FR2766306A1 - Dispositif de correction de distorsions pour amplificateur - Google Patents

Abstract

Le dispositif corrige des distorsions en fonction de dérives en température et en vieillissement dans un équipement d'émission. Il comprend une boucle de détection d'erreur (B1) recevant un signal d'entrée utile (E) et incluant un amplificateur principal de puissance élevée (AP), et une boucle de correction d'erreur (B2) incluant un amplificateur d'erreur de faible puissance (AE). Une source de fréquence injecte à travers un coupleur (C11) un signal pilote à l'entrée de la première boucle, et un coupleur (CM1) prélève un signal pilote atténué (SD1) à une sortie de sommateur (SOM) de la boucle. Un atténuateur (ATT1) et un déphaseur (PH1) inclus dans la boucle sont asservis de manière itérative en amplitude et en phase par un microcontrôleur (MC) pour minimiser l'amplitude du signal pilote atténué. Un atténuateur (ATT2) et un déphaseur (PH2) dans l'autre boucle (B2) peuvent être asservis de la même manière.

Description

Dispositif de correction de distorsions pour
amplificateur
La présente invention concerne de manière générale une amélioration de la linéarité de fonctionnement d'un équipement d'émission à large bande pour émettre plusieurs canaux de signaux de télévision analogiques et numériques multiplexés en fréquence. Un tel équipement est par exemple inclut dans un relais de télévision hertzienne.

Pour amplifier à la fois des canaux analogiques et numériques, il est nécessaire de disposer de moyens d'amplification combinant au mieux une puissance élevée et une grande linéarité. L'invention est plus particulièrement dirigée vers la correction de distorsions dans un moyen d'amplification de puissance.

Selon l'article de Y-S. Cho, intitulé "SENSIVITY
ANALYSIS OF FEED-FORWARD AMPLIFIER", Proc. Int.

Conference Communication, 1974, pages 3C-1 à 3C-5, un dispositif de correction de distorsions dans un équipement d'émission à large bande comprend deux boucles, comme montré à la figure 1. La première boucle est une boucle de détection d'erreur B1 qui annule un signal d'entrée E dont la bande de fréquence est de l'ordre de 100 à 120 MHz. Le signal est produit par un circuit de transposition de fréquence recevant un signal à fréquence intermédiaire. La deuxième boucle est une boucle de correction d'erreur B2 qui annule des distorsions du signal d'entrée amplifié EA.

Dans la première boucle B1, un coupleur directionnel C1 reçoit le signal d'entrée E et le divise en deux parties El et E2 vers deux voies. La partie de signal d'entrée El dans la première voie est amplifiée en un signal d'entrée amplifié EA dans un amplificateur principal AP. L'amplificateur principal AP fonctionnant avec une puissance élevée et ayant ainsi une caractéristique de transfert nonlinéaire, une composante de distorsion est incluse dans le signal EA. L'autre partie de signal d'entrée
E2 dans la deuxième voie subit un retard T1 dans un circuit de retard R1. Le circuit de retard R1 applique à une entrée directe d'un sommateur SOM un signal de référence retardé SRR, égal à la partie de signal E2 ayant subi le retard T1. Un deuxième coupleur C2 prélève une portion EA2 du signal d'entrée amplifié EA pour l'appliquer à une entrée inverse du sommateur.

Le retard T1 est égal au temps de transit de la portion de signal d'entrée El à travers l'amplificateur AP et le coupleur C2. Les coupleurs directionnels C1 et C2 sont analogues afin que les puissances des signaux prélevés E2 et EA2 soient dans les mêmes proportions avec les puissances des signaux d'entrée E et EA. Dans ces conditions, le sommateur
SOM additionne en opposition de phase la portion de signal d'entrée amplifiée EA2 avec le signal de référence retardé SRR de manière à éliminer la portion de signal d'entrée incluse dans les signaux
EA2 et E2 et à récupérer un signal d'erreur ER caractérisant des distorsions de l'amplificateur AP.

La boucle de correction d'erreur B2 comprend essentiellement un deuxième circuit de retard R2 interconnecté entre une sortie principale du deuxième coupleur C2 et une entrée principale d'un troisième coupleur directionnel C3, et un amplificateur d'erreur AE interconnecté entre la sortie du sommateur SOM et une autre entrée du troisième coupleur C3 analogue aux coupleurs C1 et C2.

L'amplificateur d'erreur AE a une faible puissance, typiquement de 20 W, par rapport à la puissance élevée de 200 W de l'amplificateur principal, et fonctionne ainsi en régime linéaire. Le signal d'erreur ER caractérisant les distorsions récupérées est amplifié par l'amplificateur AE en un signal d'erreur amplifié ERA qui est appliqué toujours en opposition de phase par rapport au signal d'entrée amplifié EA à la deuxième entrée du troisième coupleur C3. La première portion de signal d'entrée amplifié EA1 subit dans le circuit de retard
R2 un retard T2 qui est égal au temps de transfert des distorsions du signal EA2 à travers le sommateur
SOM et l'amplificateur AE. Le circuit de retard R2 applique ainsi un signal d'entrée amplifié retardé
EAR à l'entrée principale du coupleur C3 qui est additionné au signal d'erreur amplifié ERA en opposition de phase ce qui annule les distorsions récupérées dans le signal EAR. Le coupleur C3 transmet un signal de sortie S corrigé de toute distorsion due à l'amplificateur AP vers une entrée d'un duplexeur ou d'une antenne.

L'efficacité des corrections varie en fonction de l'équilibrage en amplitude et phase de la boucle
B1, et en fonction de l'équilibrage en amplitude et phase de la boucle B2. En pratique, chaque boucle est caractérisée indépendamment, par des erreurs en amplitude et en phase. Dans chaque boucle, pour obtenir au moins 20 dB de protection dans la bande de fréquence utilisée, c'est-à-dire une isolation entre l'entrée du coupleur C1 et la sortie du sommateur SOM dans la boucle B1 et une isolation entre l'entrée du coupleur C2 et la sortie du coupleur C3 dans la boucle B2, une erreur de 0,3 dB en amplitude et 40 en phase peut être tolérée. Ceci implique l'utilisation dans chaque boucle d'éléments actifs et passifs dont l'ondulation globale de l'amplitude et la phase dans la bande de fréquence utile ne dépassent pas les valeurs tolérées.

En pratique, le dispositif de correction de distorsions, dit boucle feed-forward, comprend, en outre, deux moyens de compensation de gain et phase inclus respectivement dans les boucles B1 et B2 comme montré à la figure 2. Le premier moyen de compensation de gain et phase comprend un atténuateur variable ATT1 et un déphaseur variable PH1 qui sont connectés en cascade entre la sortie principale du coupleur C1 et l'entrée de l'amplificateur principal
AP. Le deuxième moyen de compensation de gain et phase comprend un atténuateur variable ATT2 et un déphaseur variable PH2 qui sont connectés en cascade entre la sortie du sommateur SOM et l'entrée de l'amplificateur d'erreur AE dans la deuxième boucle
B2.

Dans la première boucle, l'atténuateur ATT1 et le déphaseur PH1 sont réglés afin que les phases et les amplitudes dans les signaux EA2 et SRR appliqués aux entrées du sommateur SOM et dépendant du signal d'entrée E s'annulent dans le signal d'erreur ER à la sortie du sommateur SOM à une erreur en amplitude de quelques dixièmes de décibel et une erreur de phase de quelques degrés près. A cette fin, comme montré à la figure 3, un signal d'entrée P1 d'amplitude et de phase prédéterminées est injecté à l'entrée du coupleur C1. Un signal P2 est recueilli à la sortie du sommateur SOM découplé de l'amplificateur d'erreur AE et mesuré afin que 1'atténuateur ATT1 et le déphaseur PH1 compensent la dispersion en gain et phase des composants actifs et passifs dans la boucle Bl, c'est-à-dire afin de régler de manière optimale le gain de l'atténuateur ATT1 et la phase dans le déphaseur PH1 pour obtenir une isolation maximale entre l'entrée du coupleur C1 et la sortie du sommateur SOM.

Pour équilibrer la deuxième boucle B2, la deuxième sortie du coupleur C1 et l'entrée du circuit de retard R1 sont découplés, comme montré à la figure 4. Le gain de l'atténuateur ATT2 et la phase imposée par le déphaseur PH2 sont réglés pour compenser la dispersion du gain et de la phase des composants actifs et passifs dans la boucle B2, de manière à obtenir une isolation maximale entre l'entrée du coupleur C1 et la sortie du coupleur C3. Pour optimiser le gain de l'atténuateur ATT2 et de la phase dans le déphaseur PH2, le signal P1 est injecté à l'entrée du coupleur C1, et un signal P3 est mesuré en amplitude et en phase à la sortie du coupleur C3 afin que le signal P3 soit quasiment égal au signal d'entrée P1 à l'amplification près dans l'amplificateur AP principalement.

Toutefois l'équilibrage dans chacune des boucles B1 et B2 est dépendant de la température. En pratique, un relais hertzien dans lequel est inclut le dispositif de correction peut être installé soit dans une région froide, par exemple en montagne, soit dans une région chaude, par exemple en région équatoriale, et de manière plus générale peut subir des variations diurnes de plusieurs dizaines de degré.

L'efficacité de la correction est ainsi dégradée, voire complètement perdue lorsque la température varie de -20 C à 0 C ou de 0 C à +500C.

Cette dégradation de correction est principalement due à la variation des caractéristiques en gain et phase des amplificateurs AP et AE en fonction de la température, ce qui déséquilibre les deux boucles B1 et B2.

Le principal objectif de l'invention est de fournir un dispositif de correction de distorsions, particulièrement pour un équipement d'émission de puissance élevée, dans lequel les caractéristiques des amplificateurs doivent être maîtrisées précisément non seulement en fonction de la température, mais également en fonction du vieillissement. En d'autres termes, l'invention a pour but d'équilibrer chaque boucle dans le dispositif de correction de distorsions, quels que soient la dérive thermique et le vieillissement de l'équipement.

A cette fin, un dispositif de correction de distorsions dans un équipement d'émission comprenant une première boucle recevant un signal d'entrée utile et incluant un amplificateur principal de puissance élevée pour produire un signal d'erreur, et une deuxième boucle incluant un amplificateur d'erreur de faible puissance pour supprimer le signal d'erreur dans le signal d'entrée amplifié, est caractérisé en ce qu'il comprend un moyen pour injecter un signal pilote à l'entrée de l'une des première et deuxième boucles, un atténuateur variable et un déphaseur variable inclus dans ladite une boucle, un moyen pour prélever un signal pilote atténué à une sortie de ladite une boucle, et un moyen d'asservissement en amplitude et en phase recevant ledit signal pilote atténué pour minimiser l'amplitude du signal pilote atténué en réglant de manière itérative l'atténuation et le déphasage dans ledit atténuateur et ledit déphaseur.

Lorsque ladite une boucle est la première boucle pour détecter des erreurs dans le signal d'entrée, le moyen pour injecter peut être un coupleur directionnel ayant deux entrées recevant respectivement le signal pilote et le signal d'entrée et une sortie reliée à une entrée d'un coupleur directionnel situé en entrée de la première boucle.

En pratique, ce dernier coupleur divise la première boucle en deux voies comprenant respectivement l'amplificateur principal et un circuit de retard. Le moyen pour prélever peut comprendre un coup leur directionnel connecté avec l'amplificateur d'erreur entre une sortie d'un sommateur relié à deux voies de la première boucle et un coup leur de sortie de la deuxième boucle, et ayant une sortie appliquant le signal pilote atténué à l'entrée du moyen d'asservissement.

Lorsque ladite une boucle est la deuxième boucle pour annuler des distorsions, le moyen pour injecter peut comprendre un coup leur directionnel connecté avec l'amplificateur principal entre un coupleur d'entrée et un coupleur de sortie dans la première boucle et recevant par une deuxième entrée le signal pilote. Le moyen pour prélever peut comprendre un coupleur directionnel ayant une entrée reliée à un coupleur de sortie de la deuxième boucle et une sortie appliquant le signal pilote atténué au moyen d'asservissement.

Selon une réalisation préférée, le moyen d'asservissement comprend un moyen pour filtrer le signal pilote atténué dans une bande de fréquence centrée sur la fréquence du signal pilote, de préférence après transposition de fréquence, un convertisseur numérique-analogique relié à la sortie du moyen pour filtrer, et un microcontrôleur pour commander de manière itérative des variations de l'atténuation dans l'atténuateur et des variations du déphasage dans le déphaseur de manière à minimiser l'amplitude du signal pilote atténué.

Selon une première réalisation préférée, le moyen d'asservissement en amplitude et en phase est commun aux première et deuxième boucles. Le dispositif de correction comprend alors deux commutateurs. Le premier commutateur applique alternativement le signal pilote à des deuxièmes entrées de coupleurs directionnels dont l'un a une autre entrée recevant le signal d'entrée, une sortie reliée à l'entrée d'un coupleur d'entrée de la première boucle et dont l'autre est connecté en cascade avec l'amplificateur principal entre le coupleur d'entrée de la première boucle et un coupleur en sortie de la première boucle. Le deuxième commutateur reçoit un premier signal pilote atténué par un coup leur connecté en cascade avec l'amplificateur d'erreur entre la sortie d'un sommateur relié à deux voies de la première boucle et un coupleur en sortie de la deuxième boucle, et un deuxième signal pilote atténué transmis par un coupleur relié au coupleur de sortie de la deuxième boucle de manière à transmettre alternativement les premier et deuxième signaux pilotes atténués au moyen d'asservissement. Ce moyen d'asservissement commande alternativement des variations de gain et de phase dans un atténuateur variable et un déphaseur variable qui sont inclus en cascade avec l'amplificateur principal AP dans la première boucle et des variations de gain et de phase dans un atténuateur variable et un déphaseur variable qui sont inclus en cascade avec l'amplificateur d'erreur dans la deuxième boucle.

Selon une deuxième réalisation préférée, les asservissements dans la première boucle et dans la deuxième boucle peuvent être effectués simultanément.

Chacune des première et deuxième boucles comprend alors un moyen pour injecter un signal pilote à l'entrée de ladite chaque boucle, un moyen pour prélever un signal pilote atténué à la sortie de ladite chaque boucle, et un moyen d'asservissement en amplitude et en phase pour commander de manière itérative des variations de l'atténuation d'un atténuateur et des variations de déphasage d'un déphaseur, lesdits atténuateur et déphaseur étant en cascade avec l'amplificateur inclus dans ladite chaque boucle.

Le moyen d'asservissement peut effectuer par période de temps ou écart de température prédéterminé une minimisation d'amplitude de signal pilote atténué.

D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante de plusieurs réalisations préférées de l'invention en référence aux dessins annexés correspondants dans lesquels
- la figure 1 est un bloc-diagramme d'un dispositif de correction de distorsions selon la technique antérieure, et est déjà commentée
- la figure 2 est un bloc-diagramme d'un dispositif de correction de distorsions comprenant une paire d'atténuateur et déphaseur variables en complément du dispositif montré à la figure 1, et est déjà commentée
- la figure 3 montre le dispositif de correction de distorsions de la figure 2 lorsque la première boucle est en cours d'équilibrage
- la figure 4 montre le dispositif de correction de distorsions de la figure 2 lorsque la deuxième boucle est en cours d'équilibrage
- la figure 5 est un bloc-diagramme d'un dispositif de correction de distorsions avec un circuit d'asservissement commun aux deux boucles, selon une première réalisation de l'invention ; et
- la figure 6 est un bloc-diagramme d'un dispositif de correction comprenant des circuits d'asservissement respectivement associés aux boucles dans le dispositif de correction selon une deuxième réalisation de l'invention.

Le dispositif de correction de distorsions selon l'invention montré à la figure 5 comprend une première boucle B1 et une deuxième boucle B2 comme dans le dispositif de correction de distorsions selon la technique antérieure montrée à la figure 2. Pour cette raison, les repères alphanumériques de référence des composants inclus dans le dispositif de la figure 2 désigne des composants analogues dans le dispositif selon l'invention montré à la figure 5.

Toutefois, les atténuateurs ATT1 et ATT2 et les déphaseurs PH1 et PH2 sont programmables, crest-à- dire comprennent chacun un moteur commandé par un microcontrôleur MC comme indiqué ci-après.

Selon la première réalisation montré à la figure 5, le dispositif de correction de distorsions selon l'invention comprend un moyen d'asservissement en amplitude et en phase pour asservir alternativement les atténuateurs ATT1 et le déphaseur PH1 dans la première boucle B1 et l'atténuateur ATT2 et le déphaseur PH2 dans la deuxième boucle B2 en fonction d'un signal pilote SP dont l'amplitude et la phase sont prédéterminées.

Le moyen d'asservissement comprend en entrée un commutateur SW2 ayant des entrées respectivement reliées à des deuxièmes sorties de coupleurs directionnels CM1 et CM2. Le coupleur CM1 a une entrée reliée à la sortie du sommateur SOM et une sortie principale reliée à l'entrée du deuxième atténuateur ATT2. Le coupleur CM2 a une entrée reliée à la sortie du coupleur C3 et une sortie principale transmettant un signal de sortie S à un duplexeur dans un équipement d'émission/réception à large bande, ou à une antenne dans un équipement d'émission à large bande.

A partir de la sortie du commutateur SW2, le moyen d'asservissement comprend en cascade un récepteur de mesure programmable RM, un convertisseur analogique-numérique CAN, et le microcontrôleur MC.

Le récepteur de mesure RM comprend essentiellement un circuit de transposition de fréquence pour transposer par double changement de fréquence la fréquence porteuse élevée du signal pilote SP de l'ordre de la centaine de mégahertz en bande de base de l'ordre du kilohertz, et un circuit de filtrage passe-bande dont la bande est étroite et centrée sur la fréquence de base FP du signal pilote SP. Le convertisseur analogique-numérique convertit le signal transposé filtré prélevé à travers le coupleur CM1, ou prélevé à travers le coupleur CM2, en un signal pilote atténué numérique SD1 ou SD2 dont l'amplitude est mesurée dans le microcontrôleur MC et comparée en valeur absolue à la valeur absolue de l'amplitude du signal pilote SP. Le microcontrôleur MC comprend deux paires de bus de sortie CA1, CP1 et CA2, CP2 pour commander respectivement le gain dans l'atténuateur variable ATT1 et le déphasage dans le déphaseur variable PH1 dans la première boucle B1, et le gain dans l'atténuateur variable ATT2 et le déphasage dans le déphaseur variable PH2 dans la deuxième boucle B2.

Le microcontrôleur comprend également deux sorties de commande CS1 et CS2 pour commander respectivement un commutateur SW1 et le commutateur
SW2. A travers un bus de sortie FB, le microcontrôleur MC sélectionne la fréquence centrale de la bande de mesure étroite dans le récepteur de mesure RM de manière à être égale à la fréquence de base FP du signal pilote également transmis sous forme numérique dans le bus d'entrée du microcontrôleur MC.

Le commutateur SW1 sert à injecter le signal pilote SP avec une fréquence élevée en entrée de la boucle B1 et en entrée de la boucle B2. Le signal pilote SP est appliqué à l'entrée du commutateur SW1 par une source de fréquence programmable SF qui peut comprendre un synthétiseur de fréquence ou bien une boucle à verrouillage de phase. La source SF produit un signal pilote SP dont l'amplitude AP et la fréquence de base FP sont prédéterminées par le microcontrôleur MC et appliquées sous forme numérique par celui-ci à la source SF. Le signal SP est transposé à une fréquence élevée qui n'est pas incluse dans la bande de fréquence du signal d'entrée
E. Par exemple, lorsque le signal d'entrée utile E est un multiplexeur en fréquence de canaux de télévision numériques et/ou analogiques transposés en fréquence en sortie d'un étage d'amplification à fréquence intermédiaire dans un équipement d'émission, la fréquence élevée du signal pilote est dans une bande de fréquence disponible entre deux bandes de canaux de télévision.

Une première sortie du commutateur SW1 produit le signal pilote SP, appelé signal pilote SP1, lorsque la sortie de commande CS1 du microcontrôleur
MC est à un premier état logique. Le signal pilote
SP1 est injecté à l'entrée de la première boucle B1 au moyen d'un coupleur directionnel Cîl dont les entrées reçoivent respectivement le signal SP1 et le signal d'entrée utile E et dont la sortie est reliée à l'entrée du coupleur C1.

Une deuxième sortie du commutateur SW1 applique le signal pilote SP, appelé signal pilote SP2, à une deuxième entrée de la deuxième boucle B2 au moyen d'un coupleur directionnel C12, lorsque la sortie de commande CS1 est un deuxième état logique. Le coupleur C12 comprend une entrée principale reliée à la sortie du coupleur C1 et une sortie reliée à l'entrée de l'atténuateur ATT1 selon la réalisation illustrée. Toutefois, selon d'autres variantes, le coupleur C12 peut être interconnecté entre l'atténuateur ATT1 et le déphaseur PH1, ou bien entre le déphaseur PH1 et l'amplificateur principal AP, ou bien encore entre la sortie de l'amplificateur AP et l'entrée du coupleur C2, et de manière générale est inséré en cascade entre la sortie principale du coupleur C1 et l'entrée du coupleur C2.

Alternativement les signaux SP1 et SP2 à une fréquence prédéterminée choisie en dehors de la bande utile du signal d'entrée E sont ainsi multiplexés en fréquence en permanence avec le signal utile de manière à effectuer alternativement des prélèvements en sortie des boucles B1 et B2 sans découpler deux quelconques composants dans ces boucles, comme selon la technique antérieure montrée aux figures 3 et 4, et sans arrêter la transmission du signal d'entrée utile E dans l'équipement d'émission.

Les asservissements en amplitude et en phase des boucles B1 et B2 sont effectués alternativement et respectivement pendant une première étape et une seconde étape.

Pendant la première étape, les sorties de commande CS1 et CS2 appliquent des signaux logiques au premier état logique aux commutateurs SW1 et SW2 afin que la source de fréquence SF applique le signal pilote SP à travers le commutateur SW1 à la deuxième entrée du coupleur Cl, et le coupleur CM1 applique une portion du signal d'erreur ER prélevée à la sortie du sommateur SOM, à l'entrée du récepteur de mesure RM à travers le commutateur SW2, les commutateurs SW1 et SW2 étant aux premiers états illustrés à la figure 5. Le signal pilote SP1 ainsi injecté est partagé par le coupleur C1 en deux portions dans les deux voies de la première boucle B1 qui sont ensuite additionnées en opposition de phase dans le sommateur SOM. Le niveau du signal pilote atténué SD1 prélevé par le coupleur CM1 est filtré dans le récepteur de mesure RM et son amplitude est comparée à celle AP du signal pilote SP dans le microcontrôleur MP afin de produire des signaux de commande aux sorties CA1 et CP1 pour régler l'atténuation dans l'atténuateur ATT1 et le déphasage dans le déphaseur PH1.

Par exemple, l'atténuateur ATT1 est réglé pas-àpas à des atténuations prédéterminées pour un déphasage constant dans le déphaseur PH1. Si l'amplitude du signal pilote atténué SD1 croît par rapport à la valeur de celle-ci précédemment mesurée, la variation de l'atténuation est inversée, et ainsi de suite jusqu'à minimiser de manière itérative l'amplitude du signal SD1 par rapport à l'amplitude élevée AP du signal pilote. L'atténuation de l'atténuateur ATT1 est ensuite mémorisée. Puis, le déphaseur PH1 est réglé pas-à-pas à des déphasages déterminés pour l'atténuation constante de l'atténuateur ATT1 mémorisée précédemment. Par exemple, lorsque le déphasage du déphaseur PH1 a été augmenté, respectivement diminué, pendant que l'amplitude du signal SD1 croît, le déphasage est ensuite diminué, respectivement augmenté. Puis de manière itérative, le déphasage est ajusté jusqu'à minimiser l'amplitude du signal pilote atténué SD1, et la valeur du déphasage ainsi obtenue est mémorisée dans le microcontrôleur MC.

Le programme dans le microcontrôleur passe à la deuxième étape, au début de laquelle les signaux de commande CS1 et CS2 basculent à un deuxième état logique de manière à changer les états des commutateurs SW1 et SW2. Le commutateur SW1 relie la source de fréquence SF à la deuxième entrée du coupleur C12, et le commutateur SW2 relie la deuxième sortie du coupleur CM2 à l'entrée du récepteur de mesure RM. Le signal pilote SP2 est injecté à travers le coupleur C12 et, selon la réalisation illustrée à travers l'atténuateur ATT1, le déphaseur PH1 et l'amplificateur principal AP, puis à travers le coupleur C2 dans la deuxième boucle B2. Le coupleur
C3 additionne en opposition de phase les deux portions du signal pilote amplifié SP2 partagées par le coupleur C2 dans les deux voies de la boucle B2.

Une portion du mélange du signal utile et du signal pilote est prélevée par le coupleur CM2 pour l'appliquer au récepteur de mesure RM à travers le commutateur SW2.

Comme au cours de la première étape, le microcontrôleur MC minimise la valeur numérique du signal pilote atténué SD2 prélevée par le coup leur
CM2 en effectuant des réglages itératifs et successifs de l'atténuation dans l'atténuateur ATT2 et du déphasage dans le déphaseur PH2. Après cette minimisation de l'amplitude du signal pilote atténué
SD2, la valeur de l'atténuation dans l'atténuateur
ATT2, puis la valeur du déphasage dans le déphaseur
PH2 sont mémorisées dans le microcontrôleur MC jusqu'à la prochaine deuxième étape.

Par exemple, les première et deuxième étapes durent une seconde et sont effectuées toutes les heures, ou bien sont déclenchées en réponse à une variation de température de 50 signalée par un capteur de température relié à une entrée TE du microcontrôleur MC. La dérive en température et également la dérive due au vieillissement de l'amplificateur AP sont ainsi prises en compte à chaque cycle de première et deuxième étapes.

Naturellement, selon le programme du microcontrôleur, les minimisations d'amplitude de signal de distorsion par rapport aux réglages des atténuation et déphasage peuvent être inversées ou alternées dans chaque étape, ou l'ordre des première et deuxième étapes peut être inversé.

Selon une deuxième réalisation montrée à la figure 6, l'asservissement de la boucle B1 dans la première étape précédente et l'asservissement dans la boucle B2 dans la deuxième étape précédente sont effectués, de préférence simultanément, par deux moyens d'asservissement en amplitude et en phase respectivement. Comme montré à la figure 6 comparativement à la figure 5, le commutateur SW2 est supprimé et l'ensemble du récepteur de mesure RM du convertisseur analogique-numérique CAN et du microcontrôleur MC est remplacé par deux ensembles comprenant chacun un récepteur de mesure RM1, RM2, un convertisseur analogique-numérique CAN1, CAN2, et un microcontrôleur MC1, MC2.

Dans le premier moyen d'asservissement, le récepteur de mesure RM1 est relié directement à la deuxième sortie du coupleur CM1 de manière à mesurer en permanence l'amplitude du premier signal pilote atténué SD1. Le premier microcontrôleur MC1 commande par deux sorties CA1 et CP1 l'atténuation dans l'atténuateur ATT1 et le déphasage dans le déphaseur
PH1 et par une sortie FB1 la fréquence et la largeur de bande dans le récepteur de mesure RM1. Le microcontrôleur MC1 sélectionne également l'amplitude
AP1 et la fréquence de base FP1 d'un signal pilote
SP1 appliqué par la source de fréquence SF directement à la deuxième entrée du coupleur Cll.

Ainsi le premier microcontrôleur MC1 fonctionne en permanence comme le microcontrôleur MC pendant la première étape.

Dans le deuxième moyen d'asservissement, le récep
PH et par une sortie SB2 la fréquence et la largeur de bande dans le récepteur de mesure RM2. Le microcontrôleur MC2 sélectionne également l'amplitude
AP2 et la fréquence de base FP2 d'un signal pilote
SP2 appliqué par la source de fréquence SF directement à la deuxième entrée du coupleur Cl2.

Ainsi le premier microcontrôleur MC2 fonctionne en permanence comme le microcontrôleur MC pendant la deuxième étape.

Claims (9)

REVENDICATIONS

1 - Dispositif de correction de distorsions dans un équipement d'émission comprenant une première boucle (B1) recevant un signal d'entrée utile (E) et incluant un amplificateur principal de puissance élevée (AP) pour produire un signal d'erreur (ER), et une deuxième boucle (B2) incluant un amplificateur d'erreur de faible puissance (AE) pour supprimer le signal d'erreur (ER) dans le signal d'entrée amplifié, caractérisé en ce qu'il comprend un moyen (SWl,Cll ; SWl,C12) pour injecter un signal pilote (SP1;SP2) à l'entrée de l'une des première et deuxième boucles (B1, B2), un atténuateur variable (ATTl;ATT2) et un déphaseur variable (PH1;PH2) inclus dans ladite une boucle, un moyen (CM1;CM2) pour prélever un signal pilote atténué (SDl;SD2) à une sortie (SOM;C3) de ladite une boucle, et un moyen d'asservissement en amplitude et en phase (RMl,CANl,MCl ; RN2,CAN2,MC2) recevant ledit signal pilote atténué (SD1;SD2) pour minimiser l'amplitude du signal pilote atténué (D1;D2) en réglant de manière itérative l'atténuation et le déphasage dans ledit atténuateur (ATT1,ATT2) et ledit déphaseur (PHl;PH2).

2 - Dispositif conforme à la revendication 1, dans lequel le moyen pour injecter est un coupleur directionnel (Cll) ayant deux entrées recevant respectivement le signal pilote (SP1) et le signal d'entrée (E) et une sortie reliée à une entrée d'un coupleur directionnel (C1) situé en entrée de la première boucle (Bl).

3 - Dispositif conforme à la revendication 1 ou 2, dans lequel le moyen pour prélever comprend un coupleur directionnel (CM1) connecté avec l'amplificateur d'erreur (AE) entre une sortie d'un sommateur (SOM) relié à deux voies de la première boucle (Bl) et un coupleur de sortie (C3) de la deuxième boucle (B2), et ayant une sortie appliquant le signal pilote atténué (SD1) à l'entrée du moyen d'asservissement (RMl,CANl,MPl).

4 - Dispositif conforme à la revendication 1, dans lequel le moyen pour injecter comprend un coupleur directionnel (C12) connecté avec l'amplificateur principal (AP) entre un coupleur d'entrée (C1) et un coupleur de sortie (C2) dans la première boucle (B1) et recevant par une deuxième entrée le signal pilote (SP2).

5 - Dispositif conforme à la revendication 1 ou 4, dans lequel le moyen pour prélever comprend un coupleur directionnel (CM2) ayant une entrée reliée à un coupleur de sortie (C3) de la deuxième boucle (B2) et une sortie appliquant le signal pilote atténué (SD2) au moyen d'asservissement (RM2,CRM2, NP2).

6 - Dispositif conforme à l'une quelconque des revendications 1 à 5, dans lequel le moyen d'asservissement comprend un moyen (RM1;RM2) pour filtrer le signal pilote atténué (SD1;SD2) dans une bande de fréquence centrée sur la fréquence (FP1;FP2) du signal pilote, un convertisseur numériqueanalogique (CAN1;CAN2) relié à la sortie du moyen pour filtrer, et un microcontrôleur (MC1;MC2) pour commander de manière itérative les variations de l'atténuation dans l'atténuateur (ATT1;ATT2) et des variations du déphasage dans le déphaseur (PHl;PH2) de manière à minimiser l'amplitude du signal pilote atténué (SDl;SD2).

7 - Dispositif conforme à l'une quelconque des revendications 1 à 6, comprenant pour chacune des boucles (B1;B2), un moyen (Cll;C12) pour injecter un signal pilote (SP1;SP2) à l'entrée de ladite chaque boucle, un moyen (CM1;CM2) pour prélever un signal pilote atténué (Dl;D2) à la sortie de ladite chaque boucle, et un moyen d'asservissement en amplitude et en phase (RMl,CAMl,MCl ; RM2,CAM2,MC2) pour commander de manière itérative des variations de l'atténuation d'un atténuateur (ATTl;ATT2) et des variations de déphasage d'un déphaseur (PH1;PH2), lesdits atténuateur et déphaseur étant en cascade avec l'amplificateur (AP,AE) inclus dans ladite chaque boucle.

8 - Dispositif conforme à l'une quelconque des revendications 1 à 5, comprenant

un premier commutateur (SW1) pour appliquer alternativement le signal pilote (SP) à des deuxièmes entrées de coupleurs directionnels (Cll;C12) dont l'un a une autre entrée recevant le signal d'entrée (E) et une sortie reliée à l'entrée d'un coupleur d'entrée (C1) de la première boucle (B1) et dont l'autre est connecté en cascade avec l'amplificateur principal (AP) entre le coupleur d'entrée (C1) de la première boucle (B1) et un coupleur (C2) en sortie de la première boucle (Bl), et

un deuxième commutateur (SW2) recevant un premier signal pilote atténué (SD1) par un coupleur (CM1) connecté en cascade avec l'amplificateur d'erreur (AE) entre la sortie d'un sommateur (SOM) relié à deux voies de la première boucle (B1) et un coupleur (C3) en sortie de la deuxième boucle (B2), et un deuxième signal pilote atténué (SD2) transmis par un coupleur (CM2) relié au coupleur de sortie (C3) de la deuxième boucle (B2) de manière à transmettre alternativement les premier et deuxième signaux pilotes atténués (D1,D2) au moyen d'asservissement (RM,CAN,MC),

le moyen d'asservissement commandant alternativement des variations de gain et de phase dans un atténuateur variable (ATT1) et un déphaseur variable (PH1) qui sont inclus en cascade avec l'amplificateur principal AP dans la première boucle (B1) et des variations de gain et de phase dans un atténuateur variable (ATT2) et un déphaseur variable (PH2) qui sont inclus en cascade avec l'amplificateur d'erreur (AE) dans la deuxième boucle (B2).

9 - Dispositif conforme à l'une quelconque des revendications 1 à 8, dans lequel le moyen d'asservissement effectue par période de temps ou écart de température prédéterminé (TE) une minimisation d'amplitude de signal pilote atténué.