FR2687863A1

FR2687863A1 - Convertisseur d'energie pour charge quatre quadrants.

Info

Publication number: FR2687863A1
Application number: FR9202145A
Authority: FR
Inventors: Rahban Thierry
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1992-02-25
Filing date: 1992-02-25
Publication date: 1993-08-27
Anticipated expiration: 2012-02-25
Also published as: FR2687863B1

Abstract

Convertisseur d'énergie quatre quadrants entre une tension d'alimentation continue et une charge bipolaire en tension caractérisé par une structure de pont en H asymétrique, chaque demi-pont étant constitué d'une branche (inférieure ou supérieure) formée d'un interrupteur de commutation rapide (3, 4) en parallèle sur une diode lente (7, 8), cet interrupteur étant protégé par un circuit d'aide à la commutation à récupération d'énergie actif à l'ouverture et à la fermeture de l'interrupteur, l'autre branche (supérieure ou inférieure) étant formée d'un interrupteur optimisé pour de faibles pertes statiques en parallèle sur une diode de commutation rapide, la régulation étant du type à contrôle du courant. L'invention s'applique notamment à la conversion d'énergie entre une tension continue et une machine dynamoélectrique ou un dispositif de stockage d'énergie.

Description

La présente invention concerne les circuits convertisseurs de puissance assurant un échange d'énergie bidirection.- nel entre une charge quatre quadrants et une tension continue d'alimentation.

L'homme de l'art connatt de nombreuses applications de puissance dont la charge fonctionne dans les quatre- quadrants du diagramme tension-courant Elles permettent un transfert d'énergie bidirectionnel entre la charge et la tension continue d'alimentation, le courant dans la charge étant aussi bidirectionnel. La charge peut être par exemple une phase indé-pendante d'une machine auto-synchrone, un moteur å balais, un primaire de transformateur ou un dispositif accumulateur d'énergie Il existe actuellement de nombreux circuits éprouvés réalisant cette fonction, mais leur fiabilité est insuf- fisante dans certains domaines très exigeants: l'Espace, la conversion des hautes énergies, la traction électrique à ré cupération, la robotique, les ascenseurs, etc=.. Parmi les nombreux facteurs affectant la fiabilité, on peut citer:
1 - un nombre excessif de composants.

2 - le type de régulation employé.

3 - les contraintes appliquées aux composants.

C'est pourquoi l'invention a pour but de fournir un circuit de puissance pour charge quatre quadrants, à haute fiabilité intrinsèque, prenant en compte ces trois facteurs.

Ce problème est résolu en reduisant le nombre de. compo- sants nécessaires par une unification des modules fonctionnels, en choisissant un type de .régulation - sécurité intrin sèque, en réduisant les pertes statiques et dynamiques dans les semi-conducteurs de puissance et en résolvant les pro blêmes de parallélisation. Chacune des dispositions utilisées dans cette combinaison de moyens nouveaux ou connus sera dis cutée et ses avantages seront explicités
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaitront avec la description qui va suivre de. certains de ses modes de réalisation donnés à titre d'exemples non limi-- tatifs, en référence aux dessins ci-annexés sur lesquels:
- Les figures 1 à 4 montrent comment un pont en H non symétrique peut servir a la fois à réguler et à inverser le sens du courant dans une charge.

- La figure 5 représente l'ensemble des dispositions de base combinées dans l'invention.

- Les figures 6 et 7 présentent un schéma d'égalisation dynamique du courant dans les interrupteurs de puissance.

- La figure 8 représente un demi-pont en -H selon l'invention, régulant le courant créte de la charge par contrôle de la tension à 1 'état passant des interrupteurs.

Avant d'entrer dans -le détail de la. description, il convient d'expliciter la terminologie technique qui sera employée. Ainsi; un pont en H est un dispositif à quatre interrupteurs permettant d 'inverser le sens du courant dans une charge. La figure t permet de reconnattre la charge 10 dans la branche transversale du H, en série éventuellement avec une inductance 11, et encadrée par deux demi-ponts aux points
A et B. Les quatre interrupteurs sont insérés respectivement dans les branches supérieures gauche et droite et dans les branches inférieures gauche et droite des demi-ponts. I1 est fréquent mais non obligatoire de voir une diode de récupéra- tion en parallèle sur chacun des interrupteurs.

Les circuits d'aide à la commutation permettent de diminuer le stress imposé aux interrupteurs de puissance pendant les phases de commutation. L'homme de l'art connatt une multitude de ces circuits, réalisant de façon générale une protection distincte à l'ouverture et à la fermeture des interrupteurs. Une protection satisfaisante demande souvent un nombre élevé de composants mais de puissance très réduite. -
La plupart des circuits de puissance quatre. quadrants dissocient la fonction de sélection du sens du courant et la fonction de régulation de la valeur de ce courant. Ainsi, la demande de brevet français 2645369 propose {entre autres) de réaliser le contrôle du courant avec un premier étage bidirectionnel de type abaisseur, alors que le sens du courant dans la charge est imposé par un deuxième étage de type pont en H, mis en série avec le premier. Cette disposition est conceptuellement simple mais sa realisntion demande deux étages différents, ce qui multiplie non seulement les -inter- rupteurs de puissance nécessaires mais aussi les circuits d'aide à la commutation qui leur sont associés. Les pertes statiques et de commutation sont multipliées elles aussi, ce exige un dispositif de refroidissement plus important (à tem pérature constante de fonctionnementS. Il est donc capital en regard des objectifs recherchés de fiabilité d'unifier ces deux fonctions en un seul étage. Pour cela, il convient de rendre asymétrique le pont en H, la moitié des interrupteurs (par exemple ceux des branches supérieures) étant des dispositifs lents dévolus au contrdle du sens du courant, l'autre moitié par exemple ceux des branches inférieures) étant des dispositifs rapides contrôlant par hachage la valeur de ce courant. Ce mode de fonctionnement est explicité dans les fi gurus 1 à 4, où les composants activés sont matérialisés par un trait plus gras. On se reportera tout d'abord aux figures 1 et 2, qui décrivent le transfert d'énergie de la tension d'alimentation vers la charge, que l'on qualifiera dans la suite comme le 11 mode moteur". C'est dans ce seul; mode les interrupteurs 1 et 2 sont actives, en fermant constamment celui connecte au caté positif de la charge de façon a faire circuler le courant dans la charge du pOle positif de celleci vers son pôle négatif Observons tout d'abord la figure i, qui correspond au mode moteur, le côté gauche de la charge étant positif: l'interrupteur t est donc constamment fermé, ce qui relie le côté positif de la charge au pôle positif V+ de l'alimentation. Le courant de la charge peut croftre chaque fois que l'interrupteur 4, de la branche inférieure opposée, est fermé. Quand celui-ci est ouvert, le courant emmagasiné dans l'inductance il décrott en circulant dans la diode de roue libre 6, à un taux dépendant de la tension aux bornes de la charge. L'homme de l'art aura reconnu une configuration abaisseuse de tension, connue sous le nom de -conver- tisseur "BUCK", qui permet de contrôler le courant dans la charge par action unique sur l'interrupteur 4. Quand la tension aux bornes de la charge est de sens opposé, les composants complémentaires indiqués sur la figure 2 sont mis en oeuvre: l'interrupteur 2 de la branche supérieure droite est constamment fermé, alors que le courant est régulé par l'interrupteur hacheur 3 et sa diode de roue libre 5.

Le transfert d'énergie de la charge vers la tension d'alimentation sera qualifié dans la suite comme le "mode freinage", par analogie avec l'application aux machines dy namo-electriques. Le montage est alors configuré en un bléva- teur de tension connu sous le nom de convertisseur "BOOST", les interrupteurs lents étant constamment ouverts et le courant dans la charge circulant de son pôle négatif vers son péle positif* La figure 3 illustre le fonctionnement en mode freinage lorsque le côté gauche de la charge est positif: quand l'interrupteur 3 est fermé, le courant croit dans l'inductance 11. Des que cet interrupteur est ouvert, le courant décroft en circulant dans la diode de roue libre 5. Il faut noter que la diode S s'est polarisée spontanément en direct mais qu'il peut etre utile d'activer simultanément l'interrupteur 4 lorsque celui-ci est bidirectionnel, de fa çon à réduire autant que possible la chute de tension aux bornes de ces deux composants (l'amelioration est plus sensible pour les basses tensions d'alimentation). Lorsque c'est le côté droit de la charge qui est positif, le montage est configuré selon le mode de freinage de la figure 4: l'interrupteur 4 joue le rôle de hacheur de courant, la diode b celui de roue libre et la diode 7 se polarise spontanément en direct, aidée éventuellement par l'interrupteur 3.

Il est important de signaler une restriction propre à ce type de freinage: pour de très faibles tensions de la charge, le courant est limite à des valeurs assez basses, fonctions de la résistance totale de la boucle de croissance du courant. Il y a alors avantage à activer les interrupteurs en parallèle sur les diodes 7 et 8, pour réduire cette- résis- tance, mais le courant crête atteignable sera toujours proportionnel à la. tension de la charge. Cette caractéristique peut entre mise à profit pour obtenir un freinage de machines électro-dynamiques "arrondi" au voisinage de 1 'arrét.-
Pour étire exploité convenablement, ce type de pont inverseur et régulateur de courant sera asymétrique: les interrupteurs 3 et 4 et les diodes de roue libre 5 et 6 sont des composants de commutation haute fréqiience, qui gagneront Éà etre protégés par des circuits sophistiqués d'aide à la commutation, par contre les interrupteurs. 1 et 2 et les diodes 7 et 8 pourront entre lents et sélectionnés pour de très faibles pertes statiques. Une application particulière de ce montage consiste pour réaliser les interrupteurs 3 et 4 à utiliser des transistors possédant une diode intrinsèque, en particulier ceux à effet de champ à grille isolée < dits "MOSFETs"). En effet ces transistors sont naturellement très rapides par leur principe même mais la relative lenteur de leur diode intrinsèque s'accommode parfaitement des exigences des dipodes 7 et 8. La lenteur de cette diode intrinsèque lui interdit généralement de jouer le rôle des diodes 5 et 6, qui seront le plus souvent des diodes de commutation ultra-rapide à faible temps de recouvrement inverse. Les interrupteurs 1 et 2 seront choisis pour leur faible tension de saturation, par exemple parmi des transistors bipolaires ou des IGBTs (transistors bipolaires & grille isolée).

ce stade de la description, l'homme de l'art réali- sera que dans ce système asymétrique les fonctions des branches supérieures et inférieures peuvent parfaitement entre interverties sans que le principe de fonctionnement soit compromis. Le seul inconvénient est lié au fait que les semiconducteurs de puissance rapides actuels (3 et 4) sont en ma jorité des NPN ou des canal N, et que leur commande devrait être isolée galvaniquement s'ils étaient dans les branches supérieures (commande "up--side" chez les anglo-saxons > .

On peut donc tirer un premier bilan des avantages de ce type de pont en H asymétrique: il réalise en un seul étage les fonctions d'inverseur et de régulateur, avec un nombre de composants et des pertes forcement plus faibles qu'avec une solution a deux étages; seulement deux circuits d;aide à la commutation sont nécessaires, pour les interrupteurs rapides 3 et 4 associés aux diodes 5 et 6; les interrupteurs 1 et 2 et les diodes 7 et 8 peuvent etre optimisés pour des pertes statiques particulièrement faibles. Le choix de ce type de circuit est donc un premier garant d'une fiabilité correcte.

Le deuxieme garant de la fiabil-ité est le mode de régulation utilisé. Il existe à ce -jour deux types fondamentaux de régulateurs : ceux à modulation de durée d'impulsion CPWH chez les anglo-saxons) et ceux à contrôle direct du courant.

Pour les premiers, le paramètre à réguler (tension ou cou- rant) est contrôlé en agissant sur le taux de remplissage d'un oscillateur de fréquence éventuellement variable. Ce contrôle se faisant en aveugle, il est toujours nécessaire d'ajouter un dispositif de limitation du courant de la charge. Par ailleurs, la réponse impulsionnelle fait apparature deux pâles fréquentiels, ce qui handicape la réponse à des variations rapides des paramètres de fonctionnement. A l'opposé, les régulateurs à contrôle du courant limitent implicitement le courant de la charge et ont une réponse impulsionnelle comportant un seul pâle, améliorant la stabilité en boucle fermée. De plus, ils compensent naturellement, en boucle ouverte, les variations de la tension d'entrée Enfin, ils permettent de paralléliser plusieurs étages de puissance sans aucune difficulté. Par ltensemble de ces avantages le régulateur à contrôle du courant offre donc une sécurité intrinsèque, facteur indispensable à l'invention.

Les interrupteurs de puissance sont soumis pendant les phases de commutation à des stress tres intenses résultant de l'application simultanée d'une tension élevée et d'un courant important. Kme refroidis efficacement, la plupart des interrupteurs semi-conducteurs voient alors leur vie se terminer précocement. Aussi de nombreux travaux, comme par exemple les brevets français 2295615 et 2484741, ont abouti à des circuits d'aide à la commutation {"snubbers" ches les anglosaxons aptes a réduire ou à éliminer complètement ces contraintes, à l'ouverture comme à la fermeture des interrupteurs. Ces circuits empruntent de ltenergie aux interrupteurs pendant les phases de commutation et la stockent le plus souvent dans des condensateurs "snubbers". Cette énergie est ensuite soit restituée à la tension d'alimentation (circuits à récupération} soit dissipée dans un réseau résistif.

L'invention exclut ce dernier procédé car il élève la température de travail, au détriment de la fiabilite. Par contre l'usage de circuits d'aide à la commutation à récupération d'énergie est considéré comme une part indispensable à l'inventions eliminant les stress des interrupteurs et concourant à faire diminuer la température de travail.

Ri les régulateurs à contrôle du courant permettent une parallélisation aisée de plusieurs étages de puissance, cette facilité n'est souvent utilisée qu'en dernier ressort, car on essaie bien sur d'obtenir le maximum de puissance d'un seul étage. Pour cela, il est bien souvent nécessaire de parallé liser les interrupteurs de puissance, ce besoin affectant les interrupteurs rapides 3 et 4 bien avant les interrupteurs lents 1 et 2. En effet, la technologie actuelle offre facilement des puces lentes acceptant de fortes densités de courant (par exemple les IGBTs > , mais ce n est pas le cas pour les semi-conducteurs très rapides qui souffrent de plus des limites pratiques induites par l'inductance parasite de leurs connections. Or il est avantageux d'élever au maximum la fréquence de commutation, de façon à réduire 1 'encombrement et la dissipation des composants capacitifs et selfiques. Hais la parallélisation des interrupteurs crée des problèmes connus d'égalisation des courants en statique et en dynamique. Les premiers sont facilement résolubles en évitant les composants à coefficient de température négatifs ou en insé- rant des résistances d'égalisation. Les deuxièmes trouvent leur solution, plus délicate, dans les travaux issus principalement des techniques radio-electriques. Les figures 6 et 7 rappellent ainsi deux schémas classiques d'égalisation dynamique des courants dans respectivement trois et quatre interrupteurs. Ces montages sont introduits dans les circuits des émetteurs < ou des sources lorsqu'il s'agit de transistors à effet de champ) des interrupteurs de puissance et utilisent les propriétés des transformateurs à enroulements en opposition: lorsque les courants varient simultanément dans leurs bohinages, ils se comportent comme des court-circuits, dans le cas contraire, ils s'opposent aux variations de courant.

La figure 7 présente une approche dichotomique, les transitions de courant étant égalisées par groupes de deux successifs, cette approche doublant à chaque niveau le courant dans les transformateurs (le transformateur 91 supporte deux fois plus de courant que les transformateurs 92 et 93 > . La figure 6 réalise une compensation systématique de chaque voie par rapport aux deux autres, avec des courants égaux dans les trois transformateurs 94 à 96. Ces transformateurs présentent malgré tout une inductance de fuite qui ralentit quelque peu les performances du montage en temps de commutation, aussi il est très rare de dépasser deux niveaux de transformateurs en série. On peut par exemple associer les interrupteurs deux par deux, comme indiqué par la figure 8 (transformateur 97), pour établir un compromis entre le gain de fiabilité apporté et la baisse des performances de commutation. S'ils ne sont pas obligatoires, ces circuits d'égalisation dynamique sont facteurs d'une amélioration certaine de la fiabilité et sont donc conseillés comme des perfectionnements de l'invention.

On trouvera en figure 5 le schéma d'un pont en H inverseur et régulateur selon l'invention, incorporant en outre quelques améliorations qui seront présentées plus loin. Dans ce schéma les interrupteurs rapides 3 et 4 sont des semiconducteurs NPN (ou canal N), et ils ont donc été disposés dans les branches inférieures du H afin de ne pas nécessiter une commande isolée galvaniquement (les commandes INF3 et
INF4 du module automate 30 sont référencées par rapport à la masse GND). Le pôle négatif d'alimentation V- sert alors de référence de masse (eND > , alors que le pôle positif Vs peut être relié électriquement au radiateur des composants 1i2î5 et 6. Leur transfert thermique est alors amélioré puisqu'il élimine une jonction d'isolation haute tension. Les récis- tances 13 et 14 permettent de mesurer le courant des transistors 3 et 4 pendant la croissance du courant de la charge. On notera que les diodes 7 et 8 ont été mises en parallèle sur l'ensemble transistor et résistance de mesure, de façon à ce que cette résistance ne chute pas de tension lorsque ces diodes sont polarisées en direct dans le mode de freinage
Cette disposition est bien sur impossible lorsque les transistors 3 et 4 sont à effet de champ avec diode intrinsèque et les résistances 13 et 14 chutent alors toujours de la tension quelque soit le sens du courant dans les branches infé rieures.

Le dispositif d'égalisation dynamique du courant des interrupteurs 3 et 4 a été représenté par un module optionnel 90, adapté aux nombre et à la qualité des transistors paral lélisés. Les modules 70 d'aide à la commutation avec récupération d'énergie viennent d'une part en parallèle sur les transistors 3 et 4, aux points À et B, pour protéger ces transistors à leur ouverture et inserent d'autre part entre ceux-ci et les diodes de roue libre 5 et 6 un réseau de protection a la fermeture (un exemple pratique de ce genre de module sera décrit dans la suite). Enfin les transistors i et 2 connectent en mode moteur le câté positif de la charge au pôle V+ d'alimentation.

Un remarquera ici une amélioration possible du montage, qui n'a été représentée que sur la branche supérieure gauche pour des raisons didactiques: il y a avantage à insérer entre les interrupteurs 1 et 2 et les points respectifs À et B une inductance 19, de préférence saturable, qui permet pendant les modes moteur à faible puissance soit de diminuer la fréquence de commutation, soit de fonctionner avec une excursion négative réduite pendant la décroissance du courant de la charge. Cette inductance nécessite alors les dipodes 15 et 16 qui protégeront les interrupteurs 1 et 2 d'éventuelles surtensions Rappelons que les commandes SUPI et SUPZ de ces interrupteurs sont le plus souvent isolées galvaniquement, lorsque la tension d'alimentation est élevée, mais que leur fréquence de travail est relativement lente.

Une autre amélioration permet de travailler avec une charge ayant une dynamique très élevée de tension. Les seuls régulateurs à contrôle du courant connus à ce jour qui autorisent une large dynamique des paramètres de tension de la charge sont ceux qui contrôlent à la fois le courant crête de la charge et la valeur de son excursion négative. Pourtant, ils n'ont été que peu utilisés jusqu'à présent à cause de la difficulté posée par la captation du courant. En effet, pour augmenter la fiabilité, la mesure du courant n'est pas faite dans la branche transversale du H, où ce serait pourtant le plus simple, mais dans les branches verticales de façon a détecter toutes les anomalies possibles dans ces branches. Si on se reporte a toutes les situations des figures 1 à 4, il faudrait 4 capteurs différents dans chacune des branches verticales du H, les capteurs supérieurs se trouvant à un poten tiel très différent des capteurs inférieurs. Outre les problèmes de dissipation résistive, les difficultés de conversion de potentiel sont souvent décourageantes. Pourtant il existe une possibilité de diviser au moins par deux le nombre des capteurs, qui consiste à mesurer effectivement le courant crête à la croissance avec par exemple les deux capteurs in férieurs, puis à "prédire" 1 'excursion négative du courant de la charge à partir d'un capteur inductif mis en série avec la charge. Le plus souvent ce capteur consiste en une fraction de I'inductance de puissance 11, dont la tension est prélevée par un secondaire 12 isolé galvaniquement. Cette tension est ensuite intégrée dans un intégrateur de précision pour prédire la décroissance en cours du courant de la charge.

L'évolution actuelle des circuits intégrés permet de réaliser simplement une telle fonction, en apportant la précision nécessaire sur une très large dynamique de tension de la charge {tachant que la précision demandée à 1 'excursion négative du courant est très moyenne). L'amélioration consiste donc à ne disposer que deux capteurs de courant dans les branches comportant les interrupteurs haute fréquence 3 et 4, ainsi qu'un capteur inductif (fournissant les sorties isolées DECî et DEY2} dans la branche transversale du H et à utiliser un régulation à contrôle du courant fixant la valeur crête et 1 'excursion négative du courant de la charge.

Pour donner une image concrète d'une rEalisation possible de l'invention, la figure 8 représente la moitié gauche d'un pont en H (appelée souvent demi-pont), l'autre moitié lui étant parfaitement identique. ta caractéristique principale de cette réalisation consiste en ce que la mesure du courant dans les branches inférieures est faite non pas avec les résistances 13 et 14 de la figure 5 mais directement en mesurant la chute de tension à l'état passant des interrupteurs 3 et 4. Cette disposition ne peut être prise qu avec des interrupteurs ayant une résistance interne approximativement linéaire et possédant un coefficient de température positif défini. Cette technique ne peut bien entendu assurer par elle-meme une précision importante sur le contrôle du courant de la charge, précision qui sera éventuellement apportée par une boucle de régulation externe. L'intérêt est une fois de plus d'augmenter la fiabilité en éliminant deux composants situés dans une zone à haut risque et dégageant de la chaleur, et surtout en réagissant à toute élévation locale de température par une diminution automatique du courant.

Les transistors 3-1 à 3-4 sont des transistors à effet de champ à grille isolée (MOSFETs) qui supportent des pointes de courant égales à 4 fois (ou plus) leur courant nominal. Le dispositif d'égalisation dynamique peut alors être supprimé ou simplifié comme dans le cas du transformateur 97, qui pro tège les transistors par groupe de deux. Des résistances de grille sont conseillées pour éviter d'éventuelles oscilla tions, ces résistances n'étant pas nécessaires si chaque transistor est attaqué par un amplificateur indépendant.

Comme on peut le constater sur la figure 8, le module 70 d'aide a la commutation a récupération d'énergie demande de nombreux composants, heureusement de faible puissance. On reconnattra la diode 80 et le condensateur 74 affects ci as- siquement à l'aide à ltouverture. Une inductance saturable 75 est insérée entre l'interrupteur 3 et la diode de roue libre 5 pour limiter la surintensité au moment de la fermeture. La diode intérimaire 76 prend à cet instant le relais et dirige le courant de la charge sur un générateur de tension positif 77, qui permet une mise en conduction plus rapide de l'inductance 75. Cette mise en conduction a déjà été accéle- rée en début de cycle par le condensateur 72, qui court-ci r- cuite provisoirement à la masse l'inductance 75. L'énergie stockée dans les condensateurs 72 et 74 est récupérée dans la tension d'alimentation gracie à l'interrupteur 82, la diode de roue libre 81 et l'inductance 73 à deux enroulements en opposition. Le condensateur 72 se chargeant en retard par rapport au condensateur 74, la diode 79 empêche que le second ne se vide dans le premier. L'activation de l'interrupteur 82 se fait automatiquement dès que la diode 5 a retrouvé son pouvoir de blocage (la chute de tension au point b est détectée par le comparateur 84) et cesse dès que le condensateur 72 est déchargé de moitié environ (par détection de la tension au point d par le comparateur 85). Une forte hystérésis permet aux comparateurs 84 et 85 une relative lenteur et élimine les aléas au moment de la remontée simultanée de tension des points b et d. La complexité de ce genre de circuit d'aide à la commutation est payée de retour par une efficacité certaine qui permet d'élever sans difficulté la fréquence de fonctionnement au delà de 50 kilohertz.

L'invention s'applique à l'ali

Claims

REVENDICATIONS

1- Convertisseur de puissance quatre quadrants permettant un transfert d'énergie bidirectionnel entre une tension d'alimentation continue et une charge 10 bipolaire en tension caractérisé par la combinaison des moyens suivants:

A 1 La charge 10 est en série avec une inductance de puissance li dans la branche transversale d'extrémités À et B d'un circuit dit "pont en H" constitué de deux demi-ponts gauche et droit identiques caractérisés par une asymétrie entre leur branche supérieure et leur branche inférieure telle que une de ces branches < inférieure ou supérieure) est constituée d'un interrupteur dit "interrupteur rapide, optimisé pour un hachage à haute fréquence, en parallele sur une diode de commutation plus lente, dite "diode lente", cet interrupteur étant protégé pendant les phases d'ouverture et de fermeture par un circuit 70 d'aide à la commutation à récupération d'énergie, et telle que la branche oppose (supérieure ou inférieure} du même demi-pont est constituée d'une diode dite 11diode rapide" optimisée pour la fonction de roue libre à haute fréquence en parallèle sur un interrupteur de commutation plus lente dit "interrupteur lent" optimisé pour une faible chute de tension à l'état passant.

B / Le transfert d'énergie de la tension d'alimentation vers la charge est fait selon le mode convertisseur "BUCK", l'un des deux "interrupteurs lents" étant constamment fermé de façon à faire circuler le courant dans la charge du pôle positif de celle-ci vers son pôle négatif et l'"interrupteur rapide" et la "diode rapide" du demi-pont opposé réalisant par hachage la régulation du courant de la charge, le transfert d'énergie de la charge vers la tension d'alimentation étant fait selon le mode convertisseur "BOOST", les interrupteurs lents étant constamment ouverts, le courant dans la charge circulant de son pBle négatif vers son pôle positif, un côté de la branche transversale du pont en H étant haché à haute fréquence par un couple "interrupteur et diode rapide", l'autre côté étant relié a un des pâles d'alimentation par une "diode lente" polarisée en conduction directe, la régula- tion étant opérée selon le mode dit à contrôle du courant.

2- Convertisseur selon la revendication précédente, les interrupteurs rapides et les diodes lentes qui leur sont parallèles étant réalisés avec des transistors à diode intrinsaque, en particulier du type "MOSFET",

3- Convertisseur selon 1 'une quelconque des revendications précédentes, un circuit 90 d'égalisation dynamique des courants basé sur des transformateurs à enroulements en opposition étant inséré dans les émetteurs (ou les sources quand il s'agit de transistors à effet de champ) des transistors parallélisés pour réaliser les "interrupteurs rapides

4- Convertisseur selon l'une quelconque des revendications précédentes, une inductance 19, de préférence satu rable, étant mise en série avec chaque interrupteur lent, entre les points À et B et le pôle d'alimentation correspon- dant.

5- Convertisseur selon l'une quelconque des revendications précédentes, le contrôle de la valeur crête du courant de la charge étant fait directement en mesurant la tension à ltetat passant des interrupteurs rapides, ceux-ci présentant par nature une résistance interne approximativement linéaire, comme par exemple celle des transistors à effet de champ.

6- Convertisseur selon l'une quelconque des revendications précédentes, la régulation étant du type a contrôle du courant, par régulation de la valeur crête et de l'excursion négative du courant de la charges cette excursion négative étant prédite gracie à un capteur de variations de courant introduit dans la branche À-B.