FR2723670A1 - Dispositif transconducteur integre et circuit integre de filtrage continu correspondant - Google Patents
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Abstract
Le dispositif transconducteur intégré comprend, réalisés en technologie semi-conductrice III-V, un étage transconducteur principal comportant un élément transconducteur principal (TC), des moyens de régulation de mode commun, connectés entre la sortie et l'entrée de l'étage transconducteur principal, ainsi qu'un étage auxiliaire relié à la sortie de l'élément transconducteur principal et possédant un premier élément auxiliaire (RN) ayant une conductance négative de valeur choisie en fonction de la valeur de la conductance de sortie (Go) de l'élément transconducteur principal (TC).
Description
Dispositif transconducteur intégré et circuit intégré de filtrage
continu correspondant.
L'invention concerne les dispositifs transconducteurs intégrés
et les circuits intégrés de filtrage continu incorporant de tels disposi-
tifs. Dans la majorité des systèmes de traitement du signal, il est indispensable d'isoler le signal utile et de rejeter les signaux parasites. Il est donc nécessaire, pour extraire correctement l'information à traiter, d'utiliser des circuits de filtrage. L'invention s'applique ainsi notamment au système de communication par satellite, ou bien aux
récepteurs de radio messagerie.
Généralement, dans les systèmes usuels de traitement du signal, plusieurs types de filtrage sont souvent utilisés. Il s'agit notamment des filtres à capacités commutées, des filtres à ondes de
surface et des filtres continus.
Les filtres à capacités commutées, certes faciles à utiliser, sont toutefois limités en fréquence et nécessitent souvent d'insérer un circuit de filtrage analogique anti-repliement pour supprimer les
repliements de spectre dus au caractère échantillonné de ces filtres.
Les filtres à onde de surface, couramment utilisés dans le domaine des hautes fréquences, permettent d'effectuer un filtrage très sélectif mais ne sont pas intégrables dans un circuit intégré et constituent par conséquent une solution volumineuse. En outre, ils induisent une consommation plus importante et un coût de production généralement élevé puisqu'ils nécessitent la fabrication de plusieurs
circuits utilisant des composants de montage en surface.
Les filtres continus, c'est-à-dire non échantillonnés (à l'inverse des filtres à capacités commutées), permettent d'être réalisés sous forme de circuits intégrés opérant à des fréquences relativement élevées. De tels circuits de filtrage sont généralement réalisés à base de dispositifs transconducteurs qui, associés deux par deux, forment des gyrateurs permettant de réaliser des composants inductifs à partir de capacités. Ainsi, en combinant convenablement des ensembles de capacités et de gyrateurs, on obtient des filtres continus inductifs/
capacitifs en échelle à très haut pouvoir de filtrage.
La fréquence de coupure de ces filtres dépend de la valeur de transconductance des dispositifs transconducteurs et des capacités qui les composent. Aussi, afin que de tels circuits de filtrage continu soient industriellement utilisables, il est indispensable que les dispositifs transconducteurs, notamment, le constituant, satisfassent à certaines conditions. En effet, ces circuits de filtrage sont utilisés dans des systèmes pointus et il est donc nécessaire que les fréquences de coupure de ces circuits de filtrage soient parfaitement connues et reproductibles et que les gabarits obtenus soient aussi proches que
possible des gabarits théoriques souhaités.
Aussi, est-il nécessaire que la réalisation matérielle de ces circuits de filtrage se fasse à l'aide de circuits intégrés de façon à parfaitement appareiller ("to match" en langue anglaise) les dispositifs
transconducteurs et les capacités du filtre.
Par ailleurs, les niveaux de tension continue, en entrée et en sortie d'un dispositif transconducteur incorporé dans un circuit de filtrage, doivent être identiques afin de permettre la connexion en série de plusieurs dispositifs transconducteurs. A cet effet, il convient de prévoir un asservissement de la tension continue en sortie d'un dispositif transconducteur, cet asservissement étant communément
appelé "régulation du mode commun" par l'homme du métier.
En particulier lorsque l'ordre du filtre est élevé, il convient que les dispositifs transconducteurs présentent des gains en courant continu, ou gain DC, ("direct current" en langue anglaise) suffisamment importants de façon à contrôler efficacement le gain du circuit de filtrage afin d'éviter des pics de surtension au voisinage de
la fréquence de coupure.
Par ailleurs, il s'avère nécessaire, dans certaines applications, d'asservir la fréquence de coupure du filtre afin de pallier toute variation de fréquence de coupure provoquée par des variations de température et de procédés technologiques, notamment. Enfin, la phase de chaque dispositif transconducteur peut s'avérer être critique dans certaines applications et doit dans ce cas être ajustée sensiblement à la valeur de 90 dans le but d'obtenir un intégrateur parfait, afin d'éviter également des pics de surtension au
voisinage de la fréquence de coupure.
Certaines au moins de ces caractéristiques requises pour les dispositifs transconducteurs intégrés dans des circuits de filtrage, peuvent être relativement aisément obtenues dans une technologie semi-conductrice silicium. Cependant, en pratique, la fréquence de coupure de tels filtres reste limitée à 100 MHz car, au-delà, il est pratiquement impossible d'avoir un bon comportement fréquentiel des
dispositifs transconducteurs.
C'est la raison pour laquelle on ne connaît pas actuellement de circuits intégrés de filtrage continu capables de fonctionner correctement, et d'être industriellement utilisables, dans une plage de fréquences comprises entre 100 MHz et 20 GHz. Or, il existe un besoin important de filtres continus intégrés haute fréquence, par exemple de l'ordre du GHz, notamment dans le domaine des
communications haute fréquence, par exemple en radio messagerie.
Par ailleurs, les dispositifs transconducteurs intégrés actuellement réalisés en silicium utilisent souvent des montages dits "cascodés", selon une dénomination couramment utilisée par l'homme du métier ("folded cascode" en langue anglaise) afin d'augmenter
considérablement le gain DC des dispositifs transconducteurs.
Cependant, de tels montages nécessitent des tensions d'alimentation relativement élevées, ce qui peut s'avérer prohibitif dans certaines applications.
L'invention vise à apporter une solution à ces problèmes.
Un but de l'invention est de proposer un dispositif transconducteur intégré capable de présenter un gain DC satisfaisant tout en utilisant des tensions d'alimentation relativement faibles, typiquement de l'ordre du Volt, et ce, indépendamment d'une
application de tels dispositifs à un circuit de filtrage.
L'invention a également pour but de proposer des dispositifs transconducteurs à fréquence de coupure réglable, et qui puissent être
utilisés à haute fréquence.
Un autre but de l'invention est de proposer un circuit intégré de filtrage continu capable de fonctionner à haute fréquence, par
exemple à 1 GHz.
L'invention propose donc tout d'abord un dispositif
transconducteur intégré comprenant, réalisés en technologie semi-
conductrice Il-V, par exemple en arséniure de gallium, un étage transconducteur principal comportant un élément transconducteur principal, des moyens de régulation du mode commun connectés entre la sortie et l'entrée de l'étage transconducteur principal, ainsi qu'un étage auxiliaire relié à la sortie de l'élément transconducteur principal et possédant un premier élément auxiliaire ayant une conductance négative de valeur choisie en fonction de la valeur de la conductance
de sortie de l'élément transconducteur principal.
En choisissant convenablement la valeur de la conductance négative par rapport à celle de la conductance de sortie de l'élément transconducteur principal, on peut ainsi augmenter le gain DC d'un tel dispositif en compensant la valeur de la conductance de sortie de ce dispositif par la conductance négative ajoutée. En outre, l'utilisation d'une technologie semi-conductrice 1m-v, en particulier de l'arséniure de gallium, permet de pouvoir utiliser un tel dispositif, en particulier dans des circuits de filtrage continu haute fréquence, en raison des très hautes fréquences de transition (de l'ordre de 25 GHz dans le cas de
l'arséniure de gallium) des dispositifs semi-conducteurs utilisés.
Enfin, la simple adjonction d'un élément de conductance négative, remplaçant les montages cascodés connus en technologie silicium, permet l'augmentation du gain DC tout en diminuant les tensions
d'alimentation nécessaires.
L'invention a également pour objet un dispositif
transconducteur intégré comprenant, réalisés en technologie semi-
conductrice m-V, par exemple en arséniure de gallium, un étage transconducteur principal comportant un élément transconducteur principal relié à une capacité, des moyens de régulation du mode commun connectés entre la sortie et l'entrée de l'étage transconducteur principal, ainsi qu'un étage auxiliaire relié à la sortie de l'élément transconducteur principal et comportant des moyens de réglage de fréquence, commandables, aptes à régler la fréquence de coupure du dispositif. Un tel dispositif, de par sa réalisation avantageusement en arséniure de gallium, permet son incorporation dans des circuits intégrés de filtrage continu pouvant fonctionner à haute fréquence tout en étant asservi à une fréquence nominale de coupure de façon à s'affranchir des variations de cette fréquence de coupure induites notamment par d'éventuelles variations de température et de procédés
technologiques.
Selon un mode de réalisation de l'invention, les moyens de réglage de fréquence comportent un deuxième élément transconducteur
auxiliaire ayant une valeur de transconductance réglable.
il est également avantageux, notamment pour des fréquences de coupure supérieures à 500 MHz, qu'un tel dispositif comprenne des moyens de réglage de phase, commandables, aptes à modifier la phase de la réponse en fréquence du dispositif à la fréquence de coupure de celui-ci. Ces moyens de réglage de phase comportent avantageusement un moyen correcteur de phase, commandable, connecté entre la sortie de l'élément transconducteur principal et la sortie du dispositif, et apte à introduire un doublet pôle-zéro dans la courbe de réponse en fréquence du dispositif, la commande du moyen correcteur de phase
modifiant la position dudit doublet de façon à modifier la phase.
Bien entendu, il est possible, selon l'invention, de prévoir un dispositif transconducteur intégré, dont l'étage auxiliaire comporte à la fois des moyens de réglage de fréquence, et un premier élément auxiliaire de conductance négative. Il est particulièrement avantageux, notamment dans les applications de filtrage, et afin de prévoir des asservissements de gain, que l'étage auxiliaire du dispositif transconducteur intégré comporte des moyens de réglage de gain, commandables, aptes à modifier la valeur de la conductance négative
du premier élément auxiliaire.
Cet élément auxiliaire peut être constitué d'un élément transconducteur rebouclé sur lui-même en réaction positive, lui conférant ainsi une conductance négative, et connecté à la sortie de
l'élément transconducteur principal.
L'utilisation d'une technologie III-V, en particulier d'une technologie arséniure de gallium, si elle permet l'emploi de transistors ayant des fréquences de transition très élevées, présente cependant un inconvénient en ce sens qu'il n'existe pas, dans cette technologie, de transistors complémentaires. Aussi, l'utilisation de montages cascodés nécessiterait l'utilisation de tensions d'alimentation très élevées et
donc prohibitives.
Aussi, selon un mode de réalisation de l'invention, l'élément transconducteur principal comporte une paire différentielle principale de transistors à effet de champ, dont les bornes de grille respectives définissent les bornes d'entrée du dispositif, et dont les bornes de drain respectives, défminissant les bornes de sortie de l'élément transconducteur principal, sont reliées à une borne d'alimentation par des circuits de charge respectifs ayant chacun un point milieu de connexion. Le circuit de charge de chaque transistor principal comporte avantageusement deux transistors supplémentaires à effet de champ connectés en série entre la borne d'alimentation et le drain du transistor principal, les grilles respectives des deux transistors supplémentaires étant connectées ensemble au drain du transistor principal, la borne commune des deux transistors supplémentaires
formant alors le point milieu de connexion du circuit de charge.
Alors qu'il aurait été possible de prévoir l'utilisation de simples résistances pour former le circuit de charge, une telle réalisation est avantageuse en ce sens qu'elle évite des chutes de
tension trop importantes aux bornes des éléments du circuit de charge.
Le premier élément auxiliaire, composé d'un élément transconducteur rebouclé sur lui-même en réaction positive, comporte alors avantageusement une première paire différentielle auxiliaire de transistors à effet de champ dont les bornes de drain respectives forment les bornes de sortie de cet élément auxiliaire et dont les bornes de grille forment les bornes d'entrée. La grille d'un premier transistor auxiliaire de cette première paire auxiliaire est reliée au drain d'un premier transistor principal de la paire principale, tandis que la grille du deuxième transistor auxiliaire de la paire principale est reliée au drain du deuxième transistor principal de la paire principale. Enfin, le drain du premier transistor auxiliaire est relié au point milieu du circuit de charge du deuxième transistor principal tandis que le drain du deuxième transistor auxiliaire est relié au point milieu du circuit de charge du premier transistor principal. On réalise
ainsi le rebouclage en réaction positive de l'élément auxiliaire sur lui-
mEme. Afin de pouvoir régler la valeur de la conductance négative de ce premier élément auxiliaire, celui-ci comporte avantageusement un premier transistor à effet de champ, dit transistor de réglage, connecté en série entre les sources communes des deux transistors de la première paire différentielle de cet élément auxiliaire et la masse, ce transistor de réglage étant commandé sur sa grille pour modifier la
valeur de la conductance négative de ce premier élément auxiliaire.
En ce qui concerne les moyens de réglage de fréquence, le deuxième élément auxiliaire comporte, selon un mode de réalisation de l'invention, une deuxième paire différentielle auxiliaire de transistors à effet de champ dont les deux bornes de drain, formant la sortie de ce deuxième élément auxiliaire, sont respectivement reliées au drain des deux transistors de la paire différentielle principale. Les grilles respectives des deux transistors auxiliaires de cette deuxième paire sont connectées à une source de tension constante dont la valeur est sensiblement égale à la tension continue présente en entrée du dispositif. Les sources respectives des deux transistors de cette deuxième paire différentielle sont alors reliées ensemble à la masse par un deuxième transistor de réglage à effet de champ, commandable sur sa grille de façon à modifier la valeur de la transconductance de ce deuxième élément auxiliaire et modifier ainsi la fréquence de coupure
du dispositif.
Notamment lorsque le dispositif transconducteur est réalisé en arséniure de gallium, il est avantageux que l'étage transconducteur principal comporte un étage de sortie formant décaleur de tension, connecté en sortie de l'élément transconducteur principal. Un tel étage de sortie permet ainsi de baisser la tension de sortie et de faciliter la régulation du mode commun. En outre, il permet avantageusement de connecter en sortie du dispositif transconducteur une charge capacitive élevée. Cet étage de sortie comporte avantageusement une paire différentielle de transistors à effet de champ, dits transistors de sortie, dont les drains respectifs sont reliés à une borne d'alimentation, dont les grilles sont respectivement reliées aux sorties de l'élément transconducteur principal, et dont les sources forment respectivement
les deux bornes de sortie du dispositif.
Les moyens de régulation de mode commun peuvent alors comporter: - un comparateur apte à comparer la tension aux bornes de la sortie du dispositif avec la tension continue d'entrée du dispositif et à délivrer un signal de régulation correspondant, et, - des transistors à effet de champ, dits transistors de régulation, dont les sources respectives sont reliées à la masse, dont les drains sont respectivement reliés aux sources respectives des transistors de la paire différentielle principale de l'élément transconducteur principal, ainsi qu'aux sources respectives des transistors de sortie de l'étage de sortie, les grilles de ces transistors
de régulation étant respectivement reliées à la sortie du comparateur.
Le moyen correcteur de phase se connecte avantageusement sur l'étage de sortie. A cet effet il comporte, selon un mode de réalisation de l'invention, connectés entre la grille et la source de chaque transistor de sortie, un autre transistor à effet de champ ainsi qu'une capacité reliée en série avec cet autre transistor, ce dernier étant par ailleurs commandable sur sa grille pour modifier la phase du dispositif. Le dispositif transconducteur tel que défini précédemment, peut être avantageusement utilisé dans un circuit intégré de filtrage continu. Aussi, l'invention propose-t-elle également un circuit intégré de filtrage continu comportant au moins un bloc de filtrage réalisé à base de dispositifs transconducteurs intégrés et de capacités. Selon une caractéristique générale de l'invention, les dispositifs transconducteurs intégrés de chaque bloc de filtrage comprennent chacun un étage transconducteur principal comportant un élément transconducteur principal, des moyens de régulation de mode commun connectés entre la sortie et l'entrée de l'étage transconducteur principal, ainsi qu'un étage auxiliaire relié à la sortie de l'élément transconducteur principal, possédant un premier élément auxiliaire ayant une conductance négative de valeur réglable, et des moyens de réglage de gain, commandables, aptes à modifier la valeur de conductance négative du premier élément auxiliaire. Ce circuit intégré de filtrage comprend en outre des moyens d'asservissement de gain aptes, en réponse à un premier signal de référence ayant une fréquence choisie suffisamment faible par rapport à la fréquence de coupure du filtre pour éviter une oscillation du circuit de filtrage, à délivrer aux moyens de réglage de gain de chaque dispositif transconducteur d'un bloc de filtrage, un signal de commande de gain en réponse auquel les moyens de réglage de gain ajustent sensiblement la valeur de la conductance négative du premier élément auxiliaire à la valeur de la
conductance de sortie de l'élément transconducteur principal.
En d'autres termes, l'utilisation dans un circuit intégré de filtrage continu, de dispositifs transconducteurs comportant des éléments auxiliaires ayant une conductance négative de valeur réglable, permet d'augmenter le gain sans utiliser à cet effet des tensions d'alimentation prohibitives. En contrepartie, il convient de contrôler cette résistance négative. En effet, si tel n'était pas le cas, il serait possible, dans certains cas, que cette résistance négative soit, en valeur absolue, trop importante et entraîne de ce fait des oscillations qui rendent le circuit de filtrage inutilisable. C'est la raison pour laquelle il est prévu des moyens d'asservissement de gain qui effectuent une comparaison d'amplitude de signal à une fréquence suffisamment basse. Ceci est particulièrement avantageux dans des circuits de filtrage d'ordre élevé, typiquement supérieur ou égal à
trois, quelle que soit cependant, la technologie utilisée.
En pratique, quelle que soit la technologie utilisée, il s'est avéré préférable de choisir une fréquence du premier signal de référence inférieure au cinquantième de la fréquence de coupure du circuit de filtrage. Dans un mode de réalisation en technologie arséniure de gallium, dont le matériau présente un doublet pôle-zéro situé entre 1 et 10 KHz, il est avantageux de choisir une fréquence du
signal de référence comprise entre environ 20 et 200 Hz.
Selon un mode de réalisation de l'invention, les moyens d'asservissement de gain comportent: - un premier dispositif transconducteur annexe ayant une structure analogue à celle des dispositifs transconducteurs de chaque bloc de filtrage, et recevant en entrée le premier signal de référence, un deuxième dispositif transconducteur annexe ayant une structure analogue à celle des dispositifs transconducteurs de chaque bloc de filtrage, rebouclé sur lui-même en réaction positive et dont l'entrée est reliée à la sortie du premier dispositif transconducteur annexe, et, - un comparateur dont les deux entrées sont respectivement reliées à l'entrée et à la sortie du premier dispositif transconducteur annexe et dont la sortie délivre ledit signal de commande de gain aux moyens de réglage de gain de l'étage auxiliaire de chaque dispositif
transconducteur du circuit de filtrage.
En d'autres termes, les dispositifs transconducteurs des moyens d'asservissement de gain sont une "image", du point de vue structure, des dispositifs transconducteurs de chaque bloc de filtrage du circuit de filtrage. Le signal de commande de gain, délivré par le comparateur des moyens d'asservissement, ajuste ainsi simultanément la valeur de la conductance négative de l'élément auxiliaire des dispositifs transconducteurs des moyens d'asservissement et du ou des blocs de filtrage, ce qui permet l'asservissement de la résistance négative et évite ainsi les oscillations du filtre tout en conférant un
gain intrinsèque élevé aux dispositifs transconducteurs.
ll Dans certaines applications, il peut s'avérer en outre indispensable d'effectuer un asservissement de la fréquence de coupure du circuit de filtrage. A cet effet, il est alors prévu, d'une part que l'étage auxiliaire des dispositifs intégrés de chaque bloc du filtrage comporte en outre des moyens de réglage de fréquence, commandables, aptes à régler la fréquence de coupure du dispositif, et, d'autre part, que le circuit de filtrage comprenne des moyens d'asservissement de fréquence aptes à asservir la fréquence de coupure du circuit à une fréquence de coupure nominale choisie. Cependant, il peut s'avérer inutile, dans certaines applications, notamment pour des
filtres d'ordre suffisamment bas, de prévoir un asservissement de gain.
Par contre, l'asservissement en fréquence peut rester indispensable, notamment pour des fréquences de coupure élevées dans le cas de
circuits de filtrage comportant des dispositifs intégrés semi-
conducteurs, réalisés en technologie Im-V par exemple en arséniure de gallium, tels que définis ci-avant. Aussi, dans ce cas, le circuit intégré de filtrage ne comporterait que les moyens d'asservissement de fréquence qui viennent d'être évoqués, les moyens d'asservissement de
gain pouvant être omis.
Selon un mode de réalisation de l'invention, ces moyens d'asservissement de fréquence peuvent comprendre une boucle à verrouillage de phase comportant: - un comparateur de phase recevant sur une première entrée
un deuxième signal de référence ayant une fréquence multiple ou sous-
multiple de la fréquence de coupure nominale, - un oscillateur commandé en tension comportant un élément
inductif réalisé à partir de dispositifs transconducteurs intégrés sup-
plémentaires ayant des structures analogues à celles des dispositifs transconducteurs de chaque bloc de filtrage, la commande en tension de l'oscillateur s'effectuant par la commande des moyens de réglage de fréquence de l'étage auxiliaire de chaque dispositif transconducteur formant l'oscillateur, la sortie de l'oscillateur étant reliée à une deuxième entrée du comparateur de phase, et - un filtre de boucle dont l'entrée est reliée à la sortie du comparateur de phase, et dont la sortie délivre un signal de commande d'asservissement en fréquence commandant, d'une part en tension l'oscillateur de la boucle et, d'autre part, les moyens de réglage de fréquence de tous les autres dispositifs transconducteurs du circuit de filtrage. Il est éventuellement possible, pour des circuits de filtrage ayant des fréquences de coupure inférieures ou égales à 500 MHz, de s'affranchir d'un asservissement en phase. Néanmoins, pour passer à des fréquences de coupure supérieures, par exemple de l'ordre du GHz, il convient d'améliorer le comportement en phase des dispositifs transconducteurs des blocs de filtrage de façon à régler la phase de chaque dispositif transconducteur le plus près possible de 90 pour former un intégrateur idéal, car quelques degrés d'écart dans la phase peuvent entraîner des pics de surtension de plusieurs dB au voisinage
de la fréquence de coupure du circuit de filtrage.
Aussi, il est particulièrement avantageux, d'une part que les dispositifs transconducteurs intégrés de chaque bloc de filtrage comprennent des moyens de réglage de phase, commandables, aptes à modifier la phase de la réponse en fréquence du dispositif à la fréquence de coupure de celui-ci, et, d'autre part, que le circuit comprenne alors en outre des moyens d'asservissement de phase, aptes, en réponse à un troisième signal de référence ayant une fréquence sensiblement égale à la fréquence nominale de coupure, à délivrer aux moyens de réglage de phase des dispositifs transconducteurs de chaque bloc de filtrage, un signal de commande d'asservissement en phase en réponse auquel les moyens de réglage de phase ajustent la phase du dispositif à la fréquence de coupure à une valeur sensiblement égale à . Ces moyens d'asservissement en phase comprennent avantageusement: - un générateur générant ledit troisième signal de référence, - un filtre, dit filtre d'asservissement, comportant une entrée, un premier dispositif transconducteur de filtre suivi d'un deuxième dispositif transconducteur de filtre, analogue au premier et rebouclé sur lui-même en réaction positive, la sortie du deuxième dispositif transconducteur de filtre formant une première borne de sortie pour ce filtre d'asservissement. Le filtre comporte par ailleurs une première capacité de filtre reliée entre la première borne de sortie du filtre et la masse, ainsi qu'un gyrateur connecté entre la première sortie du filtre d'asservissement et la masse et dont la valeur de transconductance des dispositifs transconducteurs le constituant est égale à la valeur de transconductance des dispositifs transconducteurs de chaque bloc de filtrage. Par ailleurs, tous les dispositifs transconducteurs du filtre d'asservissement ont une structure analogue à celle des dipositifs
transconducteurs de chaque bloc de filtrage.
Les moyens d'asservissement en phase comprennent enfin un comparateur dont les deux entrées sont respectivement reliées à l'entrée et à la première borne de sortie du filtre d'asservissement. Ce comparateur est apte à délivrer le signal de commande d'asservissement de phase aux moyens de réglage de phase respectifs des dispositifs transconducteurs de chaque bloc de filtrage et des
dispositifs transconducteurs formant le filtre d'asservissement.
En d'autres termes, d'une façon analogue à ce qui a été expliqué en ce qui concerne les asservissements en gain et en fréquence, le filtre d'asservissement présente des dispositifs transconducteurs qui sont des "images" des dispositifs transconducteurs de chaque bloc de filtrage. Le signal de commande d'asservissement de phase agit par conséquent à la fois sur chaque bloc de filtrage mais aussi sur le filtre d'asservissement lui-même.
Il est également possible d'utiliser ce filtre d'asservissement dans les moyens d'asservissement de fréquence. A cet effet, la sortie du gyrateur peut constituer une deuxième borne de sortie du filtre d'asservissement qui délivre le signal de commande d'asservissement de fréquence. Une telle réalisation permet d'utiliser des moyens
communs pour l'asservissement de phase et de fréquence.
Dans un mode de réalisation prévoyant à la fois un asservissement de gain, de fréquence et de phase, le circuit de filtrage comporte alors un ou plusieurs blocs de filtrage constituant la fonction de filtrage proprement dite, ainsi que les moyens d'asservissement de gain, les moyens d'asservissement de fréquence et les moyens d'asservissement de phase. En outre, tous les dispositifs intégrés transconducteurs sont équipés des moyens de régulation du mode commun. Dans un tel mode de réalisation, il est alors préférable, puisque les différents moyens d'asservissement sont en fait des "images" des blocs de filtrage du filtre proprement dit, que tous les dispositifs intégrés du circuit, c'est-à-dire ceux de chaque bloc de filtrage, mais aussi ceux incorporés dans les différents moyens d'asservissement, comportent à la fois des moyens de réglage de gain, de fréquence et de phase. Aussi, les différents signaux de commande délivrés par les différents moyens d'asservissement vont alors commander tous les dispositifs intégrés du circuit, que ce soit ceux
des blocs de filtrage ou ceux des moyens d'asservissement.
D'autres avantages et caractéristiques de l'invention
apparaîtront à l'examen de la description détaillée d'un mode de
réalisation nullement limitatif, et des dessins annexés sur lesquels: -la figure 1 illustre un circuit de filtrage continu inductif/ capacitif en échelle, - la figure 2 illustre la structure d'un gyrateur utilisable dans un tel circuit de filtrage, - la figure 3 illustre schématiquement un dispositif transconducteur, - la figure 4 représente des moyens de régulation du mode commun d'un tel dispositif transconducteur, - la figure 5 représente un dispositif transconducteur équipé d'une résistance négative, - la figure 6 illustre un mode de réalisation en technologie arsénium de gallium de l'étage transconducteur principal d'un dispositif transconducteur selon l'invention, -la figure 7 illustre un mode de réalisation d'un étage de sortie du dispositif transconducteur de la figure 6, - la figure 8 représente une réalisation d'un élément transconducteur selon l'invention, ayant une conductance négative, - la figure 9 illustre schématiquement les principaux composants d'un circuit intégré de filtrage continu selon l'invention asservi en gain, en fréquence et en phase, - la figure 10 illustre un mode de réalisation des moyens d'asservissement de gain du circuit de la figure 9, -la figure 11 illustre des moyens de réglage de fréquence d'un dispositif transconducteur intégré selon l'invention, - les figures 12 à 15 illustrent un mode de réalisation des moyens d'asservissement de fréquence du circuit de la figure 9, - la figure 16 illustre un mode de réalisation d'un élément correcteur de phase d'un dispositif transconducteur selon l'invention, et, -les figures 17 à 18 illustrent un mode de réalisation des
moyens d'asservissement de phase du circuit de la figure 9.
Bien que l'invention n'y soit pas limitée, au moins en ce qui concerne certains de ses moyens, on va maintenant décrire, à titre d'exemple, la réalisation d'un circuit intégré de filtrage continu, inductif/capacitif, réalisé à base de dispositifs transconducteurs et de
capacités.
En outre, bien que certaines caractéristiques de l'invention, notamment l'asservissement de gain, puissent s'appliquer à une technologie silicium, les dispositifs transconducteurs décrits ci-après
sont réalisés en technologie arséniure de gallium.
Sur la figure 1, la référence F désigne un filtre inductif/ capacitif en échelle, ici d'ordre 4, comportant quatre blocs de filtrage inductifs/capacitifs B1, B2, B3, B4. Plus précisémment, chaque bloc de filtrage, B1 par exemple, comporte une capacité, par exemple C1, connectée en parallèle aux bornes d'un élément inductif L1. En pratique, les valeurs des capacités sont rapportées à une capacité unitaire de valeur Cu par l'intermédiaire d'un coefficient respectif ki
(ci = kCu).
Comme illustré sur la figure 2, chaque élément inductif du filtre F. qui est relié à la masse (éléments L1 et L3), peut être réalisé à partir d'un gyrateur GY composé d'un premier dispositif transconducteur TC1 ayant une valeur de transconductance Gnm, rebouclé par un deuxième dispositif transconducteur TC2 ayant une valeur de transconductance négative égale à -Gmn, et associé à une capacité CA. Dans ce cas, si la capacité CA est égale à la capacité unitaire Cu, l'impédance complexe de la structure illustrée sur la
figure 2 est égale à j.Leq.w avec Leq = Cu/Gm2.
Dans le cas d'un élément inductif "flottant", tel que l'élément L2 ou L4, la réalisation matérielle équivalente comporte deux gyrateurs connectés en série et associés à une capacité reliée entre la borne commune de ces deux gyrateurs et la masse. L'homme du métier sait qu'un dispositif de transconducteur TC (figure 3) est, d'une façon générale, une source de courant SC commandée en tension. Si Gm désigne la valeur de transconductance du dispositif transconducteur TC, le courant de sortie Iin est égal, si on néglige la conductance de sortie du dispositif transconducteur, au
produit (Gm.Vin), o Vin désigne la tension d'entrée.
Lorsque de tels dispositifs transconductewrs sont destinés à être mutuellement connectés, par exemple dans un circuit de filtrage, ou bien dans un gyrateur, ils doivent pouvoir être pilotés par un courant ou une tension afin de permettre un asservissement de la tension continue en sortie. En effet, ces niveaux continus en entrée et en sortie du dispositif transconducteur doivent être analogues pour permettre la connexion de plusieurs dispositifs transconducteurs successifs. Cet asservissement est communément appelé par l'homme du métier "régulation du mode commun". Il est illustré
schématiquement sur la figure 4.
Sur cette figure, les moyens de régulation du mode commun comportent un comparateur CMP apte à comparer la tension Vs à la sortie du dispositif transconducteur TC avec la tension continue d'entrée Vdc du dispositif et à délivrer un signal de régulation correspondant Vmc, régulant la valeur de la transconductance du dispositif TC de façon à mutuellement ajuster les niveaux des tensions d'entrée Vin et de sortie Vs. En pratique, dans une réalisation différentielle, les deux signaux de sortie du dispositif transconducteur seraient moyennés par un circuit résistif, l'entrée du comparateur
étant alors reliée au point milieu du circuit de moyenne.
En pratique, comme illustré sur la figure 5, un dispositif transconducteur TC possède une valeur de transconductance intrinsèque Gm mais également une valeur de conductance de sortie Go que l'on a schématisée par une résistance sur cette figure. Il convient, notamment dans les applications de filtrage, que les conductances de sortie des dispositifs transconducteurs soient les plus faibles possible car, si les pertes occasionnées par les dispositifs transconducteurs sont trop importantes, le gain du filtre n'est plus parfaitement contrôlé et il peut apparaître des pics de surtension au voisinage de la fréquence de coupure. En d'autres termes, il convient que chaque dispositif transconducteur ait un gain en courant continu, ou gain DC (selon une dénomination couramment utilisée en langue anglaise et signifiant "direct current") suffisamment important.' L'invention résout ce problème en adjoignant au dispositif transconducteur un élément de résistance négative RN de valeur choisie en fonction de la valeur de la conductance de sortie Go du dispositif transconducteur. Bien entendu, dans une application de filtrage, il convient de contrôler la valeur de cette résistance négative de façon que celle-ci n'entraîne pas des oscillations dans le filtre en raison d'une valeur absolue trop importante. Aussi, est-il prévu, comme expliqué en détail ci-après, des moyens de réglage de la valeur
de cette conductance négative RN.
On va maintenant décrire en se référant plus particulièrement aux figures 6 à 8, la structure plus détaillée d'un dispositif
transconducteur selon l'invention, réalisé en mode différentiel.
Sur la figure 6, les références TPA et TPB désignent deux transistors principaux à effet de champ à enrichissement (transistors "Normaly off") formant une paire différentielle principale d'un élément transconducteur principal et définissant une valeur intrinsèque de transconductance Gm. Les bornes de grille respectives Il et I2 de ces deux transistors principaux définissent les bornes d'entrée de cet élément transconducteur principal mais également les bornes d'entrée du dispositif transconducteur. Les bornes de drain respectives 03 et 04 définissent les bornes de sortie de l'élément transconducteur principal et sont reliées à une tension d'alimentation Vdd par des circuits de charge respectifs ayant chacun un point milieu de
connexion 01, 02.
Plus particulièrement, le circuit de charge de chaque transistor principal, par exemple le transistor TPA, comporte deux transistors supplémentaires à effet de champ TA1I et TA2, à appauvrissement (Normaly ON") connectés en série entre la borne d'alimentation reliée à la tension d'alimentation Vdd et le drain 03 du transistor principal. Les grilles respectives des deux transistors supplémentaires TA1 et TA2 du circuit de charge correspondant sont connectées ensemble au drain 03 du transistor principal TPA. Le drain du transistor TA1, relié à la source du transistor TA2 définit en commun avec ladite source le point milieu de connexion du circuit de charge. En d'autres termes, les transistors TA2, TAI1, TA4, TA3 injectent le courant dans la paire différentielle principale TPA et TPB respectivement aux noeuds 03 et 04. Les transistors des circuits de charge possèdent une résistance de sortie faible. C'est la raison pour laquelle on a privilégié pour la réalisation de ce circuit de charge, l'emploi de transistors à effet de champ plutôt que l'emploi de résistances simples. En outre, l'utilisation de transistors à
appauvrissement permet une consommation de courant moindre.
Les sources communes des deux transistors principaux TPA et TPB sont reliées ensemble à la masse par l'intermédiaire d'un transistor à effet de champ TA5, dit transistor de régulation, commandé sur sa grille par une tension de commande Vcm dont on reviendra plus en détail ci- après sur la signification. En d'autres termes, le transistor TA5 est un transistor qui tire le courant de la paire différentielle {TPA, TPB} à la borne commune de source de ces
deux transistors.
L'étage transconducteur principal du dispositif transconducteur comporte par ailleurs un étage de sortie ETS illustré sur la figure 7. Cet étage de sortie, connecté en sortie de l'élément transconducteur principal forme un décaleur de tension et contribue à la régulation du mode commun du dispositif transconducteur puisqu'en technologie arséniure de gallium, la tension aux noeuds 03 et 04 est
différente de la tension aux noeuds d'entrée Il et I2.
Plus précisémment, l'étage de sortie comporte une paire différentielle de transistors à effet de champ, dits transistors de sortie, référencés TA7 et TA6. Les drains respectifs de ces transistors TA6 et TA7 sont reliés à la tension d'alimentation Vdd tandis que les sources de ces transistors, qui forment les deux bornes de sortie 05 et 06 du dispositif transconducteur, sont respectivement reliées à la masse par deux autres transistors de régulation à effet de champ TA8 et TA9 commandés sur leur grille par la tension Vcm. Les grilles des transistors de sortie TA6 et TA7 sont reliées respectivement au drain 04 du transistor principal TPB et au drain 03 du transistor principal TPA. Cet étage de sortie, par sa fonction de décaleur de tension, permet d'abaisser la tension aux bornes de sortie 05 et 06 et contribue ainsi à l'asservissement de régulation du mode commun du dispositif transconducteur. En ce qui concerne cette régulation du mode commun, le comparateur CMP (figure 4) est relié en entrée aux sorties 05 et 06 du dispositif transconducteur, et reçoit par ailleurs la tension continue d'entrée Vdc du dispositif. Sa sortie est reliée aux grilles des transistors de régulation TA5, TA8 et TA9 de façon à commander ceux-ci par le signal de régulation Vcm pour modifier la valeur de la transconductance et égaliser ainsi la tension d'entrée Vin aux bornes d'entrée Il et I2 avec la tension de sortie Vs aux bornes de sortie 05 et 06. Outre l'étage transconducteur principal illustré sur les figures 6 et 7, le dispositif transconducteur comprend un étage auxiliaire
comportant un élément transconducteur auxiliaire rebouclé sur lui-
même en réaction positive de façon à constituer un élément de
résistance (ou de conductance) négative RN, illustré sur la figure 8.
Ce premier élément auxiliaire RN comporte une première paire différentielle auxiliaire de transistors à effet de champ TA10 et TA11 dont les bornes de drain respectives 02 et O1 forment les bornes de sortie de cet élément auxiliaire et dont les bornes de grille
respectives 03 et 04 forment les bornes d'entrée.
Les sources respectives de ces deux transistors auxiliaires TA10 et TA11 sont reliées à la masse par l'intermédiaire d'un transistor TA12 à effet de champ, dit transistor de réglage, dont on reviendra ci-après sur la fonction. La grille d'un premier transistor auxiliaire de cette première paire auxiliaire (par exemple le transistor TA10) est reliée au drain d'un premier transistor principal de la paire principale (par exemple le transistor TPA) tandis que la grille du deuxième transistor auxiliaire de la paire (le transistor TA11) est reliée au drain du deuxième transistor principal de la paire principale (le transistor TPB). Par ailleurs, le drain du premier transistor auxiliaire (le transistor TA 10) est relié au point milieu 02 du circuit de charge du deuxième transistor principal (le transistor TPB) tandis que le drain du deuxième transistor auxiliaire (le transistor TA11) est relié au point milieu 01 du circuit de charge du premier transistor
principal TPA.
En d'autres termes, l'élément auxiliaire RN est rebouclé sur lui-même en réaction positive (la sortie (+) est rebouclée sur l'entrée (-) et la sortie (-) est rebouclée sur l'entrée (+)). Par ailleurs, l'entrée de cet élément auxiliaire est connectée à la sortie de l'élément
transconducteur principal {TPA, TPB}.
L'élément auxiliaire RN se comporte donc comme une résistance négative ou une conductance négative, rapportée à la sortie (03, 04} de l'élément transconducteur principal {TPA, TPB}. Le dispositif transconducteur comportant non seulement l'étage principal mais l'étage auxiliaire équipé de l'élément auxiliaire RN, possède donc un gain total GT égal à Gm/(gl+g2) o gl désigne l'inverse de la résistance de sortie des transistors principaux TPA et TPB et g2 l'inverse de la résistance négative de l'élément auxiliaire. Si la valeur de conductance négative g2 est choisie sensiblement égale en valeur absolue à la valeur de la conductance de sortie g l de l'élément transconductance principal, le gain total GT peut devenir
théoriquement infini.
Une telle structure de dispositif transconducteur, quelle que soit d'ailleurs sa technologie de réalisation, permet d'obtenir un gain total élevé avec des moyens simples en se contentant d'une tension d'alimentation Vdd moindre, typiquement de l'ordre de 1,5 V pour tenir compte des chutes de tension au niveau des deux transistors des circuits de charge. On obtient ainsi en outre une économie de 20 à
30% en surface de semi-conducteur utilisée.
Bien entendu, si dans la figure 8, la grille du transistor TA12 était reliée à son drain, ou si le transistor TA 12 était simplement remplacé par une résistance de valeur fixe, la valeur de la conductance négative de cet élément auxiliaire RN serait fixe. Néanmoins, il s'avère indispensable dans certaines applications, notamment les applications de filtrage, de pouvoir contrôler la valeur de cette résistance négative afin d'éviter des oscillations du filtre ce qui le rendrait inutilisable. Aussi, il est avantageusement prévu que le transistor TA12, forme des moyens de réglage de gain aptes à réguler le courant dans l'élément auxiliaire RN de façon à régler la valeur de la conductance négative de cet élément. A cet effet, le transistor TA12, fonctionnant en régime saturé, est commandé sur sa grille par un signal de commande Vg qui, dans une application de filtrage, pourra être issu, comme on le verra plus en détail ci-après, de moyens
d'asservissement de gain.
En adjoignant à l'étage transconducteur principal de la figure 6, les deux capacité CuA et CuB, connectées entre les sorties 03 et 04 et la masse, on obtient un dispositif transconducteur qui présente une fréquence de coupure égale à Gmrn/2nCu, o Cu désigne la valeur de la capacité unitaire. Un tel dispositif transconducteur peut donc être utilisé dans un circuit de filtrage continu. Les capacités CuA et CuB pouvant alors former soit la capacité associée à un gyrateur, soit l'une
des capacités C1-C4 du filtre de la figure 1.
Dans le mode de réalisation qui va maintenant être décrit, le circuit de filtrage de la figure 1 comporte en outre (figure 9) des moyens d'asservissement de gain MCG, des moyens d'asservissement de fréquence MAF et des moyens d'asservissement de phase MAP. Ces moyens délivrent respectivement un signal de commande de gain Vg, un signal de commande d'asservissement de fréquence Vt, et un signal de commande d'asservissement de phase Vp. Ces signaux sont non seulement délivrés aux différents blocs de filtrage B 1-Bn du filtre proprement dit, mais également, au moins dans le mode de réalisation
préférentiel qui est décrit, aux différents moyens d'asservissement.
Bien que dans l'exemple qui est décrit, le circuit de filtrage comporte les trois types d'asservissement, certains peuvent être omis selon les applications. Ainsi, l'asservissement de gain peut s'avérer non indispensable pour des filtres d'ordre inférieur à 3. De même, selon la valeur de la fréquence de coupure recherchée, les moyens
d'asservissement de fréquence peuvent s'avérer non indispensables.
Enfin, l'asservissement de phase s'avère surtout nécessaire pour des fréquences d'utilisation supérieures à 500 MHz, par exemple de l'ordre
du GHz.
Sur la figure 10, les moyens d'asservissement de gain MCG comportent un générateur GN1 apte à générer un premier signal de référence Vrl qui se présente sous la forme d'une tension sinusodale de fréquence choisie suffisamment faible par rapport à la fréquence de coupure du filtre de façon à éviter une oscillation de ce filtre en raison de la présence des éléments de conductance négative des dispositifs transconducteurs. D'une façon générale, la fréquence de ce premier signal de référence est choisie inférieure à Fc/50 o Fc désigne la fréquence de coupure du circuit de filtrage. En pratique, et notamment dans le cas d'une technologie de réalisation arséniure de gallium, qui présente un doublet pôle-zéro naturel entre 1 et 10 KHz, occasionnant une perte de 6 décibels, on choisira, pour toute fréquence de coupure supérieure à KHz, une fréquence comprise entre 20 et 200 Hz pour le premier
signal de référence.
Les moyens d'asservissement de gain MCG comportent par ailleurs un premier dispositif transconducteur annexe TC3 ayant une structure analogue à celle des dispositifs transconducteurs de chaque bloc de filtrage du circuit de filtrage, c'est-à-dire en l'espèce une structure analogue à celle décrite en référence aux figures 6 à 8. Ce premier dispositif transconducteur annexe TC3 reçoit en entrée le premier signal de référence Vrl et est connecté en sortie à l'entrée d'un deuxième dispositif transconducteur annexe, ayant une structure analogue à celle du premier dispositif transconducteur TC3, et rebouclé sur lui-même en réaction positive. En d'autres termes, les deux dispositifs TC3 et TC4 présentent des valeurs de transconductance sensiblement égales en valeur absolue (aux pertes
près) et de signes opposés.
Il est également prévu un comparateur CP1 dont les deux entrées sont respectivement reliées à l'entrée et à la sortie du premier dispositif transconducteur TC3. Le comparateur CP1 effectue alors une comparaison d'amplitude de signal à la fréquence du premier signal de référence, c'est-à-dire à une fréquence suffisamment basse. La sortie du comparateur délivre alors le signal de commande de gain Vg non seulement aux moyens de réglage de gain de l'étage auxiliaire de chaque dispositif transconducteur du filtre proprement dit, mais aussi aux deux dispositifs transconducteurs TC3 et TC4. Plus précisément, la tension de commande de gain Vg commande la grille de chaque transistor TA12 (fonctionnant en régime saturé) (figure 8)
de chaque dispositif transconducteur.
En terme de gain, si Gm désigne la valeur de la transconductance intrinsèque des dispositifs transconductance TC3 et TC4, Go la valeur de conductance de sortie, et g la valeur absolue de la conductance négative de l'élément auxiliaire de chacun de ces dispositifs transconducteurs, le gain de l'ensemble TC3 et TC4 est égal à Gm/(Gm+2(Go+g)). La boucle d'asservissement MCG va donc tendre à égaliser les deux tensions d'entrée du comparateur CP1 de façon à obtenir un gain unitaire c'est-à-dire en d'autres termes, à égaler en valeur absolue Go et g. Ainsi, le signal de commande de gain Vg permet de régler la valeur de la conductance négative sensiblement à la valeur de la conductance de sortie, et ce pour chaque dispositif transconducteur et donc en particulier pour les dispositifs transconducteurs du filtre proprement dit. On augmente ainsi aisément le gain DC des dispositifs transconducteurs. Il a ainsi été possible d'obtenir un gain de 140 décibels sous une tension de 1,5 V. Il convient de noter ici que l'élément TC4 est un élément essentiel des moyens MCG puisqu'en l'absence d'un tel dispositif transconducteur TC4, le gain du dispositif TC3 seul serait égal à Gm/go+g ce qui pourrait conduire à l'obtention d'une valeur nulle au
dénominateur de cette fraction lorsque g est égal à -Go.
Lorsque le circuit de filtrage selon l'invention doit comprendre des moyens d'asservissement de fréquence, il convient alors que chaque dispositif transconducteur des blocs de filtrage comporte des moyens de réglage de fréquence, commandables, et aptes à régler la fréquence de coupure du dispositif transconducteur. De tels moyens sont illustrés sur la figure 11 et comportent un deuxième élément transconducteur auxiliaire ayant une valeur de transconductance réglable. Plus précisémment, ce deuxième élément auxiliaire comporte une deuxième paire différentielle auxiliaire de transistors à effet de champ TA13 et TA14 dont les bornes de drain respectives 03 et 04 forment la sortie de ce deuxième élément auxiliaire et sont respectivement reliées aux drains des deux transistors de la paire
différentielle principale TPA et TPB (figure 6).
Les grilles respectives de ces deux transistors auxiliaires TA13 et TA14 sont connectées à une source constante Vdc dont la valeur est sensiblement égale à la tension continue présente en entrée
du dispositif c'est-à-dire aux bornes Il et I2.
Les sources respectives de ces deux transistors auxiliaires TA13 et TA14 sont reliées ensemble à la masse par un transistor à effet de champ TAS15, dit transistor de réglage, fonctionnant en régime saturé et commandable sur sa grille par une tension de commande Vt de façon à modifier la valeur de transconductance de ce deuxième élément auxiliaire, et modifier ainsi la fréquence de coupure du
dispositif transconducteur qui en est équipé.
Plus précisémment, la fréquence de coupure du dispositif
transconducteur illustré sur la figure 6 est égale à Gm/2rCCu.
L'adjonction de ce deuxième élément auxiliaire en sortie de l'étage principal conduit à une fréquence de coupure du dispositif ainsi modifiée égale à (Gm-Gmv)/2nCu o Gmv désigne la valeur de transconductance de ce deuxième élément auxiliaire. Cette valeur est réglable par la tension de commande Vt ce qui conduit à modifier éventuellement la différence Gm-Gmv et donc à modifier la fréquence
coupure du dispositif transconducteur.
En pratique, puisque l'on ne peut corriger la fréquence de coupure qu'à la baisse, les blocs de filtrage sont dimensionnés de façon à présenter des fréquences de coupure égales à deux ou trois fois la fréquence de coupure nominale choisie. Le signal de commande Vt conduira donc à modifier plus ou moins cette fréquence de coupure en augmentant plus ou moins la valeur de la transconductance Gmv. Bien entendu, dans le cas o, en raison d'une variation de température notamment, le dispositif transconducteur d'un bloc de filtrage présenterait de par la valeur de transconductance Gm seule, la bonne fréquence de coupure, le signal de commande Vt serait réglé de façon
à fournir une valeur Gmv nulle.
Le signal de commande Vt, encore appelé signal de commande d'asservissement en fréquence, est issu de moyens d'asservissement en fréquence illustrés plus particulièrement sous les figures 12 à 15. Ces moyens d'asservissement de fréquence vont, d'une façon générale, asservir la fréquence de coupure du circuit à une fréquence de coupure nominale choisie, en régulant la valeur de la tension de commande Vt de façon à régler la valeur de la transconductance Gmv du deuxième élément auxiliaire de chaque
dispositif transconducteur.
Tel qu'illustré sur la figure 12, les moyens d'asservissement de fréquence MAF comportent une boucle à verrouillage de phase comportant un filtre de boucle passe-bas FB, un oscillateur commandé en tension VCO et un comparateur de phase CP3 recevant, d'une part, en entrée un deuxième signal de référence Vr2, issu d'un générateur
GN2, et, d'autre part, la sortie de l'oscillateur commandé en tension.
La sortie du filtre de boucle, connectée en entrée de l'oscillateur, délivre le signal de commande d'asservissement en fréquence Vt. Le deuxième signal de référence Vr2 est, par exemple, un signal sinusoïdal ayant une fréquence multiple ou sous multiple de la
fréquence de coupure nominale choisie pour le circuit de filtrage.
Tel qu'illustré sur la figure 13, l'oscillateur commandé en
tension VC0 comporte classiquement un circuit inductif/capacitif LO-
CO, ainsi qu'un circuit de résistance négative RNO.
Comme illustré sur la figure 14, l'élément inductif LO est réalisé à base d'un gyrateur GYO comportant des dispositifs transconducteurs intégrés supplémentaires mutuellement rebouclés, et ayant des structures analogues à celles des dispositifs transconducteurs de chaque bloc de filtrage, c'est-à-dire comportant notamment des moyens de réglage de fréquence. La capacité CN est la capacité associée au gyrateur permettant la formation de l'élément inductif. Le gyrateur GYO associé à la capacité CO forment un résonateur dont la fréquence de résonance est égale à la fréquence decoupure du filtre à un coefficient de proportionnalité près en fonction des valeurs des différentes capacités par rapport à celles de la capacité unitaire Cu. De ce fait, la fréquence de l'oscillateur commandé en tension est aussi égale à la fréquence de coupure du filtre au
coefficient de proportionnalité près.
Ainsi, en fonctionnement, la boucle à verrouillage de phase va se verrouiller en délivrant en sortie du filtre de boucle, le signal de commande d'asservissement de fréquence Vt à la fois aux dispositifs transconducteurs de chaque bloc de filtrage, mais également aux dispositifs transconducteurs du gyrateur GYO, c'est-à-dire à l'entrée de commande en tension de l'oscillateur VCO. La fréquence de coupure du filtre sera donc en permanence asservie à une fréquence de coupure nominale choisie permettant ainsi de s'affranchir des variations de fréquence dues à des variations éventuelles de température. L'homme du métier sait que le circuit de résistance négative RNO de l'oscillateur commandé en tension est utilisé dans le but d'une régulation d'amplitude. Un exemple classique de réalisation est illustré sur la figure 15. Plus précisémment, une paire différentielle de transistors à effet de champ TD, couplés de façon croisée, est ajoutée à un étage transconducteur linéaire TL connecté en gain unitaire et
comportant deux paires différentielles de transistors à effet de champ.
Un tel circuit est équivalent, pour de petits signaux, à une conductance négative et permet ainsi un bon contrôle de l'amplitude d'oscillation
tout en conservant la distorsion harmonique à un niveau acceptable.
Bien entendu, l'homme du métier pourra choisir d'autres configurations de circuits de résistance négative pour la réalisation de
l'oscillateur commandé en tension.
Un circuit intégré de filtrage continu comportant des dispositifs transconducteurs équipés d'éléments de résistance négative et de moyens de réglage de fréquence, ainsi que des moyens d'asservissement de gain et de fréquence sont industriellement réalisables et utilisables notamment pour des fréquences allant jusqu'à 500 MHz et pour des ordres de filtre supérieurs ou égaux à 3. En outre, l'invention permet d'obtenir pour de tels filtres des consommations relativement faibles, de l'ordre de 1 mW par dispositif transconducteur. Néanmoins, pour passer à des fréquences de coupure de l'ordre du GHz, il convient d'améliorer le comportement en phase des dispositifs transconducteurs. Aussi l'invention prévoit-elle d'ajouter au dispositif transconducteur, des moyens de réglage de phase, commandables, aptes à modifier la phase de la réponse en fréquence du dispositif à la fréquence de coupure de celui-ci, ainsi que des moyens d'asservissement de phase, aptes, en réponse à un troisième signal de référence ayant une fréquence sensiblement égale à la fréquence nominale de coupure, à délivrer aux moyens de réglage de phase des dispositifs transconducteurs de chaque bloc de filtrage, un signal de commande d'asservissement en phase en réponse auquel les moyens de réglage de phase ajustent la phase du dispositif à la
fréquence de coupure à une valeur sensiblement égale à 900.
A cet effet, les moyens de réglage de phase comportent un moyen correcteur de phase, commandable, connecté entre la sortie de l'élément transconducteur principal d'un dispositif transconducteur, et la sortie de ce dispositif, et apte à introduire un doublet pôle-zéro dans la courbe de réponse en fréquence du dispositif transconducteur, la commande du moyen correcteur de phase modifiant la position dudit
doublet de façon à modifier la phase.
Plus précisément, cet élément correcteur de phase, illustré sur la figure 16 se connecte au niveau de l'étage de sortie du dispositif transconducteur (figure 7) et comporte, connectés entre la grille et la source de chaque transistor de sortie {TA7, TA6}, un autre transistor à effet de champ {TA16, TA17}, ainsi qu'une capacité {C16, C17} reliée en série avec cet autre transistor, ce dernier étant commandable sur sa grille par le signal de commande d'asservissement de phase Vp, pour modifier la phase du dispositif. Plus précisérnment, les capacitiés C16 et C17 introduisent un zéro de transmission dans la réponse en fréquence du dispositif transconducteur tandis que les transistors TA16 et TA17 introduisent un pôle de transmission dans cette réponse en fréquence. L'élément correcteur de phase, c'est-à-dire l'association capacité-transistor introduit donc le doublet pôle-zéro de transmission dont la position en fréquence est contrôlée par la tension d'asservissement en phase Vp. Ainsi, l'élément correcteur de phase, ajustable par la tension Vp, contrôle la phase de la réponse en fréquence du signal du dispositif transconducteur, afin d'obtenir un intégrateur idéal dont la phase à la fréquence de coupure est
sensiblement égale à 90 .
Les moyens d'asservissement de phase MAP, illustrés sur la figure 17, comprennent un générateur GN3 délivrant le troisième signal de référence Vr3. En l'espèce, ce signal de référence est un signal sinusoïdal ayant une fréquence sensiblement égale à la fréquence de coupure du filtre. Ils comprennent également un filtre d'asservissement FM, ou filtre- maître, comportant une borne d'entrée
BE, une première borne de sortie BS1 et une borne de commande BC.
La première sortie de ce filtre-maître attaque, par l'intermédiaire d'un premier détecteur de crête DC1, un comparateur CMP2, tandis que le signal de référence Vr3 attaque, par l'intermédiaire du deuxième détecteur de crête DC2 et d'un amplificateur AMP de gain choisi, la deuxième entrée du comparateur CMP2. La sortie de ce comparateur CMP2 délivre le signal de commande d'asservissement de phase Vp à l'entrée de commande du filtre d'asservissement FM mais également à l'entrée de commande des éléments correcteurs de phase des différents
dispositifs transconducteurs des blocs de filtrage.
Le filtre d'asservissement, plus particulièrement illustré sur la figure 18, comporte un premier dispositif transconducteur de filtre TC5 suivi d'un deuxième dispositif transconducteur de filtre TC6,
analogue au premier et rebouclé sur lui-même en réaction positive.
Alors que l'entrée du dispositif TC5 est reliée à la borne d'entrée BE du filtre, la sortie du dispositif TC6 est reliée à la masse par l'intermédiaire d'une capacité de filtre C6. La sortie du dispositif transconducteur TC6 forme la première borne de sortie BS1 du filtre d'asservissement. Entre cette première borne de sortie BS 1 et la masse, est disposé un élément inductif formé par un gyrateur comportant un autre dispositif transconducteur TC7 rebouclé par un dispositif
transconducteur TC8 de valeur opposée, et associé à une capacité C7.
Tous les dispositifs transconducteurs du filtre-maître ont une structure analogue aux dispositifs transconducteurs de chaque bloc de filtrage et comportent donc notamment tous un élément correcteur de phase commandable sur leur entrée de commande BC, c'est-à-dire sur la grille des transistors des éléments correcteurs de phase, par la tension Vp. A la première borne de sortie BS1, le signal est en phase avec le signal de référence et le comparateur CMP2 effectue une comparaison d'amplitude de ses deux signaux en entrée et délivre en réponse le signal de commande d'asservissement_ de phase Vp au dispositif transconducteur du filtre proprement dit ainsi qu'à tous les
dispositifs transconducteurs du filtre d'asservissement.
En d'autres termes, la boucle d'asservissement de phase maintient en phase les signaux d'entrée et de sortie du filtre-maître, ce qui est équivalent à ajuster la phase des dispositifs transconducteurs à 900. La valeur de transconductance Gm2 des dispositifs transconducteurs TC7 et TC8, qui est égale à la valeur de transconductance du filtre proprement dit, fixe la fréquence du signal
Vp en sortie PS1, à la fréquence de coupure du filtre.
Le choix de la valeur de transconductance Gm 1 des dispositifs TCS et TC6, par rapport à la valeur de transconductance Gm2, permet de modifier le facteur de qualité du filtre d'asservissement. Par ailleurs, le filtre d'asservissement FM qui vient d'être décrit peut être utilisé également dans les moyens d'asservissement de fréquence. En effet, le signal de commande d'asservissement en fréquence peut être tiré du signal de sortie délivré à la deuxième borne de sortie BS2 du filtre-maître, c'est-à-dire pris en sortie du gyrateur iTC7, TC Une telle caractéristique permet donc d'utiliser des moyens communs pour les moyens d'asservissement de phase et d'asservissement de fréquence, ce qui économise de la surface de
semi-conducteur.
D'une façon générale, les dispositifs transconducteurs des différents moyens d'asservissement, à savoir l'asservissement de gain, de fréquence et de phase, sont les images "au point de vue structurel", des dispositifs transconducteurs des blocs de filtrage du circuit de filtrage selon l'invention. Ainsi, dans le mode de réalisation préférentiel qui vient d'être décrit, les dispositifs transconducteurs des moyens d'asservissement de gain comportent des éléments correcteurs de phase et des moyens de réglage de la fréquence de coupure. De même, les dispositifs transconducteurs des moyens d'asservissement de fréquence et de phase comportent des éléments auxiliaires de conductance négative. Cependant, ceci n'est pas indispensable. Ainsi, on pourrait concevoir que les dispositifs transcondu.cteurs des moyens d'asservissement de gain ne comportent ni moyen de réglage de fréquence, ni élément correcteur de phase, bien que les dispositifs transconducteurs des blocs de filtrage du circuit de filtrage proprement dits en soient équipés, et de même, que les dispositifs transconducteurs des moyens d'asservissement de fréquence et de gain ne comportent pas d'élément auxiliaire de conductance négative réglable.
Claims (32)
1. Dispositif transconducteur intégré, caractérisé par le fait qu'il comprend, réalisés en technologie semi-conductrice mI-V, un étage transconducteur principal comportant un élément transconducteur principal (TPA, TPB), des moyens de régulation de mode commun (CMP, Vcm), connectés entre la sortie et l'entrée de l'étage transconducteur principal, ainsi qu'un étage auxiliaire relié à la sortie de l'élément transconducteur principal et possédant un premier élément auxiliaire (TA10, TA11) ayant une conductance négative de valeur choisie en fonction de la valeur de la conductance de sortie de
l'élément transconducteur principal.
2. Dispositif transconducteur intégré, caractérisé par le fait qu'il comprend, réalisés en technologie semi-conductrice I1-V, un étage transconducteur principal comportant un élément transconducteur principal (TPA, TPB) relié à une capacité (CuA, CuB), des moyens de régulation du mode commun (CMP, Vcm)
connectés entre la sortie et l'entrée de l'étage transconducteur princi-
pal, ainsi qu'un étage auxiliaire relié à la sortie de l'élément trans-
conducteur principal et comportant des moyens de réglage de fréquen-
ce (TA13, TA14, TA15), commandables, aptes à régler la fréquence
de coupure du dispositif.
3. Dispositif selon la revendication 2, caractérisé par le fait que les moyens de réglage de fréquence comportent un deuxième élément transducteur auxiliaire (TA13, TA14, TA15) ayant une valeur
de transconductance réglable.
4. Dispositif selon la revendication 2 ou 3, caractérisé par le fait qu'il comprend des moyens de réglage de phase (C16, TA16, C17,
TA17), commandables, aptes à modifier la phase de la réponse en fré-
quence du dispositif à la fréquence de coupure de celui-ci.
5. Dispositif selon la revendication 4, caractérisé par le fait que les moyens de réglage de phase comportent un moyen correcteur de phase, commandable, connecté entre la sortie de l'élément transconducteur principal et la sortie du dispositif, et apte à introduire un doublet pôle-zéro dans la courbe de réponse en fréquence du
dispositif, la commande du moyen correcteur de phase modifiant la po-
sition dudit doublet de façon à modifier la phase.
6. Dispositif selon l'une des revendications 2 à 5, caractérisé
par le fait que l'étage auxiliaire comporte un premier élément auxiliaire (TA10, TA11) ayant une conductance négative de valeur
choisie en fonction de la valeur de la conductance de sortie de l'élé-
ment transconducteur principal.
7. Dispositif selon la revendication 1 ou 6, caractérisé par le fait que l'étage auxiliaire comporte des moyens de réglage de gain
(TA12, Vg), commandables, aptes à modifier la valeur de la conduc-
tance négative du premier élément auxiliaire.
8. Dispositif selon la revendication 1, 6 ou 7, caractérisé par le fait que le premier élément auxiliaire est un élément
transconducteur (TA 10, TA 11) rebouclé sur lui-même en réaction posi-
tive, et connecté à la sortie de l'élément transconducteur principal
(TPA, TPB).
9. Dispositif selon l'une des revendications précédentes,
caractérisé par le fait que l'élément transconducteur principal comporte une paire différentielle principale de transistors à effet de champ (TPA, TPB), dont les bornes de grille respectives (Il, 1I2) définissent les bornes d'entrée du dispositif, et dont les bornes de drain respectives (03, 04), définissant les bornes de sortie de l'élément transconducteur principal, sont reliées à une borne d'alimentation
(Vdd) par des circuits de charge respectifs ayant chacun un point mi-
lieu de connexion (01,02).
10. Dispositif selon la revendication 9, caractérisé par le fait que le circuit de charge de chaque transistor principal comporte deux transistors supplémentaires à effet de champ (TA1, TA2) connectés en série entre la borne d'alimentation (Vdd) et le drain (03) du transistor
principal (TPA), les grilles respectives des deux transistors supplé-
mentaires étant connectées ensemble au drain du transistor principal, la borne commune des deux transistors supplémentaires formant le
point milieu de connexion du circuit de charge.
11. Dispositif selon la revendication 9 ou 10 prise en combinaison avec la revendication 8, caractérisé par le fait que le premier élément auxiliaire comporte une première paire différentielle
auxiliaire de transistors à effet de champ (TA10, TAll) dont les bor-
nes de drain respectives (02, 01) forment les bornes de sortie de cet élément auxiliaire et dont les bornes de grilles respectives (03, 04) forment les bornes d'entrée, par le fait que la grille (03) d'un premier transistor auxiliaire (TA10) de cette première paire différentielle auxiliaire est reliée au drain (03) d'un premier transistor principal (TPA) de la paire
différentielle principale, tandis que la grille (04) du deuxième transis-
tor auxiliaire (TAll1) de la paire différentielle est reliée au drain (01)
du deuxième transistor principal (TPB) de la paire différentielle prin-
cipale, et par le fait que le drain (02) du premier transistor auxiliaire (TA10) est relié au point milieu (02) du circuit de charge du deuxième
transistor principal (TPB) tandis que le drain (01) du deuxième trans-
istor auxiliaire (TA11) est relié au point milieu (01) du circuit de
charge du premier transistor principal (TPA).
12. Dispositif selon les revendications 7 et 11, caractérisé par
le fait que le premier élément auxiliaire comporte un premier transistor de réglage à effet de champ (TA12), connecté en série entre
les sources communes des deux transistors (TA10, TAll) de la pre-
mière paire différentielle et la masse, ce transistor de réglage (TA12) étant commandé sur sa grille pour modifier la valeur de la conductance
négative du premier élément auxiliaire.
13. Dispositif selon l'une des revendications 9 à 12, prise
en combinaison avec la revendication 3, caractérisé par le fait que le
deuxième élément auxiliaire comporte une deuxième paire différentiel-
le auxiliaire de transistors à effet de champ (TA13, TA14) dont les deux bornes de drain respectives (03, 04), formant la sortie de ce deuxième élément auxiliaire, sont respectivement reliées aux drains des deux transistors de la paire différentielle principale (TPA, TPB), par le fait que les grilles respectives des deux transistors auxiliaires de cette deuxième paire différentielle sont connectées à une
source de tension constante (Vdc) dont la valeur est sensiblement éga-
le à la tension continue présente en entrée du dispositif, et par le fait que les sources respectives des deux transistors de cette deuxième paire différentielle sont reliées ensemble à la masse
par un deuxième transistor de réglage à effet de champ (TA15) com-
mandable sur sa grille de façon à modifier la valeur de transconduc-
tance de ce deuxième élément auxiliaire et modifier ainsi la fréquence
de coupure du dispositif.
14. Dispositif selon l'une des revendications précédentes,
caractérisé par le fait que l'étage transconducteur principal comporte
un étage de sortie (ETS) formant décaleur de tension, connecté en sor-
tie de l'élément transducteur principal (TPA, TPB).
15. Dispositif selon la revendication 14, caractérisé par le fait que l'étage de sortie comporte une paire différentielle de transitors de sortie à effet de champ (TA7, TA6) dont les drains sont reliés à une
borne d'alimentation (Vdd), dont les grilles (03, 04) sont respective-
ment reliées aux sorties de l'élément transconducteur principal, et dont les sources respectives forment les deux bornes de sortie(05, 06)
du dispositif.
16. Dispositif selon la revendication 15, caractérisé par le fait que les moyens de régulation de mode commun comportent - un comparateur (CMP) apte à comparer la tension (Vs) aux
bornes de sortie du dispositif avec la tension d'entrée (Vin) du disposi-
tif et à délivrer un signal de régulation correspondant, et - des transistors de régulation à effet de champ (TAS, TA8, TA9) dont les sources respectives sont reliées à la masse, dont les
drains sont respectivement reliés aux sources respectives des transis-
tors de la paire différentielle principale et des transistors de sortie, et dont les grilles sont respectivement reliées à la sortie du comparateur
(CMP).
17. Dispositif selon la revendication 15 ou 16 prise en combinaison avec la revendication 5, caractérisé par le fait que le moyen correcteur de phase comporte, connectés entre la grille et la source de chaque transistor de sortie (TA7), un autre transistor à effet de champ (TA16) ainsi qu'une capacité (C16) reliée en série avec cet autre transistor (TA16), ce dernier étant commandable (Vc) sur sa
grille, pour modifier la phase du dispositif.
18. Dispositif selon l'une des revendications précédentes,
caractérisé par le fait que la technologie de réalisation est une
technologie arséniure de gallium.
19. Utilisation du dispositif selon l'une des revendications 1
à 18 dans un circuit intégré de filtrage continu (F).
20. Circuit intégré de filtrage continu, comportant au moins
un bloc de filtrage (B1-B4) réalisé à base de dispositifs transconduc-
teurs intégrés et de capacités, caractérisé par le fait que les dispositifs transconducteurs intégrés de chaque bloc de filtrage comprennent chacun un étage transconducteur principal comportant un élément transconducteur principal (TPA, TPB), des moyens de régulation de mode commun (CMP, Vcm) connectés entre la sortie et l'entrée de l'étage transconducteur principal, ainsi qu'un étage auxiliaire relié à la sortie de l'élément transconducteur principal, possédant un premier élément auxiliaire (TA10, TA11) ayant une conductance négative de
valeur réglable et des moyens de réglage de gain (TA12), commanda-
bles, aptes à modifier la valeur de la conductance négative du premier élément auxiliaire, et par le fait qu'il comprend en outre des moyens d'asservissement de gain (MAG) aptes, en réponse à un premier signal de référence (Vrl) ayant une fréquence choisie suffisamment faible par rapport à la fréquence de coupure pour éviter une oscillation du
circuit de filtrage, à délivrer, aux moyens de réglage de gain de cha-
que dispositif transconducteur d'un bloc de filtrage, un signal de com-
mande de gain (Vg) en réponse auquel les moyens de réglage de gain ajustent sensiblement la valeur de la conductance négative du premier élément auxiliaire à la valeur de conductance de sortie de l'élément
transconducteur principal.
21. Circuit selon la revendication 20, caractérisé par le fait que la fréquence du premier signal de référence est choisie inférieure
au cinquantième de la fréquence de coupure du circuit de filtrage.
22. Circuit selon la revendication 20 ou 21, caractérisé par le fait que les moyens d'asservissement de gain (MAG) comportent: - un premier dispositif transconducteur annexe (TC3) ayant
une structure analogue à celle des dispositifs transconducteurs de cha-
que bloc de filtrage, et recevant en entrée le premier signal de référen-
ce (Vrl), - un deuxième dispositif transconducteur annexe (TC4) ayant
une structure analogue à celle des dispositifs transconducteurs de cha-
que bloc de filtrage, rebouclé sur lui-même en réaction positive et dont l'entrée est reliée à la sortie du premier dispositif transconducteur annexe,
- un comparateur (CP1) dont les deux entrées sont respective-
ment reliées à l'entrée et à la sortie du premier dispositif transconduc-
teur annexe et dont la sortie délivre ledit signal de commande de gain (Vg) aux moyens de réglage de gain de l'étage auxiliaire de chaque
dispositif transconducteur du circuit de filtrage. -
23. Circuit selon l'une des revendications 20 à 22, caractérisé
par le fait que l'étage auxiliaire des dispositifs intégrés de chaque bloc de filtrage comporte en outre des moyens de réglage de fréquence (TA13, TA14, TA15), commandables, aptes à régler la fréquence de
coupure du dispositif et par le fait qu'il comprend des moyens d'asser-
vissement de fréquence (MAF) aptes à asservir la fréquence de coupu-
re du circuit à une fréquence de coupure nominale choisie.
24. Dispositif selon la revendication 23, caractérisé par le fait que les moyens de réglage de fréquence comportent un deuxième
élément transconducteur auxiliaire ayant une valeur de transconduc-
tance réglable.
25. Circuit intégré de filtrage continu, comportant au moins un bloc de filtrage réalisé à base de dispositifs transconducteurs intégrés et de capacités, caractérisé par le fait que chaque bloc de filtrage comporte des dispositifs transconducteurs intégrés tels que
définis dans la revendication 2 ou dans l'une des revendications 1 ou 3
à 18 prise en combinaison avec la revendication 2, et par le fait qu'il comprend des moyens d'asservissement de fréquence (MAF) aptes à asservir la fréquence de coupure du circuit à une fréquence de coupure
nominale choisie.
26. Circuit selon l'une des revendications 23 à 25, caractérisé
par le fait que les moyens d'asservissement de fréquence (MAF) com-
prennent une boucle à verrouillage de phase comportant: -un comparateur de phase (CP3) recevant sur une première
entrée un deuxième signal de référence (Vr2) ayant une fréquence mul-
tiple ou sous-multiple de la fréquence de coupure nominale, - un oscillateur commandé en tension (VCO) comportant un élément inductif réalisé à partir de dispositifs transconducteurs intégrés supplémentaires ayant des structures analogues à celles des dispositifs transconducteurs de chaque bloc de filtrage, la commande en tension de l'oscillateur s'effectuant par la commande des moyens de réglage de fréquence de l'étage auxiliaire de chaque dispositif transconducteur formant l'oscillateur, la sortie de l'oscillateur étant reliée à une deuxième entrée du comparateur de phase, et -un filtre de boucle (FB) dont l'entrée est reliée à la sortie
du comparateur de phase, et dont la sortie délivre un signal de com-
mande d'asservissement en fréquence (Vt) commandant d'une part en tension l'oscillateur de la boucle et, d'autre part les moyens de réglage de fréquence de tous les autres dispositifs transconducteurs du circuit
de filtrage.
27. Circuit selon l'une des revendications 23 à 26, caractérisé
par le fait que les dispositifs transconducteurs intégrés de chaque bloc de fitrage comprennent des moyens de réglage de phase, commandables, aptes à modifier la phase de la réponse en fréquence du dispositif à la fréquence de coupure de celui-ci, et par le fait qu'il comprend en outre des moyens d'asservissement de phase (MAP) aptes, en réponse à un troisième signal de référence (Vr3) ayant une fréquence sensiblement égale à la fréquence de coupure nominale, à délivrer aux moyens de réglage de phase des dispositifs transconducteurs de chaque bloc de filtrage un signal de commande d'asservissement en phase (Vp) en réponse auquel les moyens de réglage de phase ajustent la phase du dispositif à la fréquence de
coupure à une valeur sensiblement égale à 90 .
28. Circuit selon la revendication 27, caractérisé par le fait que les moyens de réglage de phase comportent un moyen correcteur de phase, commandable, connecté entre la sortie de l'élément transconducteur principal et la sortie du dispositif, et apte à introduire un doublet pôle-zéro dans la courbe de réponse en fréquence du dispositif, la commande du moyen correcteur de phase modifiant la
position dudit doublet de façon à modifier la phase.
29. Circuit selon la revendication 28, caractérisé par le fait que les moyens d'asservissement de phase comprennent: - un générateur (GN3) générant ledit troisième signal de référence (Vr3), - un filtre d'asservissement (FM) comportant une entrée (BF), un premier dispositif transconducteur de filtre (TC5) suivi d'un deuxième dispositif transconducteur de filtre (TC6), analogue au premier et rebouclé sur lui-même en réaction positive, une première capacité de filtre (C6) reliée entre la sortie du deuxième dispositif transconducteur de filtre et la masse, et un gyrateur (TC7, TC8) connecté entre la sortie du deuxième dispositif transconducteur de filtre et la masse et dont la valeur de transconductance des dispositifs transconducteurs (TC7, TC8) le constituant est égale à la valeur de transconductance des dispositifs transconducteurs de chaque bloc de
filtrage, tous les dispositifs transconducteurs du filtre d'asservis-
sement ayant une structure analogue à celle des dispositifs transconducteurs de chaque bloc de filtrage, la sortie du deuxième dispositif transconducteur de filtre (TC6) définissant une première borne de sortie (BS1) du filtre d'asservissement, - un comparateur (CMP2) dont les deux entrées sont
respectivement reliées à l'entrée et à la première borne de sortie du fil-
tre d'asservissement, et apte à délivrer le signal de commande d'asservissement de phase (Vp) aux moyens de réglage de phase respectifs des dispositifs transconducteurs de chaque bloc de filtrage
et des dispositifs transconducteurs formant le filtre d'asservissement.
30. Circuit selon les revendications 26 et 29, caractérisé par
le fait que les moyens d'asservissement de fréquence comportent ledit
filtre d'asservissement, le signal de commande d'asservissement de fré-
quence étant tiré du signal délivré en sortie (BS2) du gyrateur.
31. Circuit selon l'une des revendications 20 à 30, caractérisé
par le fait que tous les dispositifs intégrés du circuit comportent des
moyens de réglage de gain, de fréquence et de phase.
32. Circuit selon l'une des revendications 20 à 31, caractérisé
par le fait que tous les dispositifs transconducteurs intégrés du circuit
sont des dispositifs tels que définis dans l'une des revendications 1 à
18.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR9409857A FR2723670B1 (fr) | 1994-08-09 | 1994-08-09 | Dispositif transconducteur integre et circuit integre de filtrage continu correspondant |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR9409857A FR2723670B1 (fr) | 1994-08-09 | 1994-08-09 | Dispositif transconducteur integre et circuit integre de filtrage continu correspondant |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| FR2723670A1 true FR2723670A1 (fr) | 1996-02-16 |
| FR2723670B1 FR2723670B1 (fr) | 1996-10-31 |
Family
ID=9466198
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| FR9409857A Expired - Fee Related FR2723670B1 (fr) | 1994-08-09 | 1994-08-09 | Dispositif transconducteur integre et circuit integre de filtrage continu correspondant |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| FR (1) | FR2723670B1 (fr) |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4616189A (en) * | 1985-04-26 | 1986-10-07 | Triquint Semiconductor, Inc. | Gallium arsenide differential amplifier with closed loop bias stabilization |
-
1994
- 1994-08-09 FR FR9409857A patent/FR2723670B1/fr not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4616189A (en) * | 1985-04-26 | 1986-10-07 | Triquint Semiconductor, Inc. | Gallium arsenide differential amplifier with closed loop bias stabilization |
Non-Patent Citations (2)
| Title |
|---|
| C.S. DEN BRINKER ET AL: "THE DEVELOPMENT OF THE VOLTAGE TO CURRENT TRANSACTOR (VCT)", MICROELECTRONICS JOURNAL, vol. 8, no. 3, LUTON GB, pages 9 - 18 * |
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| FR2723670B1 (fr) | 1996-10-31 |
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