FR2770705A1 - Systeme et procede de reception/emission stabilise en frequence - Google Patents

Abstract

L'invention concerne un dispositif de réception/ émission de signaux (6), caractérisé en ce qu'il comprend une voie de réception (17) apte à recevoir un signal descendant transposé en fréquence par un bloc convertisseur de fréquence, une voie d'émission (27) apte à fournir un signal montant à transposer en fréquence par un second bloc convertisseur de fréquence, un compensateur (34) d'une dérive de fréquence du signal montant introduite par le second bloc convertisseur en fonction d'une dérive de fréquence du signal descendant introduite par le premier bloc convertisseur.L'invention concerne aussi un dispositif de conversion de fréquence de signaux (5) apte à collaborer avec un dispositif de réception/ émission de signaux (6), caractérisé en ce qu'un même oscillateur relie deux mélangeurs correspondants formant une paire de la voie de réception (11) et de la voie d'émission (12). Le dispositif (5) peut en outre comporter n paires.L'invention concerne également un procédé mis en oeuvre par le système de réception/ émission de l'invention.Application particulière au domaine des transmissions par satellite, MMDS, LMDS ou MVDS.

Description

SYSTEME ET PROCEDE DE RECEPTION/EMISSION STABILISE EN
FREQUENCE
La présente invention se situe dans le domaine des transmissions de signaux numériques ou analogiques échangées entre une station et une habitation par satellite, en MMDS (Multi-point Multi-channel Distribution
System en langue anglaise), en LMDS (Local Multi-point Distribution
System en langue anglaise) ou en MVDS (Multi-point Video Distribution
System en langue anglaise).

L'invention concerne particulièrement un dispositif de réception/émission de signaux. Elle concerne également un dispositif de conversion de fréquence de signaux apte à fonctionner avec ledit dispositif de réception/émission de signaux selon l'invention.

L'invention concerne aussi un procédé mettant en oeuvre le système de transmission formé par la combinaison des deux dispositifs de l'invention précités.

Le développement des techniques analogiques et numériques pour le transport de programmes audiovisuels permet aux opérateurs de services de proposer aujourd'hui des applications non seulement de distribution de programmes TV à la demande (télé-divertissement,...) mais également de fournir des services interactifs avec échange de données.

Dans un service interactif, L'échange d'informations entre la source et les usagers est bidirectionnel. Ce type de services exige dans le dispositif interactif la présence d'une voie de retour pour acheminer le flux d'informations ou de commandes de l'usager vers la source du service.

Une des solutions existantes pour la réalisation de la liaison de retour de l'usager vers la station de base est l'utilisation de la liaison câblée. Or, le matériel standard de télévision du client est constitué d'une unité extérieure comprenant une antenne et un bloc de réception faible bruit ou LNB (Low Noise Blockdownconverter en langue anglaise) et l'unité intérieure comprenant les démodulateurs et autres décodeurs. II s'agit donc de connecter cette unité intérieure à une liaison câblée pour assurer le canal de retour spécifique à chaque client.

Cette solution n'est pas optimale pour les raisons suivantes
- Une ligne câblée doit être raccordée chez le client, ce qui n'est pas toujours possible dans les zones reculées ou pays en voie de développement.

- La liaison à l'unité interne nécessite que la prise cablée soit disponible au voisinage du décodeur.

Une autre solution consiste en l'utilisation de la liaison par satellite, ou de la liaison en MMDS, LMDS ou MVDS comme voie de retour, par l'intermédiaire de l'antenne de l'usager utilisée pour la réception. Cette solution est exploitée dans les réseaux de communication bidirectionnels point-multipoint.

Le coût des systèmes existants dans ce cadre est élevé. De plus, ces systèmes sont généralement mal adaptés à un nombre important de liaisons montantes.

Tout particulièrement, les signaux de retour doivent être très stables en fréquence imposant des coûts de réalisation élevés du fait de l'utilisation de synthétiseurs haute fréquence précis, coûts incompatibles avec un matériel adapté au marché du grand public. En effet, de nos jours, les opérateurs de services interactifs sont de plus en plus incités à utiliser les bandes de fréquences élevées pour des raisons d'indisponibilité de bandes de fréquences plus basses. Les signaux interactifs échangés peuvent utiliser des bandes de fréquences centrées autour d'une fréquence pouvant être de plusieurs dizaines de Gigahertz pour certaines applications en MMDS à 40 GHz par exemple. Le MMDS 40 GHz est par exemple utilisé pour couvrir la partie terminale d'un réseau câblé (ce qui correspond à une couverture de quelques kilomètres au maximum) dont la couverture revient trés cher pour l'opérateur.

Pour des applications interactives transmises en MMDS, LMDS,
MVDS, le signal descendant est un signal à large bande. La bande passante du signal montant, par contre, pour des applications destinées au grand public est comprise entre 1 MHz et 3 MHz. Or, dans les dispositifs de l'art antérieur du type défini dans le préambule, les oscillateurs locaux sont toujours situés dans l'unité extérieure d'une habitation. La précision dans la réponse fréquentielle de ces oscillateurs locaux décroît quand la fréquence des signaux augmente, cette précision étant influencée par les fortes variations de température ambiante et étant de l'ordre de ffi 3 MHz.

Par conséquent, les dispositifs de l'art antérieur présentent des insuffisances telles que des variations de la fréquence délivrée par les oscillateurs locaux de l'unité extérieure. Ces variations de fréquence consistent en une dérive de fréquence se traduisant par un décalage du spectre du signal par rapport au canal sélectionné pour l'émission. La bande passante du spectre du signal montant peut même, dans certains cas, être tellement décalée qu'il ne passe plus du tout ou en partie seulement à travers le filtre passe-bande censé le débarrasser des canaux adjacents.

Le but de l'invention est donc de pallier les insuffisances des dispositifs mentionnés ci-dessus au moyen d'un dispositif d'émission et de réception d'informations interactives de faible coût qui, d'une part, ne soit pas perturbé par la dérive en fréquence intervenant au niveau des oscillateurs locaux de l'unité extérieure de l'habitation et, d'autre part, présente un nombre réduit d'étages électroniques dans ladite unité extérieure.

A cet effet, I'invention a pour objet un dispositif réception/émission de signaux, caractérisé en ce qu'il comprend une voie de réception apte à recevoir un signal descendant transposé en fréquence par un bloc convertisseur de fréquence, une voie d'émission apte à fournir un signal montant à transposer en fréquence par un second bloc convertisseur de fréquence, un compensateur d'une dérive de fréquence du signal montant introduite par le second bloc convertisseur en fonction d'une dérive de fréquence du signal descendant introduite par le premier bloc convertisseur.

L'invention a pour autre objet un dispositif de conversion de fréquence de signaux apte à fonctionner avec un dispositif de réception/émission de signaux selon l'invention, ledit dispositif comportant une voie d'émission comprenant un premier bloc de conversion, une voie de réception comprenant un deuxième bloc de conversion, chaque bloc comportant au moins un étage de conversion comprenant un mélangeur, caractérisé en ce que les mélangeurs de chaque étage forment une paire, les deux mélangeurs étant reliés soit à un seul oscillateur commun, soit chacun à un oscillateur de même fréquence.

L'invention a pour autre objet un système de réception/émission de Signaux. caractérisé en ce qu'il comporte une unité extérieure comportant un dispositif de conversion de fréquence selon l'invention et une unité intérieure comportant un dispositif de réception/émission de signaux selon l'invention.

L'invention a également pour objet un procédé de réception/émission de signaux mis en oeuvre par un système de réception/émission de signaux selon l'invention.

Grâce à l'invention, I'exploitation d'une voie de retour est facilement réalisable, d'un coût non prohibitif pour l'usager comme pour l'exploitant et compatible avec les caractéristiques des dispositifs existants.

Le fait de pouvoir commander et maîtriser la fréquence d'émission grâce à la maîtrise de la dérive en fréquence du signal de retour autorise en outre l'utilisation de canaux à bas débit.

Le coût de réalisation est réduit car il n'est pas nécessaire d'utiliser, dans les systèmes de réception/émission des usagers, des synthétiseurs ou oscillateurs haute fréquence très stables en fréquence.

Des circuits adaptés au marché du grand public peuvent être utilisés pour la mise en oeuvre de l'invention.

Egalement, grâce à ce système de réception/émission de signaux, il n'y a plus obligation, pour le téléspectateur, d'être abonné au réseau câblé. Il n'est plus nécessaire de réaliser une connexion de l'unité intérieure du système de télévision au réseau câblé. Le coût d'exploitation est maîtrisé par le seul fournisseur de programmes, I'opérateur des télécommunications n'étant plus concerné.

D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention ressortiront de la description des exemples de réalisation qui vont suivre, pris à titre d'exemples non limitatifs, en référence aux figures annexées dans lesquelles
- la figure 1 représente un schéma simplifié d'un système de réception/émission en MMDS, LMDS ou MVDS avec voie de retour,
- la figure 2 représente un schéma synoptique d'un dispositif de conversion de fréquence de signaux selon un mode de réalisation de l'invention,
- la figure 3 représente un schéma synoptique d'un dispositif de réception/émission de signaux selon un mode de réalisation de l'invention,
La description qui va suivre et le fonctionnement des modes de réalisation suivant l'invention décrits seront détaillés en référence aux figures 1, 2 et 3. Pour simplifier la description, les mêmes références seront utilisées pour désigner les éléments remplissant des fonctions identiques
La figure 1 représente le concept de base de la voie de retour d'un système de transmission par MMDS, LMDS ou MVDS, mis en oeuvre par l'invention.

Une station terrestre 1 équipée d'une antenne 2 transmet les informations et programmes mis à la disposition des usagers. Ces informations et programmes sont captés au niveau de chaque usager par l'intermédiaire d'une antenne 3 de très faible diamètre ( de l'ordre de 10 cm pour une application en MMDS à 40 Ghz ) placée généralement sur le toit d'une habitation et reliée à des circuits de réception/émission et de traitement, L'ensemble faisant partie d'un système de réception/émission global instalié chez l'usager.

Ces antennes 3 sont, dans l'invention, également utilisées pour la voie de retour. Ainsi, une voie montante "usager" transmet des données de retour vers la station terrestre 1 qui a donc également pour rôle de collecter et centraliser les données transmises par les usagers et reçues sur son antenne 2.

Cette voie montante fonctionne, par exemple, dans les bandes de fréquences [ 40.5 - 40.55 GHz ] et [ 42.45 - 42.5 GHz ] pour un système MMDS 40 GHz en Europe.

Les données transmises sur cette voie peuvent être les données relatives à la télévision à péage (Pay Per View en langue anglaise), ou plus généralement la télévision interactive qui permet à l'usager, l'accès immédiat à des films, à des jeux interactifs, au télé achat, au téléchargement de logiciels mais également à des services tels que consultation de base de données, réservations, etc.

Dans la suite de cette description, le terme canal désigne un intervalle de fréquence centré autour d'une fréquence porteuse.

La figure 2 représente un schéma synoptique d'un dispositif de conversion de fréquence de signaux 5 selon un mode de réalisation de l'invention où l'entier n a été pris égal à 1.

Le dispositif 5 de conversion de fréquence se trouve à l'extérieur de l'habitation 4 dans l'unité extérieure, tandis que le dispositif 6 de réception/émission de signaux selon l'invention se trouve dans l'unité intérieure à l'intérieur de cette habitation 4.

L'unité extérieure est reliée à l'antenne 3, via un diplexeur 7, par une liaison 8 sur laquelle sont échangés des signaux hyperfréquence le diplexeur 7 a pour rôle d'aiguiller les signaux entrants par son entrée côté récepteur vers un premier module d'amplification/filtrage 9; cette unité extérieure est également reliée à l'unité intérieure, qui sera décrite plus loin, par une deuxième liaison 10, par exemple de type coaxial.

Le dispositif 5 de conversion de fréquence comprend une voie de réception 11 qui reçoit des signaux appelés signaux descendants provenant de l'antenne 3 pour les transmettre vers le dispositif 6 de l'unité intérieure, et une voie d'émission 12 pour transmettre des signaux appelés signaux montants de l'unité extérieure vers l'antenne 3. Le diplexeur 7 comprend une entrée reliée à la voie d'émission 12 du dispositif 5, une sortie reliée à sa voie de réception 11 et une entrée/sorfie par lesquels transitent les signaux avec l'antenne 3.

La sortie du diplexeur 7 côté voie de réception 11 est reliée au module d'amplification/filtrage 9 connu en soi, comportant un amplificateur 9, faible bruit ou LNA (Low Noise Amplifier en langue anglaise), suivi d'un filtre passe-bande 92 de réjection de la fréquence image. Ce filtre 92 est relié à un bloc de conversion de fréquence 120 par une première entrée d'un mélangeur 121 dont la sortie attaque un second module d 'ampiification/filtrage 13 de fréquence intermédiaire, comportant successivement un amplificateur à faible bruit 131 et un filtre passe-bande 132 étant relié au câble coaxial 10. Celui-ci est également relié, sur la voie d'émission 12, à un module de filtrage/amplification 14 comportant un filtre passe bas 141 et un amplificateur à faible bruit 142 dont la sortie est reliée à une deuxième entrée du bloc 120 attaquant une entrée d'un mélangeur 122. Sur cette même voie d'émission 12, la sortie du mélangeur 122 attaque une entrée d'un module d'amplification/filtrage 15 comportant un filtre passe-haut 151 suivi d'un amplificateur 152 dont la sortie est reliée à l'entrée du diplexeur 7.

En outre, dans le bloc 120, un oscillateur local 16 générant un signal SI,, de fréquence F10 et de dérive bFIo, est relié sur la première voie 11 par une deuxième entrée du mélangeur 121 recevant sur sa première entrée un signal descendant et sortant un signal de fréquence intermédiaire. L'oscillateur 16 délivre ledit signal SIO appliqué sur la deuxième voie 12 par une deuxième entrée du mélangeur 122 recevant sur sa première entrée un signal provenant du dispositif 6 de manière à fournir en sortie du dispositif 5, un signal montant converti dans les bandes de fréquence d'émission.

A titre d'exemple, les signaux reçus par l'antenne 3 sont dans la bande de fréquence [40,5 - 41,5 GHz]. Ces signaux transmis via le diplexeur 7 en entrée de l'amplificateur faible bruit 91 traversent le filtre passe-bande 92 dont la bande passante correspond à cette bande de fréquence. Ils sont ensuite transposés à la fréquence intermédiaire dans la bande [950 - 2150 MHz], bande passante de l'amplificateur, à l'aide du mélangeur 121 et de l'oscillateur local 16 réglé à une fréquence fixe (, pour être transmis à l'unité intérieure.

Les signaux sortant de l'unité extérieure sont transmis à l'entrée/sortie de l'unité intérieure à travers un câble coaxial 10. Cette unité intérieure est décrite à la figure 3.

Dans la figure 3, I'entrée/sortie de ladite unité intérieure est reliée à une voie de réception 17, qui a pour rôle général, entre autres, de réaliser les conversions en fréquence basse, et de décoder les signaux vidéo cryptés provenant de l'unité extérieure et transmis sur le câble coaxial 10, de la même manière qu'une unité intérieure classique. Les signaux décodés disponibles en sortie de cette unité intérieure sont ensuite transmis sur une sortie de celle-ci sur laquelle vient se brancher un ensemble interactif 18. Par exemple, dans le cas du mode de réalisation décrit, les échanges de données interactifs sont relatifs à ceux d'images de télévision. On peut dans ce cadre prendre comme ensemble interactif 18 un récepteur de télévision 19 équipé d'une interface utilisateur interactive 20 apte à recevoir des programmes audiovisuels et à émettre des informations en retour de manière interactive. Cette interface 20 apte à procéder à des échanges interactifs de données peut être une télécommande à distance et/ou un écran tactile et/ou un clavier.

L'entrée de la voie de réception 1 7 est reliée à un module de sélection de la gamme de fréquence de réception du dispositif consistant ici en un circuit convertisseur de fréquence 21 (appelé par la suite convertisseur ), connu en soi. Le convertisseur 21 comporte un mélangeur 22 dont une première entrée reçoit le signal issu de l'entrée de la voie de réception 17 et dont une seconde entrée est attaquée par un oscillateur local 23 commandé par un circuit à verrouillage de phase 24, appelé par la suite PLL (Phase Locked Loop en langue anglaise). La sortie du mélangeur 22 qui est la sortie du convertisseur 21 est reliée à une entrée d'un filtre passe-bande 25 dont la bande passante est centrée sur la valeur nominale de la bande de réception du démodulateur/décodeur 26. La sortie du démodulateur/décodeur 26 , produit un signal de télévision SRF envoyé au récepteur de télévision 19.

L'interface interactive 20 fournit des paquets sur une voie de retour 27 de l'unité intérieure à travers un modulateur 28 réalisant une modulation de type QPSK. La sortie du modulateur 28 est connectée à une entrée d'un filtre passe-bande 29 centré sur la fréquence d'émission de l'interface 20. La sortie du filtre 29 est connectée à un module de sélection de la gamme de fréquence d'émission du dispositif consistant en un circuit convertisseur de fréquence 30. Le convertisseur 30 comporte un mélangeur 31 dont une entrée reçoit le signal issu du filtre 29 et dont une deuxième entrée est attaquée par un oscillateur local 32 commandé par un circuit PLL 33. La sortie du circuit convertisseur 30 qui est la sortie du mélangeur 31 a pour rôle de transmettre les signaux émis via le câble coaxial 10 à l'unité extérieure. L' oscillateur local 32 fournit un signal sinusoïdal à une fréquence compatible avec celle de l'oscillateur 1 6 et à la fréquence du canal d'émission souhaité.

Selon l'invention, le dispositif 6 comprend un compensateur comprenant un module numérique de correction automatique de fréquence constitué par un microcontrôleur 34 dans le mode de réalisation représenté. Le microcontrôleur 34 est apte à enregistrer la dérive de fréquence totale 8F10 introduite sur la voie de réception 17 et à décaler le spectre du signal montant d'une valeur (-6FIo) de manière à adapter la fréquence de la porteuse dudit signal à la fréquence nominale de la porteuse du canal montant. Ce microcontrôleur 34 reçoit et émet des signaux numériques avec le circuit PLL 24 descendant via un premier bus de contrôle/commande 35, reçoit des signaux numériques du bloc démodulateur/décodeur 26 via un deuxième bus de contrôle/commande 36, émet des signaux numériques destiné au circuit PLL 33 montant via un troisième bus de contrôle/commande 37 et au modulateur/encodeur 28 via un quatrième bus de contrôle/commande 38, ainsi que le montre la figure 3.

Dans le mode de réalisation décrit sur la figure 3, le microcontrôleur 34 comprend une mémoire 39 pouvant enregistrer au moins deux valeurs numériques destinées à commander des moyens de réglage d'accord de la fréquence de la porteuse du signal émis sur la voie d'émission par rapport à la fréquence nominale de la porteuse du canal montant.

Le dispositif selon le mode de réalisation décrit sur les figures 2 et 3 fonctionne de la manière suivante
A la réception, L'antenne 3 reçoit un signal de fréquence Fr. Ce signal est dirigé vers le diplexeur 7 qui se charge de l'aiguiller vers la voie de réception 11 de l'unité extérieur. Ce signal subit alternativement une première opération d'amplification/filtrage, une conversion de fréquence et une seconde opération d'amplification/filtrage. La conversion de fréquence est source d'une dérive en fréquence 5F10 due à des perturbations extérieures telles que des variations de température mais aussi due à des tolérances de fabrication des différents composants. Le signal entrant dans l'unité intérieure a donc dérivé en fréquence d'une valeur égale à SF0. Il est à souligner que le dispositif 5 du présent mode de réalisation comporte un seul étage de conversion de fréquence.

Selon une caractéristique de l'invention, ledit dispositif (6) de conversion de fréquence comporte n paires d'étages de conversion en série. Chaque paire comporte un étage de conversion de la voie de réception et un étage de conversion de la voie d'émission. Chaque étage de conversion comporte un mélangeur relié à un oscillateur. L'oscillateur est commun aux étages d'une paire, les mélangeurs de chaque étage de cette paire y étant reliés. Selon une variante, chaque étage de conversion est relié à son propre oscillateur, les deux oscillateurs d'une paire ayant une même fréquence. Le signal descendant provenant de l'antenne 3 et le signal montant provenant de l'unité intérieure subissent chacun alternativement une série de n amplifications/filtrages et de n conversions de fréquence. Ces conversions de fréquence créent chacune une dérive en fréquence AFIo. Le signal entrant dans l'unité intérieure a donc dérivé en fréquence d'une valeur égale à la somme des dérives apportées par chacun des oscillateurs, soit d'une valeur

Dans le présent mode de réalisation, l'entier n a été pris égal à 1.

Tant que le signal transposé sortant du circuit 21 convertisseur de fréquence de la voie de réception 17 de l'unité intérieure ne s'est pas verrouillé sur le circuit démodulateur 26, dû à un décalage trop important de la porteuse du signal par rapport à la position fréquentielle attendue, un drapeau de verrouillage n'est pas levé et ie circuit démodulateur 26 indique au microcontrôleur 34 qu'il n'a pas réussi à se verrouiller sur la porteuse du signal. Cette indication est donnée grâce à au moins un registre 40 mis à jour par un circuit de récupération de porteuse du circuit démodulateur 26.

Le microcontrôleur 34 commande alors par des moyens de réglage d'accord du pas du circuit PLL 33 descendant, l'incrémentation de ce pas. On prendra, pour une meilleure clarté dans les moyens mis en oeuvre, des exemples numériques qui ne seront aucunement limitatifs.

Le pas du circuit PLL 33 sera, dans ce cadre d'exemples numériques, fixé à 62,5 KHz et pourra parcourir une gamme de 50 unités, ce qui donne droit à parcourir une plage de verrouillage égale à
+ 25 + 62,5 KHz = + 1,562 MHz, le pas 0 correspondant à la valeur nominale.

L'incrémentation du pas s'effectue selon des intervalles d'attentes suffisamment longs pour pouvoir permettre au circuit démodulateur 26 un éventuel verrouillage. Le processus d'incrémentation se poursuit jusqu'à ce que le circuit démodulateur 26 se verrouille sur la porteuse du signal filtré par le filtre 25, et l'indique au microcontrôleur 34.

Le microcontrôleur 34 scrute le verrouillage dans le circuit démodulateur 26 par le bus de contrôle/commande et mémorise la valeur de pas correspondante. II en déduit par des moyens de calcul connus en soi une valeur grossière D de la dérive qu'il mémorise grâce à des premiers moyens d'enregistrement 391. Cette valeur grossière D est obtenue par la formule suivante
D = (nombre de pas effectué par rapport au pas nominal)*(largeur d'un pas)
Par exemple, s'il y a eu 5 décrémentations, la valeur grossière D de la dérive est
D = -5 * 62,5 KHz = -312,5 Khz.

Le registre 40 mis à jour par le circuit de récupération de porteuse du circuit démodulateur 26 indique la valeur fine d au microcontrôleur 34 de la dérive en fréquence SF10 qu'il mémorise grâce à des seconds moyens d'enregistrement 392, étant entendu que la valeur fine d correspond à l'écart entre la fréquence de la porteuse du signal sortant du circuit convertisseur 21 et la fréquence nominale de la porteuse du canal de réception. La donnée d est souvent exprimée en pourcentage par rapport à la fréquence symbole du signal. En effet, la partie réceptrice du démodulateur 26 étant numérique et cadencée à la fréquence symbole du signal reçu, elle ne perçoit qu'une dérive relative entre deux symboles, à savoir le déphasage entre deux symboles. A titre d'exemple, pour une dérive de 0,1 % tour par symbole, on obtint
0,1% * 20 Mbauds donne 20 KHz.

Le microcontrôleur 34 a alors connaissance de la valeur exacte de la dérive créée par l'oscillateur 16 de l'unité extérieure qui est égale à
-312,5 + 20 = -292,5 KHz.

Pour une précorrection en fréquence, le microcontrôleur 1 5 va agir grâce à des premiers moyens de commande 41 destinés à commander le pas P du circuit PLL montant 30 en vue de décaler le spectre du signal montant d'une valeur p' telle que
p' = CINT((D+d)/P),
la fonction CINT(x) correspondant à la fonction d'arrondi à l'entier le plus proche de la valeur x.

Ainsi, avec les valeurs numériques choisies arbitrairement cidessus, et en choisissant un pas du circuit PLL montant 30 égal à 50 KHz (le pas du circuit PLL descendant 24 n'est pas forcément le même que celui du circuit PLL montant 30), on obtient une valeur p' telle que
p' = CINT(-292,5/50) = CINT < -5,8) = -6.

Le microcontrôleur 34 va donc commander par les premiers moyens de commande 41 le pas -6 au circuit PLL montant 30.

Selon une caractéristique de l'invention, le microcontrôleur 34 peut parfaire la précorrection par des seconds moyens de commande 42 aptes à faire effectuer une rotation de porteuse au signal montant dans le modulateur 28 en vue d'une optimisation du centrage du spectre du signal montant d'une valeur p" obtenue par la formule
p" = D+d - p'+P.

Avec le pas de 50 KHz pour le circuit PLL montant 33, la formule précédente donne
p" = 292,5 - 6*50 = -7,5 KHz.

Ainsi, par une opération de multiplication par une exponentielle de façon adéquate, le microcontrôleur 34 décale le spectre du signal montant d'une valeur p" de façon à optimiser le centrage du spectre du signal montant émis sur la voie de retour 12 par rapport à la fréquence de la porteuse du canal montant.

II est à noter que, dû aux valeurs faibles des fréquences mises en jeu dans le dispositif 6 et aux valeurs faibles de dérives thermiques générées par les oscillateurs 23 et 32, l'imprécision en fréquence de ces derniers peut être considérée comme négligeable.

Ce processus s'applique autant en régime d'établissement qu'en régime continu : la fréquence peut demander à être analysée et précorrigée régulièrement car elle varie en fonction de la température. On pourrait prendre, comme exemple de fréquence d'analyse, une fréquence arbitraire de 10 fois par seconde.

Selon une variante non représentée, les moyens de conversion peuvent se trouver dans l'unité extérieure de l'habitation 4.

Selon une autre variante non représentée, le dispositif 5 comportant une paire de mélangeurs reliés à un même oscillateur peut s'appliquer à un dispositif disposé dans le circuit de réception/émission de la station 1, I'habitation 4 étant équipée d'un système selon l'invention décrit ci-dessus, et la station 1 comportant une voie de réception et une voie d'émission, un mélangeur d'entrée de la voie de réception et un mélangeur de sortie de la voie d'émission étant reliés par un seul oscillateur local, de manière à ne pas émettre une fréquence véhiculant une dérive.

Les informations transmises sur la voie de retour 12, comme indiqué plus haut, sont par exemple les données relatives à la vidéo sur demande ou PPV (Pay Per View en langue anglaise), des données relatives à la consommation de l'usager, les films et programmes visualisés, les données relatives aux choix du téléspectateur dans le cas de la télévision interactive, etc., et/ou données mémorisées dans la mémoire de l'unité intérieure.

Ainsi, grâce au dispositif selon l'invention, et contrairement aux solutions existantes dans l'art antérieur exposées en introduction de la présente demande de brevet, le réglage de la fréquence de la porteuse du signal descendant et de la fréquence de la porteuse du signal montant est réalisé de manière précise et optimale pour chaque canal souhaité en tenant compte de la dérive en fréquence totale AFIo admise par les oscillateurs locaux de l'unité extérieure.

En outre, l'unité extérieure est simplifiée du fait qu'elle comporte uniquement un oscillateur local 16 associé à deux mélangeurs de fréquence 22 et 31. Ledit dispositif de réception/émission selon l'invention peut être aisément adapté à l'émission et la réception de données numériques ou à l'émission et la réception de données analogiques.

De même, le système de transmission également objet de l'invention peut s'appliquer à tout type d'échange de données nécessitant une transmission par satellite, par relais hertzien ou une transmission directe par ondes hertziennes.

Claims (13)

REVENDICATIONS

1. Dispositif de réception/émission de signaux (6), caractérisé en ce qu'il comprend une voie de réception (17) apte à recevoir un signal descendant transposé en fréquence par un premier bloc convertisseur de fréquence, une voie d'émission (27) apte à fournir un signal montant à transposer en fréquence par un second bloc convertisseur de fréquence, un compensateur d'une dérive de fréquence du signal montant introduite par le second bloc convertisseur en fonction d'une dérive de fréquence du signal descendant introduite par le premier bloc convertisseur.

2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit compensateur comporte un module numérique (34) de correction automatique de fréquence apte à déterminer la dérive de fréquence totale 3F0 introduite sur la voie de réception (17) et à décaler le spectre du signal montant d'une valeur (-6FI,) de manière à adapter la fréquence porteuse du signal montant à celle nominale du canal montant sur une voie d'émission (27).

3.Dispositif selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que ledit compensateur (34) comprend en outre, sur chaque voie (17, 27), un module de sélection de la gamme de fréquence de réception/émission (21, 30).

4. Dispositif selon la revendication précédente, caractérisé en ce que chaque module de sélection (21, 30) comporte un oscillateur local (23, 32) commandé par un circuit (PLL) descendant (24, 33) et destiné à fournir un signal de fréquence prédéterminée, à un mélangeur de fréquence (22, 31).

5. Dispositif selon la revendication 2, caractérisé en ce que le module numérique (34) comprend une mémoire (39) pouvant enregistrer au moins deux valeurs numériques destinées à commander des moyens de réglage d'accord de la fréquence du signal émis sur la voie d'émission à la fréquence nominale de la porteuse du canal montant.

6. Dispositif selon l'une des revendications 2 ou 5, caractérisé en ce que ledit module numérique (34) comporte des premiers moyens de commande (35) de réglage d'accord du pas du circuit descendant (24), des premiers moyens d'enregistrement (39,) d'une valeur grossière (D) de la dérive, des seconds moyens d'enregistrement (392) d'une valeur fine (d) de cette dérive, des seconds moyens de commande (41) du pas (P) dudit circuit (PLL) montant (30) destinés à décaler le spectre du signal montant d'une valeur p' telle que

p' = CINT((D+d)/P),

la fonction CINT(x) correspondant à la fonction d'arrondi a l'entier le plus proche de la valeur x.

7. Dispositif selon la revendication 6, caractérisé en ce lesdits premiers moyens d'enregistrement (391) sont aptes à enregistrer au moins un signal provenant d'un circuit démodulateur/décodeur (26) de la voie de réception (17) et indiquant la valeur fine (d) de la dérive en fréquence correspondant à l'écart existant entre la fréquence de la porteuse du signal reçu par le circuit démodulateur (26) et la fréquence nominale de la porteuse du canal descendant.

8. Dispositif selon l'une des revendications 2, ou 5 à 7, caractérisé en ce que ledit module numérique (34) comporte en outre des seconds moyens de commande (42) apte à faire effectuer une rotation de porteuse au signal montant dans un modulateur (28) de la voie d'émission (27) en vue d'une optimisation du centrage du spectre du signal montant d'une valeur p" obtenue par la formule

p" = (D+d) - p'*P.

9. Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que ladite voie de réception (17) est reliée à une entrée d'un système interactif (18) d'utilisation desdits signaux et la voie d'émission (27) est reliée à une sortie dudit système interactif (18).

10. Dispositif (5) de conversion de fréquence de signaux (5) apte à fonctionner avec un dispositif de réception/émission de signaux 86) selon l'une des revendications précédentes, ledit dispositif comportant une voie d'émission (12) comprenant un premier bloc de conversion, une voie de réception (11) comprenant un deuxième bloc de conversion, chaque bloc comportant au moins un étage de conversion comprenant un mélangeur, caractérisé en ce que les mélangeurs de chaque étage forment une paire, les deux mélangeurs étant reliés soit à un seul oscillateur commun, soit chacun à un oscillateur de même fréquence.

11. Dispositif selon la revendication 10, caractérisé en ce que ledit dispositif comporte n paires d'étages de conversion en série, dans lesquelles, pour chaque paire, chaque mélangeur est relié soit à un oscillateur commun pour la paire, soit à un oscillateur lui étant propre et de même fréquence que celle de l'oscillateur associé à l'autre mélangeur.

1 2. Dispositif selon la revendication 10 ou 11, caractérisé en ce que la voie de réception (11) et la voie d'émission (12) sont reliées à une antenne (3) via un diplexeur (7).

1 3. Système de réception/émission de signaux, caractérisé en ce qu'il comporte une unité extérieure comportant un dispositif de conversion de fréquence (5) selon l'une des revendications 10 à 12 et une unité intérieure comportant un dispositif de réception/émission de signaux (6) selon l'une des revendications 1 à 9.

14. Procédé de réception/émission de signaux mis en oeuvre par un système de réception/émission de signaux selon la revendication 13, caractérisé en ce que les étapes suivantes sont réalisées

- une étape de conversion du signal descendant par un premier bloc de conversion de fréquence,

- une étape de détermination de la dérive de fréquence introduite par ledit premier bloc de fréquence par la mesure par un module numérique (34) d'une valeur grossière (D) de cette dérive et d'une valeur fine (d) de cette dernière,

- une étape de précorrection de cette dérive par la commande du pas d'un circuit (PLL) montant (33) de la voie d'émission (27) destinée à décaler le spectre du signal montant d'une valeur p',

- une étape de surcorrection de cette dérive par la commande au signal montant d'une rotation de la porteuse du signal montant, dans un modulateur (28) apte à décaler le spectre du signal montant d'une valeur

p",

- une étape de conversion du signal montant par un second bloc de conversion de fréquence.

15. Procédé selon la revendication 14, caractérisé en ce que

- l'étape de détermination de la valeur grossière (D) de ladite dérive s'éffectue selon la formule

D = (nombre de pas effectué par rapport au pas nominal)*(largeur d'un pas),

- L'étape de précorrection de cette dérive (D+d) par le calcul de la valeur p' s'éffectue selon la formule

p' = CINT((D+d)/P),

la fonction ClNT(x) correspondant à la fonction d'arrondi à l'entier le plus proche de la valeur x,

- l'étape de surcorrection de cette dérive par le calcul de la valeur p" est obtenue par la formule

p" = (D+d)