FR2587559A1 - Supply device for variable reluctance machines - Google Patents
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Abstract
Description
La pressente invention est relative à i ali- tentation dô machines à réluctance variable excii:ées ou de mcteurs pas à pas de forte puissance, dans lesquels le dispositif d'alimentation colporte un onduleur autonome à diodes d isolement et condensateurs de commutation. The present invention relates to the supply of machines with variable reluctance excii: ees or stepper motors of high power, in which the supply device peddles an autonomous inverter with isolation diodes and switching capacitors.
Il est connu d'utiliser un onduleur autonome à diodes d'isolement et å condensateurs de commutation dans des dispositifs d'alimentation d'une charge ré- sistive - inductive ou d'une machine asynchrone. Il St également connu d'utiliser de. tels dispositifs d'alimentation pour alimenter des machines à reluctance variable. It is known practice to use a stand-alone inverter with isolation diodes and switching capacitors in devices for supplying a resistive - inductive load or an asynchronous machine. It is also known to use. such supply devices for supplying machines with variable reluctance.
Dans de tels dispositifs les six condensateurs de commutation sont égaux et les impulsions de commande des thyristors sont envoyees sêquentiellement toutes les 1/6 de période. Cependant, si un tel dispositif est approprié pour l'alimentation d'une n!a- chine . asynchrone, dans le cas d'une machine à réluctance variable il apparait une dissymétrie-entre les alternances positives et négatives du courant injecté dans chaque phase de la machine. Cette dissymétrie, bien que n'empêchant pas le fonctionnement de l'ensemble convertisseur/machine, entraîne une dimi- nution de la fréquence limite de fonct:ionnement avant rscouvrement des commutations.La vitesse de rotation et la puissance sont diminuées en conséquence. De plus les tensions crêtes aux bornes des condensateurs de commutation du commutateur positf sont très différentes de celles obtenues sur le commutateur négatif, ce qui entraine un dimensionnent important du con tisseur d'alimentation par rapport à la puissance active fournie, Les dispositifs d alimentation comportant un onduleur autonome à diodes d'isolemment et condensateurs de commutation du type connu ne sont donc pas adaptés à l'alimentation des machines à réluctance variable. In such devices the six switching capacitors are equal and the thyristor control pulses are sent sequentially every 1/6 of a period. However, if such a device is suitable for feeding a machine! asynchronous, in the case of a variable reluctance machine, an asymmetry appears between the positive and negative alternations of the current injected in each phase of the machine. This asymmetry, although not preventing the operation of the converter / machine assembly, results in a reduction in the operating limit frequency before switching over. The rotational speed and the power are reduced accordingly. In addition, the peak voltages across the switching capacitors of the positive switch are very different from those obtained on the negative switch, which results in a large dimension of the power supply converter relative to the active power supplied. a stand-alone inverter with isolation diodes and switching capacitors of the known type are therefore not suitable for supplying machines with variable reluctance.
Les inconvénients décrits précédémment sont dus à la variation de l'inductance de la machine au cours de sa rotation. En effet, du fait de cette variation et de la conception des onduleurs autonomes connus, il apparait une diminution du couple et une différence entre les deux temps de transition du courant. The drawbacks described above are due to the variation in the inductance of the machine during its rotation. Indeed, due to this variation and the design of known autonomous inverters, there appears a decrease in torque and a difference between the two current transition times.
Pour résoudre ces problèmes et améliorer le comportement d'un ensemble convertisseur-machine, l'invention se propose de fournir un dispositif d'alimentation de machines à reauctance variable comportant un onduleur autonome à diodes d'isolement et à condensateurs de commutation dans lequel le train d'impulsions de commande des thyristors du commutateur positif est décalé par rapport au train d'impulsions de commande des thyristors du commutateur négatif. To solve these problems and improve the behavior of a converter-machine assembly, the invention proposes to provide a device for supplying machines with variable reauctance comprising an autonomous inverter with isolation diodes and switching capacitors in which the thyristor control pulse train of the positive switch is offset from the thyristor control pulse train of the negative switch.
L'invention a donc pour objet un dispositif d'alimentation de machine à réluctance variable excitée ou de moteur pas à pas de forte puissance, ce dispositif comportant un onduleur autonome à diodes d'isolement et condensateurs de commutation, carac térisé en ce que les impulsions de commande des thyristors de l'ondulateur étant initialement séparées par des intervalles -de temps constants, il comporte des moyens de décalage du positionnement dans le temps des impulsions de commande des thyristors du commutateur positif par rapport aux impulsions de commande des thyristors du commutateur négatif de l'onduleur. The subject of the invention is therefore a device for feeding an excited variable reluctance machine or a high power stepping motor, this device comprising an autonomous inverter with isolation diodes and switching capacitors, characterized in that the thyristor control pulses of the inverter being initially separated by constant time intervals, it comprises means for shifting the positioning in time of the thyristor control pulses of the positive switch with respect to the thyristor control pulses of the switch inverter negative.
Avantageusement, le décalage est établi en fonction de la variation de i'inductance et de la relation flux-courant de la machine à alimenter. Advantageously, the offset is established as a function of the variation of the inductance and of the flow-current relationship of the machine to be supplied.
Avantageusement, les condensateurs du commutateur positif ont une valeur supérieure à celle des condensateurs du commutateur négatif. Advantageously, the capacitors of the positive switch have a value greater than that of the capacitors of the negative switch.
L'invention sera mieux comprise à l'aide de la description qui va suivre, donnée uniquement à titre d'exemple et faite en se référant aux dessins annexés, sur lesquels
- la Fig. 1 représente un schéma d'un onduleur autonome à condensateurs de commutation et diodes d'isolement utilisé dans le dispositif d'alimentation selon l'invention,
- la Fig. 2 est une courbe représentant un train d'impulsions de commande de thyristors utilisé dans les dispositifs d'alimentation de l'art ante- rieur,
- les Figs 3A et 38 sont des courbes représentant respectivement l'onde de perméance d'une machine à alimenter et le courant idéal de sortie de l'onduleur de la Fig. 1,
- la Fig.3c est une courbe montrant le décalage de deux fronts de descente successifs du courant d'une phase de la machine dans un dispositif d'alimentation classique,
- la Fig. 4 est une courbe representant le courant réellement fourni par l'onduleur de la Fig. 1,
- la Fig. 5 montre le décalage dans le temps, selon l'invention, des trains d'impulsions de commande des thyristors des commmutateurs positif et négatif d'un onduleur autonome,
- la Fig. 6 représente un exemple de modèle flux-courant d'une machine à réluctance variable à laquelle l'invention est appliquée, et
- la Fig. 7 est un schéma synoptique des moyens de décalage des trains d'impulsions de commande au positionnement relatif dans le temps des thyristors de l'onduleur de la Fiv.1. The invention will be better understood with the aid of the description which follows, given solely by way of example and made with reference to the appended drawings, in which
- Fig. 1 represents a diagram of an autonomous inverter with switching capacitors and isolation diodes used in the supply device according to the invention,
- Fig. 2 is a curve representing a thyristor control pulse train used in prior art power supply devices,
FIGS. 3A and 38 are curves respectively representing the permeance wave of a machine to be supplied and the ideal output current of the inverter of FIG. 1,
- Fig.3c is a curve showing the offset of two successive falling edges of the current of a phase of the machine in a conventional supply device,
- Fig. 4 is a curve representing the current actually supplied by the inverter of FIG. 1,
- Fig. 5 shows the time shift, according to the invention, of the pulse trains for controlling the thyristors of the positive and negative switches of an autonomous inverter,
- Fig. 6 represents an example of a flow-current model of a variable reluctance machine to which the invention is applied, and
- Fig. 7 is a block diagram of the means for shifting the trains of control pulses to the relative positioning in time of the thyristors of the inverter of Fiv. 1.
Afin de mieux comprendre le principe utilisé pour résoudre les problèmes posés par les dispositifs d'alimentation connus, comportant un onduleur autonome, une description du fonctionnement d'un onduleur autonome associé à une machine à réluctance variable va etre faite en référence aux Fig.1 à 4. In order to better understand the principle used to solve the problems posed by known power supply devices, comprising an autonomous inverter, a description of the operation of an autonomous inverter associated with a variable reluctance machine will be made with reference to Fig.1 to 4.
Comme représenté sur la Fig.1, un onduleur autonome triphasé 1 comprend un commutateur positif 2 et un commutateur négatif 3. Une inductance 4 est connectée en série avec le commutateur positif 2 sur le fil d'arrivée du courant d'alimentation I. Cette inductance pourrait aussi bien être placée en série avec le commutateur négatif. As shown in Fig.1, a three-phase autonomous inverter 1 includes a positive switch 2 and a negative switch 3. An inductor 4 is connected in series with the positive switch 2 on the supply wire of the supply current I. This inductor could as well be placed in series with the negative switch.
Le commutateur positif 2 est constitué de trois branches en parallèle comprenant chacune un thyristor 5, 6 et 7 et une diode d'isolement 8. Les points de connexion des cathodes des thyristors et des anodes des diodes de chaque branche sont reliés deux à deux par un condensateur de commutation 9. The positive switch 2 consists of three branches in parallel each comprising a thyristor 5, 6 and 7 and an isolation diode 8. The connection points of the cathodes of the thyristors and the anodes of the diodes of each branch are connected in pairs by a switching capacitor 9.
Le commutateur négatif 3 comporte de manière analogue trois branches en parallèle constituées par un thyristor 10, 11 et 12 en série avec une diode d'isolement 8 et des condensateurs de commutation 9' entre les points de connexion des cathodes des diodes et des anodes des thyristors. Les cathodes des trois diodes 8 du commutateur positif 2 sont reliées respectivement aux anodes des trois diodes 8 du commutateur négatif 3, les points milieux constituant les points de connexion pour les fils 13 d'alimentation des trois phases de la machine (non représentée). The negative switch 3 similarly comprises three parallel branches constituted by a thyristor 10, 11 and 12 in series with an isolation diode 8 and switching capacitors 9 'between the connection points of the cathodes of the diodes and of the anodes of the thyristors. The cathodes of the three diodes 8 of the positive switch 2 are respectively connected to the anodes of the three diodes 8 of the negative switch 3, the midpoints constituting the connection points for the wires 13 supplying the three phases of the machine (not shown).
Dans les dispositifs connus, les condensateurs 9 et 9' ont tous la même valeur et les impul sions de déclenchement des thyristors sont envoyées successivement tous les 1/6 de période conformément à la courbe de la Fig.2. In the known devices, the capacitors 9 and 9 'all have the same value and the trigger pulses of the thyristors are sent successively every 1/6 of the period in accordance with the curve in FIG. 2.
Les problèmes énoncés dans le préambule sont dus à la variation de l'inductance de la machine lors de sa rotation, conformément à la courbe de la Fig.3a
En effet, pour une machine non saturée dont la variation de l'inductance en fonction de l'angle de rotation est sinusoidale, cette inductance s'exprime analytiquement, pour une phase, par la formule
Lmin + Lmax Lmax - Lmin 1(0) = ------ .cos 0
2 2
Pour faire fonctionner ces machines , on produit pour chaque phase une force magnétomotrice qui est la somme d'-ampères-tours continus (d'excitation) et d'ampères-tours alternatifs provenant du convertisseur alimenté par un courant I).En supposant tout d'abord que les temps de commutation sont infiniment courts, le courant dans une phase de la machine (Fig.3b) peut être positionné angulairement par rapport à l'inductance de manière à obtenir le couple maximum. En fait les temps de commutation ne sont pas infiniment courts car il faut évacuer une énergie correspondant au courant circulant dans les phases de la machine . La forme du courant délivré par le convertisseur (Fig.4) est en fait telle que la commutation retarde le fondamental et les paliers du courant (ce qui diminue le couple) et que les temps de montée et de descente du courant sont différents. La commutation s'effectue en deux étapes. Pendant la première étape, seule la tension aux bornes des condensateurs 9 et 9' varie, le courant dans la machine restant constant.The problems stated in the preamble are due to the variation of the inductance of the machine during its rotation, in accordance with the curve in Fig.3a
Indeed, for an unsaturated machine whose variation of the inductance as a function of the angle of rotation is sinusoidal, this inductance is expressed analytically, for a phase, by the formula
Lmin + Lmax Lmax - Lmin 1 (0) = ------ .cos 0
2 2
To operate these machines, a magnetomotor force is produced for each phase which is the sum of continuous ampere-turns (excitation) and alternating ampere-turns coming from the converter supplied by a current I). first that the switching times are infinitely short, the current in one phase of the machine (Fig.3b) can be positioned angularly with respect to the inductor so as to obtain the maximum torque. In fact the switching times are not infinitely short because it is necessary to evacuate an energy corresponding to the current flowing in the phases of the machine. The shape of the current delivered by the converter (Fig. 4) is in fact such that the switching delays the fundamental and the stages of the current (which decreases the torque) and that the rise and fall times of the current are different. Switching takes place in two stages. During the first step, only the voltage across the capacitors 9 and 9 'varies, the current in the machine remaining constant.
Pendant la deuxième étape les condensateurs et la machine échangent leurs énergies. Le temps global que dure une commutation croit avec la valeur de la capacité C des condensateurs de commmutation 9 et 9'.During the second stage the capacitors and the machine exchange their energies. The overall time that a switching operation lasts increases with the value of the capacitance C of the switching capacitors 9 and 9 ′.
On ne peut cependant diminuer cette valeur sans augmenter la valeur crête à crête des tensions. En effet la coupure ou l'établissement du courant dans une inductance l() entraine une variation de la tension aux bornes des condensateurs donnée par la relation
Pour minimiser la tension maximale aux bornes des condensateurs et des semi-conducteurs et, par conséquent la puissance de dimensionnement du convertisseur, il est souhaitable de choisir la plus grande valeur de capacite compatible avec la fréquence maximale désirée. La fréquence maximale pratique du convertisseur est atteinte lorsqu'une commutation d'un commutateur debute quand s'arrête une commutation sur l'autre commutateur. Au-delà, le convertisseur fonctionne encore mais avec une perte d'efficacité importante. To minimize the maximum voltage across the capacitors and the semiconductors and, consequently, the design power of the converter, it is desirable to choose the largest capacitance value compatible with the desired maximum frequency. The practical maximum frequency of the converter is reached when a switch from one switch starts when a switch to the other switch stops. Beyond that, the converter still works but with a significant loss of efficiency.
Pour améliorer le comportement de l'ensemble convertisseur-machine, il est prévu selon l'invention d'effectuer un decalage du train d'impulsions de commande des thyristors 5, 6,7 du commutateur positif 2 par rappport au train d'impulsions de commande des thyristors 10, 11, 12 du commutateur négatif 3 comme représenté sur la courbe de la Fig.5. In order to improve the behavior of the converter-machine assembly, it is provided according to the invention to shift the train of thyristor control pulses 5, 6, 7 of the positive switch 2 in relation to the train of pulses of control of the thyristors 10, 11, 12 of the negative switch 3 as shown on the curve in Fig. 5.
Pour replacer la forme de courant à l'endroit ou elle engendre le couple maximum, on doit avancer les ordres d'allumage des thyristors par rapport à l'onde idéalisée dessinée sur la Fig.3. On peut calculer d'une manière approchée l'avance a l'allumage moyenne pour la vitesse maximale de fonctionnement. Pour cela, on estime qu'il faut faire débuter le front de montée (ou de descente) en avance de la moitié du temps de cette transition. soit
augmenté de la durée de la phase à courant constant des condensateurs soit
increased by the duration of the constant current phase of the capacitors either
On suppose l inductance, pendant les commutations, égale à l'inductance moyenne 1 .La période de fonctionnement minimale est égale à six fois le temps moyen d'une commutation soit
En rapportant ces quantités à 2 frac, l'angle moyen d'avance à l'allumage par rapport à la transition d'une onde de courant idéale vaut approximativement
Pour une vitesse N inférieure à la vitesse maximale NmaX, l'angle d'avance à l'allumage est donné par la relation
En fait, ces calculs sont très approchés pour plusieurs raisons. Tout d'abord, l inductance n'est pas la meme pour toutes les commutations (en raison de la réluctance variable). D'autre part, elle n'est pas constante pendant les commutations, d'autant plus que ces dernières sont longues (environ 1/6 de période à la vitesse maximale). De plus, il faut faire intervenir la saturation due au courant.Seule une simulation numérique peut permettre de calculer aisément les deux angles d'avance à l'allumage de manière précise. Pour pouvoir effectuer cette simulation, il est possible d'utiliser un ordinateur en lui fournissant les valeurs numériques caractéristiques de la machine. Ces améliorations sont illustrées sur un exemple de machine dont le modèle est le suivant
- en position de réluctance maximale, le flux est proportionnel au courant ( /i = L1)
- en position de réluctance minimale, à cause de la saturation, la relation flux - courant n'est plus linéaire. On la représente par deux droites de pentes L2 et L3.La transition entre ces deux den sités a lieu pour un courant 1sat (Fig.6)
- entre ces deux lois de variation extrêmes, la variation d'inductance est une fonction sinusoïdale de l'angle 8, position du stator par rapport au rotor.In fact, these calculations are very approximate for several reasons. First of all, the inductance is not the same for all the commutations (due to the variable reluctance). On the other hand, it is not constant during the switches, especially since the latter are long (about 1/6 of period at maximum speed). In addition, the current saturation must be taken into account. Only a numerical simulation can easily calculate the two ignition advance angles precisely. To be able to carry out this simulation, it is possible to use a computer by providing it with the characteristic numerical values of the machine. These improvements are illustrated on an example of a machine, the model of which is as follows
- in the maximum reluctance position, the flux is proportional to the current (/ i = L1)
- in the minimum reluctance position, due to saturation, the flux - current relationship is no longer linear. It is represented by two straight lines of slopes L2 and L3. The transition between these two densities takes place for a current 1sat (Fig. 6)
- between these two laws of extreme variation, the variation of inductance is a sinusoidal function of the angle 8, position of the stator relative to the rotor.
Les valeurs numériques choisies à titre d'exemple sont
L1 = 0.16 m H L3 = 0,32 m H L2 = 0,64 m H 1sat = 850 A
On s'intéresse tout d'abord à un point de fonctionnement défini par un courant d'excitation de 750 A, un courant d'alimentation I de 425 A et six condensateurs 9, 9' de capacité unitaire 100 MF, d'un dispositif d'alimentation classique. Dans ces conditions, on peut optimiser les deux angles d'avance à l'allumage (supposés égaux) des deux commutateurs par rapport à l'onde idéalisée de la Fig.3B.Ces angles optimaux sont égaux à 44' pour optimiser le rapport puissance convertie P sur le produit de la tension crête aux bornes des condensateurs Vcm par le courant efficace par phase de la machine Ieff (rapport P/(VCm.Ieff) ). A cause des dissymétries de l'inductance de la machine, les deux fronts de montée se suivent immédiatement alors qu'il existe un angle de 39. entre les deux fronts de descente du courant (Fig.3C). Le courant efficace par phase est alors de 331 A. La tension crête sur les condensateurs du commutateur négatif est de 992 V. Elle n'est que de 550 V sur les condensateurs du commutateur positif.The numerical values chosen by way of example are
L1 = 0.16 m H L3 = 0.32 m H L2 = 0.64 m H 1sat = 850 A
We are interested first of all in an operating point defined by an excitation current of 750 A, a supply current I of 425 A and six capacitors 9, 9 'of unit capacity 100 MF, of a device conventional diet. Under these conditions, the two ignition advance angles (assumed to be equal) of the two switches can be optimized with respect to the idealized wave in Fig. 3B. These optimal angles are equal to 44 'to optimize the power ratio converted P on the product of the peak voltage across the capacitors Vcm by the effective current per phase of the machine Ieff (ratio P / (VCm.Ieff)). Because of the asymmetries of the inductance of the machine, the two rising edges follow each other immediately while there is an angle of 39. between the two falling edges of the current (Fig.3C). The rms current per phase is then 331 A. The peak voltage on the capacitors of the negative switch is 992 V. It is only 550 V on the capacitors of the positive switch.
Enfin, la puissance convertie par la machine est 3 x 48,3 kw soit 145 kW environ.Finally, the power converted by the machine is 3 x 48.3 kw or approximately 145 kW.
Les performances de l'ensemble convertisseur - machine étant définies par le rapport P/(VCm.IeffX, pour augmenter ce rapport, c'est-à-dire augmenter la puissance convertie par la machine en diminuant la taille du convertisseur, il est intéressant de combler l'espace entre les deux fronts de descente de courant. The performance of the converter-machine assembly being defined by the ratio P / (VCm.IeffX, to increase this ratio, i.e. increase the power converted by the machine by reducing the size of the converter, it is interesting to bridge the gap between the two falling current fronts.
Pour cela. on peut choisir des angles d'avance à l'allumage differents pour le commutateur négatifet le commutateur positif. Avec la machine précédemment présentée, on peut optimiser ces deux angles, et on trouve alors respectivement e av (négatif) = 36 et iavfpositif 63', soit un décalage d de 27". La puissance convertie s'est légèrement accrue et passe à 147 kW , la tension crête aux bornes des condensateurs les plus sollicités est descendue à 936V. Le gain obtenu, faible dans cet exemple, dépend essentiellement de la machine utilisée et du point de fonctionnement.For that. you can choose different ignition advance angles for the negative switch and the positive switch. With the machine previously presented, we can optimize these two angles, and we then find respectively e av (negative) = 36 and iavfpositif 63 ', an offset d of 27 ". The converted power has increased slightly to 147 kW, the peak voltage across the most stressed capacitors has dropped to 936 V. The gain obtained, low in this example, depends essentially on the machine used and the operating point.
On peut aussi combler l'espace entre les deux fronts de descente en augmentant la capacité des condensateurs du commutateur positif jusqu'à 200y F environ. En gardant les mêmes angles d'avance et d'allumage que dans l'exemple de depart (44'), l'utilisation de condensateurs de t95 UF pour le commutateur positif n'augmente que très légèrement la puissance convertie mais diminue le courant efficace par phase de la machine (324 A) et la tension aux bornes de ces memes condensateurs (425 V). We can also fill the space between the two falling edges by increasing the capacitance of the positive switch capacitors up to around 200y F. By keeping the same advance and ignition angles as in the starting example (44 '), the use of t95 UF capacitors for the positive switch only slightly increases the converted power but decreases the effective current per machine phase (324 A) and the voltage across these same capacitors (425 V).
L'accroissement des performances de l-'ensemble convertisseur - machine obtenu par l'une ou l'au- tre des deux méthodes précédentes est relativement faible (moins de loi). Mais en utilisant conjointement ces deux méthodes, le gain de performance peut alors être très intéressant.En choisissant maintenant des condensateurs de 100 pF pour le commutateur positif et de 190 pF pour le commutateur négatif, ainsi que des angles d'avance à l'allumage de, respectivement, 36 et 67' (décalage d de 31'), les résultats obtenus sont les suivants
- puissance convertie 148,5 ZW au lieu de 145 kW (gain 2,4 7.)
- courant efficace par phase 327 A au lieu de 331 A (gain 1 Z)
- tension de crête aux bornes des condensateurs 679V au lieu de 992V Igain de 32 Z).The increase in performance of the converter-machine assembly obtained by one or the other of the two preceding methods is relatively small (less law). But by using these two methods together, the performance gain can be very interesting. By now choosing capacitors of 100 pF for the positive switch and 190 pF for the negative switch, as well as ignition advance angles by, respectively, 36 and 67 '(offset d by 31'), the results obtained are as follows
- converted power 148.5 ZW instead of 145 kW (gain 2.4 7.)
- rms current per phase 327 A instead of 331 A (gain 1 Z)
- peak voltage across the capacitors 679V instead of 992V Igain of 32 Z).
Par l'emploi conjugué de condensateurs de capacités différentes dans les deux commutateurs et d'angles d'avance à l'allumage convenablement choisis, pour ce point de fonctionnement, la puissance fournie par l'ensemble convertisseur - machine est pratiquement identique mais le convertisseur a une puissance de dimensionnement bien inférieure. By the combined use of capacitors of different capacities in the two switches and suitably chosen ignition advance angles, for this operating point, the power supplied by the converter-machine assembly is practically identical, but the converter has a much lower design power.
Pour produire le décalage des trains d'impulsions de commande des thyristors on peut utiliser un multiplicateur de fréquence associé à un capteur de position du rotor de la machine fournissant la fréquence fo à multiplier (6 informations par période électrique) et à un compteur de décalage recevant le signal de fréquence multiplié et l'information correspondant au décalage désiré eav (positif) et Gav (négatif) ce qui permet un fonctionnement en autopilotage. To produce the offset of the thyristor control pulse trains, it is possible to use a frequency multiplier associated with a position sensor of the rotor of the machine supplying the frequency fo to be multiplied (6 pieces of information per electrical period) and with an offset counter. receiving the multiplied frequency signal and the information corresponding to the desired offset eav (positive) and Gav (negative) which allows operation in autopilot.
Il est particulièrement avantageux d'utiliser un multiplicateur de fréquence à compteurs du type décrit dans la demande de brevet déposée ce jour même par la Demanderesse et intitulée " Multiplicateur de fréquence". Cependant l'emploi de multiplicateurs de fréquence de types différents est également possible. It is particularly advantageous to use a frequency multiplier with counters of the type described in the patent application filed today by the Applicant and entitled "Frequency multiplier". However, the use of frequency multipliers of different types is also possible.
Un exemple de moyens de décalage des trains d'impulsions de commande des thyristors des commutateurs positif 2 et négatif 3 de l'onduleur représenté à la Fig.1, va maintenant être décrit en référence à la Fig.7. An example of means for shifting the pulse train for controlling the thyristors of the positive 2 and negative 3 switches of the inverter shown in FIG. 1 will now be described with reference to FIG. 7.
Ces moyens de décalage comprennent un détecteur de fronts 15 des signaux de sortie d'un capteur de position 16 qui dans le présent exemple est un capteur émettant trois signaux rectangulaires S2' S3 décalés deux à deux de 120 . La sortie du détecteur de fronts 15 est connectée a l'entrée d'un multiplicateur électronique de fréquence 17, par exemple du type décrit dans la demande de brevet précitée. Le détecteur de fronts 15 et le multiplicateur de fréquence 17 constituent des moyens de conversion des signaux de sortie du capteur 16, en impulsions de forme et de fréquence appropriées pour la commande des thyristors de l'onduleur. These shifting means comprise an edge detector 15 of the output signals from a position sensor 16 which in the present example is a sensor emitting three rectangular signals S2 ′ S3 shifted two by two by 120. The output of the edge detector 15 is connected to the input of an electronic frequency multiplier 17, for example of the type described in the aforementioned patent application. The edge detector 15 and the frequency multiplier 17 constitute means for converting the output signals from the sensor 16 into pulses of suitable shape and frequency for controlling the thyristors of the inverter.
La sortie du multiplicateur de fréquence 17 est connectée aux entrées d'horloge de six compteurs 18 à 23 dont les entrées de déclenchement sont reliées respectivement à six sorties du détecteur de front 15. Les compteurs 18 à 23 forment des moyens d'aiguillage séquentiel des signaux de sortie des moyens de conversion 15, 17 vers les thyristors des commutateurs 2 et 3. Les sorties des compteurs 18, 20 et 22 sont respectivement connectées aux thyristors 5, 6 et 7 du commutateur positif 2 tandis que les sorties de compteurs 19, 21 et 23 sont respectivement connectées aux thyristors 12, 10 et 11 du commutateur négatif 3 de l'ondulateur dela Fig.1. The output of the frequency multiplier 17 is connected to the clock inputs of six counters 18 to 23, the trigger inputs of which are connected respectively to six outputs of the edge detector 15. The counters 18 to 23 form means for sequential switching of the output signals of the conversion means 15, 17 to the thyristors of switches 2 and 3. The outputs of counters 18, 20 and 22 are respectively connected to thyristors 5, 6 and 7 of positive switch 2 while the outputs of counters 19, 21 and 23 are respectively connected to the thyristors 12, 10 and 11 of the negative switch 3 of the inverter of Fig. 1.
Les compteurs 18, 20 et 22 comportent chacun une entrée de préchargement par laquelle ils sont connectés à une première sortie d'un micro-ordinateur 24 d'élaboration de l'angle de décalage des signaux à appliquer aux thyristors du commutateur positif 2, cet angle de décalage s ajoutant à chacun des décalages normaux transmis à partir du capteur 16 par le détecteur de front 15. The counters 18, 20 and 22 each have a preloading input by which they are connected to a first output of a microcomputer 24 for developing the angle of shift of the signals to be applied to the thyristors of the positive switch 2, this offset angle added to each of the normal offsets transmitted from the sensor 16 by the edge detector 15.
D'une manière analogue, les compteurs 19, 21 et 23 comportent chacun une entrée de prèchargement par laquelle ils sont connectés à une seconde sortie du micro-ordinateur 24 d'élaboration de l'angle de décalage des signaux à appliquer aux thyristors du commutateur négatif 3. In an analogous manner, the counters 19, 21 and 23 each have a preloading input by which they are connected to a second output of the microcomputer 24 for developing the angle of shift of the signals to be applied to the thyristors of the switch negative 3.
Les décalages appliqués respectivement aux compteurs 18, 20, 22 et 19, 21, 23 sont élaborés par le micro-ordinateur 24 à partir d'un programme approprié mis au point à l'aide d'une simulation du fonctionnement de la machine à alimenter,
Lorsque la machine à alimenter tourne, le capteur 16 calé sur le rotor (non représenté) de la machine émet trois signaux S1, S2, S3 décalés deux à deux de 120'. The offsets applied respectively to the counters 18, 20, 22 and 19, 21, 23 are developed by the microcomputer 24 from an appropriate program developed using a simulation of the operation of the machine to be supplied. ,
When the machine to be fed turns, the sensor 16 fixed on the rotor (not shown) of the machine emits three signals S1, S2, S3 shifted two by two by 120 '.
Les trois signaux sont appliqués au détecteur de front 15 qui délivre autant d'impulsions que les signaux S1 à S3 ont de fronts de montée et de descente. The three signals are applied to the edge detector 15 which delivers as many pulses as the signals S1 to S3 have rising and falling edges.
Le signal de sortie du détecteur de front à une fréquence f0 qui est multipliée par N dans le multiplicateor de fréquence 17. The output signal of the edge detector at a frequency f0 which is multiplied by N in the frequency multiplicateor 17.
Le signal de sortie Nfo du multiplicateur de fréquence est appliqué aux entrées d'horloge des compteurs 18 à 23 qui sont déclenchés tour à tour avec des décalages normaux de T (Fig.2) par les signaux
6 apparaissant aux sorties intermédiaires du détecteur de front 15 et dans lesquels sont préchargès les décalages désirés reçus sur les entrées de pré chargement des compteurs 18, 20, 22 d'une part et 19, 21, 23 d'autre part à partir du micro-ordinateur 24.The output signal Nfo of the frequency multiplier is applied to the clock inputs of counters 18 to 23 which are triggered in turn with normal shifts of T (Fig. 2) by the signals
6 appearing at the intermediate outputs of the edge detector 15 and in which the desired offsets received on the preload inputs of the counters 18, 20, 22 on the one hand and 19, 21, 23 on the other hand are preloaded - computer 24.
Ainsi à la sortie de chaque compteur apparaissent des signaux dont le décalage est la somme de leur décalage initial et du décalage généré par le micro-ordinateur. Thus, at the output of each counter, signals appear whose offset is the sum of their initial offset and the offset generated by the microcomputer.
On voit dans le présent exemple que les décalages provenant du micro-ordinateur 24 sont les mêmes respectivement pour les compteurs 18, 20, 22 connectés aux thyristors 5, 6 et 7 du ,commutateur positif 2 et pour les compteurs 19, 21, 23 connectés aux thyristors 12, 10 et il du commutateur négatif 3. We see in this example that the offsets from the microcomputer 24 are the same respectively for the counters 18, 20, 22 connected to the thyristors 5, 6 and 7 of the positive switch 2 and for the counters 19, 21, 23 connected to thyristors 12, 10 and il of negative switch 3.
Ceci permet d'obtenir un décalage du positionnement des impulsions de commande des thyristors du commutateur positif 2 par rapport aux impulsions de commande des thyristors du commutateur négatif 3. This makes it possible to obtain a shift in the positioning of the thyristor control pulses of the positive switch 2 relative to the thyristor control pulses of the negative switch 3.
Bien entendu, ce décalage de positionnement peut etre modifié par le micro-ordinateur à partir des données relatives aux exigences de fonctionnement de la machine introduites dans le programme qui lui est associé. Of course, this positioning offset can be modified by the microcomputer from data relating to the operating requirements of the machine introduced into the program associated with it.
Dans l'exemple décrit en référence à la
Fig.7, on utilise comme moyens d'aiguillage six compteurs connectés chacun à un thyristor de l'onduleur.In the example described with reference to the
Fig.7, six meters are used as switching means, each connected to a thyristor of the inverter.
On peut également envisager l'emploi de moyens d'aiguillage différents constitués par exemple par deux aiguillages à trois voies associés à deux compteurs connectés à la sortie du multiplicateur électronique de fréquence.One can also consider the use of different switching means constituted for example by two three-way switches associated with two counters connected to the output of the electronic frequency multiplier.
Si l'on souhaite procéder au décalage de positionnement des impulsions de commande des thyristors d'un seul des commutateurs de l'onduleur on peut utiliser un seul compteur connecté à la sortie du multiplicateur de fréquence et associé à un aiguillage à trois voies connecté aux électrodes de commande de trois thyristors du commutateur correspondant. If you want to shift the positioning of the thyristor control pulses of only one of the switches of the inverter, you can use a single counter connected to the output of the frequency multiplier and associated with a three-way switch connected to the control electrodes for three thyristors of the corresponding switch.
Claims (10)
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|---|---|---|---|
| FR8513836A FR2587559B1 (en) | 1985-09-18 | 1985-09-18 | DEVICE FOR SUPPLYING VARIABLE RELUCTANCE MACHINES |
Applications Claiming Priority (1)
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Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0692865A2 (en) * | 1994-07-12 | 1996-01-17 | Switched Reluctance Drives Ltd | Electric machine controller |
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1985
- 1985-09-18 FR FR8513836A patent/FR2587559B1/en not_active Expired
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| US5736828A (en) * | 1994-07-12 | 1998-04-07 | Switched Reluctance Drives, Ltd. | Electric machine controller |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| FR2587559B1 (en) | 1988-01-08 |
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