FR2581197A1

FR2581197A1 - Procede et dispositif pour eliminer l'effet des signaux parasites lies a la commutation des voies de reception dans un radar a impulsions.

Info

Publication number: FR2581197A1
Application number: FR8214022A
Authority: FR
Inventors: Eric Demazure
Original assignee: Dassault Electronique SA
Current assignee: Thales SA
Priority date: 1982-08-11
Filing date: 1982-08-11
Publication date: 1986-10-31
Also published as: GB8321413D0; DE3328194C1; GB2461590A; FR2581197B1; GB2461590B

Abstract

DANS UN RADAR A IMPULSIONS COMPRENANT PLUSIEURS VOIES DE RECEPTION45 A 45 DES COMMUTATEURS46 SONT PREVUS POUR DEFINIR LES PORTES TEMPORELLES DE DISTANCE. CES COMMUTATEURS PRODUISENT DES IMPULSIONS PARASITES76 QUI RISQUENT DE SE SUPERPOSER AUX SIGNAUX UTILES72 LORSQU'ON FAIT VARIER LA FREQUENCE DE REPETITIONF POUR LEVER LES AMBIGUITES DE MESURE DE DISTANCE. ON ELIMINE CETTE DIFFICULTE EN MODULANT LES SIGNAUX TRANSPOSES EN FREQUENCE INTERMEDIAIRE PAR UN BRUIT AYANT UN SPECTRE RELATIVEMENT ETALE, EN AMONT DES COMMUTATEURS. ON DEMODULE EN AVAL DE CES DERNIERS LES SIGNAUX A FREQUENCE INTERMEDIAIRE A L'AIDE DU MEME SIGNAL DE BRUIT. LA LARGEUR DE BANDE DU SIGNAL DE BRUIT UTILISE EST SUFFISANTE POUR QUE LE NIVEAU DU SPECTRE ETALE DES PARASITES SOIT SUFFISAMMENT BAS POUR NE PAS GENER LA DETECTION DES SIGNAUX UTILES QUELLE QUE SOIT LA FREQUENCE DE REPETITION.

Description

Procédé et dispositif pour éliminer l'effet des signaux parasites liés a la commutation des voies de réception dans un radar à impulsions
L'invention est relative aux radars et notamment aux radars fonctionnant par émission d'impulsions hyperfréquence à intervalles répétés. Les impulsions d'échos captées en retour sont analysées à la fois sur le plan temporel et fréquentiel pour fournir des données relatives à la distance d'une cible à l'origine de chaque écho et à sa vitesse relative par rapport au radar.

Lorsque la fréquence de répétition ou de récurrence des impulsions émises est relativement élevée, eu égard à la distance de la cible, l'impulsion d'écho reçue immédiatement après l'émission d'une impulsion ne correspond pas à la rétrodiffusion de cette dernière mais à celle d'une impulsion émise plusieurs périodes auparavant. L'écart temporel séparant la réception d'un écho de l'instant d'émission immédiatement précédent ne fournit donc qu'une mesure ambiguë de la distance radar-cible. Un procédé bien connu pour lever l'ambiguité de cette mesure consiste à faire varier la fréquence de répétition, d'une façon qui peut être discontinue ou continue selon les procédés.

La modification de la fréquence de répétition des impulsions dans un radar fait surgir une difficulté. En effet, pour permettre d'analyser l'instant de réception de chaque écho par rapport au temps d'émission de l'impulsion immédiatement précédente, la période séparant l'émission de deux imulsions constitue un temps d'écoute subdivisé en intervalles ou portes temporelles successives, La détection d'un écho dans une porte temporelle déterminée fournit donc une. indication de l'écart entre l'instant de réception de cet écho et l'instant d'émission de l'imulsion immédiatement précédente. Le découpage du temps d'écoute en portes temporelles s'effectue par commutations étagées dans le temps de voies de réception respectives dans les circuits de réception du radar de commutation.A cet-effet, chaque voie de réception, comprend un circuit de commutation qui permet d'admettre dans cette voie les signaux reçus pendant une fraction déterminée du temps d'écoute. Le fonctionnement de ce circuit se traduit donc, au cours des périodes d'écoute successives, par une succession de fermetures et d'ouvertures à la fréquence de répétition.

Le fonctionnement de tels commutateurs est la source de signaux parasites à la fréquence de répétition et à ses fréquences harmoniques. Ces signaux parasites résultent d'une part des signaux de commande des commutateurs eux-mêmes (en général des circuits statiques tels que des diodes) et, d'autre part des capacités et selfs de fuite qui réagissent aux transitions brutales d'ouverture et de fermeture des voies de réception respectives.

Il est essentiel que les signaux d'échos utiles, et en particulier les signaux dont la fréquence est décalée par rapport à la fréquence d'émission (Doppler non nul) puissent être détectés avec précision dans les voies de réception (portqrdistance) correspondantes. En conséquence, il est classique d'agencer des circuits de réception du radar de telle façon que les signaux utiles, ét notamment les signaux correspondant à- un Doppler non nul, tombent, après transposition, entre les raies harmoniques de la fréquence de répétition. Un moyen classique d'y parvenir consiste à faire coincider la fréquence intermédiaire, autour de laquelle sont transposées les échos hyperfréquence reçusen vue de leur amplification et de leur traitement, avec un multiple de la fréquence de répétition.

Cependant, cette technique ne peut plus être utilisée lorsque la fréquence de répétition varie, et cela notamment lorsqu'on provoque cette variation pour lever les ambiguïtés de distance et/ou de vitesse.

Pour tenter de résoudre ce problème, on a déjà proposé, par exemple dans la Demande de brevet français No 81 11267 déposée le 20 mai 1981 au nom de ELECTRONIQUE MARCEL DASSAULT, d'effectuer, pour chaque voie de réception, deux doubles commutations définissant deux fenêtres temporelles dans chaque intervalle d'écoute. L'intervalle de temps séparant les deux fenêtres est choisi de manière que les signaux parasites résultant de ces commutations soient en opposition de phase.

Ils tendent alors à s'annuler d'eux-mêmes, ne laissant subsister que le signal utile, s'il est présent dans la voie de réception considérée.

Cette technique, si elle est efficace, nécessite cependant des synchronisations de grande précision, notamment si le rang de l'harmonique de la fréquence de répétition considérée est élevé. Il en résulte une certaine complexité technique et l'obligation de recourir à des horloges à quartz ex tremement précises, dont l'emploi n'est pas toujours aisé dans certains matériels ou des réalisations relativement simples, rustiques et d'un coût raisonnable sont désirables.

En conséquence, le but poursuivi par l'invention est de fournir un moyen qui permette d'éviter que les signaux parasites dus à la commutation des voies de réception d'un radar à impulsions ne risquent de troubler la détection des échos, et cela en particulier lorsque la fréquence de répétition des impulsions est variable.

A cet égard, l'invention a pour objet un procédé du type dans lequel on reçoit un signal d'impulsions hyperfréquence que l'on transpose à une fréquence intermédiaire et on découpe le signal transposé pour ne recueillir qu'une portion de ce signal correspondant notamment à une porte temporelle ou porte-distance dans au moins une voie de réception respectine.Ce procédé est caractérisé en ce qu'on module le signal à la fréquence intermédiaire par un signal de bruit ayant une bande étalée, par exemple un signal aléatoire, avant le découpage et on démodule les signaux issus du découpage à l'aide du meme signal de bruit, de façon telle que la forme spectrale des signaux utiles soit pratiquement restituée tandis que le spectre des signaux parasites induits par le découpage est étalé à un niveau faible par rapport à celui des signaux utiles ainsi restitués.

Ainsi, les signaux utiles sont successivement modulés et démodulés par le signal de bruit à bande relativement large.

En conséquence, à l'issue de ces deux opérations, la forme de leur spectre est relativement peu affectée. Au contraire, les parasites engendrés par le découpage subissent seulement 1-' une de ces modulations. Celle-ci a pour effet d'étaler leur spectre. La puissance totale des signauxpar ites restant constante, cet étalement de leur spectre s'accompagne d'une diminution de leur amplitude dans une mesure correspondant à la largeur de ce spectre d'étalement, et à la bande de traitement des signaux en aval. Des signaux harmoniques purs sont traités dans la bande de réception. Par contre, lorsqu'ils sont modulés l'énergie moyenne est étalée, la partie restante étant atténuée dans le rapport "bande de modulation sur bande de traitement". Le rapport peut atteindre des valeurs de l'ordre de 30 dB.

La largeur spectrale du signal de bruit utilisé pour la modulation est avantageusement inférieure à la fréquence de répétition des impulsions. Elle peut être environ égale à la moitié de cette fréquence. Cette valeur a permis d'obtenir des résultats très satisfaisants, les signaux utiles étant restitués à des niveaux correspondant sensiblement à leur niveau initial tandis que le niveau des signaux parasites ainsi étalés se trouve confondu avec celui du bruit thermique affectant normalement le fonctionnement des circuits de réception du radar.

L'invention vise également un dispositif permettant de mettre en oeuvre le procédé qui vient d'être évoqué. A cet égard, les signaux à fréquence intermédiaire, qui sont transmis par les moyens de commutation d'une ou plusieurs voies de réception vers des moyens de filtrage correspondants, sont modulés à l'aide d'un signal à bande relativement étalée en amont des moyens de commutation. Ils sont démodulés dans chaque voie de réception avant d'être admis à l'entrée des moyens de filtrage respectifs.

Le signal à bande relativement étalée est avantageusement produit par une source de bruit aléatoire alimentant conjointement des circuits de modulation et de démodulation respectifs. Selon un mode de réalisation préféré, le signal de modulation à bande étalée est superposé au signal d'oscillateur local utilisé pour effectuer la transposition en fréquence intermédiaire des signaux hyperfréquence reçus. Le signal de démodulation est avantageusement lui-même superposé à un deuxième signal d'oscillateur local utilisé pour effectuer une deuxième transposition de fréquence des signaux dans chaque voie de réception avant leur admission aux moyens de filtrage.

D'autres explications sont données ci-après à l'occasion de la description, faite à titre non limitatif, d'un mode de réalisation, en référence aux dessins annexés sur lesquels - la figure 1 est un schéma-bloc d'un radar mettant en oeuvre 1' invention; - les figures 2A et 2B sont un diagramme des signaux illustrant les explications du fonctionnement de ce radar.

Un radar 10 (figure 1) comprend une antenne 12 reliée à un duplexeur 14 propre à transmettre à l'antenne 12 des signaux hyperfréquence en provenance d'un émetteur 16 piloté, à une fréquence Fg (par exemple de plusieurs gigahertz), par une source pilote 18. L'émetteur est commandé par un circuit de synchronisation 20 pendant des intervalles de temps correspondant à l'émission d'impulsions à la fréquence Fg, à une fréquence dite "fréquence de répétitiqn" fR (ligne de commande 22).

Les impulsions d'échos captées par l'antenne 12 sont également transmises à travers le duplexeur 14 à un mélangeur 24 (entrée 23) qui reçoit sur son entrée 25 un signal d'oscillateur local de fréquence Fg + F1, et effectue une transposition de fréquence supradyne. Le signal sur l'entrée 25 est fourni par un transposeur à bande latérale unique (BLU 28) dont une entrée 29 est alimentée par la fréquence d'émission Fg et l'autre entrée 30 reçoit la fréquence de sortie F1 d'un oscillateur 32 dont la fréquence varie dans une bande qui, dans cet exemple, peut s'étendre de -125 KHz à +125 KHz autour d'une fréquence nominale F. de 500 MHz.

L'oscillateur 32 est constitué par un varactor, comportant une capacité variable électroniquement sous l'effet d'une commande'à son entrée 33 sous la forme d'un signal aléatoire. Celui-ci est dérivé d'un générateur de bruit blanc numérique 34 ou générateur pseudoaléatoire dont la fré quence de sortie vidéo fa varie dans une bande de O à 125
a
KHz avec un spectre plat. Le signal de sortie de ce générateur est transmis à l'entrée 33 à travers un circuit de dérivation 36 tel qu'un condensateur, de façon à transformer le spectre du signal aléatoire appliqué à l'oscillateur 32 en un spectre à pente ascendante. L'oscillateur 32 est ainsi vobulé aléatoirement avec un indice de modu lation QFF qui reste sensiblement constant.Le signal d'os
F cillateur vobulé aléatoirement 32 est appliqué, outre l'entrée 30 du BLU 28, à une entrée 38 d'un mélangeur 40 dont
l'autre entrée 42 est alimentée par les signaux de sortie FVoe d'un
oscillateur à fréquence variable 46 dont le tle sera précisé ci-après.

Le mélangeur 24 pour la transposition des impulsions d'échos hyperfré
quence reçues sur son entrée 23 transit des signaux centrés sur une
fréquence de 500 MHz dans cet exemple, à un amplificateur de fréquence
intermédiaire 44. La sortie de ce dernier est connectée aux entrées
respectives de n voies paralleles de traitement ou de réception-distan-
ce 451 à 45n.Ces voies sont constituées de façon identique et seule
la voie 45i est décrite ciapres. Elle comprend un carrnutateur de dé
coupage 46 qui est oentnandé par le circuit de synchronisation 20 à la
fréquence de répétition fR par une ligne 47. Ce xTmutateur ferre et ouvre le passage des signaux vers l'entrée 49 d'un filtre 48. Le rôle de
oe filtre est classique dans les circuits de traitement des signaux ra
dar à la fréquence intermédiaire. Il est suffisant pour passer les impur
sions reçues mais élimine les possibilités de repliement d'image et
une partie des signaux parasites et du bruit affectant chacune des
voies de réception.

A la sortie du filtre 48, les signaux passent dans un nouveau disposi
tif de transposition en fréquence 50 , dont les signaux de sortie 51 sont à une fréquence relativement basse, ici par exemple une vingtaine de MHz et appliqués à l'entrée 52 d'un circuit de pré-filtrage Doppler 53, lui- même connecté à une batterie de filtres Doppler 55 (entrées 541 à 54m) La sortie 56 du filtre 53 est également oennectée, dans une réalisation pour la poursuite d'une cible telle que représentéeàla figure 1, à une porte-vitesse 58 constituée par un discriminateur dont la sortie produit une tension variant avec le Doppler correspondant à la vitesse de la cible. Cette sortie 59 est reliée à l'entrée de mande de tension 60 l'oscillateur à tension camandée 46, lequel produit en conséquence à sa sortie le signal FVOO proportionnel à la vitesse detectée. Les signaux de sortie du mélangeur 40 sont appliqués à travers un filtre de bande passante 62 dont les caractéristiques sont choisies en fonction des caractéristiques du filtre de
bande passante 48, comme il sera expliqué, ci-après,à la deuxième entrée 63 du mélangeur 50 pour lui fournir un signal d'oscillateur local infradyne de fréquence F1-FCVO,
En raison de la boucle contenant la porte-vitesse 58 et le
VCO de poursuite en fréquence 46, la fréquence à la sortie 51 du mélangeur 50 est maintenue par asservissement sensiblement au centre de la bande du circuit de filtrage Doppler 53.

On a représenté en 70 le spectre de la raie principale de l'impulsion hyperfréquence reçue par l'antenne et transmise sous la forme d'une impulsion 72 par le duplexeur 14 au transposeur 24. En raison de l'étalement de la fréquence de transposition F1 sur une bande d'environ 250 KHz dans cet exemple, le spectre de llimpulsion å fréquence intermédiaire 74 correspondant à l'impulsion 72 est étalé comme représenté sur la figure 1. L'impulsion 74 est transmise sur l'une des voies de réception 451 à 45 par le commuta
n teur respectif 46. La durée de fermeture de celui-ci est égale à la durée d'une impulsion émise. Le nombre de voies de réception n est tel que, les fermetures des commutateurs 46 étant décalées, le temps de fermeture combiné de ces commutateurs couvre l'intervalle entre deux impulsions émises, ou intervalle d'écoute.Ainsi, les signaux issus de la sortie de l'amplificateur 44 sont nécessairement transmis å l'une des voies 451 à 45 . La fréquence d'ou
n verture et de fermeture des commutateurs 46 est égale à
Sur chaque voie de réception, les ouvertures et fermetures de commutateurs se traduisent par des impulsions parasites telles que 76 qui résultent à la fois de l'impulsion de commande proprement dite du commutateur et des transitoires d'ouverture et de coupure dus aux éléments du fuite ou capacités parasites.

On a cherché dans la pratique à améliorer le fonctionnement de tels commutateurs, de manière à diminuer les signaux parasites tels que 76 à des niveaux où ils ne risquent pas de gêner la détection des impulsions transposées en fré quence intermédiaire et correspondant à des échos utiles.

Toutefois, les tentatives pour y parvenir, impliquent des dispositions relativement complexes et coûteuses sans permettre d'obtenir des résultats véritablement satisfaisants.

L'invention permet de s'affranchir des signaux parasites tels que76 produits par des circuits de commutation classiques dans ce domaine et de type couramment disponibles.

Ces impulsions peuvent atteindre des niveaux suffisamment élevés pour que, si elles coïncident avec le spectre de fréquence d'une impulsion utile, cette dernière soit mas quée.

Les impulsions 76 et 74 sont transmises à travers le filtre 48 à l'entrée de l'étage de transposition de fréquence 50.

Celui-ci reçoit, sur son entrée d'oscillateur local 63, un signal F1-FCVO à spectre étalé de façon identique à celui de l'entrée 25 du transposeur 24. Toutefois, le montage étant infradyne, l'application de la fréquence F1 aux signaux d'entrée du mélangeur 50 se traduit par une démodulation en fréquence du signal à spectre étalé 74 en même temps qu'une transposition à FCVO. Un spectre 78 est restitué à la sortie du mélangeur 50, dont la forme correspondant à celle du spectre de l'écho utile 72 recueilli à 1' origine. Au contraire le spectre de l'impulsion parasite 76 est étalé par l'opération d'hétérodynage. L'énergie de l'impulsion parasite étant donnée son amplitude s'affaiblit dans la mesure de l'étalement de son spectre pour fournir une forme de spectre étalé 80 représentée schématiquement sur la figure 1.Malgré le recouvrement en fréquence des spectres des impulsions régénérées 78 et de l'impulsion parasite 80, la première est aisément détectable par rapport à la seconde.

Les opérations de filtrage subséquentes permettent la localisation en fréquence de l'impulsion 78 et l'asservissement convenable de la boucle de poursuite formée autour du VCO de poursuite 46.

Les caractéristiques du filtre 62 sont choisies de telle façon que le temps de transit,à travers ce filtre,du signal modulé par le bruit aléatoire jusqu'au mélangeur 50 soit égal à celui des signaux à fréquence intermédiaire modulé par ce bruit et transmis par le filtre 48. Cette condition est nécessaire à la régénération avec la plus grande pureté possible du signal utile.

Sur la figure 2A, on a représenté le spectre de raies parasites décalées de f R et résultant de la fréquence de commutation du circuit 46 (raies 90-1, 90-2, 90-3,..90-n).

Les amplitudes des signaux parasites sont éxagérées sur cette figure pour faciliter l'explication. On a représenté également des impulsions utiles résultant d'échos de cible 921, 922, 923. Ces impulsions sont également séparées d'une valeur de fréquence f R en raison du caractère répétitif de l'émission des impulsions, lequel peut se traduire par une ambiguïté en distance. Le spectre de la figure 2A peut être obtenu à l'entrée du circuit de filtrage Doppler 53 si l'on supprime le générateur de bruit 34. La fréquence intermédiaire F1 est alors stable et égale à Fi et les impulsions sont transmises par le transposeur 24 sans modification de la largeur de leur spectre.Cependant, si lton fait varier la fréquence de répétition fR, notamment pour lever une ambigulte de distance,-et cela par une commande appropriée 100 du circuit de synchronisation 20-, la position des dents du peigne 90-1 à 90-n va se déplacer, au point de pouvoir venir coincider avec les impulsions 92-1 à 92-3 et de les masquer.

La figure 2B représente le spectre réellement obtenu à l'entrée du filtre 53. Les impulsions 92-1 à 92-3 sont toujours présentes. Les raies parasites 90-1 à 90-n sont étalées en fréquence et littéralement "aplaties" pour former un spectre équivalent à celui d'un bruit 95, sensiblement continu en fréquence.

Pour obtenir un résultat efficace, il convient que la largeur de l'étalement spectral créée par l'addition, en modulation et en démodulation, du signal aléatoire, soit du meme ordre de grandeur que la fréquence de répétition et en fait de préférence inférieure à celle-ci. Une valeur voisine de la moitié de la fréquence de récurrence s'est avérée convenable pour produire un spectre étalé tel que 95 qui, après le passage des circuits de filtrage 53 et 55, est d'un niveau du même ordre de grandeur que le bruit therthermique.

Ainsi, dans un exemple, où l'on fait varier la fréquence de récurrence entre 300 et 600 KHz, on obtient des résul- tats satisfaisants avec une largeur de bande du signal F1 d'environ 250 KHz. Aucune disposition constructive spéciale n'est plus nécessaire pour caler le spectre des impulsions utiles par rapport à celui des signaux parasites de commutation.

Le système fonctionne aussi bien dans les systèmes dits àbasse fréquence de répétition dans lesquels l'ambiguité entachant les mesures affecte essentiellement la vitesse que dans des mesures à moyenne et haute fréquence de répétition qui font apparaître des ambiguités de distance. I1 est particulièrement efficace avec des systèmes à variation continue de la fréquence de répétition.

Bien entendu, on peut intervertir les fonctions d'hétérodynage infradyne et supradyne des signaux d'oscillateur local appliqués aux mélangeurs 24 et 50.

Claims

Revendications

1 - Procédé pour éliminer l'effet des signaux parasites liés à la commutation des voies de réception d'un radar à impulsions, dans lequel on reçoit des impulsions hyperfréquence (72), que l'on transpose à une fréquenoeintermé- diaire (Fi) et on découpe le signal transposé pour recueillir au moins une portion de ce signal correspondant à une porte temporelle respective, caractérisé en ce qu'on module le signal à la fréquence intermédiaire (F.) par un signal de bruit (fa) ayant une bande de fréquence relativement étalée, avant le découpage, et on démodule le signal issu du découpage à l'aide du même signal. de bruit, de façon telle que la forme spectrale des signaux utiles (78) soit restituée, tandis que les signaux parasites (76) provoqués par le découpage ont un spectre de fréquence (80) étalé dont le niveau est négligeable par rapport à celui des signaux à spectre restitué (78).

2 - Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que la largeur de bande du bruit de modulation est inférieure à la fréquence de répétition des impulsions.

3 - Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce que la largeur de bande du bruit de modulation est environ égale à la moitié de la fréquence de répétition des impulsions 4 - Procédé selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que les impulsions reçues correspondent à des échos d'impulsions émises par le radar à une fréquence de répétition (fR) variable.

5 - Dispositif pour éliminer l'effet des signaux parasites dus à la commutation des voies de réception (451 à 45n) d'un radar à impulsions, du type comprenant des moyens (24) pour transposer en fréquence intermédiaire les signaux d'impulsions hyperfréquence reçus, des moyens de commutation (46) d'au moins une voie de réception des signaux à fréquence intermédiaire et des moyens (53) de filtrage des signaux reçus dans cette voie de réception, caractérisé par des moyens (32,28) pour moduler les signaux à fréquence intermédiaire (74) à laide d'un signal à bande relativement étalée en amont desdits moyens de commutation, des moyens (32,40,50) en aval desdits moyens de commutation G pour démoduler les signaux admis à l'entrée (52) desdits moyens de filtrage (53) à laide du même signal à bande étalée, de façon à restituer la forme spectrale des signaux reçus dans ladite voie de réception tout en étalant le spectre des signaux parasites créés par la commutation.

6 - Dispositif selon la revendication 5, caractérisé en ce - que ledit signal à bande relativement étalée est produit par une source de bruit aléatoire ou pseudo-aléatoire (34).

7 - Dispositf selon l'une des revendications 5 ou 6, carac térisé en ce que le signal de modulation à bande étalée (fA)

A est superposé au signal d'oscillateur local à l'entrée (25) desdits moyens de transposition (24) à fréquence intermEEaire.

8 - Dispositif selon l'une des revendications 5 à 7, caractérisé en ce que le signal de démodulation (F1) est superposé à un signal d'oscillateur local (FVCO) d'un moyen d'abaissement de fréquence (40,50) des signaux transmis dans ladite voie de réception auxdits moyens de filtrage (53).

9 - Dispositif selon l'une des revendications 5 à 8, caractérisé en ce que le signal à bande étalée est combiné par hétérodynage supradyne avec les signaux hyperfréquence pour produire les signaux à fréquence intermédiaire modulés et par hétérodynage infradyne avec les signaux à fréquence intermédiaire pour produire des signaux basse fréquence ou vice-versa.

10 - Dispositif selon l'une des revendications 5 à 9, caractérisé par une source de signal à bande étalée (32) commune pour lesdits moyens de modulation et de démodulation, un moyen (48) de filtrage des signaux à fréquence intermédiaire en aval desdits moyens de découpage, et un moyen de filtrage (62) entre ladite source (32) et lesdits moyens de démodulation (50), dont le temps de transit est ajusté en fonction du temps de transit des signaux à fréquence intermédiaire à travers ledit premier moyen de filtrage (48).

11.- Dispositif selon l'une des revendications 5 à 10, caractérisé en ce que la source de signal comprend un générateur (32) à fréquence nominale (F.) correspondant à la fréquence intermédiaire du radar et dont la fréquence peut varier de part et d'autre de cette valeur en réponse à un générateur de bruit (32,36) dont le spectre de fréquence est adapté à maintenir pratiquemment stable l'indice de modulation de la fréquence de sortie (F]) du générateur (32)

12.- Dispositif selon l'une des revendications 5 à 11, caractérisé par une source de signaux de fréquence intermédiaire (F1) vobulée par un générateur de signal à bande étalée (34), qui est combinée d'une part à la fréquence d'émission (Fo) pour produire un signal d'oscillateur local à une entrée t25) d'un moyen de transposition des signaux reçus à la fréquence intermédiaire (24) et d'autre part au signal de sortie d'un générateur à fréquence variable (46) pour la transposition des signaux admis auxdits moyens de filtrage (53) dans la voie de réception respective, la fréquence du générateur à fréquence variable (46) étant contrôlée pour maintenir les signaux transposés dans la bande passante desdits moyens de filtrage (53).