FR2729803A1 - Recepteur logarithmique a diodes de detection - Google Patents

Abstract

Le dispositif amplificateur de signaux impulsionnels hyperfréquence comprend une entrée (E) destinée à être reliée à une tête de réception à large bande (A, H) propre à capter des émissions impulsionnelles, auxquelles peuvent se superposer des émissions continues, un étage de détection (1), relié à cette entrée (E), et fournissant un signal redressé (SP1) et des moyens de traitement (2) du signal redressé (SP1) pour établir un signal redressé impulsionnel (SP4), débarrassé d'une partie au moins des effets d'émissions continues éventuelles. Le niveau des émissions continues est évalué par une boucle de contre-réaction (20, 21) activée (22) en dehors des émissions impulsionnelles, et est retranché au niveau du signal redressé (SP1).

Description

Récepteur loqarithmique à diodes de détection.

L'invention concerne les récepteurs logarithmiques de si-

gnaux hyperfréquence.

Ce type de dispositif a vocation à être placé en aval d'une tête de réception hyperfréquence, avec aérien, qui réalise une observation à large bande dans les gammes de fréquences habituellement utilisées par les radars. On l'appelle 'récepteur" bien qu'il ne réalise pas la réception à lui seul. On trouve dans ces bandes des émissions impulsionnelles

(les plus importantes) accompagnées d'émissions dites conti-

nues ("continuous waves" ou CW), a priori gênantes, mais qu'il peut être également utile d'analyser. L'homme de l'art sait que ces émissions continues ne durent pas indéfiniment; elles ont simplement une durée nettement plus grande que

celle des émissions impulsionnelles.

Les récepteurs logarithmiques peuvent soit analyser la bande de fréquences par parties, soit la traiter globalement après

détection d'amplitude, suivie d'une amplification logarith-

mique. C'est essentiellement aux récepteurs du second type, dits

aà diodes de détection" que l'on s'intéresse ici. Ils per-

mettent de traiter une dynamique de réception importante, typiquement de l'ordre de 60 décibels, avec une précision relative constante quel que soit le niveau global du signal traité.

On sait toutefois que le caractère logarithmique de l'ampli-

fication conduit par nature à une compression de dynamique.

Celle-ci entraîne une dégradation importante de la sensibi-

lité impulsionnelle du récepteur, en présence d'une émis-

sion continue dans la bande d'analyse.

En effet, du fait de la compression de dynamique, une émis-

sion impulsionnelle contemporaine d'une émission continue doit, pour être distinguée, posséder un niveau dépassant

(typiquement de 3 à 6 décibels) celui de l'émission conti-

nue. La sensibilité impulsionnelle", c'est-à-dire le plus petit niveau d'impulsions détectable, chute donc grandement en fonction du niveau d'une émission continue éventuellement présente. De plus, la relation entre le niveau de sortie de l'amplificateur logarithmique et le niveau d'entrée

dépend du niveau continu.

Pour remédier à cela, il a été proposé de placer une capacité de découplage entre la diode de détection et

l'amplificateur logarithmique.

Cette capacité de découplage élimine la composante continue du signal redressé délivré par la diode de détection, mais elle introduit aussi une constante de temps qui modifie l'allure des impulsions, et par conséquent perturbe la mesure du niveau impulsionnel. De plus, après chaque impulsion, le récepteur est sujet à un éblouissement pendant lequel une éventuelle autre impulsion n'est plus perceptible. Enfin, un tel récepteur traite difficilement les émissions des radars à haute fréquence de récurrence

et facteur de forme élevé (radars HFR).

L'invention vient apporter une solution à ces problèmes.

Un but de l'invention est de proposer un récepteur logarith-

mique conservant intégralement sa sensibilité impulsionnelle

quel que soit le niveau de l'émission continue.

Un autre but de l'invention est d'éviter une déformation

des impulsions, ainsi que l'éblouissement du récepteur.

L'invention a aussi pour but de compenser intrinsèquement les effets dus à la composante continue du bruit détecté (bruit thermique inhérent à l'ensemble de la chaîne de réception, ou bruit de réinjection parasite d'un brouilleur local). Elle a également pour but de permettre un traitement correct

des émissions de radars HFR.

L'invention a encore pour but de mesurer le niveau de

l'émission continue.

L'invention a donc pour objet un dispositif amplificateur de signaux impulsionnels hyperfréquence, comportant: - une entrée, destinée à être reliée à une tête de réception à large bande propre à capter des émissions impulsionnelles, auxquelles peuvent se superposer des émissions continues,

- un étage de détection, relié à cette entrée, et fournis-

sant un signal redressé, - des moyens de traitement du signal redressé, pour établir un signal redressé impulsionnel, débarrassé d'une partie au moins des effets d'émissions continues éventuelles, et - un étage amplificateur logarithmique recevant le signal redressé impulsionnel et fournissant le signal de sortie du dispositif amplificateur, caractérisé en ce que les moyens de traitement comprennent: - un étage amplificateur différentiel dont l'entrée non inverseuse est reliée à la sortie de l'étage de détection

et dont la sortie est reliée à l'entrée de l'étage amplifi-

cateur logarithmique, - un circuit de mémoire analogique dont l'entrée reçoit, à travers un interrupteur commandé, un signal redressé de compensation, tiré dudit signal redressé, et dont la sortie est reliée à l'entrée inverseuse de l'étage amplificateur différentiel, - des moyens de temporisation recevant un signal critique également tiré dudit signal redressé, et propres à ouvrir ledit interrupteur lorsque le niveau du signal critique dépasse un seuil prédéterminé pendant une durée inférieure

ou égale à un délai prédéterminé.

Très avantageusement, le délai prédéterminé est réglable

et supérieur à l'écart temporel maximal séparant une transi-

tion montante et une transition descendante successives

du signal redressé impulsionnel.

Selon un mode de réalisation préféré, le signal critique et le signal redressé de compensation sont identiques et le signal critique peut, dans ce cas, être pris en sortie

de l'étage amplificateur logarithmique.

Avantageusement, des moyens de temporisation comprennent un comparateur de niveau suivi d'une logique de commande possédant l'information de délai prédéterminée.30

Selon un mode de réalisation, le circuit de mémoire analo-

gique comprend une résistance dont une première borne est reliée à la sortie de l'étage amplificateur logarithmique par l'intermédiaire de l'interrupteur commandé et dont la deuxième borne est reliée à la masse par l'intermédiaire d'une capacité; cette deuxième borne, constituant la sortie du circuit de mémoire analogique, est avantageusement reliée à l'entrée inverseuse de l'étage amplificateur différentiel par l'intermédiaire d'un amplificateur de contre-réaction linéaire. Afin de permettre la mesure des effets d'émissions continues

éventuelles, les moyens de traitement possèdent avantageuse-

ment une sortie auxiliaire délivrant un signal de sortie auxiliaire redressé correspondant aux effets des émissions

continues. Ce signal de sortie auxiliaire est avantageuse-

ment tiré d'un signal disponible en sortie de l'amplifica-

teur de contre-réaction.

Dans un mode de réalisation préféré, l'étage de détection comporte une diode, de préférence réglée pour fonctionner

dans sa zone quadratique.

D'autres avantages et caractéristiques de l'invention appa-

raitront à l'examen de la description détaillée ci-après

et des dessins annexés, sur lesquels: - la figure 1 est un synoptique schématique d'un mode de réalisation préféré du dispositif selon l'invention; - la figure 2 est un synoptique schématique d'un étage amplificateur logarithmique du dispositif de la figure 1; et - les figures 3 à 5 illustrent des allures de différentes parties de signaux caractéristiques apparaissant lors du

fonctionnement du dispositif.

Les dessins comportant pour l'essentiel des éléments de

caractère certain font partie intégrante de la description.

A ce titre, ils pourront servir non seulement à mieux faire

comprendre la description détaillée ci-après, mais aussi

à contribuer, le cas échéant, à la définition de l'invention. La figure 1 montre une tête de réception hyperfréquence comportant un aérien A ainsi qu'une chaîne hyperfréquence

de réception H. Cette tête de réception réalise une observa-

tion à large bande dans des gammes de fréquences habituelle-

ment utilisées par les radars et pouvant par exemple varier

entre 2 et 40 gigahertz dans une application de contre-

mesure. Le dispositif D selon l'invention est branché en aval de cette tête. Il possède une entrée E reliée à la chaine hyperfréquence de réception H ainsi qu'un étage de détection 1 comportant une diode rapide 10, par exemple une diode Schottky reliée à l'entrée E, et réglée pour fonctionner dans sa zone quadratique. Cette diode est polarisée par

une résistance 11 reliant sa sortie à la masse.

La sortie de la diode est reliée à des moyens de traitement 2, suivis d'un amplificateur logarithmique 3 fournissant la sortie S du dispositif amplificateur D. En tête de ces moyens de traitement 2 se trouve un étage amplificateur différentiel 20 comportant un amplificateur de gain 1 dont l'entrée non inverseuse est reliée à la sortie de la diode de détection 10. La sortie de cet amplificateur 200 est reliée à l'entrée de l'étage

amplificateur logarithmique 3.

Un circuit de mémoire analogique 21 comporte une résistance

210 dont une première borne est reliée à la sortie de l'éta-

ge amplificateur logarithmique 3 par l'intermédiaire d'un

interrupteur commandé 22. La deuxième borne de cette résis-

tance est, d'une part, reliée à la masse par l'intermédiaire d'une capacité 211 et, d'autre part, à l'entrée non inverseuse d'un amplificateur de contre-réaction 24 réglé pour fonctionner dans son domaine linéaire. L'entrée inverseuse de cet amplificateur de contreréaction 24 est reliée à la masse. Sa sortie est, d'une part, reliée à l'entrée inverseuse de l'amplificateur 200 de l'étage amplificateur différentiel 20 et, d'autre part, à une sortie auxiliaire SA du dispositif D par l'intermédiaire d'un étage amplificateur logarithmique supplémentaire 25 analogue à

l'étage amplificateur logarithmique 3.

L'interrupteur 22 est commandé par des moyens de temporisa-

tion 23. Ceux-ci comportent schématiquement un comparateur de niveau 230 dont l'entrée non inverseuse est reliée à la sortie de l'étage amplificateur logarithmique 3 et dont l'entrée inverseuse est propre à recevoir une valeur de seuil. La sortie de ce comparateur est reliée à l'entrée d'une logique de commande 231 dont la sortie délivre un signal de commande pour l'interrupteur 22. Cette logique de commande 231 comprend un compteur temporel et contient une information relative à un délai prédéterminé T dont la signification sera explicitée ci-après. Bien entendu,

le terme 'interrupteur" utilisé ici pour désigner la fonc-

tion d'interruption ou de non-interruption de liaison ne

préjuge en rien de la réalisation matérielle de cette fonc-

tion d'interruption. A ce sujet, la technologie employée pour la réalisation matérielle des moyens de temporisation et de l'interrupteur commandé est choisie pour permettre

des commutations extrêmement rapides.

Le seuil appliqué à l'entrée inverseuse du comparateur 230 est légèrement inférieur au niveau minimal des émissions impulsionnelles. On peut prendre par exemple une fraction convenable de la tension de référence d'un convertisseur analogique/numérique utilisé en aval de la sortie du dispositif pour une conversion analogique/numérique du signal SP2. Le circuit de mémoire analogique 21, l'amplificateur de contre-réaction 24 ainsi que l'amplificateur 200 constituent une boucle de contre-réaction du premier ordre activée ou

non par l'interrupteur 22.

La figure 2 montre de façon détaillée un mode de réalisation avantageux d'un étage amplificateur logarithmique, qui peut s'appliquer à l'étage 3 et/ou à l'étage 25 de la figure 1. Une tête de détection unique à diode rapide 30 est suivie d'une cascade d'amplificateurs linéaires à saturation nette 31 à 33. Les quatre noeuds 300 à 303 de cette cascade sont respectivement reliés à quatre amplificateurs linéaires à saturation nette 34 à 37, dont les sorties sont connectées

aux entrées d'un sommateur logarithmique 38. Enfin, la sor-

tie de celui-ci est reliée à un amplificateur terminal 39.

Le rôle de la diode 30 peut être joué selon l'invention

par la diode 10, dans le cas de l'étage amplificateur 3.

On va maintenant décrire le fonctionnement du dispositif.

L'entrée E reçoit un signal hyperfréquence correspondant

à la capture par la tête de réception A,H d'émissions impul-

sionnelles auxquelles peuvent se superposer d'éventuelles émissions continues. La diode de détection 1 délivre alors

à sa sortie (point P1) une tension redressée SP1 dont l'am-

plitude varie linéairement avec la puissance du signal d'en-

trée puisque la diode est réglée pour fonctionner dans sa

zone quadratique. Ce signal redressé SP1 comprend une compo-

sante impulsionnelle due à une 'impulsion d'émission à

laquelle est éventuellement superposée une composante conti-

nue due à une émission continue (CW). (En théorie, on pour- rait aussi qualifier d'impulsions ces émissions continues longues; mais les radaristes ont l'habitude de réserver le mot "impulsions à des émissions hyperfréquence brèves,

et de parler d'ondes continues pour des émissions hyperfré-

quence longues.) Bien entendu, puisque le signal redressé correspond à une puissance, son amplitude est égale à la

somme des amplitudes respectives des composantes impulsion-

nelles et continues.

Le principe général de fonctionnement du dispositif est le suivant: L'activation de la boucle de contre-réaction (interrupteur 24 fermé) a pour effet d'asservir le signal SP2 en sortie de l'amplificateur logarithmique par rapport à une valeur désirée, en délivrant au point P3 un signal de correction adéquat SP3. La boucle de contre-réaction étant du premier

ordre, sa sortie SP2 présente une 'erreur de position' DSP2.

Le seuil du comparateur 230 est choisi supérieur à cette valeur DSP2. La boucle est agencée pour que la variation

temporelle de DSP2 soit la plus faible possible.

Lorsque la boucle de contre-réaction n'est pas activée (in-

terrupteur 22 ouvert), le niveau précédent du signal SP3

est conservé par le jeu de la mémoire analogique 21.

Comme on le verra plus loin, la boucle de contre-réaction est désactivée pendant chaque wimpulsion' et activée en

dehors des impulsions".

Du fait que la boucle de contre-réaction n'est activée qu'en dehors des "impulsions", le signal SP3 représente uniquement la "composante continue" du signal redressé SP1 entachée

de "l'erreur de position' de la boucle.

Lorsque le signal SP1 est uniquement dû à une émission continue, le signal SP4 de sortie de l'étage amplificateur différentiel 20 est sensiblement nul à "l'erreur de position près". Le signal SP2 prend alors la valeur DSP2, remarque étant faite que l'amplification logarithmique admet un signal de sortie SP2 nul pour un signal d'entrée SP4 nul

(loi d'amplification de la forme SP2=Log(SP4+1)).

Lorsque le signal SP1 contient une impulsion', le signal SP4 représente alors la seule "composante impulsionnelle" du signal redressé, débarrassé de l'essentiel des effets des émissions continues (sauf "l'erreur de position de

la boucle). Le signal SP2 représente alors un 'signal re-

dressé impulsionnel" amplifié de façon logarithmique, sans

avoir souffert d'aucune compression de dynamique en négli-

geant l'erreur de position.

Ainsi, quel que soit le niveau des émissions continues ren-

contrées, la sensibilité du dispositif est conservée. De

plus, le niveau amplifié de ces émissions continues, à l'er-

reur de position près, est disponible à la sortie auxi-

liaire SA, qui fournit donc un 'signal redressé continu".

La boucle de contre-réaction opère ici d'une manière parti-

culière: dans sa voie directe, l'amplificateur 3 a une

réponse logarithmique; par contre, sa voie de retour (ampli-

ficateur 24) est linéaire. Ce qu'on soustrait au signal SP1 à l'instant o l'on active la boucle de réaction dans l'amplificateur 200 n'est donc pas proportionnel à la "composante continue" contenue dans ce signal SP1, mais bien à son logarithme. C'est la détection de seuil effectuée par le comparateur 230, associée au gain de l'amplificateur 24, qui va faire tendre le signal SP3 vers la "composante

continue" du signal SP1.

L'homme de l'art comprendra que ceci contribue à la stabili-

té de la boucle de réaction.

Il est donc important de différencier une impulsion du si-

gnal redressé continu d'une impulsion du signal redressé impulsionnel. Pour cela, les moyens de temporisation 23 utilisent le signal SP2 en sortie de l'étage amplificateur logarithmique 3, qui apparaît donc ici comme étant à la fois un signal critique, au sens d'une aide à la décision, et à la fois un signal de compensation puisqu'il est à

l'origine de la compensation au niveau de l'étage amplifi-

cateur différentiel 20.

Afin d'illustrer cette différenciation entre les différentes impulsions, on se réfère maintenant plus particulièrement aux figures 3 à 5 sur chacune desquelles sont représentés des diagrammes temporels respectivement représentatifs de

haut en bas d'une partie des signaux SP1, SP4, SP2, SP3.

La figure 3 illustre le cas d'une partie d'un signal

redressé SP1 ne comportant pas de composante impulsionnelle.

Avant l'apparition de la première transition montante du signal SP1, l'interrupteur 22 est fermé. A l'apparition de cette transition montante, celle-ci se retrouve sur le signal SP4 et est amplifiée sur le signal SP2. Le niveau du signal SP2 étant alors supérieur au seuil du comparateur 230, celui-ci délivre un signal logique à la logique de commande 231 qui ouvre l'interrupteur 22, puisqu'il y a

transition montante, donc présomption d'une "impulsion.

La logique de commande 231 maintient l'interrupteur 22 ou-

vert dans l'attente de l'apparition d'une transition descen-

dante qui signifierait la fin de "l'impulsion". Cette transition n'intervenant pas à l'expiration du délai T prédéterminé, cela signifie donc que cette transition montante correspond à l'apparition d'une composante continue. Il y a donc lieu de fermer l'interrupteur 22 et d'activer la boucle de contre-réaction. Cette durée T est réglable en foncton de l'application et peut être typiquement de l'ordre de trois fois la largeur maximale

d'une 'impulsion".

Lors de la fermeture de l'interrupteur 22, la boucle de contre-réaction est activée. Après un régime transitoire dont la durée dépend des caractéristiques intrinsèques de la boucle, le niveau du signal SP2 se stabilise à ladite valeur DSP2, le niveau du signal SP3 se stabilise à une valeur correspondant, à l'erreur de position près, à celui du signal SP1 et le signal SP4 correspond, à l'erreur de position près, à la composante impulsionnelle inexistante ici. Lors de la transition descendante du signal SP1, le niveau du signal SP2 reste inférieur au seuil du comparateur 230 et l'interrupteur reste fermé. Cependant, il apparaît sur

le signal SP4 un régime transitoire identique à celui précé-

demment décrit. Par contre, ce régime transitoire est peu sensible, dans le signal SP2, du fait que l'amplificateur

logarithmique 3 écrête ses tensions d'entrée négatives.

La figure 4 illustre le cas d'une partie d'un signal redressé SP1 comportant une "impulsion' arrivant après l'expiration du délai T suivant l'apparition d'une transition montante d'une émission continue. Le fonctionnement du dispositif est identique à celui décrit

sur la figure 3 jusqu'à l'apparition de la première 'impul-

sion'. Lors de cette apparition, la logique de commande ouvre l'interrupteur 22 désactivant la boucle de contre-réaction. Le signal SP3 représentant le niveau précédent de la composante continue est soustrait au signal SP1, ce qui conduit à un signal SP4 représentant uniquement

la composante impulsionnelle à l'erreur de position près.

La composante impulsionnelle amplifiée SP2 est alors délivrée en sortie S tandis que le signal SP3 amplifié est délivré à la sortie auxiliaire SA. A l'apparition de la transition descendante qui intervient avant l'expiration du délai T, la logique de commande referme l'interrupteur 22 car le niveau du signal SP2 devient inférieur au seuil du comparateur, et réactive la boucle de contre-réaction

pour évaluer à nouveau le niveau de la composante continue.

Le fonctionnement se répète à 'l'impulsion' suivante.

La figure 5 illustre le cas d'une partie d'un signal redressé SP1 comportant une 'impulsion' arrivant avant l'expiration du délai T suivant l'apparition d'une

transition montante d'une composante continue.

A l'apparition de la première transition montante (correspondant à une composante continue), l'interrupteur

22 est ouvert, désactivant la boucle de contre-réaction.

A 1 'apparition de la deuxième transition montante (correspondant à une 'impulsion'), l'interrupteur 22 est maintenu ouvert. A l'apparition de la transition descendante de 'l'impulsion', le niveau du signal SP2 reste supérieur au seuil et l'interrupteur 22 est maintenu ouvert jusqu'à l'expiration du délai T. On obtient alors des allures de

signaux comparables à celles de la figure 3.

Bien entendu, la durée des émissions continues et celle des 'impulsions' varient en fonction des applications. Il en est de même de la durée prédéterminée T ainsi que des différentes constantes de temps du système. Dans une application particulière, de telles émissions continues peuvent avoir une durée de plusieurs secondes, tandis que les "impulsions' ont une largeur comprise entre 0,1 et 100 microsecondes, par exemple. La durée T est prise égale dans ce cas à une fraction de milliseconde et la durée du régime transitoire dans la boucle de contre-réaction est de l'ordre d'une microseconde en boucle fermée, tandis que la mémoire 21 en boucle ouverte tient pendant un temps pouvant aller

jusqu'à la seconde.

Le dispositif selon l'invention permet notamment de compen-

ser les effets dus à la composante continue du bruit thermi-

que détecté inhérent à l'ensemble de la chaîne de réception.

Mieux encore, l'homme de l'art sait que les dispositifs du genre proposé sont souvent installés sur une plate-forme fixe ou mobile, munie d'un brouilleur, qui peut être du

type à bruit continu (ou équivalent). Dans ce cas, le dispo-

sitif proposé présente l'avantage essentiel d'éliminer la

composante continue d'un tel bruit, réinjecté de façon para-

site dans ses circuits. En d'autres termes, le dispositif

est "découplé" du brouilleur local.

Les impulsions ne sont pas déformées et le dispositif

n'est pas sujet à un éblouissement après chaque impulsion.

De plus, la rapidité des moyens de temporisation et de l'in-

terrupteur 22 permet de traiter des menaces émanant de

radars HFR.

Ainsi qu'il a été précisé ici avant, un tel dispositif trou-

ve son domaine d'application dans le cas des observations à large bande et son utilisation est particulièrement avantageuse dans le cas des récepteurs goniométriques qui peuvent recevoir sur chaque antenne des niveaux continus différents. La mesure de l'angle d'arrivée n'est alors pas perturbée. L'invention n'est pas limitée au mode de réalisation ci-

dessus décrit mais en embrasse toutes les variantes, notam-

ment les suivantes: - Bien qu'il soit préférable que la diode de détection 10 travaille dans sa zone quadratique, il est possible de la faire fonctionner dans sa zone linéaire. La sensibilité du dispositif est alors très légèrement dégradée et la mesure absolue de niveau, faussée, nécessite alors une correction logicielle en fonction du niveau des composantes

continues mesurées.

- On a représenté à des fins de simplification les moyens de temporisation 23 à l'aide d'un comparateur de niveau

et d'une logique de commande comportant notamment un comp-

teur de durée. Bien entendu, la sophistication de ces moyens de temporisation est plus importante et dépend notamment

de l'application.

- Les signaux critiques et de compensation sont identiques dans ce mode de réalisation. On pourrait également envisager d'autres réalisations dans lesquelles le signal de compensa- tion serait distinct du signal critique et proviendrait d'une autre source que la sortie de l'étage amplificateur logarithmique 3.30

Le mode de réalisation de l'étage amplificateur 3 est parti-

culièrement avantageux. On pourrait néanmoins utiliser d'au-

tres types d'étages amplificateurs logarithmiques.

La détection des transitions du signal redressé est effectuée dans ce mode de réalisation par comparaison du signal SP2 à un seuil; on pourrait cependant envisager d'effectuer cette détection par l'observation de la

variation du signal SP2.

Bien entendu, certains des moyens ci-dessus décrits peuvent

être omis dans les variantes o ils ne servent pas.

Claims (14)

Revendications.

1. Dispositif amplificateur de signaux impulsionnels hyper-

fréquence, comportant:

- une entrée (E) destinée à être reliée à une tête de récep-

tion à large bande (A, H) propre à capter des émissions

impulsionnelles, auxquelles peuvent se superposer des émis-

sions continues, - un étage de détection (1), relié à cette entrée (E), et fournissant un signal redressé (SP1), - des moyens de traitement (2) du signal redressé (SP1) pour établir un signal redressé impulsionnel (SP4), débarrassé

d'une partie au moins des effets d'émissions continues éven-

tuelles, et - un étage amplificateur logarithmique (3) recevant le signal redressé impulsionnel (SP4) et fournissant le signal de sortie (SP2) du dispositif amplificateur, caractérisé en ce que les moyens de traitement (2) comprennent: - un étage amplificateur différentiel (20) dont l'entrée

non inverseuse est reliée à la sortie de l'étage de détec-

tion (1) et dont la sortie est reliée à l'entrée de l'étage amplificateur logarithmique (3), - un circuit de mémoire analogique (21) dont l'entrée reçoit, à travers un interrupteur commandé (22), un signal redressé de compensation (SP2) tiré dudit signal redressé (SP1) et dont la sortie est reliée à l'entrée inverseuse de l'étage amplificateur différentiel (20),

- des moyens de temporisation (23) recevant un signal criti-

que (SP2) également tiré dudit signal redressé (SP1) et propres à ouvrir ledit interrupteur (22) lorsque le niveau

du signal critique (SP2) dépasse un seuil prédéterminé pen-

dant une durée inférieure ou égale à un délai prédéterminé (T).

2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que le délai prédéterminé (T) est réglable et supérieur à l'écart temporel maximal séparant une transition montante et une transition descendante successives du signal redressé impulsionnel.

3. Dispositif selon l'une des revendications 1 et 2, carac-

térisé en ce que le seuil prédéterminé est légèrement infé-

rieur au niveau minimal des émissions impulsionnelles.

4. Dispositif selon l'une des revendications 1 à 3, carac-

térisé en ce que le signal critique et le signal redressé

de compensation sont identiques.

5. Dispositif selon l'une des revendications 1 à 4, caracté-

risé en ce que le signal critique (SP2) est pris en sortie

de l'étage amplificateur logarithmique (3).

6. Dispositif selon l'une des revendications précédentes,

caractérisé en ce que les moyens de temporisation (23) com-

prennent un comparateur de niveau (230) suivi d'une logique

de commande (231) contenant l'information de délai prédéter-

miné.

7. Dispositif selon l'une des revendications précédentes,

caractérisé en ce que le circuit de mémoire analogique (21) comprend une résistance (210) dont une première borne est reliée à la sortie de l'étage amplificateur logarithmique (3) par l'intermédiaire de l'interrupteur (22) et dont la deuxième borne est reliée à la masse par l'intermédiaire d'une capacité (211), et en ce que la deuxième borne de la résistance, constituant la sortie du circuit de mémoire analogique, est reliée à l'entrée inverseuse de l'étage

amplificateur différentiel par l'intermédiaire d'un amplifi-

cateur de contre-réaction linéaire (24).

8. Dispositif selon l'une des revendications précédentes,

caractérisé en ce que l'étage amplificateur logarithmique

(3) comprend une cascade d'amplificateurs linéaires à satu-

ration nette (31-33) dont les noeuds sont connectés aux

entrées d'un sommateur logarithmique (38) par l'intermédiai-

re d'autres amplificateurs linéaires à saturation nette (34-37) et en ce que la sortie de ce sommateur logarithmique

est reliée à la sortie de l'étage amplificateur logarithni-

que (3) par l'intermédiaire d'un amplificateur terminal (39).

9. Dispositif selon l'une des revendications précédentes,

caractérisé en ce que les moyens de traitement (2) possèdent une sortie auxiliaire (SA) délivrant un signal de sortie auxiliaire redressé correspondant aux effets des émissions continues.

10. Dispositif selon les revendications 7 et 9 prises en

combinaison, caractérisé en ce que le signal de sortie auxi-

liaire est tiré d'un signal (SP3) disponible en sortie de l'amplificateur de contre-réaction (24) et en ce que la sortie auxiliaire est reliée à la sortie de l'amplificateur de contre-réaction (24) par l'intermédiaire d'un étage

amplificateur logarithmique supplémentaire (25).

11. Dispositif selon la revendication 10, caractérisé en ce que l'étage amplificateur logarithmique supplémentaire (25) est identique à l'étage amplificateur logarithmique (3).

12. Dispositif selon l'une des revendications précédentes,

caractérisé en ce que l'étage de détection (1) comprend

une diode (10).

13. Dispositif selon la revendication 12, caractérisé en ce que la diode (10) est réglée pour fonctionner dans sa

zone quadratique.

14. Dispositif selon l'une des revendications précédentes,

caractérisé en ce qu'il est associé à une plate-forme fixe

ou mobile comportant un brouilleur.