FR2740926A1 - Emetteur de puissance a l'etat solide protege contre les courants transitoires - Google Patents

Abstract

L'invention concerne la protection contre les courants transitoires oscillants déclenchés par le passage de l'émetteur d'un régime établi à un autre régime établi. Pendant le temps où des courants transitoires oscillants risquent de se produire la résistance interne de l'émetteur est artificiellement augmentée par adjonction de résistances (R1-Rn) disposées en série avec les sorties des amplificateurs (A1 -Am) de l'émetteur. Application aux émetteurs à l'état solide.

Description

I La présente invention se rapporte aux émetteurs de puissance à l'état

solide et plus particulièrement à leur protection contre les courants transitoires. Dans ces émetteurs des phénomènes oscillatoires sont générés du fait de la modulation, lors des passages d'un régime établi à un autre régime établi; ces phénomènes se propagent dans la chaîne d'émission et peuvent conduire à des sur-courants préjudiciables à la durée de vie des composants de l'émetteur ou à des sur- dimentionnements de ces o10 composants. C'est par exemple le cas avec la modulation à minimum, appelée modulation MSK d'après son sigle anglo- saxon qui signifie Minimum-Shift Keying; en effet les changements de fréquences de la modulation MSK entraînent une modification de l'impédance de charge vue par l'émetteur, ce qui produit un courant transitoire oscillant; or, contrairement à ce qui se passe dans les émetteurs à tubes o la résistance interne est forte, dans les émetteurs à l'état solide o la résistance interne

est faible, ce courant oscillant est peu amorti.

Différents remèdes ont déjà été proposés pour limiter ces courants oscillants, comme, en modulation MSK, I'utilisation d'une rampe de fréquences au lieu d'une transition brutale ou comme l'insertion d'un dispositif d'accord rapide de l'impédance d'antenne; mais la rampe a l'inconvénient de déformer le signal amplifié; quant au dispositif d'accord rapide d'une part son intégration dans du matériel préexistant n'est pas toujours possible et d'autre part sa mise en oeuvre est difficile et nécessite d'être réétudiée dès que les conditions d'émission changent, par exemple

dès que les fréquences d'une modulation MSK sont modifiées.

La présente invention a pour but d'éviter ou pour le moins de réduire ces inconvénients, tout en conservant au système un bon rendement énergétique. Ceci est obtenu en augmentant la résistance interne de l'émetteur

au moment o des courants transitoires oscillants risquent de se produire.

Selon la présente invention il est proposé pour cela un émetteur de puissance à l'état solide comportant des amplificateurs et des moyens de protection contre les courants transitoires, les amplificateurs ayant chacun une sortie, les sorties des amplificateurs étant en série, caractérisé en ce que les moyens de protection comportent n, avec n entier positif, impédances variables à deux états d'impédance l'un nul l'autre différent de zéro, chaque impédance variable ayant une entrée de commande pour permettre de choisir l'un des deux états, et en ce que les impédances variables sont montées en série et sont montées en série avec les sorties

des amplificateurs.

La présente invention sera mieux comprise et d'autres

caractéristiques apparaîtront à l'aide de la description ci-après et des figures

s'y rapportant qui représentent: - la figure 1, un émetteur de puissance selon l'invention, - la figure 2, des diagrammes, en fonction du temps, relatifs à l'émetteur selon la figure 1, - la figure 3, le schéma électrique d'un des circuits de l'émetteur selon la figure 1,

- la figure 4, le schéma d'un module du circuit selon la figure 3.

Sur les différentes figures les éléments correspondants sont

désignés par les mêmes symboles.

La figure 1 représente un émetteur de puissance à l'état solide, sa charge Z et le courant I dans la charge Z. Cet émetteur comporte un ensemble de m amplificateurs A1-Am dont les sorties sont montées en série; dans le cas de l'émetteur de puissance qui a servi d'exemple à la

présente description et qui travaille en ondes myriamétriques, c'est-àdire en

VLF, avec une puissance de sortie de 100 kW, le nombre m est égal à 20.

Chacun des amplificateurs A1 à Am reçoit, d'un circuit de commande C, un même signal d'entrée à radio-fréquence, Vrf, mais sous deux phases différentes. Le signal Vrf est transmis, en fonction d'un signal d'information Si, à tout ou partie des amplificateurs A1 à Am afin d'entraîner, pour le signal Vrf amplifié par l'ensemble des amplificateurs, une modulation par le

signal Si.

L'émetteur selon la figure 1 comporte également un ensemble de n commutateurs électroniques B1-Bn qui, dans l'exemple décrit, sont au nombre de trois. Ces commutateurs sont commandés par le circuit de commande C qui leur fournit respectivement des signaux de commande Cdl à Cdn; chacun de ces commutateurs comporte deux bornes de sortie qui sont court-circuitées quand le commutateur est au repos c'est-à-dire quand il

ne reçoit pas de signal de commande.

Des résistances d'amortissement R1 à Rn sont respectivement associées aux n commutateurs par branchement entre leurs deux bornes de sortie. Dans le montage selon la figure 1 les amplificateurs A1 à Am font partie de l'émetteur proprement dit tandis que les commutateurs B1 à Bn associés aux résistances R1 à Rn font partie de ce qui peut être appelé des moyens de protection, du fait de la commande des commutateurs B1 à Bn

telle qu'elle sera décrite plus loin.

Le montage selon la figure 1 présente une impédance en boucle fermée avec, en série entre deux points de masse, I'impédance de charge Z, l'impédance interne de l'émetteur proprement dit et les impédances des résistances d'amortissement R1 à Rn dont les commutateurs associés

reçoivent un signal de commande, les autres étant court-circuitées.

Le rôle des moyens de protection formés par les résistances R1 à Rn en association avec les commutateurs B1 à Bn commandés par le circuit

C, est illustré par la figure 2 dans le cas de l'exemple décrit o n = 3.

La figure 2 représente deux diagrammes avec en abscisse le temps et correspondance des temps entre les deux diagrammes, et en ordonnée respectivement l'impédance de charge Z vue par l'émetteur selon la figure 1 et la résistance interne instantanée Rs de l'émetteur selon la figure 1,

moyens de protection compris.

Les changements d'état aux temps tl et t2 dus à la modulation de l'émetteur par le signal Si entraînent une modification de l'impédance de charge, vue de l'émetteur, qui prend alternativement les valeurs Z1 et Z2 ceci produit un courant transitoire oscillant. La faible résistance Ro de l'émetteur proprement dit ne permettant pas d'amortir rapidement ces oscillations, les résistances R1 à R3 sont momentanément ajoutées en série avec la résistance Ro pour assurer un amortissement plus rapide; dans le but d'optimiser cet ajout, les résistances sont commutées les unes après les autres puis retirées les unes après les autres; la mise en oeuvre des résistances R1 à R3 se fait par le circuit C qui en fournissant les signaux Cdl à Cd3 fait passer respectivement les commutateurs B1 à B3 en position

ouverte.

Dans l'exemple décrit Ro est de l'ordre de 1 ohm ainsi que R1, R2 et R3, quant aux amplificateurs A1 à Am et aux commutateurs B1 à Bn ce sont des modules d'amplification du type pont en H. Un exemple de réalisation d'un pont en H est donné ci-après, avec son fonctionnement comme amplificateur et comme commutateur dans l'émetteur selon la figue 1. Il est à noter que ces ponts en H ne sont pas tous destinés à fournir la même puissance mais qu'ils sont tous réalisés selon un même schéma, quelle que soit la puissance à fournir. Pour les commutateurs B1 à Bn, qui ne sont pas employés en amplificateurs de puissance, ce sont des ponts en H de faible

puissance qui sont utilisés.

Il est à noter que, dans l'exemple décrit, la charge Z étant de ohms et la durée de commutation des résistances R1 à R3 ne dépassant pas le cinquième du temps entre deux changements d'état, I'énergie consommée dans les résistances R1 à R3 est inférieure à un pour cent de l'énergie consommée dans la charge Z. Le pont en H, représenté sur la figure 3, comporte quatre transistors MOSFET canal N identiques, Q1 à Q4, montés par paires Q1-Q2, Q3-Q4 entre la masse et une source de tension continue V+: les sources de Q1 et Q3 sont reliées à la masse à travers respectivement deux diodes dl, d3 montées dans le sens direct, les drains de Q1 et Q3 sont reliés respectivement aux sources de Q2 et Q4 et les drains de Q2 et Q4 sont reliés à la source de tension continue V+ à travers respectivement deux diodes d2, d4 montées dans le sens direct. Entre la source et la grille des transistors Q1 à Q4 sont respectivement branchées les sorties de quatre

modules de commande C1 à C4, tous identiques, dont la description sera

donnée à l'aide de la figure 4. Quatre diodes D1 à D4 sont respectivement associées aux transistors Q1 à Q4 avec leur anode et leur cathode respectivement reliées à la source et au drain du transistor auquel elles sont associées. Le pont en H possède un transformateur de sortie, T, de rapport de transformation égal à 1, dont une borne du primaire est reliée au point commun aux transistors Q1, Q2, dont l'autre borne du primaire est reliée au point commun aux transistors Q3, Q4 et dont le secondaire constitue la sortie du pont en H. Les commutateurs B1 à Bn de la figure 1 ont une résistance branchée sur leur sortie; cette résistance est référencée Ri sur la figure 3 et est dessinée en traits interrompus. Dans le cas des amplificateurs A1 à Am

de la figure 1 cette résistance n'existe pas.

Pour réaliser une modulation avec les amplificateurs A1 à Am selon la figure 1, à un instant donné de 0 à m de ces amplificateurs reçoivent sur leurs quatre modules de commande C1 à C4 un même signal d'entrée à radiofréquence, Vrf, du circuit de commande C; ce signal est reçu avec la même amplitude par les modules C1 à C4, avec la même phase par les modules Cl, C4 et avec la même phase par les modules C2, C3 mais en opposition de phase par rapport au signal reçu par les modules Cl, C4. Les transistors Q1-Q4 du circuit selon la figure 3 fonctionnent en régime de commutation: les transistors Q1 et Q4 sont passants, amplifiant ainsi l'une des alternances du signal Vrf, pendant que les transistors Q2, Q3 sont

bloqués et inversement pour l'alternance suivante.

Quand les ponts en H sont utilisés pour réaliser les commutateurs électroniques, B1 à Bn, la commande des transistors Q1 à Q4 est différente: dans un premier cas les transistors Q2, Q4 sont passants et les transistors Q1, Q3 son bloqués, dans un second cas les quatre transistors

Q1 à Q4 sont bloqués.

Le premier cas est celui o le commutateur électronique a ses bornes de sortie, c'est-à-dire les bornes du secondaire du transformateur T, court-circuitées. En effet deux court-circuits sont alors montés sur le primaire du transformateur: un avec D2, d4, Q4 pour un sens du courant et l'autre avec D4, d2, Q2 pour l'autre sens du courant. Un court- circuit est donc ramené sur le secondaire du transformateur T qui court- circuite la résistance

Ri; le courant I de la charge Z ne passe pas par la résistance Ri.

Le second cas est celui o le commutateur électronique présente une très forte impédance entre ses bornes de sortie, c'est-à-dire o le secondaire du transformateur T présente une très forte impédance. En effet les quatre transistors Q1 à Q4 étant bloqués, le primaire du transformateur T est en circuit ouvert ce qui ramène une très forte impédance sur le secondaire de ce transformateur; il en résulte que le courant I de la charge

Z passe alors par la résistance Ri.

Plusieurs remarques peuvent être faites au sujet du commutateur

électronique et de la résistance Ri selon la figure 3.

Lorsque le commutateur électronique ramène un court-circuit sur sa sortie, le rapport de transformation du transformateur T étant égal à 1, un courant de valeur égale au courant I dans la charge est induit dans la primaire du transformateur T; les composants D4, d2, Q2 et D2, d4, Q4 qui sont parcourus par ce courant respectivement quand il est dans un sens et dans le sens inverse, doivent être choisis pour supporter la valeur crête

maximale, Icm, de ce courant.

Lorsque le commutateur électronique ramène une très forte impédance sur sa sortie, la tension aux bornes du primaire du transformateur T est Ri. l du fait que le courant I dans la charge Z passe alors par la résistance Ri et que le rapport de transformation du transformateur Z est égal à 1. Pour une valeur crête maximale donnée, Icm, de ce courant I il est donc nécessaire de choisir une valeur de la résistance Ri telle que le produit Ri.lcm soit au plus égal à la tension de fonctionnement de chacun des éléments du pont en H. Le pont en H a été utilisé comme commutateur électronique en maintenant les transistors Q1, Q3 bloqués et en rendant les transistors Q2, Q4 soit passants pour fermer le commutateur, soit bloqués pour ouvrir le commutateur, c'est-à-dire que la commande du commutateur s'est effectuée sur les transistors Q2, Q4; la commande aurait pu se faire de la même façon mais sur les transistors Q1, Q3, les transistors Q2, Q4 étant

maintenus dans l'état bloqué.

Il est à noter que, si les commutateurs électroniques B1 à Bn selon la figure 1, ont été réalisés à l'aide de ponts en H, c'est par souci d'utiliser des circuits déjà utilisés comme amplificateurs dans l'émetteur; or, comme il a été vu en particulier au paragraphe précédent, deux des transistors du pont en H sont constamment maintenus dans l'état bloqué, c'est-à-dire que la partie du circuit dans laquelle ils sont insérés ne sert à rien et peut être supprimée et il apparaît, dans ces conditions, que le point de potentiel V+ et le point de masse représentés sur la figure 3 peuvent être supprimés, le circuit étant alors à potentiel flottant du côté du primaire du transformateur T; le schéma selon la figure 3 se simplifie donc par suppression de la tension de polarisation V+ et du point de masse et par la suppression de, soit tous les éléments portant l'indice 1 ou 3, soit, tous les éléments portant

l'indice 2 ou 4.

La figure 4 est un schéma électrique qui montre sur quel principe réaliser le module de commande C1 utilisé, dans le circuit selon la figure 3, pour la commande du transistor Q1; comme les quatre modules de commande C1 à C4 sont identiques il suffira, dans la figure 4, de remplacer les liaisons avec le transistor Q1 par des liaisons avec les transistors Q2, Q3 ou Q4 pour obtenir un schéma électrique de, respectivement, C2, C3 ou C4. L'entrée du module de commande est constituée par les bornes de la photodiode d'un photocoupleur, Ph, dont l'émetteur du transistor de sortie est relié à la source du transistor Q1. Le potentiel de la source de Q1 sert de potentiel de référence, O, à une alimentation à isolement galvanique, G, qui fournit deux tensions continues: +15V et -15V. Le collecteur du transistor de sortie du photocoupleur Ph est relié à la grille d'un transistor MOSFET canal P, Ta, à la cathode d'une diode de Zener Dz et, à travers une résistance Ra, à la tension +15V. Le transistor Ta a sa source reliée à la tension + 15V et son drain relié à la grille du transistor Q1. La diode de Zener a une tension de référence de 15 volts; elle a son anode reliée à la grille d'un transistor MOSFET canal N, Tb. Le transistor Tb a son drain relié à la grille du

transistor Q1 et sa source reliée à la tension -15V.

Le photocoupleur Ph assure l'isolement galvanique entre le potentiel du circuit de commande C, représenté sur la figure 1, et le potentiel du transistor Q1 du pont en H. Lorsqu'une tension est appliquée sur l'entrée du photocoupleur qui rend son transistor de sortie conducteur, le collecteur de ce transistor de sortie est, à la chute de tension collecteur-émetteur près, au potentiel de référence, 0; le transistor Ta est alors passant et le transistor Tb bloqué et

ainsi le transistor Qi1 est passant.

Lorsqu'aucune tension est appliquée sur l'entrée du photocoupleur Ph, ce dernier n'est pas activé si bien que le potentiel du collecteur de son transistor de sortie est à +15V; le transistor Ta est alors bloqué et le

transistor Tb passant et ainsi le transistor Q1 est bloqué.

La présente invention n'est pas limitée aux exemples décrits ou mentionnés. C'est ainsi, en particulier, que dans les émetteurs selon l'invention les amplificateurs tels que A1 à Am sur la figure 1 peuvent être du type des ponts en H qui sont décrits dans la demande de brevet français 93

13177 déposée le 5 novembre 1993.

Par ailleurs il est à remarquer que, dans les émetteurs selon l'invention, les commutateurs électroniques tels que B1 à Bn associés aux résistances R1 à Rn constituent des impédances variables à commande électronique, à deux états d'impédance dont l'un est nul et l'autre différent de zéro; il est donc possible d'utiliser, dans un émetteur selon l'invention, toute impédance variable de ce type, sous réserve qu'elle convienne, en particulier en ce qui concerne la valeur de l'impédance non nulle, les courants et les tensions de fonctionnement et la rapidité de commutation

entre les deux états d'impédance.

Claims (2)

REVENDICATIONS

1. Emetteur de puissance à l'état solide comportant des amplificateurs et des moyens de protection contre les courants transitoires, les amplificateurs ayant chacun une sortie, les sorties des amplificateurs étant en série, caractérisé en ce que les moyens de protection comportent n, avec n entier positif, impédances variables (B1-Bn, R1-Rn) à deux états d'impédance l'un nul l'autre différent de zéro, chaque impédance variable ayant une entrée de commande pour permettre de choisir l'un des deux états, et en ce que les impédances variables sont montées en série et sont

montées en série avec les sorties des amplificateurs (A1-Am).

2. Emetteur selon la revendication 1, dans lequel les amplificateurs sont du type pont en H, caractérisé en ce que chacune des n impédances variables comporte un amplificateur du type pont en H (B1-Bn) et une résistance (R1-Rn), en ce que l'amplificateur de chaque impédance variable comporte une commande de blocage-déblocage (C2, C4), avec une entrée qui constitue l'entrée de commande de l'impédance variable, et un transformateur de sortie (T) et en ce que, dans chaque impédance variable, la résistance (Ri) est montée en parallèle sur le secondaire du

transformateur de sortie.