FR2584546A1 - Dispositif d'alimentation a transistors bipolaires et/ou mos - Google Patents

Abstract

DISPOSITIF D'ALIMENTATION FOURNISSANT UNE TENSION CONTINUE OU ALTERNATIVE REGULEE, D'AMPLITUDE VARIABLE, A PARTIR D'UNE SOURCE CONTINUE NON STABILISEE ET COMPORTANT DES COMMUTATEURS A TRANSISTORS MOS OU COMPOSANTS SIMILAIRES, EXCITANT DES CIRCUITS REACTIFSPOUR FOURNIR UNE TENSION PERIODIQUE, CARACTERISE EN CE QU'IL ASSOCIE, DANS UN MONTAGE DIFFERENTIEL, DEUX MONTAGES COMMUTATEURS IDENTIQUES Q-Q, L-C-C-C-C ET Q-Q, L-C A C QUI TRAVAILLENT EN OSCILLATEURS A ONDE ENTRETENUE A FREQUENCE CONSTANTE ET DES MOYENS DE DEPHASAGE REGLABLE ENTRE LES DEUX FREQUENCES EGALES DE COMMANDE DE LA COMMUTATION.

Description

DISPOSITIF D'ALIMENTATION A TRANSISTORS
BIPOLAIRES ET/OU MOS.

L'invention se rapporte aux dispositifs d'alimentation tels que convertisseurs continu-continu et onduleurs, grâce auxquels une tension continue ou alternative régulée, d'amplitude variable, est obtenue à partir d'une source continue non stabilisée et plus particulièrement, à ceux de ces dispositifs qui font appel comme composants commutateurs à des transistors bipolaires et/ou MOS, ces composants excitant des circuits réactifs, par exemple des circuits résonnants du type série ou parallèle, pour fournir une tension périodique, par exemple de forme d'onde sinusoïdale.

On connaît différents montages de ce genre et, en particulier, des montages dans lesquels on fait varier l'amplitude de la tension de sortie, en modulant, soit l'amplitude d'impulsions d'excitation de largeur constante, soit leur fréquence, soit la largeur d'impulsions. Ces différentes solutions présentent des inconvénients lorsque, comme cela est de plus en plus recherché dans de nombreuses applications, l'on désire mettre en oeuvre des fréquences de commutation élevées, en vue d'alléger le montage par emploi de cellules de filtrage et de transformateurs plus petits et d'obtenir des temps de réponse de la régulation très brefs.

Dans les montages à modulation de largeur, on est par exemple conduit à utiliser des réseaux d'aide à la commutation dont le fonctionnement devient problématique dès que la fréquence dépasse par exemple quelques kilohertz, notamment à cause des éléments parasites des diodes des capacités.

Les montages à modulation de fréquence présentent le même type d'inconvénient, tandis que, dans les montages à modulation d'amplitude, les problèmes sont reportés au niveau du circuit hacheur situé en amont des commutateurs.

L'invention se propose de supprimer ces inconvénients et d'autoriser ainsi le fonctionnement d'un dispositif d'alimentation du genre susvisé à des fréquences qui peuvent dépasser le mégahertz.

Suivant l'invention, ce résultat est obtenu en associant, dans un montage différentiel, deux montages commutateurs identiques du genre susvisé qui travaillent en oscillateurs à onde entretenue à fréquence constante, avec un déphasage réglable (avantageusement entre 0 et ) entre les deux fréquences égales de commande de la commutation.

La tension différentielle de sortie du montage peut ainsi varier de façon continue entre zéro et une amplitude maximale, avec les avantages que les pertes dynamiques sont quasi nulles et que le courant qui circule dans la ligne est sinusoldal.

Suivant un mode d'exécution préféré, les oscillateurs comportent des transistors MOS de puissance mis en conduction par commutation naturelle, tandis que leur blocage est forcé.

A cet effet, la grille de chaque transistor MOS est commandée par un circuit établissant le produit logique entre l'état du signal d'horloge et celui de la tension drainsource dudit transistor MOS, et fournissant à celui-ci une autorisation de conduction lorsque ladite tension est devenue négative.

D'autres particularités, ainsi que les avantages de l'invention, apparaîtront clairement à la lumière de la description ci-après.

Au dessin annexé
La figure 1 est un schéma de principe d'un montage
convertisseur continu-continu conforme à un mode
d'exécution de l'invention, dans lequel le transfor
mateur de sortie est alimenté en tension
La figure 2 illustre une variante dans laquelle le
transformateur de sortie est alimenté en courant
La figure 3 illustre un second mode d'exécution ; et
La figure 4 représente un circuit de commande de l'un
quelconque des transistors MOS des montages des figu
res 1, 2 ou 3.

A la figure 1, on a représenté un circuit de puissance composé de deux convertisseurs symétriques qui fournissent chacun la moitié de la puissance de sortie.

Le premier comprend un circuit résonnant série constitué de composants L1, C5, C6, de deux petits condensateurs C1, C2 qui peuvent éventuellement être constitués par les capacités parasites drain-source des deux transistors MOS de puissance à canal N, Q1, Q2' qui constituent les commutateurs et de diodes D7 et D8, respectivement en parallèle sur les condensateurs C5 et C6 et qui limitent l'amplitude de la pointe de résonnance par renvoi d'énergie sur la source.

Les transistors Q1 et Q2 comportent une diode parasite intégrée (D3, D4 respectivement), laquelle a des performances moyennes, particulièrement en recouvrement inverse. D désigne leur drain, S leur source et G leur grille. Une tension continue +U est appliquée entre le drain de Q1 et la source de Q2
Le second convertisseur est identique au premier. Les condensateurs C5, C6, C7 et C8 sont identiques, les selfs L et L2 égales, et C1 = C2 = C3 = C4. De même, les diodes D7,
D8, Dg et D10 sont identiques, ainsi que les transistors MOS Ql, Q2' Q3 et Q4. Un condensateur C10 sert au découplage global de la source pour les deux convertisseurs.

L'enroulement primaire TR1 du transformateur de sortie est relié entre le point B commun aux condensateurs C5, C6 et le point C commun aux condensateurs C7 et C8. Son enroulement secondaire fournit une tension de sortie continue V' après redressement par un circuit à point milieu composé de deux diodes identiques D1, D2, d'une self L3 et d'un condensateur Cg'
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Les composants sont connectés entre eux comme indiqué au dessin.

Le fonctionnement du montage est le suivant :
Le circuit de commande, de la manière qui sera décrite plus loin, effectue la mise en conduction des transistors par commutation naturelle : leur tension drain-source est surveillée et l'autorisation de conduction n'est donnée qu'au moment où, après l'application d'un ordre de commutation sur la grille, ladite tension est devenue négative.

L'amplitude de la tension négative drain-source est limitée par la diode parasite intégrée de chaque commutateur.

Le circuit de commande provoque par contre un blocage forcé des transistors.

On considère un instant t0 du fonctionnement du convertisseur où Q1 est fermé et Q2 ouvert. Le condensateur C10 maintient la tension entre les points E et F à une valeur constante. Le courant dans la self L1 circule de A vers B, et C5 se décharge à travers L1, tandis que C6 se charge à travers L1.

A un instant t1 précédant de peu le moment de la charge oscillante de C6 où le courant dans L1 se sera annulé, le circuit de commande bloque Q1 et donne l'ordre à Q2 de conduire. La tension drain-source de Q2 étant alors positive, l'autorisation de conduire n'est pas donnée à Q2' qui reste donc bloqué. Le courant dans L1 ne pouvant subir de discontinuité, L1 se démagnétise en chargeant C1 et en déchargeant C2. La tension entre A et F décroît selon une pente déterminée par le transfert d'énergie entre L1, C1 et
C2, jusqu'à s'inverser en t2.A cet instant, Q2 est autorisé par le circuit de commande à se mettre en conduction. E attendant que cette autorisation soit effective sur Q2, la tension entre A et F continue à décroître et devient négative, son excursion négative étant toutefois limitée par D4,
L1 continue à se démagnétiser à travers D4 en chargeant C6 et en déchargeant C5.

A un instant t3, Q2 se met effectivement en conduction et reprend alors en conduction inverse le courant de roue libre de D4, ce qui permet la récupération avec un meilleur rendement. A un instant t4, le courant s'annule dans Q2, puis s'inverse (donc repasse dans le sens direct). L1 se magnétise avec un courant qui circule maintenant de B vers A. C5 se charge à travers L1 et C6 se décharge. A un instant t5, Q2 reçoit un ordre de blocage du circuit de commande, tandis que Q1 reçoit un ordre de fermeture, et un nouveau cycle recommence. La suite du fonctionnement se déduit aisément de ce qui précède.

On obtient en définitive, au point A, une tension d'excitation trapézoidale du circuit résonnant L1, C5, C6, avec des flancs à pente contrôlée. La tension en B est une tension sinusoldale centrée par rapport au potentiel U/2.

Le fonctionnement du deuxième convertisseur, commandé par un circuit de commande du même genre que le précédent, est identique à celui du premier convertisseur et s'effectue à une fréquence légèrement supérieure à la fréquence de résonnance des circuits série des convertisseurs.

Toutefois, on fait varier entre 0 et ir la phase relative des deux signaux de commande.

On obtient ainsi entre les points B et C une tension différentielle sinusoidale UBC dont l'amplitude est variable entre la valeur zéro et un maximum. Cette tension est convertie en tension continue par le montage redresseur.

A la figure 2, on a représenté une variante du dispositif de la figure 1 dans laquelle le transformateur TR10 est alimenté, non plus en tension comme dans le montage de la figure 1, mais en courant.

A cet effet, il comporte un premier enroulement primaire
TR101 relié à la borne A' de L1 opposée au point commun A entre C1 et C2 et au point B commun entre C5 et C6 et un second enroulement primaire TR102 relié au point C commun entre C7 et C8 et à la borne D' de L2 opposée au point D commun à C3 et C4. On notera que D8 n'est plus reliée à L1, que D10 n'est plus reliée à L2 et que la self L3 a été supprimée.

A la figure 3, on a représenté un montage qui diffère de celui de la figure 1 par les points suivants
Les diodes D7 à D10, ainsi que les condensateurs C7-C8, sont supprimés
Le primaire du transformateur TR1 est relié au point A par l'intermédiaire d'un condensateur C11 et directement au point D.

Le fonctionnement du montage de la figure 3 est identique à celui du montage de la figure 1, à l'exception des particularités suivantes
La tension au point B, au lieu d'être sinusoidale, est constamment fixée à la valeur U/2.

Seuls les composants L1, C1 et C2, d'une part, L2-C3-C4, d'autre part, sont utilisés dans les commutations, C5 et C6, communs aux deux couples Q1-Q2 et Q3-Q4 ne jouant plus de rôle de stockage de l'énergie pour son transfert vers la charge. On a ainsi remplacé quatre condensateurs C5 à C8 de coût élevé du fait de leur fonction par deux condensateurs de découplage C5-C6 beaucoup moins onéreux.

Les tensions prélevées en A et D étant deux ondes trapézoldales déphasées l'une par rapport à l'autre, le filtrage est largement facilité. Les tensions inverses supportées par les diodes D1 et D2 sont beaucoup plus réduites que dans le montage précédent. Enfin, en cas de court-circuit sur la charge, le montage cesse immédiatement de fonctionner, ce qui assure une protection particulièrement efficace.

Les montages qui viennent d'être décrits, aptes à fonctionner à toutes les fréquences (avec des valeurs appropriées des selfs et capacités), sont cependant particulièrement intéressants en haute fréquence t ils sont par exemple susceptibles de monter jusqu'à quelques MHz.

Les pertes dynamiques de commutation sur les transistors MOS sont négligeables.

Les transistors MOS sont utilisés dans toutes leurs possibilités, à savoir :
- conduction directe,
- conduction inverse (récupération avec meilleur
rendement),
- utilisation de la diode parasite en fonctionnement
direct (elle ne travaille pas en recouvrement inver
se),
- utilisation de la capacité drain-source.

Le fonctionnement du convertisseur est, dans une large mesure, indépendant des tolérances des composants, car l'amorçage des commutateurs est naturel. Les transistors MOS, grâce à la commutation naturelle, ne subissent pas de décharge violente de leurs capacités et la fiabilité s'en trouve considérablement accrue. Les commutations étant douces (commutateurs et diodes), les parasites de conduction et de rayonnement sont très réduits. Le condensateur C10 étant traversé soit par un courant sinusoidal, soit par une onde à transistors peu rapides, la constitution de celui-ci par la mise en parallèle de plusieurs condensateurs est facilitée (bon équilibrage dynamique des courants). Les éléments parasites des circuits (selfs et capacités parasites) ne sont pas gênants. Les effets pelliculaires dans les conducteurs sont réduits au minimum.Les circuits sont à constante localisée (pas de problèmes de temps de propagation). I1 y a utilisation optimum des composants magnétiques et industrialisation facile de ceux-ci. Ces montages permettent de construire des convertisseurs de très forte puissance. La protection contre les courts-circuits de la charge est naturelle. La dynamique de tension d'entrée et de tension de sortie peut être très importante. La dynamique de régulation est théoriquement infinie et continue. Le temps de réponse de la régulation de la tension de sortie peut être très bref et il n'y a pas d'introduction de composante continue dans le transformateur lors des régimes transitoires de celle-ci.

Les commutations étant douces et la fréquence de fonctionnement pouvant être très élevée, les cellules de filtrage sont légères. Pour l'ensemble des composants, les régimes transitoires étant peu sévères, la fiabilité est très nettement accrue. Le rendement est excellent, d'où réduction des volumes et possibilité d'hybridation des circuits. La possibilité de construire des convertisseurs multisources (c'est-à-dire fournissant plusieurs tensions de sortie régulées) est facilitée.

I1 doit être bien compris que d'autres variantes pourraient être utilisées et, en particulier, que l'on pourrait réaliser des montages travaillant en demi-onde, donc ne comportant, pour chacun des deux convertisseurs qui constituent le montage, qu'un seul transistor MOS. Par ailleurs, ces deux convertisseurs pourraient par exemple utiliser des commutateurs mixtes, comportant un MOS associé à un transistor bipolaire, de façon à permettre de monter en puissance.

Enfin, en supprimant le redressement à la sortie des montages, on obtiendrait évidemment un onduleur.

A la figure 4, on a représenté un circuit de commande dr- l'un des transistors MOS des figures 1 à 3 (chacun des autres étant évidemment associé à un circuit de commande identique). La borne 1 de ce circuit est reliée à la borne positive d'une source d'alimentation (+15v), la borne 4 à la masse de cette source, la borne 2 au drain D de Q2 (par exemple), la borne 3 à une horloge qui délivre les impulsions de commande à la fréquence souhaitée, la borne 5 à la source S de Q2' la borne 6 à la grille G de Q2.

Le montage comporte trois transistors bipolaires T1 à T3, un transistor MOS Q5 des diodes Dll à D14, des résistances R1 à R5, des condensateurs C12-C13, un bottier MN1 contenant quatre portes ET, et un bottier MN2 comportant quatre amplificateurs de courant.

La fonction du montage est de donner un ordre de conduction au transistor MOS Q2 à un instant tl défini par une impulsion d'horloge et de le bloquer à la fin t5 d'une demi-période d'horloge ; comme on l'a expliqué ci-dessus, le blocage est immédiat en t5, tandis que le déblocage effectif, à partir de l'instant tl, n'intervient qu'au bout d'un intervalle de temps t2-t3 après l'instant t2 où le montage donne l'autorisation de conduire à Q2, parce que la tension drain-source s'est annulée en passant à des valeurs négatives.

Tant que la tension de drain de Q2 est positive, la polarisation de la base de T1 (transmise par R1, D13), maintient
T1 en quasi saturation, si bien que son collecteur est au niveau logique bas. Le signal d'horloge, au niveau haut pendant toute la demi-période tl, t5, ne débloque donc pas les portes ET du boîtier MN1. Au passage par zéro de la tension de drain de Q2, la tension de base du transistor T1 tend rapidement à s'annuler et ce transistor se bloque. I1 en résulte la présence simultanée d'un niveau logique haut sur les entrées des portes ET (en parallèle entre elles), donc d'un courant (amplifié par MN2). Ce courant est transmis par le transistor T2 et la résistance R5 vers la grille de Q2 qui reçoit ainsi l'autorisation de conduction.Le transistor MOS Q5 empêche le basculement intempestif des portes ET jusqu'à l'instant t5 lorsque cette autorisation a été donnée.

En effet, dès que le niveau logique haut est apparu sur le collecteur de T1, ce niveau est maintenu, jusqu'à la fin du niveau haut d'horloge, par la conduction de Q5, dont la grille est soumise au niveau logique haut de sortie des portes ET.

A l'instant t5, le signal d'horloge passe au niveau bas à la borne 3 du circuit de la figure 4, si bien que la sortie des portes ET et des amplificateurs MN2 passe également au niveau bas. A ce moment, Q2 est instantanément bloqué. Les transistors T2 et T3 jouent le rôle d'un amplificateur de sortie du type push-pull.

La commande du transistor MOS Q1 des figures 1, 2 ou 3 s'effectue de la même façon. Toutefois, l'entrée d'horloge 3 reçoit un signal complémentaire de celui qui est appliqué à l'entrée 3 du montage de la figure 4.

Entre les instants tl et t5 définis ci-dessus, le transistor
MOS Q1 sera donc bloqué : il ne recevra son ordre de conduction qu'à l'instant t5 et se débloquera effectivement seulement au cours du cycle suivant, à un instant t'3 correspondant à t3. A l'instant tl2 (correspondant à t2), la tension drain-source de Q1 appliquée au point 2 devenant négative,
T1 se bloque et un niveau logique haut apparaît ainsi sur son collecteur et est transmis à 11 une des entrées des portes ET MN1.

A l'instant t'2, le signal d'horloge complémentaire, luimême au niveau logique haut, est transmis aux autres entrées des portes ET, qui deviennent passantes. Le reste du fonctionnement est identique à celui qui a été décrit ci-dessus.

Les transistors MOS Q3 et Q4 sont commandés par des montages identiques, mais avec des horloges déphasées par rapport à celles qui commandent Q1 et Q2. La réalisation des deux couples de signaux d'horloges complémentaires avec déphasage réglable en fonction d'une tension continue de réglage à partir d'un générateur d'horloge unique est à la portée de l'homme du métier.

Claims (3)

Revendications de brevet

1. Dispositif d'alimentation fournissant une tension continue ou alternative régulée, d'amplitude variable, à partir d'une source continue non stabilisée, comportant des commutateurs à transistors bipolaires et/ou MOS excitant des circuits réactifs pour fournir une tension périodique, caractérisé en ce qu'il associe, dans un montage différentiel, deux montages commutateurs identiques (Q1-Q2, L1-C1 à

C6 et Q3-Q4, L2-C3 à C8) qui travaillent en oscillateurs à onde entretenue à fréquence constante et des moyens de déphasage réglable entre les deux fréquences égales de commande de la commutation.

2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que lesdits oscillateurs comportent des transistors MOS de puissance (Q1-Q2 et Q3-Q4) mis en conduction par commutation naturelle, tandis que leur blocage est forcé, la grille (G) de chaque transistor MOS étant commandée par un circuit (figure 4) établissant le produit logique (portes MN1) entre l'état d'un signal d'horloge (borne 3) et celui de la tension drain-source (borne 2) dudit transistor

MOS et fournissant à ladite grille (G) une autorisation de conduction lorsque ladite tension est devenue négative.

3. Dispositif selon la revendication 2, caractérisé en ce que chaque montage commutateur comprend un premier et un second transistors MOS de puissance (Q1-Q2)' un premier et un second condensateurs (C1, respectivement

C2) connectés entre le drain et la source desdits transistors MOS et une self (L1) reliant le point commun aux deux condensateurs à un point à potentiel constant égal à la moitié de la tension d'alimentation.