesures précitées montrent, en effet, que la plupart des installations à faute fidélité dépassent nettement les performances physiques requises pour obtenir

une bonne d'audition.

Par exemple et dans le but de fixer les idées, on trouve de manière classique, disponibles dans le commerce, des installations, telles que amplificateur à haute fidélité, créditées des performances physiques ciaprès: - bande passante de 20 Hz à 20 kHz; - distorsion (harmonique et d'intermodulation) inférieure

à 0,1%;

- rapport signal à bruit supérieur à 80 dB;

- niveau acoustique restitué supérieur à 110 dB.

s Malgré de telles qualités intrinsèques de premier ordre, des différences subjectives appréciables subsistent entre différentes installations, du type chaîne à haute fidélité de qualités physiques semblables, ces différences

apparaissant totalement indiscernables aux mesures.

Ainsi, des installations ayant présenté, dans des conditions semblables, des performances de mesures quelconques, voire médiocres, peuvent toutefois s'avérer très supérieures à d'autres, considérées pourtant comme irréprochables au banc d'essai. C'est en particulier le

cas des petits amplificateurs à tubes électroniques mono-

triode de 8 watts, très supérieurs en confort d'écoute à

des amplificateurs à transistors de plus de 100 watts.

Au fur et à mesure de la confirmation d'une telle discordance entre performances de mesure et musicalité, différentes tentatives d'explication ont été formulées: * la distorsion d'intermodulation transitoire des amplificateurs, saturation due à une contre-réaction trop lente vis-à-vis du temps de montée des amplificateurs. Cette distorsion s'est toutefois avérée non pertinente vis-à-vis des transitoires musicaux, trop lents pour

provoquer cette dernière.

À La distorsion thermique, encore appelée distorsion de mémoire, mise en cause par Gérard PERROT et formulée vers 1990 dans la revue "L'Audiophile" publiée en France. Selon la théorie précitée, la variation des caractéristiques des composants semi-conducteurs, sous l'effet de l'échauffement de ces derniers, conduit à

solliciter en permanence le processus de contre-

réaction des amplificateurs à partir de signaux parasites fortement corrélés avec le signal

audiofréquence utile.

Cette distorsion thermique se traduit par un manque de naturel ou d'aération des sons et a conduit à un certain nombre de solutions sous forme de schémas appropriés, lesquelles ont sensiblement résolu le

problème posé.

On notera toutefois, d'une première part, que les amplificateurs à tubes électroniques ne sont aucunement le siège d'une telle distorsion thermique et que, d'une deuxième part, cette hypothèse, bien que validée, n'expliquerait aucunement un autre phénomène de distorsion particulièrement irritant: celui du son des câbles de liaison amplificateur/haut-parleurs, notamment, vis-à-vis duquel les théories classiques

restaient muettes.

Les micro-décharges d'interface, ci-après désignées

MDI, révélées par Monsieur Pierre JOHANNET.

Selon cette théorie, on admet que les interfaces conducteur/isolant ou isolant/isolant peuvent être le siège de micro-décharges électriques, sous l'effet d'influences électromécaniques diverses, en particulier

le champ électrique et les vibrations mécaniques.

Cette théorie a permis d'expliquer la plupart des phénomènes désagréables notés par les audiophiles et

résistant aux explications habituelles.

Bien que les mesures radiofréquences que l'on sait réaliser actuellement n'aient toutefois pas permis, pour l'instant, de mettre en évidence l'incidence directe des MDI sur la musicalité d'une installation, cette hypothèse peut être considérée comme validée par l'efficacité des protections mises en oeuvre pour

combattre le phénomène.

Cette théorie est, pour cette raison, généralement

acceptée par la communauté scientifique.

À La distorsion transitoire de couplage avec l'air mise en évidence par Monsieur Pierre FONTAINE en 1999, concernant les membranes de hautparleurs. Pour réduire une telle distorsion, la membrane de haut-parleur est traitée de façon à réaliser un meilleur couplage acoustique avec l'air ambiant, en réalisant une adhésion des molécules d'air ambiant via une structure

de surface à obstacles de la membrane.

Les trois dernières théories précitées constituent une avancée majeure en matière de technique Haute Fidélité et l'on est, maintenant, en mesure de réaliser de manière certaine des installations ou chaînes de musicalité certaine, grâce à la mise en oeuvre des mesures préventives

et/ou curatives préconisées par ces dernières.

Les problèmes qui toutefois subsistent sont des problèmes d'installation dans un local donné, qui relèvent de l'acoustique classique, et des problèmes de qualité

d'enregistrement eux-mêmes.

En ce qui concerne les parasites liés aux MDI toutefois, les différents rappels théoriques seront

introduits ci-après.

Selon une hypothèse de base des MDI, les micro-

décharges électriques, ainsi que représenté en figure la, peuvent se produire aux interfaces conducteurs/isolants ou

isolant/isolant soumis à un champ électrique.

Les MDI dépendent essentiellement du champ électrique local mais peuvent toutefois être accrues de plusieurs ordres de grandeurs par les vibrations mécaniques ambiantes (triboélectricité), vibrations omniprésentes dans les installations haute fidélité, notamment, vibrations électrodynamiques et électromagnétiques des transformateurs, organes en rotation, plateaux de phonographes, lecteurs de disque optiques, magnétophones, etc., haut-parleurs, organes dans

le champ acoustique rayonné par les enceintes acoustiques.

Les mesures réalisées et représentées en figure lb représentent le rayonnement issu de circuits à l'aide d'antennes dipôles de quelques centimètres. On observe des pics de faible amplitude (quelques millivolts sur une antenne à quelques centimètres des circuits) se succédant

à des intervalles de quelques nanosecondes.

Ainsi, les MDI engendrent un signal parasite, auquel peut être associée une onde du type onde électromagnétique dont la fréquence est comprise entre 1

et 1000 GHz.

Toutefois, ce signal parasite est modulé plus ou moins fortement par la fréquence du secteur et ses harmoniques, pour la partie alimentation de l'installation haute fidélité, par les signaux numériques tels que les signaux de contrôle numérique des lecteurs de disque compact ou les commandes de moteurs et par le signal audiofréquences lui-même, pour la partie amplification de

l'installation haute fidélité précitée.

En ce qui concerne le mode d'action des MDI, le mode d'action du signal parasite ainsi engendré est celui d'une onde à très haute fréquence, supérieure à 1 GHz,

influençant un signal audiofréquences dans la bande 20 Hz-

kHz. En particulier, les pics MDI sont très corrélés

avec le signal BF et ses harmoniques.

Aux très hautes fréquences mises en jeu par les MDI, toutes les jonctions bimétalliques par contact ou soudure présentent des fonctions de redressement ou de détection ayant pour effet de réinjecter la modulation MDI dans le

signal audiofréquences.

Des essais effectués sur la sensibilité des amplificateurs opérationnels aux signaux à très haute fréquence ont montré qu'une telle perturbation se manifeste sous la forme de décalages d'offset (tension résiduelle de la valeur zéro) aléatoires, superposant une dérive variable au signal de sortie. Confer l'article intitulé "Caractérisation des amplificateurs opérationnels soumis à des signaux de fréquence très supérieure à leur bande passante", Olivier DRUANT, Jacques BAUDET, Bernard

DEMOULIN, REE n l, janvier 1998.

En ce qui concerne les transistors, l'influence de la capacité d'entrée a été mise en évidence depuis longtemps sur le rendu musical, les transistors à faible capacité d'entrée étant reconnus comme présentant, en général, un bon comportement en haute fidélité. Une onde très haute fréquence a vraisemblablement une influence sur la couche semiconductrice correspondant à cette capacité d'entrée et peut ainsi se traduire par une modulation du

coefficient d'amplification du transistor.

Une confirmation indirecte de ce phénomène est donnée par la suprématie actuelle des amplificateurs à tubes électroniques dans les installations à haute fidélité haut de gamme. Il semble en effet manifeste que les tubes électroniques, tubes à vide, soient moins sensibles aux perturbations MDI, dont une partie est éliminée par leurs capacités parasites, lesquelles, dans

le vide, sont virtuellement parfaites.

Les seules perturbations qui, dans ce cas, peuvent se produire, sont donc dues à une intermodulation MDI-BF par les non-linéarités du tube ou des effets de redressement/détection au niveau des circuits. En particulier, le chauffage par filament, souvent en liaison quasi directe avec le secteur, est susceptible d'injecter

directement des phénomènes MDI dans le tube électronique.

Ainsi, les sources de MDI sont multiples et sont constituées sensiblement par: - le secteur et la partie alimentation des circuits électroniques; le disque optique en phase de lecture; - les haut-parleurs, par l'intermédiaire de la bobine motrice, dont l'état vibratoire est intense; - les moteurs de tous types; - les circuits électroniques et le câblage associé; - les parasites externes, émis par les variateurs, les lampes à décharge et émetteurs tels que les radiotéléphones. L'incidence sur la musicalité des installations est variable. D'une façon générale, ce que l'on peut ressentir comme de la distorsion à l'écoute d'une chaîne

haute fidélité est dû en majeure partie aux MDI.

Parmi les dispositifs ou circuits de protection mis en oeuvre jusqu'à ce jour, ceux-ci sont fondés sur les principes suivants: - création d'une équipotentialité locale afin de diminuer le champ électrique incident; absorption de l'onde électromagnétique associée aux MDI, notamment par matériau semi-conducteur; - réduction des vibrations, en particulier au niveau des générateurs les plus sensibles, tels que les transformateurs. Les protection correspondantes consistent en: - protection par revêtements semi-conducteurs; - protection par liquides de résistivité contrôlée;

- enrobage des circuits dans les milieux semi-

conducteurs; - composants et éléments de filtre, à base de condensateurs sous vide; - utilisation de sable graphité pour éliminer les vibrations d'organes, tels que les transformateurs, et absorber l'onde MDI engendrée; - utilisation de mousses indentées absorbantes sur les circuits; utilisation de composants intrinsèquement absorbants réalisés à partir de textiles métalliques intissés; - utilisation de polymères semiconducteurs pour l'isolation de câbles et la réalisation de revêtements dissipateurs; - traitement de surface des disques optiques pour éviter le rayonnement MDI apparaissant à leur surface en phase de lecture, et mise au point de couvre-disques optiques semi-conducteurs.

Pour une description plus détaillée de la mise en

oeuvre des protections correspondantes, on pourra utilement se reporter aux demandes de brevet français 96 12369, 97 06045, 97 07837 et 98 12143 déposés au nom

d'ELECTRICITE DE FRANCE.

La présente invention a pour objet la mise en oeuvre d'un nouveau dispositif de protection d'un circuit électronique contre les parasites engendrés dans ce

circuit par le phénomène de micro-décharges d'interface.

En particulier, un objet de la présente invention est la mise en oeuvre d'un dispositif de protection d'un circuit électronique contre les parasites engendrés dans ce circuit par le phénomène de micro-décharges d'interface par capture et absorption locale de l'onde électromagnétique associée au phénomène de micro-décharges

d'interface.

Un autre objet de la présente invention est la mise en oeuvre d'un dispositif de protection d'un circuit électronique contre les parasites engendrés dans ce circuit par le phénomène de micro-décharges d'interface sous forme de composant discret permettant la capture et l'absorption locale de l'onde électromagnétique associée

au phénomène de micro-décharges d'interface.

Le dispositif de protection d'un circuit électronique contre les parasites engendrés dans ce circuit par le phénomène de micro-décharges d'interface, objet de la présente invention, ce phénomène engendrant au niveau de ce circuit une onde électromagnétique parasite de fréquence supérieure à 1 GHz, est remarquable en ce qu'il comporte au moins un circuit collecteur de cette onde électromagnétique parasite, formé par au moins un élément rayonnant, et, connecté à ce circuit collecteur, un circuit de capture et d'absorption de cette onde

électromagnétique parasite.

Le dispositif objet de la présente invention trouve application à l'industrie électronique analogique et/ou numérique de fabrication d'organes, d'appareils et/ou d'installations à haute fidélité, et, de manière

plus générale, à l'industrie électronique.

Il sera mieux compris à la lecture de la

description et à l'observation des dessins ci-après dans

lesquels, outre les figures la et lb relatives à l'art antérieur: - la figure lc représente, à titre illustratif, le schéma d'une cellule en r constitutive d'une ligne de transmission à constantes réparties, siège de l'onde

électromagnétique associée au phénomène de micro-

décharges d'interface; - les figures 2a, 2b et 2c représentent, à titre purement illustratif, un dispositif de protection d'un circuit électronique contre les parasites engendrés dans ce circuit par le phénomène de micro-décharges d'interface, selon trois modes de réalisation distincts non limitatifs; - les figures 3a et 3b représentent un diagramme illustratif du fonctionnement du dispositif objet de la présente invention tel qu'illustré en figures 2a, 2b ou 2c; l1 - la figure 4a représente, à titre illustratif, un dispositif de protection conforme à l'objet de la présente invention plus particulièrement destiné à la protection de circuits d'alimentation par le secteur d'une alimentation de puissance en énergie électrique à tension continue d'une installation à haute fidélité; - la figure 4b représente, à titre illustratif, une variante de réalisation du dispositif de la figure 4a; - la figure 4c représente, à titre illustratif, un mode de réalisation préférentiel d'un dispositif représenté en figure 2b ou 2c sous forme de composant électronique discret; - la figure 5 représente, à titre illustratif, un circuit électrique ou électronique complexe protégé contre les phénomènes parasites engendrés par les micro-décharges d'interface grâce à la mise en oeuvre d'un ensemble de dispositifs conformes à l'objet de la présente invention; - les figures 6a, 6b et 6c représentent, à titre d'exemple illustratif, des dispositifs de protection contre les phénomènes parasites engendrés par les micro- décharges d'interface provoquées par la tension d'alimentation secteur, selon différentes variantes de réalisation; - les figures 6d, 6e, 6f et 6g représentent, à titre d'exemple illustratif, des câbles protégés contre les phénomènes parasites engendrés par les micro-décharges d'interface, en particulier pour les câbles de modulation, liaison du circuit générateur d'un signal audiofréquences à un amplificateur, câbles de liaison au secteur de l'alimentation, respectivement câbles de structure coaxiale utilisés habituellement dans les installations à haute fidélité; - la figure 6h représente, dans une installation à haute fidélité, la protection d'un circuit passif très sensible aux micro- décharges d'interface, tel que le potentiomètre de réglage d'un niveau d'entrée d'un signal délivré par une source externe, lecteur de disque optique, magnétophone, ou autre, grâce à la mise en oeuvre d'un ensemble de dispositifs objets de la présente invention; - les figures 7a à 7c représentent des schémas équivalents à des circuits du type ligne de propagation, permettant de justifier d'une approche théorique du phénomène de micro-décharges d'interface; - les figures 8a, 8b et 8c représentent des diagrammes fréquentiels permettant d'illustrer la variation des paramètres des circuits du type ligne de propagation d'ondes électromagnétiques parasites accompagnant le phénomène de microdécharges d'interface, en fonction de la fréquence; - la figure 9 représente, à titre illustratif, un dispositif expérimental permettant la mise en évidence du phénomène de micro-décharges d'interface; - les figures 10a, 0lb et 10c représentent un mode de mise en oeuvre préférentielle, non limitative, d'un dispositif de protection d'un circuit électronique contre les parasites engendrés dans ce circuit, selon une variante des dispositifs représentés en figures 2a, 2b et 2c; - les figures lla et llb représentent, à titre illustratif, des câbles protégés grâce à la mise en oeuvre d'un dispositif de protection tel qu'illustré en

figure lOa ou 10b, 0lc.

Une description plus détaillée du dispositif de

protection d'un circuit électronique contre les parasites engendrés dans ce circuit par le phénomène de micro- décharges d'interface conforme à l'objet de la présente invention, sera maintenant donnée en liaison avec les

figures 2a à 2c et les figures suivantes.

Préalablement à la description proprement dite du

dispositif objet de la présente invention, quelques considérations relatives à de nouveaux développements

théoriques concernant les MDI seront données ci-après.

En référence à la figure la, on indique que de

nouvelles investigations ont montré que les micro-

décharges d'interface ne devaient pas être considérées comme des microarcs ou micro-ruptures électriques mais plutôt comme des oscillations locales d'électrons ou de charges électriques entre sites voisins. Ce phénomène de saut d'électrons ou de charges électriques est susceptible de se produire partout o existent des charges électriques semi-liées, c'est-à-dire des charges qui, soumises à un champ électrique stationnaire mais variable, peuvent être soumises à une oscillation, comme dans le cas des interfaces isolant/isolant, voire dans l'épaisseur de

certains isolants.

Il est en particulier important de remarquer que ces sauts de charges électriques ou d'électrons semblent

se produire en l'absence de dissipation notable d'énergie.

En effet, l'onde électromagnétique associée à ces sauts d'électrons ou de charges électriques se propage

facilement sur de grandes longueurs, de câble notamment.

Dans ces conditions, l'onde électromagnétique associée aux phénomènes MDI s'apparente en cela au phénomène de la mécanique quantique, cette onde associée semblant alors utiliser ces électrons ou ces charges électriques pour se propager. L'onde associée aux MDI ne constitue pas en cela une onde de surface mais un déplacement synchrone d'ondelettes issues de l'oscillation d'électrons ou de charges électriques et provoquant l'oscillation d'autres électrons de place en place, à la

manière d'une onde progressive.

L'onde et les sauts d'électrons sont alors

synchrones sans perte d'énergie notable.

On indique que ce mode de propagation permet d'expliquer correctement l'effet Branly resté sans explication valable depuis 1895. Pour une explication plus détaillée de l'effet Branly, on pourra utilement se reporter à l'article intitulé "Micro-décharges et effet Branly", Pierre JOHANNET et Philippe GUUINIC, ELECTRICITE

DE FRANCE.

Dans ces conditions, on indique que l'onde électromagnétique associée aux MDI peut être comprise comme une onde électromagnétique engendrée par la structure même des interfaces isolant/conducteur et isolant/isolant et, en particulier, par les

caractéristiques globales physiques de ces derniers.

Dans ces conditions, la propagation de l'onde électromagnétique associée aux MDI peut être assimilée à la propagation d'une onde sur une ligne à constantes réparties dont la cellule de base, représentée en figure lc, peut être ramenée à une cellule en F constituée par une branche horizontale comportant en série une capacité de faible valeur c, une résistance pure p dont la valeur est proche de la résistance équivalente du vide soit, et enfin une inductance de faible valeur 1, alors que la branche verticale constituant la partie de la cellule en F peut être assimilée à une capacité c' dans un rapport 10

de la valeur de la capacité c précitée.

Compte tenu des éléments précités, les valeurs estimées pour les composantes de la cellule en F

représentée en figure lc sont estimées aux valeurs ci-

après: c =10-14 F p=3000hms= 0

1 = 10- 13 H

c'= 10-13 F. Compte tenu des investigations théoriques précitées, le dispositif objet de la présente invention sera maintenant décrit en liaison avec les figures 2a à 2c. Ainsi que représenté sur la figure 2a, on indique que celui-ci comporte au moins un module collecteur 1 de l'onde électromagnétique parasite associée aux MDI, ce module collecteur étant formé par au moins un élément rayonnant. Par élément rayonnant, on entend un circuit électrique dont le diagramme de rayonnement à l'émission

est identique au diagramme de rayonnement à la réception.

En outre, ainsi que représenté sur la figure précitée, le dispositif objet de l'invention comporte un module 2 de capture et d'absorption de l'onde électromagnétique parasite. Bien entendu, ce module est connecté au module collecteur 1, c'est-à-dire à l'élément rayonnant, de façon à capter de manière efficace puis à absorber l'onde électromagnétique parasite précitée. En ce qui concerne le mode opératoire du dispositif objet de l'invention tel que représenté en figure 2a, on indique que bien entendu, pour protéger un circuit électronique, noté CI et représenté par un conducteur électrique de manière non limitative sur la figure 2a précitée, le dispositif objet de la présente invention peut être mis en fonctionnement de la manière ci-après: - couplage du module collecteur 1 au circuit électrique CI, le couplage s'entendant d'un couplage de type capacitif en l'absence de contact électrique direct avec le circuit électrique CI à protéger; - connexion de l'extrémité du module de capture 2 non reliée au module collecteur 1 à une tension de référence constituée soit par la tension de masse du dispositif, soit, le cas échéant, par une tension de terre, c'est-à-dire masse de référence absolue dans les conditions qui seront explicitées ultérieurement dans

la description. Pour cette raison, la tension de

référence ou de terre est représentée en pointillés sur

la figure 2a.

D'une manière générale, le mode opératoire du dispositif objet de la présente invention peut être illustré de la manière ci-après. La propagation de l'onde électromagnétique associée au phénomène MDI sur la ligne à constantes réparties telle que représentée en référence à la figure lc, peut être supprimée lorsque cette ligne à constante répartie est refermée sur son impédance

caractéristique zc.

En conséquence, et conformément à un aspect remarquable du dispositif objet de la présente invention, l'ensemble constitué par le module collecteur de l'onde électromagnétique 1 et bien entendu le module 2 de capture et d'absorption de l'onde électromagnétique parasite, constitue un circuit équivalent à l'impédance caractéristique de la ligne à constante répartie support de la propagation de l'onde électromagnétique associée aux MDI. En ce qui concerne le module collecteur 1, on indique que celui-ci peut être formé par un élément conducteur électrique tel qu'un fil électrique de longueur appropriée, o le cas échéant, ainsi que représenté en figure 2b respectivement 2c, par une toile métallique ou un revêtement métallique placé sur un support isolant. Sur la figure 2a, le fil électrique précité porte la référence 10, la toile métallique porte la même référence sur la figure 2b et le revêtement métallique porte la même référence 10 lorsque celui-ci est rapporté sur le support

isolant ll représenté à la figure 2c.

Lorsque le module collecteur 1 est formé par un film métallique 10, celuici est simplement connecté au module 2 de capture et d'absorption de l'onde électromagnétique parasite. Dans ces conditions, le couplage de type électrostatique au circuit à protéger CI, ainsi que représenté en pointillés sur la figure 2a, peut être réalisé par enroulement sans contact du fil 10 autour du circuit à protéger CI. Différents modes de réalisation pour un couplage sans contact peuvent être envisagés, notamment par l'intermédiaire d'un manchon isolant ou autre, autour duquel le fil électrique 10 constituant

élément rayonnant peut être enroulé.

Il en est de même pour ce qui concerne la toile métallique 10, respectivement le revêtement métallique 10 des figures 2b et 2c, lesquels peuvent être enroulés

autour du circuit à protéger CI.

De préférence, ainsi que représenté sur les figures 2a, 2b et 2c, le module 2 de capture et d'absorption de l'onde électromagnétique parasite associée aux MDI est formé par un filtre éliminateur de bande de

toutes fréquences radioélectriques supérieures à 1 GHz.

Dans un mode de réalisation spécifique préférentiel, tel que représenté en figures 2a à 2c, le filtre éliminateur de bande constitutif du module 2 de capture et d'absorption de l'onde électromagnétique parasite peut comporter une branche résistive, portant la référence 20, présentant une haute impédance aux fréquences basses inférieures à 1 GHz, cette branche résistive pouvant être constituée par une résistance

ohmique de valeur supérieure à 300 kQ.

En outre, le filtre éliminateur de bande comporte également, connectée en parallèle sur la branche à haute impédance 20, une branche capacitive 21 présentant une impédance de court-circuit aux fréquences supérieures à 1 GHz. L'une des extrémités de l'ensemble constitué par la branche à haute impédance 20 et par la branche capacitive 21 est connectée au modulecollecteur 1 et l'autre des extrémités de ce même ensemble est connectée au potentiel

de référence, ainsi que mentionné précédemment.

La branche capacitive 20 peut, de préférence, ainsi que représenté sur les figures 2a à 2c, être constituée par une résistance R2 en série avec une capacité C. L'impédance du module de capture et d'absorption de l'onde électromagnétique parasite est donnée par la relation: Z- R1(l+jR2 C@) 1+ jCco(R1 +R2) Dans cette relation, R, et R2 désignent les valeurs de résistance, C désigne la valeur de la capacité de la

branche capacitive 21 précédemment mentionnée.

On comprend en particulier que pour les fréquences supérieures à 1 GHz, la branche capacitive, et en conséquence le module 2 de capture d'absorption de l'onde électromagnétique parasite, présente une impédance dont la valeur est sensiblement égale à R2. Dans un mode de réalisation spécifique, on indique que la valeur de R2 peut être prise égale à la valeur de l'impédance caractéristique de la ligne à constantes réparties assurant la propagation de l'onde électromagnétique

associée aux MDI.

Des essais et investigations ont montré que, pour la valeur de R1 précédemment citée, valeur comprise entre 220 kQ à 4,7 MQ, la valeur de la capacité C de la branche capacitive 21 peut être comprise entre 15 pF à 30 pF et la valeur de R2 peut être comprise entre 0,1 Q à 0,5 Q. Le mode opératoire du dispositif objet de la présente invention sera maintenant décrit en liaison avec

les figures 3a et 3b.

Le dispositif objet de la présente invention tient en fait compte du caractère dual de l'onde électromagnétique associée aux MDI, c'est-à-dire d'une onde électromagnétique progressant par oscillation locale d'électrons. Le dispositif objet de la présente invention a donc pour effet: - de créer une équipotentialité locale par mise à un potentiel de référence spécifique du module collecteur

1;

- d'éliminer les électrons ou charges électriques semi-

liées du fait du couplage capacitif du module collecteur 1 au circuit CI à protéger, par drainage de ces charges électriques ou électrons à la tension de référence; - de capturer l'onde électromagnétique associée aux MDI par l'élément rayonnant constitutif du module de capture 1 et bien entendu d'absorber cette onde électromagnétique par la branche capacitive 21 aux hautes fréquences dans les conditions précédemment indiquées, l'énergie de l'onde électromagnétique associée étant ainsi dégradée en énergie thermique par

la résistance R2.

Le dispositif objet de la présente invention permet, d'une part, la mise à une tension de référence au plan statique et une absorption de l'onde électromagnétique associée aux MDI par l'intermédiaire de

la branche capacitive'21 précitée.

En référence aux figures 3a et 3b, on observe que lorsque, à titre d'exemple non limitatif et en référence à la figure 2b, le module collecteur 1 est constitué par une toile métallique 10, laquelle peut être avantageusement constituée par le blindage extérieur d'un câble coaxial auquel le module de capture et d'absorption 2 est électriquement connecté, on voit, en référence à la figure 3a, qu'en l'absence de connexion d'un module 2 de capture et d'absorption de l'onde électromagnétique, cette dernière se propage dans l'isolant, le circuit électrique à protéger CI n'étant autre que l'âme centrale du câble coaxial précité. La propagation de l'onde électromagnétique MDI excite des électrons de place en place, lesquels contribuent à la progression de l'onde

électromagnétique associée aux MDI.

Lorsque, au contraire, dans le cas de la figure 3b, l'on connecte un dispositif objet de la présente invention, c'est-à-dire un dispositif représenté en figure 2a, sur le blindage ou écran jouant alors le rôle de module collecteur 1 pour former en fait le dispositif objet de la présente invention tel que représenté en figure 2b ou 2c, l'on comprend que les électrons au voisinage de l'écran sont fixés et finalement drainés à la tension de référence par la résistance R1 et que l'onde électromagnétique est elle-même rapidement absorbée par

l'intermédiaire de la branche capacitive 21.

En ce qui concerne la réalisation du dispositif objet de la présente invention, on indique que les résistances R1 et R2 peuvent être constituées par des résistances au carbone 1/4 de watt ou le cas échéant par des associations de résistances de valeur normalisée pour obtenir la valeur adéquate, en particulier en ce qui

concerne la valeur de R2.

En ce qui concerne la capacité C, celle-ci peut être réalisée selon une manière particulièrement avantageuse, par une capacité à air ou à vide, ainsi que décrit précédemment dans le cadre de la demande de brevet français n 97 06045. Le dispositif objet de la présente invention tel que représenté en figures 2a à 2c a été appliqué à différents circuits électroniques utilisés dans les installations de haute fidélité pour la restitution sonore

de très haute qualité.

Les résultats obtenus sont en tous points remarquables, en ce que les sons obtenus présentent une pureté spectrale inégalée en raison même de la suppression de toute perturbation liée à la modulation parasite de l'onde MDI par le signal audiofréquences lui-même et par tout signal perturbateur distinct du signal

audiofréquences précité.

D'une manière générale, on indique que le mode de réalisation du dispositif objet de la présente invention tel que représenté en figure 2b ou 2c représente la forme de réalisation la plus efficace pour protéger des circuits électriques ou électroniques CI de type linéaire, et en particulier des câbles de liaison ou autre. En ce qui concerne le mode de réalisation de la figure 2a, celui-ci est particulièrement avantageux du point de vue de la mise en oeuvre lorsque le circuit à protéger comporte lui-même, soit un blindage externe comme dans le cas des câbles coaxiaux, soit au contraire une enceinte métallique susceptible de constituer une tension de référence, le dispositif objet de l'invention tel que représenté en figure 2a pouvant alors être directement utilisé pour connecter la tension de référence précitée à une autre tension de référence dans les conditions qui seront décrites de manière plus détaillée ultérieurement dans la

description.

Différents modes de réalisation du dispositif objet de la présente invention et de la mise en oeuvre de ces dispositifs pour assurer la protection de circuits électroniques complexes seront maintenant donnés en liaison avec les figures 4a à 4c, puis avec la figure 5 et

les figures suivantes.

Un premier mode de réalisation sera décrit en liaison avec les figures 4a et 4b relativement à la protection de circuits véhiculant des tensions dont la valeur d'amplitude est voisine ou supérieure à 50 volts,

comme par exemple les tensions d'alimentation secteur.

En référence à la figure 4a, on a représenté un dispositif objet de la présente invention dans lequel, au module collecteur 1 sont ajoutés différents éléments tels qu'un tampon de toile en intissé métallique, portant la référence 12, muni de ligatures conductrices d'extrémité 13 et 14 auxquelles sont connectées les conducteurs électriques constitutifs du circuit CI à protéger. Bien entendu, le conducteur du secteur à protéger est connecté aux extrémités CI elles-mêmes reliées aux ligatures 13 et 14 précitées. Le tampon métallique en intissé est alors enrobé dans un matériau semi-conducteur absorbant 15, l'ensemble constitué par le tampon en intissé métallique

12 et le matériau semi-conducteur absorbant 15 étant lui-

même encapsulé dans un écran métallique constitutif du module collecteur 1 conforme à l'objet de la présente invention. Le module collecteur 1 est lui-même relié au module de capture et d'absorption 2 dont l'extrémité libre

est destinée à être reliée à la tension de référence.

Pour une description plus détaillée du mode de

mise en oeuvre du tampon en intissé métallique 12 et du matériau semiconducteur 15 absorbant, on pourra utilement se reporter à la demande de brevet français n 98 12143

publiée au nom d'ELECTRICITE DE FRANCE.

Le mode de mise en euvre du dispositif objet de la présente invention tel que représenté en figure 4a peut être exécuté à partir d'un intissé métallique à base de carbone ou de carbone nickel commercialisé sous la

référence 20404 par la société ARNAUD/COMAIP en France.

L'élément coaxial présente alors une âme divisée.

Pour assurer le remplissage entre le tampon en intissé et l'écran, on peut avantageusement utiliser une cire semi-conductrice, par exemple celle commercialisée sous la référence VOLPO CS 25 ou VOLPO CS 10 par la

société CRODA FRANCE.

A titre d'exemple non limitatif, on indique que pratiquement toutes les structures conductrices divisées ont donné de bons résultats, y compris les structures de

type laine de cuivre ou d'acier.

De préférence, pour les tensions d'alimentation supérieures à 50 volts, comme le secteur, ainsi que représenté en figure 4b, la structure coaxiale précédemment décrite en liaison avec la figure 4a peut être complétée par un tube isolant électrique, portant la référence 16, ce tube isolant électrique ayant pour fonction de limiter les pertes électriques transversales entre le circuit à protéger CI, véhiculant la tension

d'alimentation, et l'écran formant le module collecteur 1.

D'une manière générale, on indique que pour la mise en oeuvre du dispositif objet de la présente invention tel que représenté en figures 4a et 4b, les dimensions à adopter pour l'exécution des collecteurs 1 dépendent des tensions et courants véhiculés. Pour une bonne efficacité, l'écran constituant le module collecteur 1 doit présenter un diamètre supérieur à mm, la longueur totale de l'écran précité pouvant

dépasser 250 mm.

Le diamètre du tampon en intissé 12 doit de

préférence être supérieur à 15 mm.

Le centrage et l'isolation du tampon en intissé 12 vis-à-vis de l'écran peuvent être améliorés par utilisation d'un cylindre de maintien, non représenté sur les figures 4a et 4b. Lors de l'utilisation, un tel cylindre de centrage, constitué par exemple en un carton,

peut alors être imprégné au moyen de la cire semi-

conductrice. Pour ce qui concerne les signaux de faible amplitude, tels que les signaux audio en sortie des cellules de lecture de disque optique ou le cas échéant de disque de microsillon, le dispositif objet de la présente invention peut être réalisé sous forme de traversées capacitives. On rappelle que ces traversées ont une structure coaxiale incorporant une ou plusieurs capacités et éventuellement une ou plusieurs inductances ferrite. Le diélectrique utilisé est très généralement à base de céramique. Dans ces conditions, le dispositif objet de la présente invention peut être mis en oeuvre ainsi que représenté en figure 3b par exemple, la gamme de capacités existantes disponibles pour constituer les traversées capacitives correspondant à des valeurs de couplage capacitif comprises entre 100 pF et 100 nF. Pour l'application de la protection contre les phénomènes parasites liés aux MDI, il est alors possible, conformément à la mise en oeuvre du dispositif objet de la présente invention tel que représenté en figures 2a à 2c ou en figure 3b, d'utiliser l'une des traversées capacitives précitées pour des valeurs capacitives de traversées comprises entre 470 à 10 000 pF. De bons résultats ont alors été obtenus dans ces gammes de valeurs de traversées capacitives utilisées auxquelles un circuit de capture et d'absorption 2 a été associé, conformément à

la figure 2a ou à la figure 3b.

Dans tous les cas de mise en oeuvre du dispositif objet de la présente invention, en particulier pour les dispositifs de protection de circuits électriques ou électroniques véhiculant des signaux de faible puissance, il est avantageux de réaliser ce dernier sous forme de composant électronique discret, ainsi que représenté en figure 4c. Dans ces conditions, le module collecteur 1, réalisé par exemple sous forme de traversée capacitive ainsi que mentionné précédemment, et le module de capture et d'absorption 2 peuvent alors être agencés de manière à présenter trois sorties distinctes, l'ensemble étant enrobé ou encapsulé de manière à réaliser un composant discret dont l'encombrement ne dépasse pas celui d'une capacité céramique. Les entrées et sorties distinctes sont les entres/sorties destinées à être connectées au circuit à protéger CI et l'entrée/sortie destinée à être connectée à la tension de référence, laquelle est représentée en

pointillés sur la figure 4c.

Le dispositif objet de la présente invention est susceptible de nombreuses applications, lesquelles ne sont pas limitées aux applications en haute fidélité. D'une manière générale, pour tout circuit électronique comportant des traversées, il est possible de réaliser une protection à partir de circuits tels que représentés par exemple en figure 4c. Quelque soit le type de circuit protégé, mais en particulier sur différentes installations à haute fidélité, l'utilisation des circuits précités, conformes à l'objet de la présente invention, a clairement montré, d'une part, l'efficacité de ce type de dispositif et, d'autre part, l'intérêt d'utiliser ces dispositifs avec deux types de référencement vis-à-vis d'une tension de référence spécifique, la masse,

respectivement la terre.

On comprend en particulier que pour les circuits électroniques, en particulier les amplificateurs d'installations à haute fidélité qui ne possèdent pas de tension de référence à la terre, il est bien sûr possible d'assurer la protection vis-à-vis de la tension de

référence constituée par la masse de cette installation.

Dans le cas o, au contraire, les circuits électroniques disposent non seulement d'une tension de référence constituée par la masse, mais également d'une tension de référence constituée par la terre -ces dispositifs sont de plus en plus nombreux à l'heure actuelle- il est avantageux, conformément à un aspect particulièrement remarquable du dispositif objet de la présente invention, d'assurer une protection de l'ensemble des circuits vis-à-vis de l'une et/ou de l'autre des tensions de référence dans les conditions qui seront décrites ci-après à titre d'exemple non limitatif, pour un circuit électronique constitué par un amplificateur d'installation à haute fidélité alimenté par une alimentation secteur et attaqué à partir de câbles dits de modulation, l'amplificateur délivrant le signal sonore

destiné à un haut-parleur HP.

Dans ces conditions, en référence à la figure 5 et dans le cas d'un amplificateur, il est avantageux d'ajouter sur le châssis, c'est-à-dire le boîtier métallique B de l'amplificateur, une borne isolée qui peut être raccordée à une tension de référence de terre externe. Une telle mesure sera recommandée en particulier dans le cas o le cordon d'alimentation secteur et sa

prise ne comportent aucune prise de terre.

Ainsi que représenté sur la figure 5 et pour une voie audiofréquences, l'une des voies stéréo, une telle installation comporte une pluralité de bornes constituées par: - l'entrée positive sur l'amplificateur A; l'entrée négative sur l'amplificateur A; - la tension d'alimentation +V délivrée par une alimentation à pont redresseur R; - l'alimentation -V délivrée par le même pont redresseur R;

- enfin, les sorties haut-parleur HP.

Dans le cadre de la figure 5b, les protections du circuit ainsi représenté sont réalisées à partir de dispositifs conformes à l'objet de la présente invention tels que représentés en figures 2a et 2b ou 2c par

exemple.

Dans ces conditions, chaque dispositif est noté Dl à D20 et porte la référence a ou b selon que le dispositif correspond sensiblement au dispositif représenté en figure 2a, respectivement en figure 2b, le cas échéant 2c. Sur le schéma de la figure 5, les tensions de référence de terre, respectivement de masse, sont représentées symboliquement

ainsi qu'indiqué sur la figure 5 précitée.

Dans ces conditions, les protections installées sont les suivantes: Câbles de modulation, câbles reliant la sortie d'un préamplificateur de voie à l'amplificateur de puissance du haut-parleur, câbles notés C1 et C Les protections correspondantes sont constituées par une protection Dîb et une protection D2b sur chaque câble Ci et C2, ces protections étant référencées à la tension de référence de terre. En outre, une protection D3b est prévue entre le câble C1 et le câble C2, le câble C2 étant relié à la masse du dispositif, connexion interne représentée à l'intérieur du boîtier B, la protection D3b

étant ainsi référencée à la tension de référence de masse.

Tensions d'alimentation de l'amplificateur A L'alimentation de l'amplificateur A est réputée effectuée à partir du redresseur R, lequel est alimenté de manière classique par un transformateur connecté au réseau 220 volts. Les protections sont les suivantes: protections sur chaque câble d'entrée au primaire du transformateur, protections notées D19b et D20b référencées à la tension de référence de terre. En sortie du pont redresseur R et disposé en série sur les fils d'alimentation +V, respectivement -V de l'amplificateur A, au moins un couple de dispositifs Dl2b,Dl3b, respectivement DlOb,Dllb connectés en série avec les câbles d'alimentation +V, -V précités, chaque couple de dispositifs comportant l'un de ses dispositifs référencé à le tension de référence de terre, respectivement de masse. Il peut être avantageux de prévoir un même couple de dispositifs de protection placé à l'intérieur du boîtier B sur chaque fil de tension d'alimentation +V, respectivement -V, ces dispositifs portant les références D8a, D9a référencés respectivement à la tension de référence de terre et de masse. Le couple de dispositifs de protection à l'intérieur du boîtier sur le fil -V n'est pas représenté,

afin de ne pas surcharger inutilement le dessin.

Bornes d'entrées positives et négatives de l'amplificateur A Une protection est placée à l'entrée positive, respectivement négative de l'amplificateur A, chaque protection portant la référence D4b, respectivement Dsb et étant référencée à la tension de référence de masse. La borne négative de l'amplificateur A est reliée par

l'intermédiaire du dispositif D5b à une sortie en contre-

réaction CR de l'amplificateur A. Protections du châssis ou bottier B et de la ligne de masse de l'ensemble du dispositif La ligne de masse du dispositif est représentée par la liaison entre la traversée d'entrée du câble C2 de modulation, la connexion de cette ligne au boîtier B et la liaison de cette même ligne de masse à l'une des bornes du haut-parleur, abstraction faite des dispositifs de protection conformes à la présente invention, lesquels seront décrits ci-après. Pour assurer la protection de la ligne de masse précitée, cette dernière peut avantageusement être reliée par un dispositif D6a au boîtier B, ce circuit, ainsi que mentionné précédemment et selon la convention utilisée, correspondant au mode de réalisation du dispositif selon la figure 2a. En outre, le boîtier B lui-même peut être avantageusement relié et protégé par un circuit D7a référencé à la tension de référence de terre. Ainsi, la ligne de masse précitée est protégée successivement par le dispositif de protection D6a référencé à la tension de référence de masse, puis par le dispositif D7a référencé à

la tension de référence de terre.

Circuits de liaison de la sortie amplificateur A au haut-

parleur HP Les câbles de haut-parleur peuvent avantageusement, ainsi que représenté sur la figure 5 précitée, être protégés par l'intermédiaire de dispositifs D14b et D16b, respectivement D15b et D17b référencés chacun à la tension de référence de terre. On comprend en particulier que les dispositifs Dl4b et D16b, respectivement D15b et D17b sont placés en extrémité de la liaison précitée. En outre et de manière avantageuse, la culasse du haut-parleur HP peut être protégée par l'intermédiaire d'un dispositif D18a assurant la liaison de la culasse précitée à la terre, le dispositif Dlsa étant ainsi référencé à la tension de

référence de terre.

Le choix des protections et du référencement des dispositifs de protection, objets de la présente invention, à la tension de référence de terre respectivement de masse permet d'assurer une protection contre les phénomènes parasites engendrés par les MDI en mode commun lorsque chaque circuit de protection est référencé à la terre, respectivement en mode différentiel lorsque le dispositif de protection est référencé par rapport à la tension de référence de masse. Ce mode de protection permet d'assurer une efficacité maximale de toutes tensions parasites des phénomènes parasites engendrés par l'onde électromagnétique associée aux MDI et qui est susceptible d'engendrer des perturbations sur les

tensions de référence de masse et de terre précitées.

En conclusion, et en particulier pour un circuit électronique constitutif d'une installation à haute fidélité, on indique que tout châssis ou boîtier métallique B peut être protégé par l'intermédiaire d'un circuit tel que représenté en figure 2a, référencé à la tension de référence de terre. Ceci est en particulier vrai quelque soit le type de circuit électronique utilisé,

indépendamment de sa destination.

De manière plus particulière, en ce qui concerne les circuits d'installation à haute fidélité, la protection de la culasse du hautparleur HP par un dispositif référencé à la tension de référence de terre apparaît particulièrement adaptée dans la mesure o les haut-parleurs sont des générateurs de phénomènes MDI

particulièrement violents.

De même, différentes formes de protection plus particulièrement destinées aux circuits d'alimentation du secteur seront maintenant données en liaison avec les

figures 6a, 6b et 6c.

Dans sa forme la plus simple, le filtrage de la tension de secteur peut être réalisé, ainsi que représenté en figure 6a, à partir de deux traversées connectées en série sur le fil de phase p, respectivement de neutre N, les deux traversées étant reliées par l'intermédiaire d'un circuit de capture et d'absorption de l'onde électromagnétique 1 à la connexion de terre T. Le dispositif utilisé peut ainsi être constitué selon la

figure 2b ou 2c.

En outre, sous une forme plus élaborée, telle que représentée en figure 6b, plusieurs structures telles que représentées en figure 6a peuvent être mises en cascade de

façon à constituer un filtre en échelle.

* Pour la mise en oeuvre des circuits de filtrage tels que représentés en figures 6a et 6b, on pourra avantageusement adopter pour valeur de capacité des traversées utilisées, c'est-à-dire valeur de la capacité de couplage entre le module collecteur 1 et le circuit à protéger CI constitué par le conducteur de phase p, respectivement de neutre N, des capacités comprises entre

10 nF et 470 pF.

En outre, ainsi que représenté en figure 6c, un filtrage plus efficace vers les basses fréquences peut être optimisé par l'utilisation de filtres de fréquences de type SCHNAFFER ou CORCOM par exemple en utilisant une mise en oeuvre spécifique représentée sur la figure 6c précitée. On rappelle que les filtres précités utilisés ont pour objet de supprimer tous parasites radioélectriques dont la fréquence est comprise entre 1000 Hz et 1 MHz environ. La structure globale de chaque filtre est représentée en figure 6c. A partir des filtres précités munis d'un point milieu tel que représenté sur la figure 6c, la protection de ces circuits de filtres, filtre A et filtre B, consiste, d'une part, à connecter en court-circuit les deux bornes de sortie de manière à réaliser en quelque sorte l'équivalent d'un autotransformateur, la borne reliée au point milieu de chaque filtre, filtre A et filtre B, étant elle-même protégée et reliée par un circuit D21a, respectivement D22a, lequel, selon les conventions, correspond au mode de réalisation de la figure 2a, à la connexion de terre T. De par la structure interne de chaque filtre A respectivement B, on dispose sur l'entrée non connectée de chaque filtre, l'autre entrée, filtre A, respectivement B étant connectée au fil de phase p respectivement de neutre N, d'une borne

de phase filtrée qF respectivement de neutre filtrée NF.

L'optimisation des filtres de fréquences précédemment cités a donné des résultats remarquables dans le domaine de la haute fidélité, alors que ce type de filtres est considéré souvent comme peu efficace dans le

domaine considéré.

Différents exemples de mise en oeuvre de câbles protégés grâce aux dispositifs objets de la présente invention seront maintenant donnés en liaison avec les

figures 6d, 6e et 6f.

Pour ce qui concerne la protection des câbles de modulation, ainsi que représenté en figure 6d, deux câbles

de modulation sont utilisés, le câble CI et le câble C2.

Ces câbles peuvent être constitués par des câbles coaxiaux munis d'un blindage par écran externe. Dans ces conditions, ainsi que représenté sur la figure précitée, chaque câble C1, C2 est muni d'un dispositif de protection, noté D23a respectivement D24a, référencé à la tension de référence de terre. Bien entendu, les dispositifs de protection précités correspondent aux dispositifs représentés en figure 2a, connectés au blindage externe précité de chacun des câbles. La protection réalisée par les dispositifs D23a, D24a

correspond ainsi à une protection en mode commun.

En outre, l'âme centrale du câble C2 est connectée à l'anneau de garde des prises de connexion PC1 et PC2. Le câble C2 joue ainsi le rôle de ligne de masse protégée vis-à-vis de la terre pour l'ensemble constitué par les

câbles C1 et C2.

Enfin, l'âme centrale du câble C1 est elle-même protégée par l'intermédiaire d'un dispositif D25b respectivement D26b connecté en série en extrémité de câble avec l'âme centrale des prises de connexion PC, et PC2, des résistances d'adaptation RA égales à l'impédance caractéristique du câble C1 pouvant, le cas échéant, être prévues. Bien entendu, les modules de capture et d'absorption 2 de chaque dispositif D25b et D26b sont connectés à l'âme centrale du câble C2, les dispositifs de protection D2sb et D26b étant de ce fait référencés à la tension de référence de masse du dispositif et la protection réalisée par les dispositifs précités

correspondant ainsi à une protection en mode différentiel.

En ce qui concerne la mise en oeuvre des câbles précités telle que représentée en figure 6d dans le domaine de la haute fidélité, on indique que la mise en oeuvre de tels câbles permet de drainer efficacement les parasites engendrés par les phénomènes MDI alors que les câbles actuels disponibles sur le marché peuvent atteindre des valeurs de l'ordre de 10 000 francs par mètre. Bien entendu, la mise en euvre des câbles de modulation telle que représentée en figure 6d n'est pas limitée à ce type de câbles. En particulier, un câble symétrique à trois conducteurs pour prise de type XLR peut être réalisé à partir du même principe.

Il en est de même en ce qui concerne les câbles de haut-parleur. Ceux-ci peuvent être constitués selon une version simplifiée de la structure représentée en figure 6d. Dans ces conditions, ainsi que représenté en figure 6e, le câble utilisé est un câble coaxial présentant une âme centrale de section supérieure à 1 mm2 pour des longueurs inférieures à 3 m. Dans ces conditions et de même que dans le cas de la figure 6d, un dispositif D23a et D24a peut être mis en place à partir du blindage de chaque câble, ces dispositifs de protection étant ainsi référencés à la tension de référence de terre pour assurer

une protection en mode commun.

De la même manière que dans le cas de la figure 6d et pour les câbles de haut-parleur, il est également possible de prévoir en extrémité de câble un dispositif de protection simplifié, tel que celui mis en oeuvre et décrit en liaison avec la figure 2a, pour assurer la liaison entre l'âme centrale de chacun des deux câbles utilisés pour assurer ainsi une protection contre les phénomènes MDI en mode différentiel. Bien entendu, dans le cas des câbles de haut-parleur, l'adjonction d'une résistance d'adaptation RA n'est pas justifiée. La mise en oeuvre des

câbles de haut-parleur est représentée en figure 6e.

Lors de la mise en oeuvre de câbles de haut-parleur selon le mode de réalisation représenté en figure 6e, les résultats obtenus ont été exceptionnels vis-à-vis des

réalisations classiques, même de très haut de gamme.

En ce qui concerne les câbles d'alimentation secteur, il est bien entendu envisageable, ainsi que représenté en figure 6f, de mettre en oeuvre de tels câbles

protégés conformément au même principe.

Dans ces conditions, ainsi que représenté sur la figure 6f précitée, pour une prise PR munie d'une prise de terre T, d'une borne de phase p et d'une borne de neutre N, deux câbles C'I et C'2 sont utilisés. Ces câbles peuvent être munis d'un blindage externe. Le blindage externe de chacun des câbles précités peut alors être relié par un dispositif de protection tel que représenté en figure 2a et portant la référence D27a, D28a, respectivement D29a et D30a, placé par exemple en extrémité de câble. Ces dispositifs sont bien entendu reliés au fil de terre T, lequel, de manière connue en tant que telle,

peut être revêtu d'une gaine isolante ou non.

Ce type de câble secteur protégé peut ensuite être raccordé à un ou plusieurs des filtres secteur

précédemment décrits en liaison avec les figures 6a à 6c.

Ainsi, quelle que soit la destination des câbles représentés en figures 6d à 6f, ces câbles peuvent être protégés contre les parasites MDI, en particulier lorsque l'installation, à laquelle ces câbles sont destinés, comporte une tension de référence de masse et une tension

de référence de terre.

Dans ces conditions, le câble, formant câble de liaison, est formé par au moins deux câbles élémentaires distincts, chaque câble élémentaire comportant au moins un dispositif de protection précédemment décrit référencé à la tension de référence de terre pour assurer une protection en mode commun contre les parasites engendrés par les MDI, alors que l'un au moins des câbles élémentaires comporte au moins un dispositif de protection précédemment décrit référencé à la tension de référence de masse à laquelle l'un des autres câbles élémentaires est relié, pour assurer une protection en mode différentiel contre les

parasites MDI.

En ce qui concerne les câbles coaxiaux, ceux-ci peuvent bien entendu bénéficier du même type de protection. En particulier, en référence à la figure 6g, il est possible d'utiliser un câble triaxial, c'est-à-dire un câble muni d'une âme centrale et de deux écrans concentriques successifs, afin d'utiliser l'écran intermédiaire comme antenne collectrice de l'onde électromagnétique associée aux MDI. Un tel dispositif est représenté en figure 6g o l'âme centrale est représentée par AC, l'écran intermédiaire est représenté par IS et l'écran externe est représenté par ES. Dans ces conditions, il est possible de prévoir des dispositifs de protection D3la et D32a en extrémité des câbles coaxiaux précités, ces dispositifs de protection conformes au mode de réalisation de la figure 2a étant par exemple interconnectés à l'écran intermédiaire IS et référencés à la tension de référence de terre. L'écran externe peut alors conserver sa gaine isolante. La mise en place des dispositifs de protection D31a et D32a en extrémité du câble permet en particulier de conserver à l'écran externe ES son intégrité sur toute la longueur du câble afin de prémunir l'âme centrale AC de toute influence

radioélectrique externe parasite.

D'une manière générale, lors de la mise en oeuvre de câbles protégés conformément au dispositif objet de la présente invention, on indique que, suivant la longueur du câble considéré, il est opportun d'ajouter une ou plusieurs protections, référencées par exemple à la ]0 tension de référence de terre le long du câble. Pour les câbles de grande longueur, il est opportun de prévoir une

protection tous les trois mètres pour fixer les idées.

Lorsque plusieurs protections sont ainsi mises en place, il est opportun d'augmenter la valeur de la résistance R1 en fonction du nombre de protections installées afin d'obtenir une branche résistive globale de l'ordre de

1,5 MQ.

Enfin, d'autres montages de protection peuvent être envisagés en particulier pour les installations à

haute fidélité.

D'une manière générale, il y a lieu d'installer des dispositifs de protection conformes à l'objet de la présente invention, soit au voisinage des sources de MDI, soit aux entrées et sorties d'organes sensibles tels que

les préamplificateurs.

En particulier, ainsi que représenté en figure 6h, lorsqu'un préamplificateur à circuit passif est mis en oeuvre, tel qu'un potentiomètre de réglage de niveau par exemple pour réglage de balance ou autre niveau, il y a lieu de prévoir des protections au voisinage d'un tel organe reconnu comme particulièrement critique en matière de création de MDI. Dans ces conditions, ainsi que représenté sur la figure 6h précitée, et lorsqu'une prise d'entrée fixée à un boîtier métallique B est prévue, cette prise d'entrée étant reliée à un commutateur de sélection d'entrée différente, commutateur noté MIC, suivi d'un potentiomètre Pot, lui-même relié à une prise de sortie

connectée au boîtier métallique B, les protections ci-

après peuvent être avantageusement installées: Au voisinage de la prise d'entrée - protections D33b et D34b référencées à la tension de référence de terre, l'un des fils de connexion correspondant à un fil de ligne de masse, ainsi que

représenté sur la figure 6h.

Les deux dispositifs D33b et D34b assurent ainsi une

protection contre les MDI en mode commun.

- En outre, installation d'une protection D35b référencée à la tension de référence de masse, le dispositif de protection assurant une protection en mode

différentiel.

Ligne assurant la liaison entre le commutateur MIC de sélection d'entrée et le potentiomètre Pot Les bornes commutées du commutateur MIC sont reliées d'une part, à la borne d'entrée du potentiomètre et d'autre part, à la masse du dispositif. Les protections prévues sont celles désignées ci-après: - dispositif D36b référencé à la tension de référence de terre pour la ligne reliant l'entrée du potentiomètre

Pot au commutateur de sélection MIC.

- En outre, dispositif D37b référencé à la tension de référence de masse du dispositif, c'est-à-dire à la ligne de masse elle-même connectée au point de masse du potentiomètre. Les dispositifs de protection D36b et D37b assurent une protection en mode commun, respectivement en mode différentiel. Borne de sortie et ligne de sortie du potentiomètre Pot reliées à l'âme centrale de la prise de sortie Les protections installées sont les suivantes: - dispositif D38b référencé à la tension de masse du dispositif, c'est-à-dire à la ligne de masse reliant le point de masse du potentiomètre à la connexion de masse de la prise de sortie. Le dispositif D38b assure une protection contre les phénomènes MDI en mode différentiel. - En outre, un autre dispositif D39b est également prévu, ce dispositif étant référencé à la tension de référence de terre. Il assure une protection contre les MDI en

mode commun.

- Enfin, un dispositif D40b, dispositif de protection référencé à la tension de référence de terre est également prévu sur la ligne de masse reliant le point de masse du potentiomètre Pot au point de connexion de

masse de la prise de sortie.

Un justificatif théorique du phénomène de micro-

décharges d'interface et des circuits en permettant l'éradication des parasites engendrés par ces derniers sera maintenant donné en liaison avec les figures 7a à 7c,

puis 8a à 8c.

Des investigations théoriques et expérimentales ont montré que l'impédance RC du module 2 de capture et d'absorption de l'onde électromagnétique parasite présente globalement une valeur optimale sensiblement conservée quel que soit en particulier le module collecteur 1

utilisé. Ce phénomène apparaît établir que les micro-

décharges d'interface se comportent suivant un phénomène de propagation sur une ligne de propagation dont le module 2 précité, c'est-à-dire le circuit RC correspondant,

apparaît constituer l'impédance caractéristique.

Les valeurs retenues pour la constitution du module 2 de capture précédemment mentionné dans la

description ont permis d'établir que l'impédance

caractéristique précitée correspond à celle d'un câble coaxial mince dont les constantes linéiques, en référence à la figure 7a, sont données par la relation ci-après: L= r0 (H/m) 2iz r r C=27iso- (F/m) e Dans la relation précédente, L et C désignent respectivement l'inductance et la capacité linéique, exprimées respectivement en H/m et F/m. En outre, 0o, So et ú désignent respectivement la perméabilité et la permittivité absolue du vide, respectivement permittivité

relative du vide.

Compte tenu de la relation précitée, l'impédance caractéristique Zc vérifie la relation: z 59,96 e r Cette impédance caractéristique est exprimée en ohms pour une épaisseur e et un rayon _ exprimés en mètres. L'impédance caractéristique précitée correspond au dipôle constitutif du module de capture 2 précédemment

décrit dans la description, avec des valeurs numériques

indiquées. Un calcul de la valeur correspondante de l'impédance de ce dipôle pour la valeur de l'impédance caractéristique en amplitude et en phase permet d'obtenir une valeur équivalente de résistance vérifiant la relation:

R=RR+

CC.p cette résistance comportant une partie capacitive, désignée par CC de valeur 0,029108 pF et une partie résistive pure RR égale à 398,48 Q. En outre, à la partie résistive pure RR et à la partie capacitive CC est associé un filtre LC en F de valeur: L = 1,6 nH

C = 13,7 nF.

En référence à la figure 7b, un élément de ligne de longueur dx = 1 m de câble coaxial mince peut être représenté conformément à la figure précitée avec des

valeurs numériques correspondantes.

Le circuit résonant série constitué par la capacité CC et l'inductance L présente alors une fréquence de résonance Fc vérifiant la relation: Fc 27,44 GHz 2xf-L. LCC L'affaiblissement linéique d'un tel circuit, exprimé en dB/m, s'exprime selon la relation: A =20-loge -Rc (R+ Lp)Cp Dans cette relation, p désigne le paramètre de pulsation j(O. Un calcul numérique montre que pour RR = 398,48 Q, l'affaiblissement est considérable et atteint, A = 5967 dB/m. Cet affaiblissement est indépendant de la fréquence. Dans une telle hypothèse, les micro-décharges d'interface sont trop rapidement absorbées pour être

gênantes.

Compte tenu de ces constatations, l'inventeur,

Monsieur Pierre JOHANNET, a formulé les hypothèses ci-

apres: En référence à la figure 7c, les micro-décharges d'interface se propagent alors par réémission locale, le phénomène de réémission locale pouvant être représenté par l'introduction d'une source de courant commandée en tension dans le quadrip1ôle représenté en figure 7c. La commande en tension est notée hv1 pour la source de

courant précitée.

La résolution des équations du quadripôle précité s'écrit selon la relation:

AV = ZI1I

AI=YV2-hVI = (Y-h)V si Ax - 0 On comprend en particulier que, pour un élément de ligne de longueur faible, c'est-à-dire Ax-+0, la chute de tension due à l'impédance série Z est faible, et il suffit donc que h soit voisin de la valeur de Y pour que les

pertes de courant soient sensiblement négligeables.

Un essai de variation de la résistance RR a montré qu'en fait, la relation donnant la valeur de l'impédance caractéristique peut être satisfaite à toutes les fréquences, sauf au voisinage de la fréquence de résonance fc. Les figures 8a et 8b donnent respectivement l'amplitude, en ohms, et la phase, en degrés, de l'impédance caractéristique Zc pour différentes valeurs de RR, ces valeurs ayant été choisies à RR = 398 Q, RR = 79,7 Q et RR = 3,98 Q. La figure 8c représente la valeur de l'affaiblissement en dB/m en fonction de la fréquence pour différentes valeurs de RR, les mêmes valeurs correspondantes précédemment citées. A l'observation de la figure 8c précitée, on comprend que au delà de la valeur de fréquence 27,5 GHz, l'affaiblissement introduit n'est plus que de 60 dB/m pour RR = 3,98 Q. Cette observation montre qu'une propagation à affaiblissement faible sur de courtes longueurs, comme celles des circuits électroniques, est possible dans le cadre de l'hypothèse formulée. En conclusion, on peut admettre que les micro- décharges d'interface peuvent se propager sur les circuits et conducteurs à partir d'une fréquence qu'on peut évaluer

au-delà de quelques GHz et certainement au-delà de 27 GHz.

Les signaux parasites ainsi créés à la gamme de fréquences précitées se propagent alors facilement le long des interfaces et sont susceptibles de pénétrer sans difficulté dans les composants actifs, lesquels sont en

conséquence gravement perturbés.

La figure 9 montre un schéma relatif à la mise en oeuvre d'un dispositif expérimental permettant la mise en évidence des phénomènes parasites liés aux micro-décharges d'interface. Mettre en évidence une onde électromagnétique à très hautes fréquences, supérieures à 27 GHz, de faible amplitude et localisée dans l'épaisseur d'isolant en contact avec des conducteurs électriques apparaît très difficile. Le dispositif représenté en figure 9 permet une

détection indirecte au moyen d'un montage différentiel.

En référence à la figure précitée, un lecteur de disque optique, noté CDD, considéré comme un générateur important de micro-décharges d'interface, envoie le même signal audio dans trois câbles distincts: - deux câbles protégés B1 et B2, ainsi que décrit

précédemment dans la description;

- un câble C quelconque, constitué par exemple par un

simple câble coaxial.

Les câbles protégés B1 et B2 peuvent être constitués par des câbles précédemment décrits ou le cas échéant des câbles protégés, conformément à la demande de brevet français publiée sous le nO 96 12369 au nom

d'ELECTRICITE DE FRANCE.

La sortie de chacun des câbles est envoyée sur un circuit dessymétriseur, tel qu'un circuit SSM 2141, permettant de calculer la différence des signaux reçus à ses entrées positive et négative +in, -in. Les circuits d'alimentation à + et -15 volts ainsi que la sortie S du circuit dessymétriseur précité sont protégés par des modules de protection conformes à l'objet de la présente invention et désignés chacun par Dgo90, Dgl et D92. On indique que ces modules de protection peuvent correspondre aux

modules de protections représentés en figures 2a à 2c.

L'entrée des signaux sur l'entrée -in du dessymétriseur est effectuée par commutation au moyen d'un commutateur K. Lorsque le commutateur K est en position I, on peut procéder au réglage de la valeur de référence zéro en sortie par ajustage du potentiomètre P. Le basculement du commutateur K en position II introduit sur l'entrée -in les signaux en provenance d'un conducteur non protégé contre les micro-décharges d'interface, le conducteur C. L'entrée négative -in du dessymétriseur est alors perturbée par les micro-décharges d'interface incidentes engendrées par le lecteur CDD, alors que l'entrée positive +in reste inchangée. La sortie S délivre alors une mesure de l'influence dans la bande audio des micro-décharges

d'interface précitées.

Des premières mesures effectuées montrent une perturbation de quelques millivolts sur un signal d'un volt, soit un rapport de perturbation / signal de -50 à - dB. Des résultats plus significatifs peuvent être obtenus en intercalant sur les entrées -in et +in des circuits amplificateurs, tels que des transistors de type 2N 2222 sensibles aux micro-décharges d'interface et montés en étages suiveurs, chaque amplificateur étant

suivi d'un amplificateur au gain modéré de type passe-bas.

Une mise en évidence indirecte des micro-décharges d'interface peut également être effectuée par la constatation de manière subjective de l'influence des très hautes fréquences sur la musicalité des installations audio. Il est ainsi possible, par la mise en fonctionnement d'un téléphone portable à proximité de circuits d'amplification, de constater, après une vingtaine de secondes, une dégradation nette de la musicalité avec une impression de distorsion permanente, laquelle cesse lorsqu'on s'éloigne ou qu'on arrête le

téléphone portable.

Les observations précédentes ont permis la mise en oeuvre d'un mode de réalisation préférentiel du dispositif

de protection d'un circuit électronique contre les micro-

décharges d'interface en raison du phénomène de propagation dû à la mobilité des électrons semi-liés présents dans le matériau isolant au niveau de chaque interface précité tel que décrit précédemment dans la

description.

En conséquence, et en raison de la mobilité précitée, il est apparu avantageux de prévoir, au niveau du module 2 de capture et d'absorption de l'onde électromagnétique parasite, tout dispositif permettant de bloquer les électrons précités et en particulier les électrons porteurs majoritaires au niveau de la surface libre du conducteur ou de la surface en contact avec le

matériau isolant.

Dans ce but, ainsi que représenté en figures 10a à c, le module de capture 2 et d'absorption de l'onde électromagnétique parasite peut comporter avantageusement un système de blocage des électrons semi-liés, portant la référence 22, électrons générateurs de l'onde

électromagnétique parasite.

Dans le mode de réalisation représenté aux figures a à 10c, on indique que le dispositif de blocage 22 peut comporter avantageusement un circuit de polarisation électrique du collecteur 1 de l'onde électromagnétique parasite à une tension électrique négative par rapport à une tension de référence. Ce dispositif de polarisation permet d'engendrer un champ électrique de blocage des électrons semi-liés et des électrons porteurs majoritaires

présents à la surface libre externe du conducteur, c'est-

a-dire la surface d'interface avec le matériau isolant. Le champ électrique de blocage est engendré entre le collecteur 1 et le circuit électronique dans les conditions qui seront explicitées ci-après, par

l'intermédiaire de la tension de référence.

Ainsi que représenté sur les figures 10a à 10c, le dispositif de polarisation peut comprendre un générateur de tension continue 220 associé à un circuit potentiométrique 221 et de préférence une résistance de valeur fixe 222, le générateur 220, la résistance ou circuit potentiométrique 221 et la résistance de valeur fixe 222 étant connectés en série et l'ensemble de ces

éléments étant connecté en parallèle sur la résistance R1.

On comprend en particulier que la résistance de valeur fixe 222 peut être de valeur très élevée, égale à 4 à 5 fois la valeur de la résistance R1, et que le générateur

220 ne débite ainsi aucun courant.

Le champ électrique ainsi créé, compte tenu de la polarité du générateur 220 dont la borne négative est finalement reliée au collecteur 1, a pour effet de bloquer les électrons sur le conducteur de manière analogue à la polarisation et au champ électrique de grille appliqués

sur un tube électronique.

En ce qui concerne le générateur 220,celui-ci peut être constitué par des piles de 12 volts pour télécommande

de type GP 23. En outre, on indique que les micro-

décharges d'interface propres au générateur 220 sont absorbées par le système constitué par les branches 20 et 21 représentées en figures 10a à 10c et décrites

précédemment dans la description.

Un exemple d'application du dispositif de protection d'un circuit électronique conforme à l'objet de la présente invention tel que représenté en figures 10a à c sera maintenant donné en liaison avec les figures lla

et llb relativement à la protection de câbles.

Sur la figure lia, on a représenté la protection de câbles de modulation dans une configuration voisine mais simplifiée, telle que décrite précédemment en liaison

avec la figure 6d.

En conséquence, les mêmes références représentent les mêmes éléments que dans la figure précitée. Toutefois, on remarque que les circuits de protection D25b et D26b ont été supprimés, alors que les blindages externes des câbles C1 et C2 constituant en fait les collecteurs 1 pour les dispositifs de protection D23a et D24a précédemment décrits

dans la description, sont reliés par une connexion

commune, notée CC.

En outre, on indique qu'un dispositif de protection d'un circuit électronique contre les parasites engendrés par les micro-décharges d'interface tel que représenté par exemple en figure 10a et illustré par un élément variable, en raison de l'existence de la résistance ou potentiomètre 221, est connecté entre le blindage externe du câble C2 et la tension de référence constituée par la masse du dispositif, c'est-àdire l'anneau de garde de la connexion PC1. On rappelle en effet, en référence à la figure lia et bien entendu à la figure 6d, que l'âme centrale du câble C2 constitue la tension de masse de l'ensemble du dispositif lorsque le connecteur PC1 et le connecteur PC2 sont enfichés de façon à réaliser la connexion. Dans ces conditions, le dispositif D27a conforme à l'objet de la présente invention, permet d'assurer une protection efficace par polarisation des blindages externes des câbles C1 et C2 à

la tension délivrée par le générateur interne 220.

D'une manière générale, on indique que la valeur de la tension délivrée par le générateur 220, c'est-à-dire finalement la tension appliquée sur le blindage externe des câbles Cl et C2, dépend des caractéristiques des câbles utilisés. Les valeurs de tension appliquées peuvent être choisies parmi les valeurs 12, 24 ou 36 volts et

ajustées au moyen du potentiomètre 221 précité.

Dans le cas de la figure 11b, cette figure représentant une vue en coupe longitudinale d'un câble dit câble bio, en référence à la demande de brevet français

citée précédemment dans la description, on indique qu'un

tube supplémentaire externe, noté C3, peut être prévu de façon à réaliser la polarisation précitée. Dans ce cas, un dispositif D28a est introduit, lequel correspond sensiblement par exemple au mode de réalisation de la

figure 10a.

La protection de tout type de circuit électronique peut être réalisée grâce à la mise en oeuvre d'un dispositif tel que représenté en figures 10a à 10c de la même manière que par la mise en oeuvre d'un dispositif tel que représenté en figures 2a à 2c et décrit dans la

description.

En ce qui concerne la protection des électrodes de tubes électroniques, celle-ci peut être faite de manière semblable. En ce qui concerne l'électrode de grille de ces derniers, on indique qu'un module 2 d'absorption connecté à la grille du tube électronique considéré permet d'éliminer radicalement les micro-décharges d'interface incidentes, ce d'autant plus que la grille est polarisée négativement vis-à-vis de la cathode. La valeur de la tension négative appliquée peut alors être choisie compte

tenu de la tension de polarisation de grille négative.

Enfin, le phénomène de micro-décharges d'interface tel que décrit précédemment permet au moins qualitativement d'expliquer la raison pour laquelle les jonctions par contact sont supérieures aux jonctions soudées, dans le cas des circuits électroniques audiofréquences, par le fait qu'un contact ne met en jeu que quelques points de contacts élémentaires qui en fait

constituent une barrière à la propagation des micro-

décharges d'interface selon le phénomène de propagation

précédemment décrit.

En outre, le processus d'extrusion de l'isolant sur les conducteurs de liaison des câbles audiofréquences a pour effet de provoquer une dissymétrie axiale des couches d'isolant sur le conducteur précité, cette dissymétrie axiale pouvant influer sur la propagation de l'onde électromagnétique associée aux micro-décharges d'interface et, en conséquence, conférer un "sens" de connexion aux câbles précités, ainsi qu'il a été constaté

par les audiophiles avertis.

L'ensemble des solutions de protections proposées

dans la présente description a été testé en totalité sur

plusieurs installations distinctes.

Dans tous les cas, le progrès en musicalité, c'est-à-dire en pureté spectrale et en relief sonore, a été considérable, l'écoute d'une installation de haute fidélité traitée conformément au dispositif objet de la présente invention étant sans commune mesure avec les résultats de chaînes ou installations en haute fidélité traditionnelles non traitées, quelle qu'en soit la qualité

et donc le prix.

Claims (17)

REVEND I CATIONS

1. Dispositif de protection d'un circuit électronique contre les parasites engendrés dans ce circuit par le phénomène de micro-décharges d'interface, ce phénomène engendrant au niveau de ce circuit une onde électromagnétique parasite de fréquence supérieure à 1 GHz, caractérisé en ce qu'il comporte au moins: - des moyens collecteurs de ladite onde électromagnétique parasite, formés par au moins un élément rayonnant; et, connectés à ces moyens collecteurs, - des moyens de capture et d'absorption de ladite onde

électromagnétique parasite.

2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que lesdits moyens collecteurs sont formés par un élément conducteur électrique tel qu'un fil électrique, une toile métallique ou un revêtement

métallique placé sur un support isolant.

3. Dispositif selon l'une des revendications 1 ou

2, caractérisé en ce que lesdits moyens de capture et d'absorption de ladite onde électromagnétique parasite sont formés par un filtre éliminateur de bande, de toute

fréquence radioélectrique supérieure à 1 GHz.

4. Dispositif selon la revendication 3, caractérisé en ce que ledit filtre éliminateur de bande comporte au moins: - une branche résistive à haute impédance aux fréquences basses, inférieures à 1 GHz; et connectée en parallèle sur cette branche à haute impédance, - une branche capacitive présentant sensiblement une impédance de court-circuit aux fréquences supérieures à 1 GHz, l'une des extrémités de l'ensemble constitué par la branche à haute impédance et la branche capacitive étant connectée auxdits moyens collecteurs et l'autre des extrémités de cet ensemble étant destinée à être

connectée à un potentiel de référence.

5. Dispositif selon la revendication 4, caractérisé en ce que lesdits moyens de capture et d'absorption de ladite onde électromagnétique parasite présentent une impédance complexe de la forme: Z= RI(1+jR2 Co) 1+ j Co(R + R2) o: R1 représente la valeur de la résistance de la branche résistive aux fréquences basses; R2 représente la valeur de la résistance série de la branche capacitive; C représente la valeur de la capacité de la branche capacitive; Oe représente la pulsation de l'onde électromagnétique

parasite associée aux micro-décharges d'interface.

6. Dispositif selon l'une des revendications 1 à

, caractérisé en ce que ledit module collecteur comporte en outre à l'intérieur d'une toile métallique formant manchon: - un tampon en intissé métallique relié à des fils de connexion au circuit électronique à protéger; - un enrobage de matériau semi-conducteur absorbant; l'ensemble constitué par l'enrobage et le tampon en intissé métallique étant contenu dans le module collecteur.

7. Dispositif selon la revendication 6, caractérisé en ce que celui-ci comporte en outre un tube de maintien du tampon en intissé métallique, ce tube étant

imprégné de matériau semi-conducteur absorbant.

8. Dispositif selon l'une des revendications 1 à

7, caractérisé en ce qu'il comprend: - lesdits moyens collecteurs connectés auxdits moyens de capture et d'absorption de l'onde électromagnétique parasite, les moyens collecteurs et les moyens de capture et d'absorption étant connectés à deux, respectivement une borne d'entrée/sortie; - un boîtier d'encapsulation sous forme de composant

électronique discret.

9. Dispositif selon l'une des revendications 1 à8,

caractérisé en ce que lesdits moyens de capture et d'absorption de ladite onde électromagnétique parasite comportent en outre des moyens de blocage des électrons semi-liés, générateurs de l'onde électromagnétique parasite.

10. Dispositif selon la revendication 9, caractérisé en ce que lesdits moyens de blocage comportent des moyens de polarisation électrique desdits moyens collecteurs de ladite onde électromagnétique parasite à une tension électrique négative par rapport à une tension de référence, ce qui permet d'engendrer un champ électrique de blocage desdits électrons semi-liés entre

lesdits moyens collecteurs et ledit circuit électronique.

11. Dispositif selon la revendication 10, caractérisé en ce que lesdits moyens de polarisation électrique comportent: - un générateur de tension continue; - un circuit potentiométrique, connecté à ce générateur de tension continue et auxdits moyens collecteurs et permettant d'appliquer une tension électrique négative

ajustable auxdits moyens collecteurs.

12. Circuit électronique protégé contre les parasites engendrés dans ce circuit par le phénomène de micro-décharges d'interface, ce phénomène engendrant au niveau de ce circuit une onde électromagnétique parasite de fréquence supérieure à 1 GHz, caractérisé en ce qu'il comporte au moins un dispositif de protection selon l'une

des revendications 1 à ll référencé à une tension de

référence de masse, pour assurer une protection en mode différentiel contre les parasites engendrés par les

phénomènes de micro-décharges d'interface.

13. Circuit électronique protégé contre les parasites engendrés dans ce circuit par le phénomène de micro-décharges d'interface, ce phénomène engendrant au niveau de ce circuit une onde électromagnétique parasite de fréquence supérieure à 1 GHz, caractérisé en ce qu'il comporte au moins un dispositif de protection selon l'une

des revendications 1 à 11, référencé à une tension de

référence de terre, pour assurer une protection en mode commun contre les parasites engendrés par les phénomènes

de micro-décharges d'interface.

14. Filtre de protection d'un circuit d'alimentation secteur contre les parasites engendrés dans ce circuit par le phénomène de micro-décharges d'interface, ce phénomène engendrant au niveau de ce circuit une onde électromagnétique parasite de fréquence supérieure à 1 GHz, caractérisé en ce qu'il comporte au moins un dispositif de protection selon l'une des

revendications 1 à 11 connecté en série avec le fil de

phase et un dispositif de protection selon les

revendications 1 à 11 connecté en série avec le fil de

neutre, chacun des dispositifs de protection étant référencé à la tension de référence de terre.

15. Filtre de protection selon la revendication 14, caractérisé en ce que chaque dispositif de protection étant constitué par un dispositif muni d'un module collecteur constitué par un fil, celui- ci comporte en outre un filtre de fréquences, muni d'une connexion à point milieu et connecté en cascade sur le fil de phase respectivement le fil de neutre, le point milieu de chaque filtre de fréquences étant interconnecté audit dispositif de protection référencé à la tension de référence de

terre.

16. Câble de liaison entre organes d'une installation électronique protégé contre les parasites de micro-décharges d'interface, installation comportant une tension de référence de masse et une tension de référence de terre, caractérisé en ce que ledit câble de liaison est formé par au moins deux câbles élémentaires distincts, chaque câble élémentaire comportant au moins un dispositif

de protection selon l'une des revendications 1 à 11

référencé à la tension de référence de terre pour assurer une protection en mode commun contre les parasites engendrés par les micro-décharges d'interface, l'un des câbles élémentaires comportant au moins un dispositif de

protection selon l'une des revendications 1 à 11 référencé

à la tension de référence de masse, à laquelle est relié l'autre câble élémentaire, pour assurer une protection en mode différentiel contre les parasites engendrés par les

micro-décharges d'interface.

17. Câble coaxial, protégé contre les parasites de micro-décharges d'interface, comprenant deux écrans successifs concentriques à âme centrale, caractérisé en ce qu'il comporte au moins un dispositif de protection selon

l'une des revendications 1 à 11 connecté à l'écran

intermédiaire et référencé à la tension de référence de terre.